JP6755790B2 - レーダ装置及びそのレーダ信号処理方法 - Google Patents

Description

本実施形態は、目標の距離、速度を算出するレーダ装置及びそのレーダ信号処理方法に関する。

被探知性を低下させるＬＰＩ（Low Probability of Intercept）レーダ装置として、パルス毎に符号化を行い、参照信号を用いてレンジ圧縮するレーダ方式がある（非特許文献１参照）。但し、この方式は、目標速度によるドップラ成分を補正しないと正しく圧縮されず、目標速度が不明の場合に圧縮ロスが発生する。このため、速度の探索法による参照信号の補正が必要であり、処理規模が増える問題があった。符号化を用いずに、単パルス列により目標速度を観測し、その観測結果を用いて符号化コ−ドによる送受信信号の参照信号を補正する手法も考えられるが、単パルス列ではＬＰＩ性が低いという問題があった。

符号化レーダ、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.278-280(1996) 符号コード（Ｍ系列）発生方式、M.I.Skolnik, Introduction to radar systems, pp.429-430, McGRAW-HILL(1980) ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、西村、ディジタル信号処理による通信システム設計、ＣＱ出版社、pp.222-226(2006) ＳＳ（Spread Spectrum）変調、丸林、スペクトル拡散通信とその応用、電子情報通信学会編、pp.1-18(1998） ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）処理、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.87-89(1996) ＭＩＭＯ（Multiple-Input and Multiple-Output）、JIAN LI, PETER STOICA, ‘MIMO RADAR SIGNAL PROCESSING’, WILEY, pp.1-5(2009) 位相によるパターン成形、Robert C. Voges,‘Phase Optimization of Antenna Array Gain with Constrained Amplitude Excitation’，IEEE Trans. Antennas & Propagation, AP-20,No.4,pp.432-436,(1972)

以上述べたように、ＬＰＩ性を得るために符号化方式を採用したレーダ装置では、目標速度が不明の場合にレンジ圧縮を行うと、圧縮ロスが発生する故、目標速度の探索法による参照信号の補正が必要であり、処理規模が増えるという問題があった。単パルス列による目標速度の観測結果から符号化コ−ドによる送受信信号の参照信号を補正する手法ではＬＰＩ性が低いという問題があった。

本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、ＬＰＩ性を確保しつつ目標の速度及び距離を観測することのできるレーダ装置及びそのレーダ信号処理方法を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本実施形態によれば、符号化またはランダム信号によって変調したパルス列を用いるレーダ装置において、観測時間軸をＣＷ（Continuous Wave）期間とレンジング期間に分割し、前記ＣＷ期間においてＭcw（Ｍcw≧２）チップをＭcwall（Ｍcwall≧２）回繰り返す信号により変調したパルス列の信号を送信し、前記レンジング期間において、Ｍrng（Ｍrng≧２）チップにより変調したパルス列の信号を送信し、前記ＣＷ期間及びレンジング期間それぞれで前記目標から反射されるパルス列の信号を受信し、前記ＣＷ期間の受信信号を用いて前記目標の速度を算出し、算出された目標の速度により参照信号を補正し、前記レンジング期間の受信信号を前記補正した参照信号を用いてレンジ圧縮して前記目標の距離を算出する。すなわち、ＣＷ期間もレンジング期間も符号化を用いて、速度を算出した後、参照信号を速度で補正してレンジ圧縮するようにしているので、ＬＰＩ性を確保しつつ、目標の速度及び距離を観測することができる。

第１の実施形態に係るレーダ装置の概略構成を示すブロック図。 第１の実施形態において、送信パルスのタイミングと各送信パルスの変調符号例を示すタイミング図。 第１の実施形態において、相関処理後の受信信号を示すタイミング図。 第１の実施形態において、ＰＲＩ内のレンジセル毎にＰＲＩ間のＦＦＴを行った場合のレンジ−ドップラデータを得る様子を示す概念図。 第２の実施形態に係るレーダ装置の概略構成を示すブロック図。 第２の実施形態において、送信信号の変調パルスと拡散符号の一例を示す図。 第２の実施形態において、送信信号、受信信号、ドップラ抽出結果を示す図。 第３の実施形態に係るレーダ装置の概略構成を示すブロック図。 第３の実施形態において、送信信号の変調パルスと拡散符号の一例を示す図。 第３の実施形態において、送信信号、受信信号、ドップラ抽出結果を示す図。 第４の実施形態に係るレーダ装置の概略構成を示すブロック図。 第４の実施形態において、搭載用レーダの場合の座標系を示す図。 第４の実施形態において、速度フィルタでクラッタを抑圧する様子を示す図。 第５の実施形態において、送信系統の構成を示すブロック図。 第５の実施形態において、受信系統の構成を示すブロック図。 第５の実施形態において、ＭＩＭＯの概念系統を示す図。 第５の実施形態において、搭載用レーダの場合の座標系を示す図。 第５の実施形態において、サブアレイ間の送信位相を疑似ランダムとし、特定の方向に送信ビームを形成しない方式の概要を示す図。 第５の実施形態において、送信ビームを目標方向等の所定の方向にヌルを向ける方式の概要を示す図。

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。

（第１の実施形態）
図１乃至図４を参照して、第１の実施形態に係るレーダ装置を説明する。

図１は第１の実施形態に係るレーダ装置の概略構成を示すブロック図、図２は同実施形態の送信パルスのタイミングと各送信パルスの変調符号例を示すタイミング図、図３は同実施形態の相関処理後の受信信号を示すタイミング図、図４はＰＲＩ内のレンジセル毎にＰＲＩ間のＦＦＴを行った場合のレンジ−ドップラデータを得る様子を示す概念図である。

本実施形態に係るレーダ装置は、図１に示すように、複数のアンテナ素子により送受信ビームを形成するアンテナ１と、アンテナ１を通じて送信信号を送出し、目標からの反射信号を受信する送受信器２と、送受信器２で得られた受信信号から目標の速度、距離を観測する信号処理器３とを備える。

上記送受信器２は、送受信部２１、周波数変換部２２、ＡＤ変換部２３、変調部２４、制御部２５を備える。変調部２４は、制御部２５で生成される符号化コードで送信パルス列を変調する。送受信部２１は、アンテナ１の複数のアンテナ素子によって形成される送信ビームを通じて、変調された送信パルスを目標に向けて送出し、アンテナ１の各アンテナ素子で捕捉した目標からの反射信号を合成して受信検波する。周波数変換部２２は、送受信部２１の受信信号をベースバンドに変換する。ＡＤ変換部２３は、ベースバンドの受信信号をディジタル信号に変換して、受信データとして信号処理器３に出力する。

上記信号処理器３は、ＣＷ期間速度出力部３１、レンジ圧縮処理部３２、参照信号生成部３３、ＣＦＡＲ処理部３４、距離抽出部３５を備える。ＣＷ期間速度出力部３１は、パルス列処理期間をＣＷ期間とレンジング期間に分割し、ＣＷ期間で目標速度を算出する。レンジ圧縮処理部３２は、参照信号生成部３３で生成される参照信号を用いてレンジ圧縮を行う。ＣＦＡＲ処理部３４は、レンジ圧縮信号についてスレッショルド検出を行う。距離抽出部３５は、スレッショルド検出された信号の時間軸を距離軸に変換することで目標距離を抽出する。

上記構成において、本実施形態のレーダ装置は、パルス列処理期間をＣＷ期間とレンジング期間に分割し、ＣＷ期間で目標速度を算出する。一方、参照信号を用いてレンジ圧縮を行い、スレッショルド検出を行った後、時間軸を距離軸に変換することで目標距離を抽出する。この際、レンジング期間で目標速度を用いて圧縮のための参照信号を補正する。

図２（ａ）は上記送受信器２で生成される送信パルスのタイミング例を示し、図２（ｂ）は各送信パルスの変調符号例（図では拡散符号）を示している。ここでは、パルス列として、ＣＷ期間とレンジング期間に分割し、ＣＷ期間で目標速度を算出し、レンジング期間で目標速度を用いて圧縮のための参照信号を補正して測距する。図２では、一例として単パルス送信の場合を示しているが、他の手法でもよい。

単パルス列の場合は、各パルス単位で符号変調を行う。まず、ＣＷ期間ではドップラを観測する必要があり、図２に示すように、Ｍcwチップの符号を用いてＭcw×Ｍall個のパルスをＭcwチップずつ同一の符号で変調し、Ｍcwall回繰り返す。ＨＰＲＦの場合のレンジング期間では、Ｍrngチップの符号を用いて、Ｍrng個のパルスを符号変調する。

符号化の方式としては、ＳＳ変調（非特許文献４）が考えられる。具体的には、例えばＭ系列コード（非特許文献２）がある（他のコードでもよい）。この符号化の中には、±１内の小数を含むランダム信号（ノイズ）も含まれるものとする。また、ランダム信号としては、位相をランダムにすることであり、例えば周波数を変えて変調（周波数ホッピング）する方式も含まれる。この場合は、ローカル信号は同一にして、ローカル信号からの周波数を変化させれば、コヒーレント性を確保して周波数を変化させることができる。この信号符号列を用いて、次式に示すように、信号位相を変化させて、送信用信号を生成する。

上記はＢＰＳＫ（Binary Phase shift Keying、非特許文献３参照）の場合であるが、他の位相変調方式でもよい。

上記送受信器２では、制御部２５によりパルス列を符号コードによりパルス変調し、送受信部２１及びアンテナ１を通じて送受信した信号を周波数変換し、ＡＤ変換によりディジタル信号に変換する。この受信信号の様子を図３に示す。図３において、（ａ）は送信パルス列の送信タイミングを示し、（ｂ）は受信信号のドップラ観測結果、（ｃ）はレンジ観測結果を示している。ここで、各受信パルスの受信信号は次式で与えられる。

この受信パルス列は、前述したようにＭcwチップの信号がＭcwall回繰り返したパルス列である。このＭcwチップの信号を抽出するために、ＣＷ期間において相関処理を行う。相関処理のための参照信号は、次式で与えられる。

参照信号を受信信号長と合わせるために、ゼロ埋めを行う。

これより、参照信号の周波数軸信号は次式となる。

一方、受信信号をＦＦＴ処理すると次式に示すようになる。

相関処理は周波数軸の乗算を逆ＦＦＴして、次式となる。

この相関処理後の受信信号は、図３に示すように、Ｍcwチップ毎に積分した結果に相当し、ＭcwチップによるＰＲＩ（単パルス単位のパルス繰り返し周期のＭcw倍）周期で、Ｍcwall個のピークが現れる。このＭall個の信号をＦＦＴ処理すれば、ドップラ信号を検出することができる。このために、図４（ａ）に示すようにＰＲＩ内のレンジセル（Ｐセル）毎に、ＰＲＩ間（slow-time軸）のＦＦＴを行い、図４（ｂ）に示すように目標のレンジ−ドップラデータを得る。この目標信号をＣＦＡＲ（非特許文献５参照）等より抽出して、速度を出力することができる。目標が複数の場合、複数目標の速度を得ることができる。

次に、レンジング期間の信号を用いて相関処理をするための基準参照信号を生成する。基準参照信号としては、ＣＷ期間で出力した目標速度を用いる。

設定した基準参照信号長はＭrngであり、レンジ圧縮処理（相関処理）のために符号長（Mrng）をレンジング期間（図２）にするために、ゼロ埋めしたものを参照信号とする。

この参照信号と入力信号との相関を算出するために、参照信号をＦＦＴ処理する。

一方、レンジング期間の受信信号は次式で表すことができる。

受信信号は次式によりＦＦＴ処理される。

レンジ圧縮処理（相関処理）は周波数軸の乗算結果を次式のように逆ＦＦＴ処理する。

この様子を図３に示す。目標距離は、srng(t)をＣＦＡＲ等によりスレショルド検出して、距離抽出において時間軸を距離軸に変換すれば算出することができる。速度については、ＣＷ期間のデータにより算出した結果を出力する。

以上のように、本実施形態に係るレーダ装置は、符号化またはランダム信号（ノイズ）による変調パルスとして、チップ長１の符号化またはランダム信号による変調を用いた単パルスの信号を用いて、観測時間軸をＣＷ期間とレンジング期間に分割し、ＣＷ期間においてＭcw（Ｍcw≧１）チップをＭcwall回繰り返す信号により変調したパルス列による送信信号を送信し、目標からの反射を受信した信号を用いて速度を算出し、レンジング期間において、Ｍrngチップにより変調した信号を送信し、目標からの反射を受信した信号と観測速度により補正した参照信号を用いて、レンジ圧縮して距離を出力する。すなわち、ＣＷ期間もレンジング期間も符号化を用い、速度を算出後、参照信号を速度で補正してレンジ圧縮するため、ＬＰＩ性を確保しつつ、目標の速度及び距離を観測することができる。

（第２の実施形態）
図５乃至図７を参照して、第２の実施形態に係るレーダ装置を説明する。図５に全体の系統を示し、図６（ａ），（ｂ）に送信信号の変調パルスと拡散符号の一例を示し、図７（ａ），（ｂ），（ｃ）にそれぞれ送信信号、受信信号、ドップラ抽出結果を示す。
第１の実施形態では、観測時間をＣＷ期間とレンジング期間に分けて、ＣＷ期間で目標速度を算出し、レンジング期間において、目標速度により補正した参照信号を用いてレンジ圧縮して目標距離を出力する手法について、単パルスを用いる場合について説明した。この場合、レンジング期間も比較的繰り返し周期（ＰＲＦ）の高い送信信号になるため、遠距離においても送信ブラインドによる目標非検知が発生する場合がある。この対策のため、本実施形態では、図５に示すように、変調部２４ａ、制御部２５ａにおいて、単パルスと長パルスの混合パルスを用いる場合について述べる。

ＣＷ期間は、第１の実施形態と同様である。レンジング期間では、所定のパルス幅のパルスを複数送信する。この場合の分割したパルスのチップ長をＭrngとすると、パルス列全体のＭrngのＭ系列の信号を生成し、それをパルス長で分割して、順に変調する。このため、各パルスでは符号が異なることになる。

図７に示すように、ＣＷ期間の速度により補正した参照信号を用いて、パルス列全体に渡る相関処理を行う。この手法は、第１の実施形態の単パルス列を長パルス列に置き換えるのみであるので、第１の実施形態と同様の手法を適用できる。相関処理した結果は、図７（ｃ）のようにＣＦＡＲで検出した後、時間を距離に換算することで、目標距離を出力することができる。速度については、ＣＷ期間のデータにより算出した結果を出力する。特に、レンジング期間のＰＲＩ（パルス繰り返し周期）を長くすることにより、遠距離の送信ブラインドによる目標非検知を抑えることができる。

以上のように、本実施形態に係るレーダ装置は、ＣＷ期間において、チップ長１の符号化またはランダム信号による変調を用いた単パルスを用い、レンジング期間において、Ｍcw（Ｍcw≧２）の符号化またはランダム信号による変調を用いたパルスをＮ（Ｎ≧１）パルス送受信し、パルス列全体に渡る符号化信号によるレンジ圧縮する。すなわち、ＣＷ期間において符号化した単パルスを用い、またレンジング期間は符号化したパルスを用いることにより、速度を算出後、参照信号を速度で補正してレンジ圧縮するため、ＬＰＩ性を確保しつつ、速度及び距離を観測することができる。

（第３の実施形態）
図８乃至図１０を参照して、第３の実施形態に係るレーダ装置を説明する。図８に全体の系統を示し、図９（ａ），（ｂ）に送信信号の変調パルスと拡散符号の一例を示し、図１０（ａ），（ｂ），（ｃ）にそれぞれ送信信号、受信信号、ドップラ抽出結果を示す。
第１の実施形態及び第２の実施形態では、観測時間をＣＷ期間とレンジング期間に分けて、ＣＷ期間で目標速度を算出し、レンジング期間において、目標速度により補正した参照信号を用いてレンジ圧縮して目標距離を出力する手法について述べた。その場合に、第１の実施形態は、単パルスの場合、第２の実施形態では、単パルスと長パルスの場合について述べた。ここで、単パルスによる繰り返しの場合は、パルス間で間隙があるため、Ｍcwチップ間の間隔が広くなり、それによるドップラ速度範囲は狭くなる。一方、レンジング期間では、パルス幅の合算値が十分長くない場合は、符号長が短くなり、レンジサイドローブを十分低下できない場合がある。この対策のため、本実施形態では、図８に示すように、変調部２４ｂ、制御部２５ｂにおいて、ＣＷ期間もレンジング期間も長パルスを用いる。

すなわち、本実施形態では、ＣＷ期間も長パルスであり、ドップラを観測するために、長パルスをＭcwall個に分割し、各々では共通のＭcwチップの拡散符号により変調する。このＭcwチップの信号を抽出する手法は、第１の実施形態のＣＷ期間と同様である。すなわち、Ｍcwall個に分割した単位の参照信号を生成し、その参照信号を用いて、Ｍcwall個のピーク出力を得て、ＦＦＴにより目標速度を算出することができる。

レンジング期間では、長い１パルスを送信する。パルスの変調は、パルス列全体にわたる符号長ＭrngのＭ系列の信号を生成して変調する。受信信号は、図１０に示すように、ＣＷ期間の速度により補正した参照信号を用いて、レンジング期間において、パルス列全体に渡る相関処理を行い、目標信号を抽出し、距離を出力する。速度はＣＷ期間で算出した結果を出力する。

本実施形態では、第２の実施形態に比べて、ＣＷ期間の相関出力結果の間隔がパルス間の間隙のない符号長Ｍcwになり、単パルスの繰り返しよりも狭くなるため、間隔の逆数で決まる観測速度範囲を広くすることができる。また、レンジング期間のパルスが長いため、高い相関出力が得られ、レンジサイドロ−ブも低下させやすい。一方、パルス送信期間に受信する場合があり、送信と受信の同時処理が必要になる。送信と受信が分離したマルチスタティックシステムの場合には、特に適用しやすい方式となる。

以上のように、本実施形態に係るレーダ装置は、ＣＷ期間において、チップ長Ｍcw（Mcw≧２）の符号化またはランダム信号による変調を用いたパルスをＭcwall（Mcwall≧２）回繰り返したＭcw×Ｍcwallチップ長のパルスを送受信し、レンジング期間において、チップ長Ｍr（Mr≧２）のパルスを送受信し、パルス列全体に渡る符号化信号によりレンジ圧縮する。すなわち、ＣＷ期間もレンジング期間も符号長の長い符号化したパルスを用いることにより、速度を算出後、参照信号を速度で補正してレンジ圧縮するため、ＬＰＩ性を確保しつつ、速度観測範囲を広め、レンジサイドローブの低い信号により、目標の速度及び距離を観測することができる。

（第４の実施形態）
図１１乃至図１３を参照して、第４の実施形態に係るレーダ装置を説明する。図１１に全体の系統を示し、図１２に搭載用レーダの場合の座標系を示し、図１３に速度フィルタでクラッタを抑圧する様子を示す。

上記実施形態において、ＣＷ期間で目標速度を算出する際に、クラッタが含まれる場合があり、ＣＦＡＲ処理による検出を行った場合に、正しい目標信号を抽出できない場合が生じる。本実施形態では、その対策について述べる。

すなわち、本実施形態のレーダ装置では、図１１に示すＣＷ期間速度出力部３１ａにおいて、クラッタに対して所定の速度範囲のフィルタにより抑圧した後、目標の速度抽出を行う。所定の速度範囲としては、例えば搭載用レーダの場合は、自速度をＶとすると、クラッタの速度範囲は次式で算出できるため、その範囲以外を選定すれば、クラッタを抑圧できる。ここで、図１２に示す座標系をもとに、クラッタ速度を算出する。

まず、自機を原点として、角度θＡＺ、θＥＬ方向のクラッタ反射点のべクトルは（Ｘ，Ｙ，Ｚ）座標で表現すると次式となる。

次に、自機がＹ軸に沿ってフライトする場合のクラッタの速度ベクトルは次式となる。

クラッタの自機に向かうラジアル速度ベクトルＶｃは、クラッタ座標の方向余弦とＶｆの内積となり次式となる。

この速度Vcを中心に、図１３に示すように、Vc±ΔVの範囲に対応するドップラ周波数について抑圧する。目標速度を算出した後は、第１乃至第３の実施形態と同様であるため割愛する。

以上のように本実施形態に係るレーダ装置では、ＣＷ期間で目標速度を算出する際に、自機速度からクラッタの速度範囲を算出し、その速度を抑圧するフィルタ出力により、目標速度を算出する。すなわち、自機速度によりクラッタ速度を推定し、速度フィルタを用いて抑圧することにより、目標信号の速度を算出し、参照信号を速度で補正してレンジ圧縮するため、ＬＰＩ性を確保しつつ、速度及び距離を観測することができる。

（第５の実施形態）
図１４及び図１９を参照して、第５の実施形態に係るレーダ装置を説明する。図１４に送信系統の構成を示し、図１５に受信系統の構成を示し、図１６にＭＩＭＯの概念系統を示し、図１７に座標系を示し、図１８にサブアレイ間の送信位相を疑似ランダムとし、特定の方向に送信ビームを形成しない方式の概要を示し、図１９に送信ビームを目標方向等の所定の方向にヌルを向ける方式の概要を示す。

図１４に示す送信系統において、アンテナ１は、Ｎ系統の送信サブアレイ（アンテナ素子Ｌ系統）１１〜１Ｎを備え、送受信器２は、送信モジュール２Ｔ１〜２ＴＮ、制御器２５を備える。送信モジュール１Ｔ１（他の送信モジュールも同様）は、変調器２４１で送信パルスを変調し、周波数変換器２１１１でローカル信号発生器２１２１からのローカル信号でＲＦ帯に周波数変換した後、電力分配器２１３１でＬ系統に電力分配し、各分配出力を送信移相器２１４１でビーム形成指示に合わせて移相し、送信増幅器２１５１で電力増幅して、アンテナ素子１１１から空間に送出する。制御器２５は、送信運用指示に合わせて各系統の変調器２４１の変調制御、ローカル信号発生器２１２１のローカル信号発生制御、送信移相器２１４１の移相量の制御を行う。

図１５に示す受信系統において、Ｍ系統の受信サブアレイ（アンテナ素子Ｌ系統）１１〜１Ｍで受信された信号はＭ系統の受信モジュール２Ｒ１〜２ＲＭに入力される。受信モジュール２Ｒ１（他の受信モジュールも同様）は、Ｌ系統のアンテナ素子出力をそれぞれ受信増幅器２１６１で低雑音増幅し、受信移相器２１７１で受信ビーム形成に基づく移相量で移相し、電力合成器２１８で電力合成する。合成された受信信号をローカル信号発生器２１２１で発生されたローカル信号に基づいて周波数変換器２２１でベースバンドに変換し、ＡＤ変換器２３１でディジタル信号に変換して系統別の受信信号をデータ化し、データ保存部３１１に保存する。ここで、ＣＷ期間処理部３１２でＣＷ期間におけるＮ系統の受信信号をビーム形成器３１３に送り、捜索ビームを形成し、ＣＦＡＲ処理部３４で閾値を超える目標信号を取得する。この時点で、まず速度検出部３５１で目標の速度を算出し（１）、その算出速度に基づいて参照信号生成部３３１で生成される参照信号を調整してレンジ期間処理部３２１で圧縮処理するレンジ期間を調整し、ビーム形成器３１３で目標方向に受信ビームを形成し、ＣＦＡＲ処理部３４で検出される目標についてレンジ抽出部３５２で距離を算出し（２）、速度抽出部３５１の算出速度と共に出力する。

すなわち、第１乃至第４の実施形態は、ＣＷ期間で目標速度を抽出した後、目標速度により補正した参照信号によりレンジング期間で相関処理し、測距する手法である。この手法をＭＩＭＯ（非特許文献６参照）に適用すれば、更にＬＰＩ性を高めることができる。

本実施形態では、図１６より、ＭＩＭＯは、送信Ｎｃｈを各々アイソレーションのある送信変調により送信し、受信はＭｃｈで受信し、ｃｈ毎にＭｃｈに分岐して、各々送信変調信号で復調して、Ｎ×Ｍｃｈのディジタル信号を得て、アレイ合成してビーム形成する手法である。送受信信号のＤＢＦ（Digital Beam Forming）であるため、送信サブアレイパターンと受信サブアレイパターンの範囲内では、任意の送受信ビームを形成することができる。

ＭＩＭＯを実現するには、送信ｃｈ間のアイソレーションが必要である。このため、送信Ｍｃｈ毎に、異なる符合またはランダム信号を用いる。ＣＷ期間及びレンジング期間については、第１乃至第４の実施形態と同様である。

具体的には、図１５に示すように、受信サブアレイ１１〜１Ｍ毎に、受信ディジタル信号をデータ保存（３１１）し、１回目の処理（１）では、ＣＷ期間処理（３１２）のデータを用いてビーム形成（３１３）、ＣＦＡＲ処理（３４）、速度抽出（３５１）、参照信号生成（３３１）により速度を用いて参照信号を生成する。２回目の処理（２）では、データ保存したデータより、レンジ期間処理（３２１）のデータを抽出し、レンジ相関処理し、ビーム形成（３１３）でビーム合成した後、ＣＦＡＲ（３４）で目標検出し、レンジ抽出（３５２）で距離を抽出し出力する。

ＭＩＭＯによるビーム形成手法について具体化するために、図１７の座標系を参照して、以下に定式化する。まず、送信及び受信については、一般的にアナログ合成後のサブアレイとすると、送信信号と受信信号は次式となる。

これより、各要素は次式となる。

次に、各送受信サブアレイ信号を行列の要素で表現すると、次式となる。

送受信ビーム出力は、（２２）式の要素にサイドローブ低減用のウェイトと、サイドローブ低減用のウェイトを乗算後加算となり、次式となる。

以上が、ＭＩＭＯによる一般的なビーム形成手法である。ＭＩＭＯの特長は、（２３）式に示すように複素ウェイトＷｎｍを用いて送受信サブアレイのディジタル制御ができるため、送信サブアレイ間の位相は既知であれば任意に設定できることである。サブアレイ内では、所定の観測範囲を覆うために、所定の方向に向ける送信位相を送信移相器２１４１で設定するが、送信サブアレイ間の位相は自由に設定できる。本実施形態では、この特性を利用して、ＬＰＩ（Low Probability of Intercept）性を高める手法について述べる。

まず、図１８に示すように、サブアレイ間の送信位相を疑似ランダムとし、特定の方向に送信ビームを形成しない方式について述べる。送信位相をΦとすると、受信系においてMIMOビームを形成する際の（２３）式の複素ウェイトＷnmcalは次式とすればよい。

送信位相を疑似ランダムとすることで、全方位に対して指向性を持たないため、目標に検知されにくい。したがって、例えば、ＲＣＳ（レーダ反射断面積）の小さい目標に対して、相手に検知されにくい状態で長時間送受信することで、積分効果により高いＳＮ（信号対雑音電力）で目標を検知しやすくできることになる。

ＬＰＩ性を高める別の手法として、図１９に示すように、送信ビームを目標方向等の所定の方向にヌルを向ける方式がある。所定の方向としては、目標に対してレーダ送信をしていることを検知できないようにする場合には、目標方向とすればよい。送信位相を制御する手法として、移相器のみの場合を考えると、例えば、次式の位相を設定すればよい（非特許文献７参照）。

設定した送信位相は、ビーム形成器１３内の（２３）式のＷnmcal用いて、受信処理時に送信側の位相として補正する。

以上により、第１乃至第４の実施形態を用いたＭＩＭＯビーム形成により、送信ビームによるＬＰＩ性をさらに高めることができる。

以上のように第５の実施形態に係るレーダ装置は、符号化またはランダム信号による変調を用いたレーダにおいて、Ｎt（Nt≧２）通りの符号化列またはランダム信号列を用いて、Ｎt素子（サブアレイ）から送信し、Ｎr（Nr≧１）通りの素子（サブアレイ）受信して、Ｎt×Ｎr素子（サブアレイ）の送受信信号を算出して処理する。すなわち、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）による送受信ＤＢＦを用いて、送信位相をランダム化するか、観測方向にヌルを向けることで、さらにＬＰＩ性を高めることができる。

なお、本発明は上記実施形態をそのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１…アンテナ、２…送受信器、３…信号処理器、２１…送受信部、２２…周波数変換部、２３…ＡＤ変換部、２４，２４ａ，２４ｂ…変調部、２５，２５ｂ…制御部、３１，３１ａ…ＣＷ期間速度出力部、３２…レンジ圧縮処理部、３３…参照信号生成部、３４…ＣＦＡＲ処理部、３５…距離抽出部、１１〜１Ｎ…Ｎ系統の送信サブアレイ、２Ｔ１〜２ＴＮ…送信モジュール、２Ｒ１〜２ＲＮ…受信モジュール、２４１…変調器、２１１１…周波数変換器、２１２１…ローカル信号発生器、２１３１…電力分配器、２１４１…送信移相器、２１５１…送信増幅器、２１６１…受信増幅器、２１７１…受信移相器、２１８…電力合成器、２１２１…ローカル信号発生器、２２１…周波数変換器、２３１…ＡＤ変換器、３１１…データ保存部、３１２…ＣＷ期間処理部、３１３…ビーム形成器、３５２…レンジ抽出部、３５１…速度抽出部。

Claims (7)

1. 符号化またはランダム信号によって変調したパルス列を用いるレーダ装置であって、
   観測時間軸をＣＷ（Continuous Wave）期間とレンジング期間に分割し、前記ＣＷ期間においてＭcw（Ｍcw≧２）チップをＭcwall（Ｍcwall≧２）回繰り返す信号により変調したパルス列の信号を送信し、前記レンジング期間において、Ｍrng（Ｍrng≧２）チップにより変調したパルス列の信号を送信し、前記ＣＷ期間及びレンジング期間それぞれで目標から反射されるパルス列の信号を受信する送受信手段と、
   前記ＣＷ期間の受信信号を用いて前記目標の速度を算出し、算出された目標の速度により参照信号を補正し、前記レンジング期間の受信信号を前記補正した参照信号を用いてレンジ圧縮して前記目標の距離を算出する信号処理手段とを具備するレーダ装置。
2. 前記送受信手段は、前記ＣＷ期間及び前記レンジング期間の送信パルス列に対して、チップ長１の符号化またはランダム信号による変調を用いた単パルスの信号を用いる請求項１記載のレーダ装置。
3. 前記信号処理手段は、前記ＣＷ期間において、チップ長１の符号化またはランダム信号による変調を用いた単パルスを用い、前記レンジング期間において、チップ長Ｍrng（Ｍrng≧２）のパルス列を送受信し、パルス列全体に渡る符号化信号によるレンジ圧縮する請求項１記載のレーダ装置。
4. 前記信号処理手段は、前記ＣＷ期間において、チップ長Ｍcw（Ｍcw≧２）の符号化またはランダム信号による変調を用いたパルスをＭcwall（Ｍcwall≧２）回繰り返したＭcw×Ｍcwallチップ長のパルス列を送受信し、前記レンジング期間において、チップ長Ｍrng（Ｍrng≧２）のパルス列を送受信し、パルス列全体に渡る符号化信号によりレンジ圧縮する請求項１記載のレーダ装置。
5. 前記信号処理手段は、前記ＣＷ期間で目標速度を算出する際に、被搭載機の速度からクラッタの速度範囲を算出し、その速度を抑圧するフィルタ出力により目標速度を算出する請求項１記載のレーダ装置。
6. 前記符号化またはランダム信号によって変調したパルス列を用いるレーダ装置に用いられ、Ｎt（Ｎt≧２）通りのパルス列を用いてＮt素子のサブアレイから送信し、Ｎr（Ｎr≧１）通りの素子のサブアレイで信号を受信して、Ｎt×Ｎr素子によるサブアレイの送受信信号を算出し、所定のアンテナビームを形成して処理する請求項１乃至５いずれか記載のレーダ装置。
7. 符号化またはランダム信号によって変調したパルス列を用いるレーダ装置に用いられ、
   観測時間軸をＣＷ（Continuous Wave）期間とレンジング期間に分割し、前記ＣＷ期間においてＭcw（Ｍcw≧２）チップをＭcwall（Ｍcwall≧２）回繰り返す信号により変調したパルス列の信号を送信し、前記レンジング期間において、Ｍrng（Ｍrng≧２）チップにより変調したパルス列の信号を送信し、前記ＣＷ期間及びレンジング期間それぞれで目標から反射されるパルス列の信号を受信し、
   前記ＣＷ期間の受信信号を用いて前記目標の速度を算出し、算出された目標の速度により参照信号を補正し、前記レンジング期間の受信信号を前記補正した参照信号を用いてレンジ圧縮して前記目標の距離を算出するレーダ装置のレーダ信号処理方法。

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