JP7479968B2

JP7479968B2 - レーダ装置及びレーダ信号処理方法

Info

Publication number: JP7479968B2
Application number: JP2020115723A
Authority: JP
Inventors: 晋一竹谷; 泰明和田; 浩司藤田
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Infrastructure Systems and Solutions Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Infrastructure Systems and Solutions Corp
Priority date: 2020-07-03
Filing date: 2020-07-03
Publication date: 2024-05-09
Anticipated expiration: 2040-07-03
Also published as: JP2022013280A

Description

本実施形態は、レーダ装置及びレーダ信号処理方法に関する。

レーダ装置にあっては、低コストでの測角機能を実現するため、アンテナの測角方式として、振幅モノパルスや位相モノパルス方式（非特許文献１参照）が採用される。しかしながら、振幅モノパルスや位相モノパルス方式では、スクイントしたΣ２ビームやΔビームのためのチャンネルが増えるため、コスト増となっていた。

モノパルス、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp. 260-264(1996) DBF（Digital Beam Forming）、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.289-291 (1996) 拡張アレイ（KR積アレイ）、Wing-Kin Ma, ’DOA Estimation of Quasi-Stationary Signals With Less Sensors Than Sources and Unkown Spatial Noise Covariance: A Khatri-Rao Subspace Approach’, IEEE Trans. Signal Process., vol. 58, no. 4, pp. 2168-2180, April (2010) ＭＵＳＩＣ処理、菊間、‘アレーアンテナによる適応信号処理’、科学技術出版、pp. 194-199 (1999) 圧縮センシング、Toyoki Hoshikawa, ’Performance Comparison of Compressed Sensing Algorithms for DOA Estimation of Multi-band Signals’, 2018 15TH WORKSHOP ON POSITIONING NAVIGATION AND COMMUNICATIONS (2018)

以上述べたように、従来のレーダ装置では、アンテナの測角方式として振幅モノパルスや位相モノパルス方式を採用した場合に、スクイントしたΣ２ビームやΔビームのための受信チャンネルが増え、コスト増となる問題があった。

本実施形態の課題は、少ない受信チャンネル数で角度精度の高い測角を実現することのできるレーダ装置及びレーダ信号処理方法を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本実施形態に係るレーダ装置は、PRI毎BS－ES型では、複数のアンテナを備え、M（M≧2）ヒットのCPI（Coherent Pulse Interval）のPRI（Pulse repetition Interval）毎に、N（N≧2）通りの方向にビーム走査角を変えて受信したデータより、N通りのビーム毎にslow-time軸FFTしたデータを用いて、角度軸逆FFTしてサブアレイ信号を生成し、サブアレイ信号によりビーム形成して信号処理する。PRI毎BS型では、複数のアンテナを備え、M（M≧2）ヒットのCPI（Coherent Pulse Interval）のPRI（Pulse repetition Interval）毎に、N（N≧2）通りの方向にビーム走査角を変えて受信したデータより、N通りのビーム毎にslow-time軸FFTしたデータを用いてビーム形成して信号処理する。

図１は、第１の実施形態に係るレーダ装置の送受信系統の構成を示すブロック図である。図２は、第１の実施形態において、送受信処理の流れを示すフローチャートである。図３は、第１の実施形態において、サブアレイ間隔とsinθ軸上のグレーティングローブ間隔との関係を示す波形図である。図４は、第１の実施形態において、サブアレイが４×４（Naz＝Nel＝４）の場合のビーム形成とその指向方向を説明するための図である。図５は、第１の実施形態において、４×４ビ－ムそれぞれの指向方向をPRI毎にランダムに変化させる処理例を示す図である。図６は、第１の実施形態において、CPI信号のうち１６通り各々のグループ毎に信号を抽出する受信信号の処理例を示す図である。図７は、第１の実施形態において、CPI信号のうち該当グループ以外のPRIを０埋めする処理例を示す図である。図８は、第１の実施形態において、４×４（Naz＝Nel＝４）通りのサブアレイ信号からEL軸またはAZ軸の１軸で合成した信号を用いてAZ軸またはEL軸の１軸の信号を得る処理例を示す図である。図９は、第２の実施形態に係るレーダ装置の送受信系統の構成を示すブロック図である。図１０は、第２の実施形態において、送受信処理の流れを示すフローチャートである。図１１は、第２の実施形態において、サブアレイが２×２（Naz＝Nel＝２）の場合のビーム形成とその指向方向を説明するための図である。図１２は、第２の実施形態において、２×２ビ－ムそれぞれの指向方向をPRI毎にランダムに変化させる処理例を示す図である。図１３は、第２の実施形態において、CPI信号のうち４通り各々のグループ毎に信号を抽出する受信信号の処理例を示す図である。図１４は、第２の実施形態において、２×２（Naz＝Nel＝２）通りのビームスペースの信号から左右、上下の合成ビーム信号を形成してΣビーム、Δビームの信号を得る処理例を示す図である。図１５は、第２の実施形態において、Σビーム及びΔビームから得られる誤差電圧から誤差曲線に基づいて角度を求める処理を説明するための図である。図１６は、第２の実施形態において、２×２（Naz＝Nel＝２）通りのビームスペースの信号から左右、上下の合成ビーム信号を形成してΣビーム、Σ２ビームの信号を得る処理例を示す図である。図１７は、第２の実施形態において、Σビーム及びΣ２ビームから得られる誤差電圧から誤差曲線に基づいて角度を求める処理を説明するための図である。図１８は、第３の実施形態に係るレーダ装置の送受信系統の構成を示すブロック図である。図１９は、第３の実施形態において、送受信処理の流れを示すフローチャートである。図２０は、第３の実施形態において、全体CPIのslow-time軸FFTを行ってΣビームを取得し、前半のCPIと後半のCPIでslow-time軸のFFTを行ってΣ１とΣ２ビームを取得する様子を示す図である。図２１は、第３の実施形態において、回転ビームからスクイントビーム（Σビーム、Σ１ビーム、Σ２ビーム）を形成し、それぞれの受信信号の振幅を検出して振幅比較測角を行う様子を示す図である。

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１はレーダ装置の送受信系統の構成を示すブロック図、図２は図１に示すレーダ装置の送受信処理の流れを示すフローチャートである。本実施形態のレーダ装置は、図１に示すように、信号生成器１１により送信変調信号を生成し、DA変換器１２によりアナログ信号に変換し、周波数変換器１３により高周波数信号に変換する。その後、フェーズドアレイの場合には、分配器１４によりＮ系統に分配し、移相器１５１～１５Ｎで送信ビーム指向方向に応じた位相を設定し、高出力増幅器１６１～１６Ｎにより増幅して、サーキュレータ１７１～１７Ｎを介して、アンテナ（サブアレイ）１８１～１８Ｎより送信する。アンテナ１８１～１８Ｎに入力した目標からの反射信号は、低雑音増幅器２０１～２０Ｎで低雑音増幅された後、移相器２１１～２１Ｎにより受信ビームの指向方向に応じた位相を設定し、合成器２２で合成された後、周波数変換器２３により周波数変換され、AD変換器２４によりディジタル信号に変換される。以上の信号取得は、図２に示すようにビーム指向方向の異なるビーム毎に行われる。

すなわち、ビーム指向方向が設定されると（ステップS11）、ビームを形成して（ステップS12）、到来波を受信し（ステップS13）、PRIが設定回数に達したか判断し（ステップS14）、設定回数に達していない場合には、指向方向を変更して（ステップS15）、ビームの形成処理（ステップS12）に戻る。ステップS14でPRIが設定回数に達したと判断された場合には、slow-time FFT処理器２５で、Mグループ毎にslow-time軸FFTを行い（ステップS16）、サブアレイ変換器２６でM種のビーム信号を角度軸逆FFTしてサブアレイ信号を生成する（ステップS17）。続いて、ビーム形成器２７で2次元DBFを行い（ステップS18）、信号処理器２８で目標検出／測角処理等の信号処理を行い（ステップS19）、測角器２９でその信号処理結果に基づく測角を観測し、その観測値を出力する（ステップS20）。

ビーム指向方向を変化させるには、電子走査による方法を用いる。本実施形態では、PRI（Pulse Repetition Interval）毎に、送信ビーム制御器1９または受信ビーム制御器３０で送信ビーム、受信ビームの指向方向を変化させることに特徴がある。この場合、
方式１）送信ビームのみを変える方法、
方式２）受信ビームのみを変える方法、
方式３）送信及び受信ビームを変える方法
の３通りがある。いずれの場合も、方式の考え方は同様であり、以下において、３方式を区別せずに説明する。

まず、ビーム走査方向について説明する。図３（ａ）に示すように、サブアレイ間隔をｄとすると、サブアレイでビーム指向方向を制御する場合、図３（ｂ）に示すように、sinθ軸上で、グレーティングローブ間隔はλ／ｄの範囲となる。グレーティングロ－ブを発生させないためには、この範囲を走査となる。したがって、Ｎ個のサブアレイ１１１～１１Ｎによる制御の場合には、sinθ軸で、λ／dの範囲をＮ等分した方向にビーム形成する。この信号は直交ビーム信号であり、空間周波数軸（sinθ軸であり、以下、簡単のため角度軸と表現する）逆FFTすることにより、サブアレイ信号を得ることができる。

これを角度軸逆FFTすることにより、サブアレイ信号を得ることができる。

このサブアレイ信号を用いてDBF（非特許文献２参照）処理により、振幅及び位相制御すれば、sinθ軸においてλ/dの範囲で任意のビームを形成することができる。

以上の原理を踏まえて、図４（ａ）に示すように、Naz×Nel （Naz≧１、Nel≧１）のビームを形成する場合について考える。説明をわかりやすくするために、図４では、４×４（Naz＝Nel＝4）の場合について示している。

各ビ－ムの指向方向は、図４（ｂ）に示すサブアレイ信号A11～A44を用いて、図５に示すように、PRI毎にランダムにA11～A44を選定（１／１６の間引き）し、変化させる。図４では、指向方向をAZ軸及びEL軸で１６通りの方向に変化させる場合である。この場合は、PRI数（ヒット数）を１６分割し、１６通りの指向方向をPRI軸に対して、ランダムに割り当てる。１６通りの各々のPRI数は同一とする。

受信信号の処理を図６に示す。図６（ａ）に示すCPIの送信パルス信号のうち、１６通りの各々のグループ毎に受信パルスの信号を、図６（ｂ）に示すように、ランダムに選択し抽出する。ここで、該当グループ以外のPRIは、図７に示すように、データが無いので０埋めを行う。これにより、slow-time軸の観測時間を各グループで同一にして、ドップラ分解能を揃えることができる。

このグループ毎のビーム信号を用いて、角度軸逆FFTすることにより、サブアレイ信号が得られる。

以上で、図４に示す１６通りのサブアレイ（Ａ１１～Ａ４４）のslow-time軸FFT後のレンジ－ドップラ信号が得られる。この１６通りの信号を用いて、サブアレイDBFによる任意のビームを形成することができる。

一般に、Naz×Nelのサブアレイ信号を得て、任意のDBFビームを形成する手法について述べた。この場合、Naz×Nelを増やすと、CPIのPRIを細かく分割するため、１サブアレイ当たりのCPIの間引き率が大きくなり、ドップラ軸でグレ－ティングローブが発生し、偽目標を発生する可能性がある。

この対策として、Naz×Nel通りのサブアレイ信号を得た後、図８（ａ）または図８（ｂ）に示すように、EL軸またはAZ軸の１軸で列毎または段毎に開口合成した4chのAZ-DBF(BS)信号または4chのEL-DBF(BS)信号を用いて、IFFTによりAZ-DBF(ES)またはEL-DBF(ES)を取得する。AZ軸またはEL軸の１軸の信号を得て、処理する。処理手法としては、例えば、モノパルス測角や、高分解能処理（ＫＲ積拡張アレイ（非特許文献３）、ＭＵＳＩＣ（非特許文献４）、圧縮センシング（非特許文献５）等）がある。

（第２の実施形態）
第１の実施形態では、ビーム信号をサブアレイ信号に変換してから、DBF形成する手法について述べた。本実施形態では、サブアレイ信号に変換せずに、ビームスペースのままで処理する手法について述べる。

図９は第２の実施形態に係るレーダ装置の送受信系統の構成を示すブロック図、図１０は図９に示すレーダ装置の送受信処理の流れを示すフローチャートである。図９及び図１０において、図１及び図２と同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。本実施形態は、第１の実施形態とは、サブアレイ変換器２６、ステップＳ１７が無い部分が異なっている。

本実施形態は、サブアレイ信号を用いずに、ビームスペースのままで処理する。具体的には、Naz＝Nel＝２の場合、図１１（ａ）に示すように４通りのビームを形成する。このビーム指向方向の様子を、わかりやすいように図１１（ｂ）のＡ１１～Ａ２２で表現する。すなわち、図１２に示すようにPRI1～PRINの送信パルスからランダムにＡ１１～Ａ２２を選定（１／４の間引き）し、図１３（ａ）に示す選定出力を図１３（ｂ）に示すように受信して、各グループで間引き部分を０埋めし、それぞれのビームをslow-time軸FFTしてビーム合成し、レンジ・ドップラセルを抽出する検出処理を行い、検出セルについてモノパルスビームを形成し、そのビーム出力から測角する。

本実施形態では、上記４通りのビーム全体を合成するとΣビームになり、図１４（ａ）に示すように、左ビーム（Ａ１１，Ａ２１）と右ビーム（Ａ１２，Ａ２２）でそれぞれ合成すると、左右のビーム信号が得られるので、その減算により、ΔAZビームを形成できる。同様に、図１４（ｂ）に示すように、上ビーム（Ａ１１，Ａ１２）と下ビーム（Ａ２１，Ａ２２）でそれぞれ合成すると、上下のビーム信号が得られるので、その減算により、ΔELビームを形成できる。

これを用いて、次式により位相モノパルス（非特許文献１参照）の誤差電圧を計算することができる。

上記誤差電圧と、予め取得した図１５（ａ）のΣビームの出力T1及びΔビームの出力T2に対する図１５（ｂ）に示す誤差曲線（テーブル）Real[T1/T2]とを比較することにより、角度を算出することができる。

次に、スクイントモノパルスの場合について述べる。

上記４通りのビーム（Ａ１１、Ａ１２，Ａ２１，Ａ２２）について、slow-time軸FFTすることでレンジ－ドップラ信号が得られる。この４通りの信号を用いて、全体を合成するとΣビームになり、図１６（ａ）に示すように、左半分のビーム（Ａ１１、Ａ２１）と右半分のビーム（Ａ１２、Ａ２２）でそれぞれ合成すると、左右のビーム信号が得られる。そこで、その２つのビームにより、ΣビームとAZ軸のいずれか一方のスクイントビームΣAZを選択することができる。同様に、図１６（ｂ）に示すように、上半分のビ－ム（Ａ１１、Ａ１２）と下半分のビーム（Ａ２１、Ａ２２）でそれぞれ合成すると、上下のビーム信号が得られるので、その２つのビームにより、ΣビームとEL軸で指向方向がずれたスクイントビームΣELを選択することができる。

また、誤差電圧は次式となる。

上記誤差電圧と、予め取得した図１７（ａ）のΣビームの出力T1及びスクイントビームの出力T2に対する図１７（ｂ）に示す誤差曲線（テーブル）Real[T1/T2]とを比較することにより、角度を算出することができる。

（第３の実施形態）
第２の実施形態では、任意の走査方向の場合のビームスペースのまま処理する手法について述べた。本実施形態では、回転型アンテナの場合のように、ビーム方向が連続して変化する場合について述べる。

図１８は第３の実施形態に係るレーダ装置の送受信系統の構成を示すブロック図、図１９はその送受信処理の流れを示すフローチャートである。図１８及び図１９において、図１、図２、図９、図１０と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。本実施形態では、測角器２９をビーム選定測角器２９ａに変更した点が異なる。また、測角のためのビームとして、CPIを前半と後半に分けてビーム形成処理した点が異なる。

すなわち、PRI毎には、指向方向を制御できないため、PRIをランダムに選定することができない。そこで、本実施形態では、まず、Σビームについては、全体CPIのslow-time軸FFTを行ってΣビームを得る。一方、測角のためのビームとしては、CPIを前半と後半に分けて、前半のCPIと後半のCPIのぞれぞれにおいてslow-time軸のFFTを行い、それぞれΣ１ビームとΣ２ビームとする。この際に、Σビームとドップラ分解能を合わせるために、図２０に示すように、前半（後半）のCPIの場合は、後半（前半）のCPIは０埋めとする。図２１（ａ）にスクイントビーム、図２１（ｂ）にモノパルスビームの形状を比較して示す。

このΣ１ビームとΣ２ビームでは、目標速度がある場合には、ドップラ成分があるために位相が異なっており、速度を抽出して位相補正を行う必要がある。その補正ができない場合は、Σ、Σ１、Σ２の振幅を用いて、Σ１とΣ２のいずれか大きな振幅のビームを用いて、次式により振幅比較測角を行う。

上記誤差電圧と、予め取得した誤差曲線（テーブル）を比較することにより、角度を算出することができる。

以上のように、上記実施形態によれば、M（M≧2）ヒットのCPI（Coherent Pulse Interval）のPRI（Pulse repetition Interval）毎に、M（M≧2）通りの方向にビーム走査角を変えて受信したデータより、M通りのビーム毎にslow-time軸FFTしたデータを用いて、角度軸逆FFTして、サブアレイ信号またはビームスペースを生成し、受信信号によりビーム形成して信号処理するようにしているので、少ない受信チャンネル数で角度精度の高い測角を実現することができる。

なお、本発明は上記実施形態をそのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１１…信号生成器、１２…DA変換器、１３…周波数変換器、１４…分配器、１５１～１５Ｎ…移相器、１６１～１６Ｎ…高出力増幅器、１７１～１７Ｎ…サーキュレータ、１８１～１８Ｎ…アンテナ（サブアレイ）、1９…送信ビーム制御器、２０１～２０Ｎ…低雑音増幅器、２１１～２１Ｎ…移相器、２２…合成器、２３…周波数変換器、２４…AD変換器、２５…slow-time FFT処理器、２６…サブアレイ変換器、２７…ビーム形成器、２８…信号処理器、２９…測角器、２９ａ…ビーム選定測角器、３０…受信ビーム制御器。

Claims

複数のアンテナを備え、M（M≧2）ヒットのCPI（Coherent Pulse Interval）のPRI（Pulse repetition Interval）毎に、N（N≧2）通りの方向にビーム走査角を変えて受信したデータより、N通りのビーム毎にslow-time軸FFTしたデータを用いて、角度軸逆FFTしてサブアレイ信号を生成し、サブアレイ信号によりビーム形成して信号処理するレーダ装置。
複数のアンテナを備え、M（M≧2）ヒットのCPI（Coherent Pulse Interval）のPRI（Pulse repetition Interval）毎に、N（N≧2）通りの方向にビーム走査角を変えて受信したデータより、N通りのビーム毎にslow-time軸FFTしたデータを用いてビーム形成して信号処理するレーダ装置。
前記複数のアンテナによる回転アンテナを備え、M＝Nとして、全体のM通りの受信データの合成値をΣとし、M通りの受信データの前半のM/2と後半のM/2の受信データを各々合成してΣ１とΣ２を得て、Σ１とΣ２の振幅値の大きい方と、Σを用いて振幅スクイント測角する請求項１記載のレーダ装置。
複数のアンテナの受信信号から、M（M≧2）ヒットのCPI（Coherent Pulse Interval）のPRI（Pulse repetition Interval）毎に、N（N≧2）通りの方向にビーム走査角を変えて受信したデータより、N通りのビーム毎にslow-time軸FFTしたデータを用いて、角度軸逆FFTしてサブアレイ信号を生成し、サブアレイ信号によりビーム形成して信号処理するレーダ信号処理方法。
複数のアンテナの受信信号から、M（M≧2）ヒットのCPI（Coherent Pulse Interval）のPRI（Pulse repetition Interval）毎に、N（N≧2）通りの方向にビーム走査角を変えて受信したデータより、N通りのビーム毎にslow-time軸FFTしたデータを用いてビーム形成して信号処理するレーダ信号処理方法。
前記複数のアンテナによる回転アンテナの受信信号から、M＝Nとして、全体のM通りの受信データの合成値をΣとし、M通りの受信データの前半のM/2と後半のM/2の受信データを各々合成してΣ１とΣ２を得て、Σ１とΣ２の振幅値の大きい方と、Σを用いて振幅スクイント測角する請求項４記載のレーダ信号処理方法。