JP2017005988A - 直列−並列モードの能動的クランプを有する電力コンバータを動作するシステム及び方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】ある実施形態では、改善型コンバータは、漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーを、制御スイッチをターンオフする瞬間に、スナバキャパシタに転送する。更に、改善型コンバータの実施形態は、電力が二次回路により負荷に供給されるときにスナバキャパシタに蓄積されたエネルギーを保持する。改善型コンバータは、変圧器に蓄積されたエネルギーが負荷に供給されると、スナバキャパシタに蓄積された漏洩エネルギーを一次巻線へ転送し始める。最終的に、改善型コンバータの実施形態は、全ての漏洩インダクタンスエネルギーが入力ソースに返送されるように能動的クランプスイッチをインテリジェントに制御する。
【選択図】図2
Description
図2を参照すれば、ここに述べる1つ以上の実施形態によるフライバックコンバータの回路構成が示されている。図2に示すように、フライバックコンバータ200は、電源V1、電源スイッチQ1、能動的クランプスイッチQ2を含む能動的クランプ回路、第1のスナバキャパシタC1、第2のスナバキャパシタC3、第1のノードD2、第2のノードD3、及び第3のノードD4、並びに一次巻線P1及び二次巻線S2を有する変圧器TX1を備えている。一次巻線P1は、図2にインダクタL1として示された漏洩インダクタンス(前記のような)を有する。変圧器TX1の二次巻線S1は、(Rloadで表わされた)1つ以上の負荷に電力供給するために出力電圧Voutを発生する。ある例では、フライバックコンバータは、更に、二次巻線P2と直列の整流ダイオードD1、及び出力電圧Voutと並列のフィルタキャパシタC2を備えている。
図2の回路200で示された例示的な実施形態に戻ると、電源スイッチQ1のオン時間中に、変圧器TX1の一次巻線(P1)に電流が流れて、一次インダクタンスにエネルギーを蓄積する。電源スイッチQ1がターンオフすると、制御ループによってセットされた瞬間に、漏洩エネルギーは、クランプスイッチQ2の本体ダイオード及びダイオードD2を通して2つのスナバキャパシタ、即ちC1及びC3の直列接続体へ転送される。制御スキームは、クランプスイッチQ2がこの遷移中にその本体ダイオードを通して電流が流れるときにターンオンするように設計される。ある実施形態では、C1及びC3の値が同じであるように選択され、その結果、各キャパシタに蓄積されるエネルギー及び電圧は半分となる。
図5を参照すれば、ゼロ電圧「ターンオン」を表わす波形が示されている。特に、波形500は、VdsQ1、即ち電源スイッチQ1のドレイン対ソース電圧を表わし、そして波形505は、VgsQ1、即ち電源スイッチQ1のゲート対ソース電圧を表す。図5から、それらの波形において、ゲート対ソース電圧(505)が電源スイッチQ1のターンオンスレッシュホールドに到達したときに、ドレイン対ソース電圧(500)がゼロ電圧レベルより低いことが明確に分かる。
この時点までに述べた実施形態は、可変周波数モードで動作する高効率の可変周波数フライバックコンバータを教示している。高効率の電力コンバータは、多数の具現化において望まれるものであるが、そのようなコンバータにより給電される装置に使用される特定の特徴による電力変換には、幾つかの制約が課せられる。例えば、近代的な移動電話及びタブレット装置に使用される「マルチタッチ」技術は、特定の周波数帯域において非常に低い共通モードノイズ注入を要求する。この要求は、そのような周波数帯域、又は少なくともそれらの帯域からのコンバータの基本的なスイッチング周波数におけるコンバータの動作を思い留まらせる。その結果、上述した可変周波数モードコンバータの実施形態は、非常に高い効率を与えるが、特定の周波数帯域に敏感なシステムを駆動することが予想されるようなある電力用アダプタに使用することはできない。従って、以下に述べる実施形態は、固定動作周波数において高効率の不連続モードフライバックコンバータ設計を許す変更された動作方法を有するシステムを包含する。
1)漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーを、制御スイッチのターンオフの瞬間にスナバキャパシタへ転送する(即ち、従来のスナバの振舞いと同様に)。
2)二次回路により電力が負荷に供給されるときスナバキャパシタにこの蓄積エネルギーを保持する。
3)変圧器のインダクタンスに蓄積された全てのエネルギーが負荷に供給されたとき、スナバキャパシタに蓄積された漏洩エネルギーの、一次巻線への転送を、逆方向の駆動電流により、能動的クランプスイッチを通して開始する。
4)蓄積された漏洩エネルギーが一次巻線へ転送された後も、(スイッチング動作周期により指令される)固定の所定のターンオフの瞬間までスナバキャパシタを放電し続け、そしてそのような周期中に一次インダクタンスにまたがる反射電圧の半分以下(又はどんな望ましいスレッシュホールドが選択されても)を印加する。
5)次のスイッチングサイクルを開始する前に所定の時間に能動的クランプスイッチをターンオフする。
図15を参照すれば、ゼロ電圧「ターンオン」を描く波形が示されている。波形1500は、VdsQ1、即ち電源スイッチQ1のドレイン対ソース電圧を表し、そして波形1505は、VgsQ1、即ち電源スイッチQ1のゲート対ソース電圧を表す。図15から、ゲート対ソース電圧(1505)が電源スイッチQ1のターンオンスレッシュホールドに到達するときにドレイン対ソース電圧(1500)がゼロ電圧レベルより低いことが波形において明確に分かる。
ある実施形態によれば、上述した高効率の固定周波数DCMフライバックコンバータの性能は、アナログ制御回路のスタティック性質ではなく、デジタル制御回路の適応能力を使用しつつ、固定周波数動作の利益を依然保持することにより、改善することができる。
1)電源スイッチQ1のオン時間は、出力調整メカニズムにより制御され、そしてオン時間中に変圧器の一次インダクタンスにエネルギーが蓄積される。
2)電源スイッチQ1がターンオフすると、漏洩インダクタンスエネルギーがスナバキャパシタC1及びC3へ供給され、そして蓄積エネルギーの残りがフライバック周期中に出力に供給される。
3)充電時に、スナバキャパシタC1及びC3は、エネルギー放出流に変圧器の一次巻線から実質的に切断される。
4)変圧器の全てのエネルギーが尽きると、一次巻線にまたがるフライバック電圧が降下し始め、そしてスナバキャパシタC1及びC3の各々にまたがる電圧に等しくなったときに、漏洩エネルギーが、そこに確立される逆方向電流のために一次インダクタンスへ転送される。
5)スナバキャパシタに蓄積された全ての漏洩エネルギーが一次側へ転送された後に、逆方向電流は、クランプスイッチQ2のオン時間中確立し続ける。
6)クランプスイッチQ2は、電源スイッチQ1の次のターンオンサイクルの所定時間前にターンオフし、そして一次巻線に蓄積された逆方向エネルギーは、電源スイッチQ1の本体ダイオードの導通により入力ソースに返送される。
7)次のサイクルに、電源スイッチQ1は、それにまたがる電圧が実質的にゼロであるときにターンオンされ、そして動作が繰り返される。
V_OR=(Np/Ns)×(Vout+Vf_D1) (式1)
但し、Np/Nsは、変圧器の巻回比であり、そしてVf_D1は、出力整流ダイオードの順方向電圧降下である。C1及びC3の各々は、この電圧レベルの半分に充電され、そして更に、漏洩エネルギーのためにより高い充電電圧になることがある。
T_on=(Ipk×Lp)÷Vin (式2)
T_dis=(Vin×T_on)÷V_OR (式3)
T_dead=T−(T_on+T_dis) (式4)
スナバキャパシタC1及びC3に蓄積された漏洩インダクタンスエネルギーの全ての転送がこのデッドタイム中に行われる。
T1×1/2 V_OR=T2×Vin (式5)
又は
T1=[(T_dead−T1)×Vin]÷1/2 V_OR (式6)
1)スイッチング周波数/スイッチング周期(T)−これは、DSPが全制御を遂行するか又はこの情報が供給される場合に、容易に達成される;
2)入力電圧(Vin);
3)反射二次電圧(V_OR);
4)一次インダクタンス(Lp);及び
5)電源スイッチQ1のオン時間(T_on)。
以下に述べるインテリジェントな周波数適応の実施形態は、前記可変周波数実施形態と固定周波数実施形態の有益さの間にバランスを与える。可変周波数実施形態は、可変周波数で動作する不連続モードフライバックコンバータにおいて高い効率及び低い共通モードノイズを達成する方法を使用する。可変周波数コンバータ実施形態は、出力負荷及び入力電圧に基づいて動作周波数を変化させる。上述したように、そのような動作は、移動電話及びタブレット装置のようなある用途では、ある周波数帯域の共通モードノイズを非常に低くする必要のあるマルチタッチ要求のために受け容れられない。この目的は、上述した固定周波数実施形態により構成されるコンバータを使用することで良好に応じられる。しかしながら、固定周波数実施形態は、可変周波数実施形態を使用して構成されるコンバータよりも、低い負荷において望ましからぬ循環ロスがあることで潜在的に依然悩まされている。
Pin=0.5×Lp×Ip 2×Fsw1 (式7)
但し、Lpは、一次インダクタンスであり、そしてIpは、ピーク一次電流である。
Pin=0.5×Lp×Ip 2×Fsw1 (式8)
1)固定の基本周波数Fsw1でコンバータを始動する;
2)動作中にデッドタイムTdeadを監視する;
3)Tdeadが第1の設定基準値Tdead1より長いときは、次のクロックサイクルにおいて次の2つのアクション(即ち、以下のアクション3a及び3b)を同時にとる;
a)設定スイッチング周期に0.5を乗じて、スイッチング周波数を実際上倍にし;及び
b)電流限界比較器の基準として使用されるエラー増幅信号にsqrt(0.5)、即ち0.707を乗じる;
4)デッドタイムが別の設定基準Tdead2より短くなるまで新たなスイッチング周波数での動作中にデッドタイムを監視し続ける。そのとき、次のクロックサイクルの始めに、次の2つのアクション(即ち、以下のアクション4a及び4b)をとる。
a)設定スイッチング周期に2を乗じて、スイッチング周波数を実際上半分にして、それを元の値に戻し;及び
b)電流限界比較器の基準として使用されるエラー増幅信号に1を乗じる。
以下の例は、付加的な実施形態に関するものである。
225:ネットワーク
V1:電源
V2、V3:電圧源
TX1:変圧器
P1:一次巻線
S1:二次巻線
Q1:電源スイッチ
Q2:クランプスイッチ
C1、C3:スナバキャパシタ
C2:出力キャパシタ
R1:抵抗器
D1、D2、D3:ダイオード
L1:インダクタ
Claims (20)
- 一次巻線及び二次巻線を有する変圧器;
一次巻線に流れる電流を制御するように一次巻線に結合された第1のスイッチ;
能動的共振クランプ回路に流れる電流を制御するように一次巻線に結合された第2のスイッチ;
を備え、前記能動的共振クランプ回路は、一次巻線からの漏洩エネルギーを吸収するように構成され、そして
一次巻線に結合された第1のキャパシタ、
一次巻線に結合された第2のキャパシタ、及び
前記第1のキャパシタと前記第2のキャパシタとの間に直列に接続された第1のダイオード、
を含むものであり、更に、
前記第1のスイッチ及び前記第2のスイッチに結合されたコントローラであって、
前記第1のスイッチをオンに切り換えて変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積し、
前記第1のスイッチをオフに切り換えて前記第1及び第2のキャパシタを直列に充電し、
全ての漏洩インダクタンスエネルギーが変圧器から前記第1及び第2のキャパシタへ転送されると、前記第1及び第2のキャパシタを変圧器の一次巻線から切断して前記第1及び第2のキャパシタを並列に放電し始め、
所定の時間間隔で、又は前記第1及び第2のキャパシタにまたがる電圧が各々所定の電圧レベルに降下するときに、前記第2のスイッチをオフに切り換え、及び
前記第1のスイッチをオンに切り換えて、ゼロ電圧スイッチングを達成する、
ように構成されたコントローラ;
を備えた、電力変換装置。 - 前記第2のスイッチは、その本体ダイオードに電流が流れるときにターンオンするように構成される、請求項1に記載の装置。
- 前記第1のキャパシタの値は、前記第2のキャパシタの値に等しい、請求項1に記載の装置。
- 前記第1及び第2のキャパシタは、第1のダイオードの存在により変圧器の一次巻線から切断されるように構成される、請求項1に記載の装置。
- 前記第1のダイオードは、逆方向電流が第2のスイッチを通して変圧器の一次巻線へ流れるのをブロックするように構成される、請求項1に記載の装置。
- 前記所定の電圧レベルは、出力反射電圧の半分を含む、請求項1に記載の装置。
- 前記第2のスイッチは、変圧器の一次巻線に第1の所定の最小量の逆方向電流があるときにスイッチオフするように構成される、請求項6に記載の装置。
- 前記第1及び第2のキャパシタに蓄積された漏洩エネルギーを変圧器の一次巻線へ転送することは、変圧器に蓄積された全てのエネルギーが負荷に送られた後にのみ開始される、請求項7に記載の装置。
- 変圧器、第1及び第2のキャパシタ、第1及び第2のスイッチ、並びに出力システムの負荷に供給するための調整された出力電圧を発生するようにそれら第1及び第2のスイッチを動作するコントローラを備えた電力変換回路を動作する方法において、
第1のスイッチをオンに切り換えて変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積し;
第1のスイッチをオフに切り換えて第1及び第2のキャパシタを直列に充電し;
全ての漏洩インダクタンスエネルギーが変圧器から第1及び第2のキャパシタへ転送されると、第1及び第2のキャパシタを変圧器の一次巻線から切断して、第1及び第2のキャパシタを並列に放電し始め;
第1及び第2のキャパシタにまたがる電圧が各々所定電圧レベルに降下するときに第2のスイッチをオフに切り換え;及び
第1のスイッチをオンに切り換えて、ゼロ電圧スイッチングを達成する;
ことを含む方法。 - 前記第2のスイッチは、その本体ダイオードに電流が流れるときにターンオンされる、請求項9に記載の方法。
- 前記第1のキャパシタの値は、前記第2のキャパシタの値に等しい、請求項9に記載の方法。
- 前記第1及び第2のキャパシタは、前記第1及び第2のキャパシタ間に直列に接続された第1のダイオードの存在により変圧器の一次巻線から切断される、請求項9に記載の方法。
- 前記第1及び第2のキャパシタ間に直接に接続された第1のダイオードは、逆方向電流が第2のスイッチを通して変圧器の一次巻線へ流れるのをブロックする、請求項9に記載の方法。
- 前記所定電圧レベルは、出力反射電圧の半分を含む、請求項9に記載の方法。
- 前記第2のスイッチは、変圧器の一次巻線に第1の所定の最小量の逆方向電流があるときにスイッチオフされる、請求項14に記載の方法。
- 前記第1及び第2のキャパシタに蓄積された漏洩エネルギーを変圧器の一次巻線へ転送することは、変圧器に蓄積された全てのエネルギーが負荷に送られた後に開始される、請求項9に記載の方法。
- 変圧器、第1及び第2のキャパシタ、第1及び第2のスイッチ、並びに出力システムの負荷に供給するための調整された出力電圧を発生するようにそれら第1及び第2のスイッチを動作するコントローラを備えた電力変換回路を動作する方法において、
第1のスイッチを所定の時間間隔でオンに切り換えて変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積し;
第1のスイッチをオフに切り換えて第1及び第2のキャパシタを直列に充電し;
第2スイッチを、その本体ダイオードに電流が流れるときにオンに切り換え;
全ての漏洩インダクタンスエネルギーが変圧器から第1及び第2のキャパシタへ転送されると、第1及び第2のキャパシタを変圧器の一次巻線から切断して、第1及び第2のキャパシタを並列に放電し始め;及び
第1のスイッチの次の所定スイッチオンより所定時間量だけ前に第2のスイッチをオフに切り換え、前記時間量は、第1のスイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するように予め決定される;
ことを含む方法。 - 前記第1のスイッチをオフに切り換えるタイミングは、次の値、即ちエラー信号値、出力負荷値、及び入力電圧値、の1つ以上に少なくとも一部分基づく、請求項17に記載の方法。
- 前記第1及び第2のキャパシタに蓄積されたエネルギーは、電力が負荷に供給されるときには保持される、請求項17に記載の方法。
- 前記第1及び第2のキャパシタに蓄積された漏洩エネルギーを変圧器の一次巻線に転送することは、変圧器に蓄積された全てのエネルギーが負荷に供給された後に開始される、請求項17に記載の方法。
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