JP6889098B2

JP6889098B2 - レーダ装置及びそのレーダ信号処理方法

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Publication number: JP6889098B2
Application number: JP2017239744A
Authority: JP
Inventors: 晋一竹谷; 知彦白坂; 真志辻
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Infrastructure Systems and Solutions Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Infrastructure Systems and Solutions Corp
Priority date: 2017-12-14
Filing date: 2017-12-14
Publication date: 2021-06-18
Anticipated expiration: 2037-12-14
Also published as: JP2019105601A

Description

本実施形態は、目標の距離、速度を算出するレーダ装置及びそのレーダ信号処理方法に関する。

被探知性を低下させるＬＰＩ（Low Probability of Intercept）レーダ装置として、パルス内をＳＳ（Spread Spectrum）変調するものや、パルス毎に符号化を行い、参照信号を用いてレンジ圧縮するものがある（特許文献１、非特許文献１，２参照）。

ところが、近年では、レーダ波の受信装置の性能も広帯域化し、ＳＳ変調のみでは十分なＬＰＩ性を確保できない場合もあることが予想され、更なるＬＰＩ性を確保する手法が望まれる。また、妨害及びクラッタが存在する不要波環境下では、高ＬＰＩ性の処理の中で不要波を抑圧するための手法が必要となる課題があった。

特開２０１４−１８２０１０号公報

符号化レーダ、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.278-280(1996) 符号コード（Ｍ系列）発生方式、M.I.Skolnik, ‘Introduction to radar systems’, pp.429-430, McGRAW-HILL(1980) ＳＳ（Spread Spectrum）変調、丸林、‘スペクトル拡散通信とその応用’、電子情報通信学会編、pp.1-18(1998）周波数ホッピング、谷萩、‘情報通信とディジタル信号処理’、コロナ社、p.63-65（1996）ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、西村、‘ディジタル信号処理による通信システム設計’、ＣＱ出版社、pp.222-226(2006) ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）処理、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.87-89(1996) アダプティブアレイ、ＳＬＣ、菊間、‘アレーアンテナによる適応信号処理’、科学技術出版、pp.17-21(1998) ＬＭＳ、ＳＭＩ、ＲＬＳ、菊間、‘アレーアンテナによる適応信号処理’、科学技術出版、pp.35-46(1998) ＳＴＡＰ処理、Richard Klemm,‘Applications of Space-Time Adaptive Processing’，IEE Radar，Sonar and Navigation series14，p.359-365(2004)

以上述べたように、符号化方式を採用したレーダ装置では、ＬＰＩ性を高めるためにパルス内またはパルス間でＳＳ変調するだけでは、十分なＬＰＩ性を確保できない場合があった。また、妨害及びクラッタが存在する不要波環境下では、高ＬＰＩ性の処理の中で不要波を抑圧するための手法が必要となる課題があった。

本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、不要波が存在する環境下でも、ＬＰＩ性を確保しつつ目標の速度及び距離を観測することのできるレーダ装置及びそのレーダ信号処理方法を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本実施形態によれば、符号化またはランダム信号（ノイズ）による変調パルスを用いたレーダ装置において、ドップラ抽出用の第１パルス幅、第１ＰＲＦの第１パルス列とレンジング用の第２パルス幅と第２ＰＲＦの第２パルス列を生成し、第１パルス列では同一のパルス列とし、第２パルス列ではパルス間でランダム信号（ノイズ）の変調信号で変調し、それぞれのパルス列を重畳して合成した送信信号を送信アンテナより送信し、受信アンテナで受信した信号からＰＲＩ毎の第１信号列と第２信号列を生成し、第１信号列に対して前記ＰＲＩ間（slow-time軸）のＦＦＴ処理によりドップラを抽出し、次に、第２信号列に対して、ＰＲＦでパルス間の変調信号に第１パルス列で抽出したドップラで補正した信号を参照信号として、相関処理することにより、レンジを抽出する。

すなわち、複数のパルス幅及びＰＲＦをもつ信号を合成した送信波形を用いることにより、パルス幅及びＰＲＦを抽出しにくくすることにより、高いＬＰＩ性を確保するとともに、測距及び測速を行うことができる。

第１の実施形態に係るレーダ装置の送信系統の構成を示すブロック図。第１の実施形態に係るレーダ装置の受信系統の構成を示すブロック図。第１の実施形態において、パルス幅及びＰＲＦ（Pulse Repetition Frequency）の異なる２種のパルス列Ｐ１，Ｐ２とその混合波形を示すタイミング波形図。第１の実施形態において、受信信号からパルス列Ｐ１，Ｐ２を分離して、それぞれfast-time軸のレンジセル毎にslow-time軸のＦＦＴを行う様子を示すタイミング波形図。第１の実施形態において、パルス列Ｐ１についてＦＦＴを行う様子を示すタイミング波形図。第１の実施形態において、パルス列Ｐ２のみによる相関処理によって距離を抽出する様子を示すタイミング波形図。第２の実施形態に係るレーダ装置の受信系統の構成を示すブロック図。第２の実施形態において、ＳＬＣ構成と、ＳＬＣにより主チャンネル信号に含まれる妨害信号を補助チャンネル信号のアダプティブウェイトを制御して抑圧する様子を示す図。第２の実施形態において、ドップラ軸でメインローブクラッタを抑圧する様子を示す図。第２の実施形態において、パルス列Ｐ１のＰＲＩ内のfast-time軸の処理として、ＦＦＴ処理したレンジ−ドップラ信号からドップラ軸でメインローブクラッタを抑圧する様子を示す図。第２の実施形態において、パルス列Ｐ２のＰＲＩ内のfast-time軸の処理として、ＳＬＣ遠距離ＰＲＩとＳＬＣ用演算遠距離レンジで相関処理してクラッタを抑圧する様子を示す図。第３の実施形態に係るレーダ装置の受信系統の構成を示すブロック図。第３の実施形態において、パルス列Ｐ１のＰＲＩ内のfast-time軸の処理として、ＦＦＴ処理したレンジ−ドップラ信号からドップラ軸でメインローブクラッタを抑圧する様子を示す図。第４の実施形態に係るレーダ装置の受信系統の構成を示すブロック図。第５の実施形態に係るレーダ装置の受信系統の構成を示すブロック図。第５の実施形態において、パルス列Ｐ１から抽出したドップラによる参照信号を用いて各ドップラに対する相関出力を得る処理の流れを示すフローチャート。第５の実施形態において、クラッタと目標の弁別の様子を示す概念図。

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。

（第１の実施形態）
図１乃至図６を参照して、第１の実施形態に係るレーダ装置を説明する。

図１及び図２は、それぞれ第１の実施形態に係るレーダ装置の送信系統及び受信系統の構成を示し、図３は、第１の実施形態において、パルス幅及びＰＲＦ（Pulse Repetition Frequency）の異なる２種の送信パルス列Ｐ１，Ｐ２とその混合波形Ｐ１＋Ｐ２を示している。また、図４は送信信号を生成する様子を示している。また、図５は、受信系統において、パルス列Ｐ１についてＦＦＴを行う様子を示し、図６は、パルス列Ｐ２のみによる相関処理によって距離を抽出する様子を示している。

図１に示す送信系統は、送信アンテナ１、パルス変調器２、周波数変換器３、変調器４、基準信号生成器５を備える。すなわち、図１に示す送信系統の構成では、基準信号生成器５で高周波信号（ＲＦ信号）を得るための基準信号を生成し、変調器４で基準信号を変調信号より変調し、周波数変換器３でＲＦ信号に周波数変換し、パルス変調器２で、所定のＰＲＦでパルス変調して、送信アンテナ１より送信する。

一方、図２に示す受信系統は、受信アンテナ１１、周波数変換器１２、ＡＤ変換器１３、Ｐ１選定器１４、ＦＦＴ処理器（Fast-time）１５、検出器１６、ドップラ抽出器１７、Ｐ２選定器１８、ＰＲＩ列並べ替え器１９、ドップラ参照信号補正器２０、相関処理器（slow-time）２１、検出器２２、レンジ抽出器２３、出力処理器２４を備える。

すなわち、図２に示す受信系統の構成では、受信アンテナ１１により受信した信号を周波数変換器１２でベースバンドに周波数変換し、ＡＤ変換器１３によりデジタル信号に変換する。この受信信号をＰ１選定器１４及びＰ２選定器１８に入力し、それぞれＰ１信号とＰ２信号を選定することで信号列Ｐ１と信号列Ｐ２に分離する。次に、分離した信号列Ｐ１をＦＦＴ処理器１５でＦＦＴして周波数軸の信号に変換し、検出器１６でレンジ−ドップラ軸でのＣＦＡＲ（非特許文献６）等による目標検出を行い、ドップラ抽出器１７でドップラ周波数を抽出して速度を得る。一方、Ｐ２側の選定出力については、ＰＲＩ列並べ替え器１９でＰＲＩ列ごとに並べ替えを行い、ドップラ参照信号補正器２０でドップラ抽出結果に基づいてドップラ参照信号を補正し、相関処理器２１で相関処理し、検出器２２でレンジ−ドップラ軸でのＣＦＡＲ等による目標検出を行う。続いて、レンジ抽出器２３で目標検出結果からレンジを抽出し、出力処理器２４で抽出した速度、レンジを所定の形式で出力する。

上記構成において、送信系統の処理について、図３を参照して説明する。

まず、基準信号生成器５では基準信号から第１信号Sig1と第２信号Sig2を生成する。第１信号Sig1については、図３のパルス列Ｐ１に示すように、ドップラを抽出するために、パルス間では同一の符号で変調する。第２信号Sig2については、図３のパルス列Ｐ２に示すように、パルス間符号によるＬＰＩ性の向上とレンジを抽出するために、パルス間でランダム符号（Ｍ系列等、非特許文献５）により変調する。このＰ１列とＰ２列の信号を合成して、パルス幅及びＰＲＦが異なる送信混合波形を生成する。この混合波形の様子を図３のＰ１＋Ｐ２に示す。

Ｐ１とＰ２を合成する際に、送信パルスが重複する場合が発生する場合がある。この場合、重複している部分は、送信パルスの送信出力を一定にするために、Ｐ１かＰ２のいずれかを優先する等の処置とすればよい。優先順位は、ＰＲＩ毎に交互にする等にしてもよい。

次に、図２に示す受信系統をもとに、受信処理を説明する。受信アンテナ１１により受信した信号は周波数変換され（１２）、デジタル信号に変換される（１３）。この受信信号を信号列１と信号列２で分離すると、次式となる。

実際の受信信号は、この合成波形となる。

この受信波形を用いて、図４に示すように各ＰＲＩの信号列を抽出する（１４、１８）。

なお、チャープ変調等でパルス内変調している場合は、ＡＤ変換（１３）した後、変調信号に対応したパルス圧縮等で相関処理（圧縮処理）し、Ｐ１選定（１４）及びＰ２選定（１８）すればよい。この相関処理は、次に述べるＦＦＴ（１５）、ＰＲＩ並べ替え（１９）の後でもよい。

次に、信号列１を用いて、ドップラ抽出を行うために、fast-time軸のセル毎にslow-time軸のＦＦＴ（１５）を行う。

このSr1(ｔ,ω)を用いて、レンジ−ドップラ軸で、ＣＦＡＲ（非特許文献６）等により検出（１６）することで、ドップラｆｄ（ωｄ＝２πｆｄ）を抽出（１７）でき、次式により速度に換算できる（図５参照）。

次に、信号列２を用いて測距を行う手法について述べる。信号列２は、パルス毎に符号が異なるため、図４の信号列２（Ｐ２）に示すように、レンジセル毎にパルス列間の信号を並べ替えて（１９）、図６に示すように、距離による時間遅延された参照信号との相関処理になる。

参照信号は、信号列１で抽出したドップラによる補正（２０）を含めて（４）式の通りであり、（７）式と信号長をそろえるために、ゼロ埋めを行う。

次にこれをＦＦＴする。

（７）式と（９）式を用いて、次式により相関出力（２１）を得る。

これにより、レンジ−slow-time軸で相関出力が得られるため、ＣＦＡＲ処理等により目標を検出（２２）し、目標距離を算出（２３）できる（図６参照）。これにより目標のドップラと距離を出力（２４）できる。

以上のように、第１の実施形態では、符号化またはランダム信号（ノイズ）による変調パルスを用いたレーダ装置において、ドップラ抽出用の第１パルス幅、第１ＰＲＦのパルス列Ｐ１とレンジング用の第２パルス幅と第２ＰＲＦのパルス列Ｐ２を合成し、パルス列Ｐ１では、同一のパルス列とし、パルス列Ｐ２では、パルス間ではランダム信号（ノイズ）の変調信号で変調した送信信号を送信アンテナより送信し、受信アンテナで受信した信号に対して、ＰＲＩ間（slow-time軸）のＦＦＴ処理によりドップラを抽出する。次に、受信アンテナで受信した信号に対して、第２ＰＲＦでパルス間の変調信号にパルス列Ｐ１で抽出したドップラで補正した信号を参照信号として、相関処理することにより、レンジ抽出する（混合ＰＲＦ＋相関、パルス内変調無）。すなわち、本実施形態によれば、複数のパルス幅及びＰＲＦをもつ信号を合成した送信波形を用いることにより、パルス幅及びＰＲＦを抽出しにくくすることにより、高いＬＰＩ性を確保するとともに、測距及び測速ができる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態では、クラッタや妨害等の不要波が含まれる場合の対策手法については触れていないため、第２の実施形態は、図７乃至図１１を参照して、不要波抑圧手法について述べる。

ここで、図７は、第２の実施形態に係るレーダ装置の受信系統の構成を示し、図８は、ＳＬＣ（Sidelobe Canceller）構成と、ＳＬＣにより主チャンネル信号に含まれる妨害信号を補助チャンネル信号のアダプティブウェイトを制御して抑圧する様子を示し、図９は、ドップラ軸でメインローブクラッタを抑圧する様子を示し、図１０は、パルス列Ｐ１のＰＲＩ内のfast-time軸の処理として、ＦＦＴ処理したレンジ−ドップラ信号からドップラ軸でメインローブクラッタを抑圧する様子を示し、図１１は、パルス列Ｐ２のＰＲＩ内のfast-time軸の処理として、ＳＬＣ遠距離ＰＲＩとＳＬＣ用演算遠距離レンジで相関処理してクラッタを抑圧する様子を示している。

本実施形態に係るレーダ装置の送信系統は図１と同様であり、受信系統は図７に示すように構成される。図７において、図２と異なる点は、ＦＦＴ処理器１５の後段にクラッタ抑圧器２５、ＳＬＣ処理器２６を挿入し、ＰＲＩ列並べ替え器１９の後段にＳＬＣ処理器２７を挿入し、主チャンネル系列の１１〜１５，１８，１９と同様に構成される補助チャンネル系列１１′〜１５′，１８′，１９′を並列に追加したことにある。

妨害抑圧処理としては、一般的にアダプティブアレイ（非特許文献７）がある。これは、アンテナ素子またはサブアレイにより、出力電力最小化等により妨害抑圧するものである。アダプティブウェイトを算出する手法には、ＬＭＳ(Least Mean Square)，ＳＭＩ(Sample Matrix Inversion)、ＲＬＳ（Recursive Least-Squares）等種々の手法（非特許文献８）がある。ここでは簡単のため、主ビーム信号の主チャンネル（以下、ｃｈ）と補助ビームを形成する補助ｃｈによる妨害抑圧処理としてＳＬＣ（Side Lobe Canceller、非特許文献７）を用いる手法について述べるが、他のアダプティブアレイ手法を適用できる。

ＳＬＣは、図８（ａ）に示すように、主アンテナ１１で受信された主ｃｈ信号に含まれる妨害信号を補助アンテナ１１′で受信された補助ｃｈ信号のアダプティブウェイト（複素信号）を制御して、抑圧するものである。図８（ａ）では、簡単のため、補助ｃｈ(補助アンテナ)が１ｃｈの場合としているが、複数並列に備えることにより、複数の妨害を抑圧することができる。ＳＬＣ後のアンテナパターンは、図８（ｂ）に示すように、妨害方向にヌルを形成していることに対応する。複数妨害の場合は、複数の補助ｃｈにより、それぞれの妨害方向にヌルを形成することができる。

この際、メインロ−ブクラッタ信号が含まれると、アダプティブウェイトが強大なメインローブクラッタ信号の影響を受け正しい妨害抑圧用のウェイトに収束しないため、ＳＬＣ前にクラッタを抑圧する必要がある。このため、信号列１では、図９及び図１０に示すように、slow-time軸のＦＦＴ（１５）を行ってレンジ−ドップラ信号とし、この信号について、まずはドップラ軸でメインローブクラッタを抑圧（２５）する。メインローブクラッタは、航空機搭載レーダの場合、自機速度とビーム指向方向がわかれば算出できる。地上レーダの場合は、ドップラゼロ付近となる。クラッタを抑圧した後、ＳＬＣ処理（２６）するが、この際のアダプティブウェイトを算出するためのデータとしては、図１０の破線に示すようにレンジセル毎のドップラ軸データを用いる。これにより、アダプティブウェイトを算出することができ、妨害信号を抑圧することができる。

なお、信号列１に対しては、クラッタ抑圧（２５）と妨害抑圧用のＳＬＣ処理（２６）を個別に行う手法として述べたが、クラッタ抑圧と妨害抑圧処理を同時に行うＳＴＡＰ（Space-Time Adaptive Processing、非特許文献９）を適用してもよい。

次に、信号列２については、パルス間で符号が異なるため、ドップラを算出できない。そこで、クラッタの影響を避けるために、図１１に示すように、受信パルス列が少ない遠距離レンジの時間軸（fast-time軸）信号を用いる。遠距離レンジでは、クラッタ電力が小さく、妨害信号が支配的であり、クラッタの影響を受けずにアダプティブウェイトを算出できる。クラッタについては、ドップラ補正した参照信号との相関処理をする際に、観測反射点毎にドップラ速度の差による弁別能力があるため、クラッタと目標を弁別して、検出できる。弁別してレンジ−ドップラを算出した後は、第１の実施形態と同様に、クラッタのドップラ範囲の反射点を削除すれば、目標信号を抽出でき（２２）、目標の距離と速度を出力（２３，２４）できる。

以上のように、第２の実施形態では、クラッタ及び妨害環境下において、信号列１のslow-time軸でＦＦＴしたレンジ−ドップラデータ（ＲＤデータ）に対して、メインローブクラッタのドップラ軸の範囲を抑圧した後、レンジセル毎にドップラ軸のデータを用いて、主chと補助chの信号よりＳＬＣ処理して、ＳＬＣウェイトを算出し、そのウェイトを信号列１に設定し、信号列２に対しては、クラッタの影響の少ない遠距離範囲のslow-time軸のＰＲＩデータ（ＦＦＴ前）、主chと補助chの信号よりＳＬＣ処理して、ＳＬＣウェイトを算出して信号列２に適用する。すなわち、本実施形態によれば、クラッタ及び妨害の不要波環境下でも、信号列１についてはＨＰＲＦ（High PRF）のようなＰＲＩ（Pulse Repetition Interval）軸の短い処理でもドップラ軸でＳＬＣ処理し、信号列２についても独立にＳＬＣ処理し、更にクラッタ抑圧を行って目標の測距及び測速を行うことができる。

（第３の実施形態）
第２の実施形態では、ドップラ軸のデータを用いてＳＬＣのアダプティブウェイトを算出したが、ＰＲＦが低いＬＰＲＦ（Low PRF）の場合には、ドップラ軸のデータが少なく、ウェイトが正しく算出できない場合も想定される。そこで、第３の実施形態では、図１２及び図１３を参照してその対策案について述べる。

本実施形態に係る送信系統は図１と同様であり、受信系統は図１２に示すように構成される。図７に示した構成と異なる点は、信号列１のＳＬＣ処理器２６ａであり、信号列２については、第２の実施形態と同様である。ＳＬＣ処理（２６ａ）では、図１３に示すように、レンジ−ドップラの信号に対して、まずはクラッタをドップラフィルタで抑圧し、次にドップラセル毎に破線で示すレンジ軸データを用いて、アダプティブウェイトを算出する。これにより、クラッタと妨害を抑圧することができる。

信号列２については、第２の実施形態と同様であり、目標の距離と速度を出力できる。なお、速度については、ＰＲＦが低い場合には、観測速度範囲に制約が生じるのは言うまでもない。

以上のように、第３の実施形態では、クラッタ及び妨害環境下において、信号列１のslow-time軸でＦＦＴしたレンジ−ドップラデータ（ＲＤデータ）に対して、メインローブクラッタのドップラ軸の範囲を抑圧した後、ドップラセル毎にレンジ軸のデータを用いて、主chと補助chの信号よりＳＬＣ処理してＳＬＣウェイトを算出し、そのウェイトを信号列１に設定し、信号列２に対しては、クラッタの影響の少ない遠距離範囲のslow-time軸のＰＲＩデータ（ＦＦＴ前）、主chと補助chの信号よりＳＬＣ処理してＳＬＣウェイトを算出し、そのウェイトを信号列２に適用する。すなわち、本実施形態によれば、クラッタ及び妨害の不要波環境下でも、信号列１についてはＬＰＲＦ（Low PRF）のようなＰＲＩ軸の長い処理についてＳＬＣ処理し、信号列２についても独立にＳＬＣ処理し、更にクラッタ抑圧して目標の測距及び測速ができる。

（第４の実施形態）
第２及び第３の実施形態は、信号列１と信号列２で独立にＳＬＣ処理する場合について述べた。第４の実施形態では、信号列１と信号列２について、共通のＳＬＣ処理をする場合について、図１４を参照して説明する。

本実施形態において、送信系統は図１と同様であり、受信系統は図１４に示すように構成される。すなわち、本実施形態では、信号列１のＳＬＣ手法として、第２の実施形態のドップラ軸ＳＬＣ（２６）と実施例３のレンジ軸ＳＬＣ（２６ａ）のいずれかの手法により算出したアダプティブウェイトを、信号列２のＳＬＣ処理器２７ａに共通のアダプティブウェイトとして設定してＳＬＣ処理を行う。このアダプティブウェイトは、図４に示した信号列１と信号列２が混合した受信信号において、信号列１で算出しているため、信号列２に対してもウェイト算出時間に時間ずれがなく、時間ずれによる抑圧性能劣化を防ぐことができる。

上記の手法を用いれば、信号列１も信号列２も妨害を抑圧し、クラッタについては第２または第３の実施形態と同じ手法で抑圧でき、目標の距離と速度を出力できる。

以上のように、第４の実施形態では、クラッタ及び妨害環境下において、信号列１のslow-time軸でＦＦＴしたレンジ−ドップラデータ（ＲＤデータ）に対して、メインローブクラッタのドップラ軸の範囲を抑圧した後、各レンジセル（ドップラセル）毎にドップラ（レンジ）軸のデータを用いて、主chと補助chの信号よりＳＬＣ処理して、ＳＬＣウェイトを算出し、そのウェイトを信号列１と信号列２に対して適用するようにしている。すなわち、本実施形態によれば、クラッタ及び妨害の不要波環境下でも、信号列１においてＳＬＣ処理した結果を信号列２に適用して妨害を抑圧し、更にクラッタ抑圧して目標の測距及び測速ができる。

（第５の実施形態）
第１乃至第４の実施形態では、信号列２の相関出力の検出において、複数反射点の場合でも、同一の相関出力についてＣＦＡＲ等により検出する方法について述べた。この場合、クラッタ等の強い強度の信号があると、相関処理時に強度の小さい目標信号が抽出できない場合が生じる。第５の実施形態では、強度の強い複数反射点が含まれる場合でも、目標信号を抽出する方式について、図１５乃至図１７を参照して説明する。

本実施形態に係る受信系統を図１５に示す。図１５において、図１４と異なる点は、検出出力から最大値フィルタ２８で最大振幅の信号成分を除去してドップラ参照信号補正器２０から順に処理するようにしたことにある。数式（１）〜（６）までは、第１乃至第４の実施形態と同様であり、信号列２に対する（７）〜（１０）式の処理が変更になる。

まず、（１０）式の相関出力にＣＦＡＲ等を適用して、検出する。この検出結果を振幅の降べき順に並べて、最大振幅の点について、距離を算出する。次に、（１０）式から、最大振幅の信号成分を削除した後、逆ＦＦＴする。

ここで、Sr2（rng,tslow）‘は、最大振幅の成分を抑圧することを表す。

このSr2を用いて、次の異なるドップラで補正した参照信号を用いて（７）〜（１６）の処理を繰り返して、各ドップラに対する相関出力を得る。この場合の処理の流れを図１６に示す。まず、パルス列Ｐ１でドップラ抽出を行い（Ｓ１）、抽出されたドップラによって参照信号を生成し（Ｓ２）、相関処理後（Ｓ３）、パルス列Ｐ２で最大振幅のレンジを抽出する（Ｓ４）。ここで、反射点が終了したか判断し（Ｓ５）、終了していければ、最大反射点を削除して（Ｓ６）、ステップＳ２から処理を行う。反射点が全て終了している場合には、一連の処理を終了する。

この結果、レンジ−ドップラ軸で、クラッタを含めた反射信号の信号を検出することができる。例えば、搭載レーダの場合で、メインローブクラッタのドップラ周波数範囲が既知の場合は、クラッタと目標を弁別することができる。図１８にクラッタを目標の弁別の様子を示す。

以上のように、第５の実施形態では、信号列２で相関抽出する際に、相関値の最大振幅となる信号を抽出した後、抽出した信号を削除して、再度相関処理及び抽出を繰り返すようにしている。すなわち、本実施形態によれば、相関抽出する際に、最大振幅となる信号を抽出した後、削除して次の相関処理及び抽出を繰り返すことで、クラッタ等の振幅強度の強い信号により、強度の小さい信号が非検出になる影響を低減することができる。

なお、本発明は上記実施形態をそのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１…送信アンテナ、２…パルス変調器、３…周波数変換器、４…変調器、５…基準信号生成器、
１１…受信アンテナ（主ｃｈ）、１２…周波数変換器、１３…ＡＤ変換器、１４…Ｐ１選定器、１５…ＦＦＴ処理器（Fast-time）、１６…検出器、１７…ドップラ抽出器、１８…Ｐ２選定器、１９…ＰＲＩ列並べ替え器、２０…ドップラ参照信号補正器、２１…相関処理器（slow-time）、２２…検出器、２３…レンジ抽出器、２４…出力処理器、２５…クラッタ抑圧器、２６，２６ａ…ＳＬＣ処理器、２７，２７ａ…ＳＬＣ処理器、１１′…受信アンテナ（補助ｃｈ）、１２′…周波数変換器、１３′…ＡＤ変換器、１４′…Ｐ１選定器、１５′…ＦＦＴ処理器（Fast-time）、１８′…Ｐ２選定器、１９′…ＰＲＩ列並べ替え器、２８…最大値フィルタ。

Claims

符号化またはランダム信号によって変調したパルス列を用いるレーダ装置において、
ドップラ抽出用の第１パルス幅、第１ＰＲＦ（Pulse Repetition Frequency）の第１パルス列とレンジング用の第２パルス幅と第２ＰＲＦの第２パルス列を生成し、前記第１パルス列では同一のパルス列とし、前記第２パルス列ではパルス間でランダム信号の変調信号で変調し、それぞれのパルス列を重畳して合成した送信信号を送信アンテナより送信する送信系統と、
受信アンテナで受信した信号からＰＲＩ（Pulse Repetition Interval）毎の第１信号列と第２信号列を生成し、前記第１信号列に対して前記ＰＲＩ間（slow-time軸）のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理により前記第１ＰＲＦでパルス間の変調信号に前記第１パルス列でドップラを抽出し、次に、前記第２信号列に対して、前記ドップラで補正した信号を参照信号として相関処理することによりレンジを抽出する受信系統とを具備するレーダ装置。
前記受信系統は、クラッタ及び妨害環境下において、前記第１信号列のslow-time軸でＦＦＴ処理したレンジ−ドップラデータに対して、メインローブクラッタのドップラ軸の範囲を抑圧した後、レンジセル毎にドップラ軸のデータを用いて、主チャンネルと補助チャンネルの信号よりＳＬＣ（Sidelobe Canceller）処理してＳＬＣウェイトを算出し、そのウェイトを前記第１信号列に設定し、前記第２信号列に対しては、前記クラッタの影響の少ない遠距離範囲のslow-time軸の前記ＦＦＴ処理前のＰＲＩデータ、前記主チャンネルと前記補助チャンネルの信号よりＳＬＣ処理して、ＳＬＣウェイトを算出して前記第２信号列に適用する請求項１記載のレーダ装置。
前記受信系統は、クラッタ及び妨害環境下において、前記第１信号列のslow-time軸でＦＦＴ処理したレンジ−ドップラデータに対して、メインローブクラッタのドップラ軸の範囲を抑圧した後、ドップラセル毎にレンジ軸のデータを用いて、主チャンネルと補助チャンネルの信号よりＳＬＣ処理してＳＬＣウェイトを算出し、そのウェイトを前記第１信号列に設定し、前記第２信号列に対しては、前記クラッタの影響の少ない遠距離範囲のslow-time軸のＦＦＴ処理前のＰＲＩデータ、前記主チャンネルと前記補助チャンネルの信号よりＳＬＣ処理してＳＬＣウェイトを算出し、そのウェイトを前記第２信号列に適用する請求項１記載のレーダ装置。
前記受信系統は、クラッタ及び妨害環境下において、前記第１信号列のslow-time軸でＦＦＴ処理したレンジ−ドップラデータに対して、メインローブクラッタのドップラ軸の範囲を抑圧した後、レンジセルまたはドップラセル毎にドップラまたはレンジ軸のデータを用いて、主チャンネルと補助チャンネルの信号よりＳＬＣ処理して、ＳＬＣウェイトを算出し、そのウェイトを前記第１信号列と前記第２信号列に対して適用する請求項１記載のレーダ装置。
前記受信系統は、前記第２信号列で相関抽出する際に、相関値の最大振幅となる信号を抽出した後、抽出した信号を削除して、再度相関処理及び抽出を繰り返す請求項１記載のレーダ装置。
符号化またはランダム信号によって変調したパルス列を用いるレーダ装置のレーダ信号処理方法において、
ドップラ抽出用の第１パルス幅、第１ＰＲＦ（Pulse Repetition Frequency）の第１パルス列とレンジング用の第２パルス幅と第２ＰＲＦの第２パルス列を生成し、前記第１パルス列では同一のパルス列とし、前記第２パルス列ではパルス間でランダム信号の変調信号で変調し、それぞれのパルス列を重畳して合成した送信信号を送信アンテナより送信し、
受信アンテナで受信した信号に対して、ＰＲＩ（Pulse Repetition Interval）間（slow-time軸）のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理により前記第１ＰＲＦでパルス間の変調信号に前記第１パルス列でドップラを抽出し、次に、前記受信アンテナで受信した信号に対して、前記ドップラで補正した信号を参照信号として相関処理することによりレンジを抽出するレーダ装置のレーダ信号処理方法。