CN106253680A - 操作具有串-并联模式有源箝位的电力变换器的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及操作具有串‑并联模式有源箝位的电力变换器的系统和方法。公开了用于操作改进的反激变换器的系统和方法，其中泄漏能量被返回到输入电源而不是返回到输出负载，同时仍然实现零电压切换(即，ZVS)的操作。在一些实施例中，改进的变换器可以在控制开关的关断时刻处将存储在泄漏电感中的能量转移到阻尼电容器。另外，当电力被次级电路传递到负载时，改进的变换器实施例还可以将存储的能量保留在阻尼电容器中。一旦存储在变压器中的能量被传递给负载，改进的变换器实施例就可以启动存储在阻尼电容器中的泄漏能量到初级绕组的转移。最后，改进的变换器实施例可以智能地控制它们的有源箝位开关以使得所有的泄漏电感能量返回到输入源。

Description

操作具有串-并联模式有源箝位的 电力变换器的系统和方法
技术领域
本公开总体上涉及电力变换器领域，并且更具体地涉及具有“串-并联模式”有源箝位的反激变换器。
背景技术
在诸如反激变换器的隔离系统中，输入电路系统(例如，初级控制器)和输出电路系统(例如，次级控制器)彼此没有电/电位连接。反激变换器通常在开关模式电力供应应用中用作隔离的电池充电器和/或前端AC-DC和DC-DC变换器。例如，常用反激变换器是包括被拆分为形成变压器的电感器的升降压变换器。变压器的初级绕组耦合到输入电路系统，而变压器的次级绕组耦合到输出电路系统，因此，在输入电路系统与输出电路系统之间提供了期望的隔离。
反激变换器经常优选用于低电力的电力变换，特别用于当输入电压变化和输出负载变化较宽时。反激变换器的低组件数以及复杂度在将其并入到用于电子设备(诸如，蜂窝电话、笔记本电脑和其它消费电子装备)的外部电力适配器时是有利的。
发明内容
较高效的电力适配器是有利的，包括当适配器插入墙中但不连接到用于充电的设备(称为“待机”模式)的时候。此外，消费电子产业中朝向小型化和便携性的推动促使这类电力变换器封装在越来越小的体积中，而维持一定的操作温度。然而，由于可以促进小型化的更高频率的操作可能在一定操作条件下对效率有不利影响，所以减小尺寸或组件数通常使得更难以获得效率改进。
因此，需要的是能够有更高效率同时也能减小尺寸和/或组件数的改进的电力变换器。本文描述了用于操作改进的反激变换器的各种设备和方法，其中泄露能量返回到输入电源而不是到输出负载(如在传统有源箝位系统中可见的)，同时仍然获得零电压切换(ZVS)导通操作。
在本文描述的一些实施例中，改进的变换器可以将存储于泄露电感中的能量在控制开关关断瞬间转移到阻尼电容器(即，如在常规阻尼器中的那样)。进一步地，在电力正在由次级电路传递到负载时，改进的变换器实施例可以将存储的能量保持在阻尼电容器中。又进一步地，当存储于变压器电感的所有能量传递到负载时，本文描述的改进的变换器实施例之后可以开始将存储于阻尼电容器中的泄露能量通过有源箝位开关(即，通过在相反方向上驱动电流)转移到初级绕组。又进一步地，本文描述的改进的变换器实施例可以自适应性地和/或智能地控制有源箝位开关，以使得所有泄露电感能量返回到输入源，同时确保最小能量存储需求被满足以用于电力变换器的无条件ZVS操作。
附图说明
图1示出了典型的有源箝位反激变换器，其本质上设计为以CCM操作。
图2示出了根据一个或多个实施例的以可变频率的非连续电流模式操作的反激变换器的电路布置和电容器C1和C3的示例性充电路径。
图3示出了以可变频率模式操作的图2的反激变换器的电容器C1的示例性放电路径。
图4示出了以可变频率模式操作的图2的反激变换器的电容C3的示例性放电路径。
图5示出了例示以可变频率模式操作的图2的反激变换器的零电压导通的波形。
图6示出了例示以可变频率模式操作的图2的反激变换器的电力开关Q1中的反向电流的波形。
图7示出了例示在图2的反激变换器的电力开关Q1关断时电流转移到有源箝位以及在反激时段结束之后或死区时间期间的放电电流的波形。
图8示出了使用“n”个附加的阻尼电容器的图2的串-并联模式有源箝位电路的扩展。
图9示出了使用高压侧辅助绕组的图2的串-并联模式有源箝位电路的替换实施例。
图10示出了使用反射箝位方法的图2的串-并联模式有源箝位电路的替换实施例。
图11示出了根据一个或多个实施例的以非连续模式操作的固定频率有源箝位反激变换器的优选实施例。
图12示出了根据一个或多个实施例的以固定频率非连续电流模式操作的反激变换器的电路布置以及电容器C1和C3的示例性充电路径。
图13示出了以固定频率模式操作的图12的反激变换器的电容器C1的示例性放电路径。
图14示出了以固定频率模式操作的图12的反激变换器的电容器C3的示例性放电路径。
图15示出了例示以固定频率模式操作的图2的反激变换器的零电压“导通”的波形。
图16示出了例示以固定频率模式操作的图2的反激变换器的电力开关Q1中的反向电流的波形。
图17示出了例示在以固定频率模式操作的图2的反激变换器的电力开关Q1关断时电流转移到有源箝位以及在反激时段结束之后或死区时间期间的放电电流的波形。
图18示出了例示用于图2的反激变换器的电力开关Q1和箝位开关Q2的两个PWM驱动信号之间的延迟的波形。
具体实施方式
此处描述了用于操作电力变换器的各种设备和方法。更具体地，此处公开的实施例包括可以以“可变频率”模式、“固定频率”模式或“部分固定频率”模式中的一个或多个操作的反激变换器，在“可变频率模式”中，以泄露电感能量可以恢复到输出并且可以获得变换器的主电力开关的零电压切换过渡这样的方式改变切换频率，在“固定频率”模式中，反激变换器的切换频率是固定的，在“部分固定频率”模式中，基于电力变换器的输入和/或输出条件，切换频率可以以一组数量的频率中的一个来操作。在一些实例中，可以以以上模式中的一种来操作反激变换器，同时获得零电压切换。
一般地，此处公开的技术可以允许对在传统反激变换器设计中一般消散的泄露电感能量的增大的恢复。所附实施例也允许高频操作(例如，频率超过500kHz)，而同时获得显著地效率改进。这可以帮助减小电力变换器的尺寸，并因此为之后的电力适配器辅助获得超紧凑的设计。在一些实例中，这样的变换器以固定频率模式或部分固定频率模式操作，通过避免给定系统要求不期望的频带，电力变换器可以进一步能够满足某些电子设备(诸如，具有触摸屏的设备)的共模噪声要求。
此处公开的技术适用于向电子系统供电的任何数量的隔离系统，电子系统诸如：数码相机、移动电话、手表、个人数据助理(PDA)、便携式音乐播放器、监控器以及台式电脑、膝上型电脑和平板电脑。
在以下描述中，为了解释目的，阐述了多种具体细节以提供对本发明概念的透彻理解。作为描述的一部分，本公开的附图中的一些以框图的形式表示结构和设备以避免模糊本发明。为了清楚起见，并没有在说明书中描述实际实施方式的所有特征。此外，本公开中使用的语言主要为了可读性和指示的目的来选择，而可能不会选择来描绘或限制发明主题，诉诸于必要的权利要求来确定这样的发明主题。在本公开中对“一个实施例”或“实施例”的引用意指与实施例有关的描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施方式中，并且对“一个实施例”或“实施例”的多次引用不应当理解为必须都引用相同的实施例。
图1中示出了典型的有源箝位反激变换器。有源箝位反激变换器通常实现为连续导电模式(CCM)操作，然而，这种反激变换器并不能在所有线路和负载条件下都以CCM操作。在较低负载和较高输入电压处，例如，反激可能进入非连续导电模式(DCM)，并且在这种条件中，传统的有源箝位电路会变得非常低效。
图1示出了典型的有源箝位反激变换器100，其本质上设计为以CCM操作。如图1所示，反激变换器100可以包括电源V1，其可以定位为与变压器TX1的初级绕组P1串联，以及包括耦合在初级绕组P1与电源V1之间的电力开关Q1。反激变换器进一步可以包括包含阻尼电容器C1和箝位开关Q2的串联组合的有源箝位电路系统，其可以与初级绕组P1并联连接在电压源V1与电力开关Q1之间。变压器TX1进一步可以包括次级绕组S1，其可以提供输出电压Vout以向一个或多个负载(由R3表示，并且标为Rload)供电。在一些实例中，反激变换器进一步可以包括与次级绕组S1串联的整流二极管D1和与输出电压Vout并联的滤波电容器C2。图1中示出的反激变换器100还包括用于电力开关Q1(包括电压源V2和电阻器R1)和箝位开关Q2(包括电压源V3和电阻器R2)的栅极驱动电路系统。
通常地，变压器绕组之间的不完美的耦合可能导致寄生泄露电感，其可以在反激变换器的电力开关Q1关闭时存储能量。在图1中，变压器TX1的该寄生泄露电感以图形表示为电感器L1。在一些实例中，可以相对于泄露电感L1的值来选择有源箝位电路系统中的阻尼电容器C1的值，以使得在导通时操作频率和切换时间可以获得零电压切换或软切换。在某些操作条件下，阻尼电容器C1可以用于恢复存储于泄露电感中的能量，但是不是所有输入和输出条件都发生这种恢复。由此，在较轻负载、特别是在DCM操作中，变换器可能是低效的。
在操作期间，存储于泄露电感中的能量首先传递到阻尼电容器C1，并且之后(即，一旦反激时段开始)通过阻尼电容器C1与泄露电感L1之间的谐振动作传递到次级绕组S1。具体地，能量可以从初级绕组P1通过箝位开关Q2的体二极管存储于阻尼电容器C1中。相反地，可以以以下方式使能量放电(例如，当箝位开关Q2导通时)，从阻尼电容器C1通过初级绕组P1到次级绕组S1，并可以进一步穿过整流二极管D1到一个或多个系统负载。在该能量转移中得到的峰值电流可能较大，并因此由于恢复路径中的组件提供的阻抗而损失显著的泄露电感能量。
在一些实例中，可以以边界模式控制如图1中描述的有源箝位，以通过允许能量的两个分离事件转移到次级(即，输出)和初级(即，输入)来获得电力开关Q1的零电压切换。在这种控制期间，反激变换器在DCM和CCM模式的边界上操作，由此导致可变频率变换器操作。
在这种实施方式中，可以以泄露电感能量恢复到输出(例如，Vout)并且甚至在DCM操作中获得电力开关Q1的零电压切换过渡这样的方式操作两个电力控制开关(即，电力开关Q1和箝位开关Q2)。在泄露能量已经充电到“反射输出电压”水平(V_OR)(即，在输出二极管D1导通时从变换器的次级侧反射回到初级侧的电压量)之后，则泄漏能量可以存储于阻尼电容器C1中。反射电压可以定义为V_OUT(即，输出电压)加上Vf_D1(即，输出二级管D1两端的正向电压降)乘以(Np/Ns)，其中Np是变压器的初级绕组中的匝数，而Ns是变压器的次级绕组中的匝数。当箝位开关Q2导通时，阻尼电容器C1与泄露电感L1谐振并通过变压器将能量转移到输出。通常地，C1的值较低且会发生若干次谐振振铃。一旦变压器能量完全转移到负载，由于C1通过箝位开关Q2连接在初级电感两端，在初级电感中建立了反向电流。当建立了预定的反向电流(例如，如由控制电路确定的)，箝位开关Q2关断。当箝位开关Q2关断时，变压器初级绕组P1的下端朝向接地降落，同时使输出电容C2在电力开关Q1的漏极节点处放电。一旦电力开关Q1的体二极管开始导电同时漏极至源极电压箝位为略低于接地，则在零电压切换(即，ZVS)条件中导通电力开关Q1。在该操作下，由于变压器要么充电要么放电，操作中不存在“死区时间”。由此，变换器的操作处于“过渡模式”(也称为“边界模式”)，并且变换器以可变频率运行。尽管获得了ZVS操作，由于如以上描述相同的理由，泄露电感能量的恢复是最小的。
串－并联模式(SPM)有源箝位变换器
现在参考图2，根据此处描述的一个或多个实施例示出了反激变换器的电路布置。如图2所示，反激变换器200可以包括电源V1、电力开关Q1、包含有源箝位开关Q2的有源箝位电路系统、第一阻尼电容C1、第二阻尼电容器C3、第一二极管D2、第二二极管D3和第三二极管D4以及具有初级绕组P1和次级绕组S1的变压器TX1。初级绕组P1可以具有在图2中表示为电感器L1的泄露电感(诸如以上讨论的)。变压器TX1的次级绕组S1可以提供输出电压Vout以向一个或多个负载(由Rload表示)供电。在一些实例中，反激变换器进一步可以包括与次级绕组S1串联的整流二极管D1和与输出电压Vout并联的滤波电容器C2。
如图2所示，电源V1与电力开关Q1(包括电压源V2和电阻器R1)和有源箝位电路系统串联连接。变压器TX1的初级绕组P1在电源V1与电力开关Q1之间。有源箝位电路系统可以包括有源箝位开关Q2(包括电压源V3和电阻器R2)和网络225的串联组合，其中网络225包括第一和第二阻尼电容器C1和C3以及第一、第二和第三二极管(分别为D2、D3和D4)。在网络225内，第一二极管D2串联连接在第一和第二阻尼电容器C1和C3之间。第二二极管D3并联连接在第二阻尼电容器C3与第一二极管D2两端；并且第三二极管D4并联连接在第一阻尼电容器C1和第一二极管D2两端。以下将进一步详细讨论包括C1、C3、D2、D3和D4的网络225的各个元件的操作角色。如以上所述的，L1包括变压器TX1的初级线圈P1的泄露电感。当能量转移到变压器TX1的次级线圈S1以用于传递到负载时，能量穿过二极管D1并存储于电容器C2中。如图2所示，在标为VOUT的点处可以测量负载电阻(由电阻器R3表示并标为RLOAD)两端的输出电压。图2中示出的反激变换器200还包括用于电力开关Q1(包括电压源V2和电阻器R1)和箝位开关Q2(包括电压源V3和电阻器R2)的栅极驱动电路系统。图2中示出的反激变换器可以被配置为以非连续导电模式操作，以使得变换器不会进入连续导电模式。
现在参考图8，示出了以上关于图2详细讨论的串－并联模式有源箝位电路的扩展。以上讨论的实施例使用包括两个电容器和三个二极管的阻尼箝位。两个阻尼电容器串联充电并且并联放电。通过使用获得所有优势的“n”个数量的阻尼电容器连同相应数量的二极管，可以扩展串－并联模式有源箝位电路的核心概念。例如，如图8的变换器电路800所示，在电路中利用附加的阻尼电容器C4以及二极管D5、D6和D7。具体地，附加的电容器C4与阻尼电容器C1和C3串联连接，并连接在C3和箝位开关Q2之间。如图8所示，附加的二极管D5串联连接在C3和C4之间；附加的二极管D6并联连接在C4和D5两端；并且附加的二极管D7并联连接在C1、C3、D2和D5两端。图8中示出的三个阻尼电容器的布置导致所有三个电容器串联充电而并联放电。当与适当的二极管一起使用时，相同的原理可以扩展到任意数量“n”个电容器，如图8所示。
现在参考图9，示出了以上相对于图2详细讨论的串－并联模式有源箝位电路的另一实施例，其使用高压侧辅助绕组。根据图9的变换器电路900示出的实施例，从图2的电路移除了第二阻尼电容器C3和二极管D4。代替它们的，二极管D2替代地连接在变压器TX1的初级绕组P1和辅助初级绕组P2之间，以及连接到电力开关Q1(而不是箝位开关Q2)。根据图9中示出的电路900的操作，在关断过渡时，来自泄露电感的能量通过D2转移到阻尼电容器C1。由于辅助绕组外加在二极管D3的负极节点处的高得多的反射电压，二极管D3是反向偏置的，所以该能量不会转移回到变压器。如果两个初级绕组P1和P2具有相等的匝数，并且如果初级P1两端的反射电压是80V，则箝位开关Q2的源极节点处的反射电压将相对于Vin是160V。因此，来自阻尼电容器C1的电流将不会使能量通过箝位开关Q2转移。当变压器的能量被放电并且它开始与等效电容在电力开关Q1的漏极节点处谐振时，以与以上相对于图2呈现的方式类似的方式开始转移能量(即，通过D3和Q2)。在电路优化期间，可以改变初级和辅助绕组的匝数比。
现在参考图10，示出了以上相对于图2详细讨论的串－并联模式有源箝位电路的另一实施例，其使用反射箝位方法。根据图10的变换器电路1000示出的实施例，使用低压侧辅助绕组(P2)来获得与以上相对于图9讨论的串－并联模式有源箝位电路相同的目的。根据图10中示出的实施例，电力开关Q1连接到初级绕组P1的高压侧，并且箝位开关Q2连接到辅助初级绕组P2的低压侧。反射箝位包括串联连接的阻尼电容器C1、二极管D2和阻尼电容器C2；并联连接在C2和D2两端的二极管D1；以及并联连接在C1和D2两端的二极管D3。输出二极管和输出电容器分别重新标为D4和C3。低压侧辅助绕组P2可以具有与初级绕组P1相同数量的匝数或者不同数量的匝数。尽管图10中的二极管示出为肖特基二极管，这种选择并不是严格必须的，并且可以选择任何合适的二极管用于给定的实施方式。在一些实施例中，也可以使用同步整流。
电路1000中示出了替换实施例的两个相关方面。第一方面是泄露电感能量的恢复，并且第二方面是电力开关Q1的零电压切换。电路1000中示出的该替换实施例获得ZVS的第二方面，尽管泄露能量恢复的程度取决于初级绕组P1和辅助绕组P2之间的耦合。如果泄露为零，则可以获得与图2中示出的主要实施例相同的性能，但这种零泄露是不实际的。如果P1和P2使用相同数量的匝数并且以双股方式缠绕，那么泄露是最低的，并且可以恢复显著量的泄露能量。参考图10描述的实施例的一个优势是使用的简易性，这归因于对箝位开关Q2的驱动定位于低压侧并且因此更容易通过集成控制器来实现这样的事实。这还可以降低控制电路的整体成本。
以上相对于图2、8、9和10描述的反激变换器可以在本文称为“串－并联模式有源箝位变换器”并且可以被配置为以多种模式中的一种来操作，如将在以下更详细描述的。
可变频率操作
返回到图2的电路200示出的示例性实施例，在电力开关Q1的导通时间期间，电流在变压器TX1的初级绕组(P1)中流动并且将能量存储于初级电感。当电力开关Q1关断时，在由控制回路设置的实例中，泄露能量通过箝位开关Q2的体二极管和二极管D2转移到两个阻尼电容器(即C1和C3)的串联连接。控制方案可以设计为使得当电流在该过渡期间流过箝位开关Q2的体二极管时，箝位开关Q2导通。在一些实施例中，C1和C3的值可以选择为相同的，这会导致一半的电压和能量存储于每个电容器中。
在阻尼电容器中的总存储能量定义为Esnubber＝0.5x[(C1xVC1 2)+(C3x VC3 2)]，其中C1和C3是相应的电容器的值，并且VC1和VC3是反激时段期间它们两端的电压。
由于泄露能量，每个电容器的电压是反射输出电压的一半加上感应的阻尼电压的一半。因此，电压VC1和VC3的总和一般等于或大于能量传递到负载时的输出反射电压。
输出反射电压(V_OR)由V_OR＝(V_OUT+Vf_D1)x Np/Ns给出，其中Vf_D1是整流器二极管D1的正向电压降，而Np/Ns是变压器匝数比。因此，阻尼电容器C1和C3中的每一个将会充电到V_OR水平的一半加上对应于泄露电感能量的一半的附加的电压水平。因此，V_OR的值在所有负载处基本上保持不变，而泄露电感能量与负载成比例。
在反激时段初始时，一旦所有泄露能量都转移到阻尼电容器C1和C3的串联组合，它们可以瞬间从变压器初级断开，而不像在传统的有源箝位中那样。这是由于存在串联二极管D2。C1、C3、D2、D3和D4的整个网络(示出在虚线225内)有效地从其余电路断开。由于C2和C3的充电电压大约是反射电压的一半，因此二极管D3和D4是反向偏置的。仅在存储于变压器电感的能量完全地传递到负载时以及电力开关Q1的漏极节点处的电压降至到充分低的水平直到正向偏置D3和D4时，D3和D4才能导电。
在变压器TX1既不充电又不放电的时段期间(可以称为“死区时间”)，初级电感开始与有效电容在电力开关Q1的漏极节点处谐振。当初级两端的压降等于阻尼电容器C1和C3中每个的两端的电压降时，它们通过Q2和D3/D4分别连接在初级两端。存储于这些电容器的电压开始以谐振的方式在初级绕组中建立反向电流，即，从底端朝向顶端。在此期间，当每个电容器两端的电压降至等于反射电压的一半的水平时，所有存储的泄露能量已经转移到初级绕组。通常地，在较高负载处，这种泄露能量是可观的，并且现在以C1和C3两端的这个电压水平，控制电路关断箝位开关Q2。这使得变压器的初级电感中建立的电流中断，并且其下端开始朝着接地降落。很快，电力开关Q1的体二极管(例如，可能用MOSFET来实现)锁存并且控制电路使电力开关Q1以ZVS模式导通。在短的时段，电流接着从电力开关Q1的源极流向漏极，使它操作为同步整流器，直到转移到初级绕组的所有泄露电感能量返回到输入源。之后，初级绕组中的电流方向反向，并且发起存储能量的操作以用于在下一周期中将电力传递到负载。
由指示一个周期中阻尼电容器的充电路径和放电路径的箭头205/210/215/220有效地示出该操作。首先，在反激时段开始时C1和C3以串联模式充电同时存储泄露电感能量，同时箝位开关Q2在该充电时段期间导通。注意，在反激时段期间，D2阻断任何反向电流通过箝位开关Q2返回到初级绕组。一旦C1和C3的充电完成，在反激时段的休息期间C1、C3、D2、D3和D4的网络(虚线225)不起作用。
现在参考图3，示出了变换器300的电容器C1的示例性放电路径。如由箭头305-340所示，在放电期间C1通过D3和Q2外加于初级绕组两端，具有正的下节点。
现在参考图4，示出了变换器400的电容器C3的示例性放电路径。如由箭头405-440所示，在放电期间C3通过Q2和D4外加于初级绕组两端，具有正的下节点。
由此可以分别从图3和图4示出的放电路径看出，在放电期间，C1和C3有效地并联连接在初级绕组两端并且以并联模式将能量转移回到初级。总有效电容和初级电感的组合形成谐振储能电路，并且两个电容器C1和C3以谐振的方式将能量转移到初级电感。因此，阻尼电容器C1和C3以串联模式充电而以并联模式放电，形成该串-并联模式有源箝位。
现在通过示例描述传统有源箝位和本文公开的串-并联模式有源箝位实施例之间的一些差异。考虑到DCM反激变换器变压器在300VDC输入和5V DC输出操作。在该示例中变压器匝数比Np:Ns是14:1。如果整流器正向压降假定为0.7V，反射电压V_OR将是14x 5.7＝79.8V，即，为了简化大约是80V。在传统有源箝位中，诸如图1的电路100中所示，在DCM反激期间，阻尼电容器将会至少被充电到该80V的反射电压水平。由于泄露电感能量转储于较高负载处，则在较高负载处阻尼电容器两端的电压将进一步升高。在该示例中，假定由于泄露能量电压水平到达100V并且有源箝位开关MOSFET导通。当次级整流器开始将能量传递到负载时，反射电压是80V，而阻尼电容器电压是100V。因此，反向20V(即，100V-80V)通过箝位开关Q2施加于泄露电感两端。阻尼电容器和泄露电感之间发生了谐振，大量电流在变压器初级中从底端流向顶端，由此通过由于绕组的极性的“正向变压器动作”将该能量转移到次级侧。由于泄露电感值非常低、谐振频率高，多次谐振会导致能量往返于阻尼电容器发送，并且，在该过程中，导致初级和次级绕组电阻和箝位开关Q2中的高电力损耗。
相反，在本文公开的改进实施例中，假定电容的组合值与原始基准中的相同，串联电容中的总电荷对于相同设计参数将是同样的。换言之，C1和C3具有两倍电容但具有一半的额定电压，从而获得与引用的现有技术实施例中的等效电容。然而，在充电到100V后，每个电容器上的电压是50V，并且它们如描绘放电路径的图3和4示出的独立的并联操作。因此，这两电容器并行行动，并且充电到50V的每个电容器连接到变压器底端上的80V反射电压。这导致串联二极管D3和D4反向偏置，即使箝位开关Q2导通时也没有电流从阻尼电容器流过。
当存储于反激变换器的磁化电感中的能量完全传递到负载时，变压器的底端开始从Vin+V_OR(300V+80V＝380V)水平降至Vin水平，与在死区时间中具有任意DCM反激振铃相同。在该过渡中，当变压器初级的底部节点达到(Vin+VC1)或(Vin+VC3)时，或在该情况中大约350V，初级的下端比上端高50V，并且C1/C3开始并联连接在初级两端，正端在初级绕组的底部处而负端在顶部。接着，电流开始以谐振方式从电容器流向初级绕组，但是，此时谐振频率低得多，这是由初级磁化电感和阻尼电容的储能电路决定的。与有源时段中的电力存储相比，这开始以反向方向(即，从底端到顶端)在初级绕组中建立电流。当每个电容器从50V放电到40V(即，从Vpeak到1/2V_OR)，完成了泄露电感能量转移到初级。接着，如果在初级中以反向方向建立的电流足以在所要求的过渡时间中使电容在电力开关Q1的漏极节点处完全放电，箝位开关Q2关断。最后，电力开关Q1以ZVS模式导通并且可以重复操作。
如以上解释的，当由存储的泄露电感能量在初级绕组中建立的电流不足以为电力开关Q1获得ZVS时，阻尼电容器上的充电电压本质上在Vpeak至1/2V_OR之间移动(即，从全负载水平到限定的较低负载水平)。从该负载水平及以下，C1和C3被允许进一步放电(即，低于1/2V_OR水平)，直到在初级电感中建立足够的电流以获得ZVS。
因此，关断箝位开关Q2应当满足两个条件：条件1)每个阻尼电容器两端的电压降至预定阈值，例如1/2V_OR水平。在一些实施例中，该预定阈值可以高于1/2V_OR水平，例如，如果变换器中的组件能够处理额外的电压应力。在其它实施例中，预定阈值可以低于1/2V_OR水平，例如，如果略低性能在给定实施方式中可接受。(该条件通过直接或间接地监测电容器两端的电压来实施。例如，可以监测辅助偏置绕组两端下降的电压来检测阻尼电容器两端的相应电压。如果辅助绕组传递12V偏置，例如之后假定预定阈值设置为1/2V_OR水平，则绕组电压将必须在箝位开关Q2关断之前降到至少6V水平。)条件2)必须在变压器的初级绕组中建立例如设计中预设的最小电流。这可以通过感测初级绕组P1或箝位开关Q2中的反向电流来获得。
以上两个条件也可以以更简单的方式来满足，即，通过校准电力变换器。一旦电力变换器被设计和建立，它可以被校准来检查泄露能量足以获得ZVS时的最低负载水平。因此，箝位开关Q2保持导通，直到C1和C3上的电压对该负载降至1/2V_OR水平。以低于此的负载水平，可以基于校准数据逐步降低放电电压阈值。当两个条件都满足时，箝位开关Q2可以关断，之后电力开关Q1ZVS导通，并且接着电力周期可以开始。这确保了整个输入电压和输出负载范围两端的ZVS操作，同时保持最优水平的能量流通。以上所述的反激变换器实施例的操作本质上导致“可变频率”操作，其中电力开关Q1的导通和箝位开关Q2的关断是由操作条件而不是由固定时钟决定的。
可变频率操作的示例性波形
现在参考图5，示出了例示零电压“导通”的波形。具体地，波形500表示Vds Q1(即，电力开关Q1的漏极至源极电压)，而波形505表示Vgs Q1(即，电力开关Q1的栅极至源极电压)。从图5，在波形中可以清楚看到，当栅极至源极电压(505)到达电力开关Q1的导通阈值时，漏极至源极电压(500)低于零电压水平。
现在参考图6，示出了例示电力开关Q1中的反向电流的波形，电力开关Q1使反射电容在它的漏极节点处放电。具体地，Vds Q1(波形600)和Id Q1(即，流过电力开关Q1的电流)(波形605)示出了电力开关Q1中的反向电流，电力开关Q1使反射电容在它的漏极节点处放电。如由波形600中的倾斜平坦区域610所例示的，消除了在DCM反激变换器中常见的死区时间期间的振铃。
现在参考图7，示出了例示在电力开关Q1关断时电流转移到有源箝位以及在反激时段结束后或死区时间期间的放电电流的波形。Vds_Q1由波形700表示，并且Id_Q2(即，流过箝位开关Q2的电流)由波形705表示。
固定频率操作
到现在为止描述的实施例教导了以可变频率模式操作的高效可变频率反激变换器。尽管在多种实施方式中期望高效电力变换，但是在不由这样的变换器供电的设备中使用的具体特征对电力变换存在一些限制。例如，现代移动电话和平板设备中使用的“多点触摸”技术要求特定频带中极低的共模噪声注入。这种要求不允许变换器在这种频带中的操作，或至少不允许变换器的基本切换频率在这些频带中。如此，尽管以上描述的可变频率模式变换器实施例提供了非常高的效率，但它们可能不能用于某些电力适配器中，诸如不能用于那些期望驱动对特定频带敏感的系统的电力适配器中。因此，以下描述的实施例包括具有修改的操作方法的系统，该操作方法允许在固定操作频率的高效非连续模式反激变换器设计。
实现用于连续导电模式(CCM)反激变换器的有源箝位在本领域是已知的。然而，这种反激变换器经常不能在所有线路和负载条件都以CCM操作。以较低负载和较高输入电压(例如，反激总是进入DCM)，并且在这种条件中，操作为传统有源箝位可能是非常低效的。如上所述，图1示出了典型的有源箝位反激变换器，其本质上设计为以CCM操作。
除了上述图1的电路的性质，应当注意，在DCM模式中，在存储于阻尼电容器中的所有泄露能量放电后，存储于其中的反射充电电压通过箝位开关Q2直接外加于初级绕组两端。因此，在存储于变压器中的所有能量传递到负载之后，以极快的速率在初级电感中建立反向电流。该反向电流在轻负载处可能是可观的并且由于流通电流而降低效率。
上述具有串-并联模式有源箝位的反激变换器的固定频率实施例着重于获得高效电力变换，同时满足某些电子设备所规定的多点触摸共模噪声要求。固定频率实施例的操作的原理与可变频率实施例的操作原理类似，但是有若干改变。
固定频率实施例的操作的核心原理包括以下：
1)在控制开关关断时将存储于泄露电感中的能量转移到阻尼电容器(即，与常规阻尼器的行为类似)。
2)当电力正由次级电路传递到负载时将该存储的能量保持在阻尼电容器中。
3)当存储于变压器电感中的所有能量已经传递到负载时，开始将存储于阻尼电容器中的泄露能量转移到初级绕组，即，通过以相反方向驱动电流来通过有源箝位开关。
4)即使在存储的泄露能量转移回到初级绕组后仍然接着使阻尼电容器放电直到固定、预定时间的关断(如由于操作的切换时段决定的)，并且在该时段期间，在初级电感的两端外加不大于反射电压一半的电压(或已经选择的任何期望的阈值)。
5)在下一个切换周期初始之前以预定时间关断有源箝位开关。
图11示出了根据一些实施例的固定频率有源箝位反激变换器1100的优选实施例，其被配置为以非连续导电模式操作。如同以上对图2的描述，Q1是电力开关，Q2是箝位开关，C1和C3是阻尼电容器，而L1表示泄露电感。图11的电路的操作的拓扑结构和理论与以上描述的图2的电路的操作的理论几乎相同，除了两种电路的操作方法和得出的行为不同。
具体地，在变压器电感中存储的能量都传递到输出之后，初级电感开始与有效电容在电力开关Q1的漏极节点处谐振，这导致该节点处电压下降。当初级绕组两端的该下降的电压等于阻尼电容器C1和C3中每个两端的电压降时，它们可以通过Q2和D3/D4分别连接在初级绕组两端。存储于阻尼电容器中的电荷开始以谐振的方式在初级绕组中建立反向电流(从底端朝向顶端)。在该期间，当每个电容器两端的电压降至等于反射电压的一半的水平(或，已经选择的任何期望的阈值)，所有存储的泄露能量已经转移到初级绕组。通过牵引存储于阻尼电容器中的能量持续建立该反向电流。在传统有源箝位中，在初级电感上外加整个反射电压。然而，在本文公开的改进实施例中，在泄露能量转移之后，外加在初级电感上的电压值减半，并且因此得到的流通电流低的多。
在固定频率反激变换器中，总切换时段是固定的，并且可以通过误差放大器基于负载需求控制电力开关Q1的“导通时间”。箝位开关Q2的控制栅极驱动可以被设置为使得箝位开关Q2在电力开关Q1下一次导通之前关断短时间段，例如，如由脉冲宽度调制(PWM)引擎确定。这短延迟时段可以被设置为使得它足以允许电力开关Q1的漏极至源极电压降至零并且将电流转移至其固有体二极管。当箝位开关Q2关断时，它使初级绕组中建立的反向电流中断，并且迫使电力开关Q1的漏极节点朝接地降落。时间延迟设置为在所有期望的输入和负载条件下都获得电力开关Q1的零电压切换，如设计需要所要求的。
因此，当电力开关Q1的体二极管传导反向电流时，可以由PWM控制使电力开关Q1在下个切换周期中导通。在短时间内，电力开关Q1操作为同步整流器(SR)直到其中的电流极性反向并且正电流开始在初级绕组电感中建立以满足负载要求。
图12的电路1200通过指示一个周期中阻尼电容器充电路径的箭头1205/1210/1215/1220有效地示出了该操作。具体地，C1和C3在反激时段开始时以串联模式充电，同时存储泄露电感能量，并且箝位开关Q2在该充电时段期间导通。注意，D2阻断任何反向电流在反激时段期间通过箝位开关Q2返回到初级绕组。一旦C1和C3的充电完成，C1、C3、D2、D3和D4的网络在反激时段的休息期间不起作用。
现在参考图13，示出了变换器电路1300中的阻尼电容器C1的示例性放电路径。如由箭头1305-1340示出的，C1通过D3和Q2外加在初级绕组两端，具有正的下节点。
现在参考图14，示出了变换器电路1400中的阻尼电容器C3的示例性放电路径。如箭头1405-1430示出的，C3通过Q2和D4外加在初级绕组两端，具有正的下节点。
因此，可以分别从图13和图14示出的放电路径看出，在放电期间，C1和C3有效地并联连接在初级绕组两端并且以并联模式将能量转移回到初级。因此，阻尼电容器C1和C3以串联模式充电而以并联模式放电，形成这样的串-并联模式有源箝位。
对于传统有源箝位，当存储于变压器的所有能量都传递到输出时，阻尼电容器开始在初级绕组中驱动反向电流。外加在初级上的电压因此等于反射电压。相反，在本文公开的改进的固定频率实施例中，假定电容的组合值与原始基准相同，则串联电容中的总电荷将与相同设计参数的一样。换言之，C1和C3具有两倍电容但具有一半的额定电压，从而获得与现有技术中充电器设计相同的等效电容而不影响本文描述的改进的益处。
然而，在充电到100V的示例性电压之后，每个电容器C1/C3上的电压是50V，并且它们独立地并行操作，如描述放电路径的图13和14所示。因此，每个充电到50V的并行行动的这两个电容器在变压器的底端连接到80V反射电压。这导致串联二极管D3和D4反向偏置，并且即使箝位开关Q2导通也没有电流从阻尼电容器流过。当存储于反激变换器的磁化电感中的能量完全传递到负载时，变压器的底端开始从Vin+V_OR(例如，300V+80V＝380V)水平朝向Vin水平降落，与死区时间中的任何DCM反激变换器类似。在该过渡中，当变压器初级的底部节点达到(Vin+VC1)或(Vin+VC3)，或者在该情况中大约350V，初级的下端比上端高50V，并且C1/C3并联连接在初级两端，正端在初级绕组的底部处而负端在顶部处。
接着，电流开始以谐振方式从电容器流到初级绕组，但此时，谐振频率低得多，这是由初级磁化电感和阻尼电容的储能电路决定的。与有源时段中电力存储相比，这开始以反向方向(即，从底端到顶端)在初级绕组中建立电流。当每个电容器从50V放电到40V(即，从Vpeak到1/2V_OR)，完成了泄露电感能量转移到初级。进一步在初级绕组中持续建立电流，但是现在外加于初级绕组上的电压仅为40V，即图1的传统有源箝位中实验的电压的一半。如以上解释的，在电力开关Q1的下一个导通时间之前，箝位开关Q2关断设计中预定的短时间，以允许电力开关Q1的漏极节点降至低于零。最后，电力开关Q1以ZVS模式导通，并且整个操作可以重复。
固定频率操作的示例性波形
现在参考图15，示出了例示零电压“导通”的波形。具体地，波形1500表示Vds Q1(即，电力开关Q1的漏极至源极电压)，而波形1505表示Vgs Q1(即，电力开关Q1的栅极至源极电压)。从图15，在波形中可以清楚看到，当栅极至源极电压(1505)到达电力开关Q1的导通阈值时，漏极至源极电压(1500)低于零电压水平。
现在参考图16，示出了例示电力开关Q1中的反向电流的波形，电力开关Q1使反射电容在它的漏极节点处放电。具体地，Vds Q1(波形1600)和Id Q1(即，流过电力开关Q1的电流)(波形1605)示出了电力开关Q1中的反向电流，电力开关Q1使反射电容在它的漏极节点处放电。如由波形1600中的倾斜平坦区域1610所例示的，这消除了在DCM反激变换器中常见的死区时间期间的振铃。
现在参考图17，示出了例示在电力开关Q1关断时电流转移到有源箝位以及在反激时段结束后或死区时间期间的放电电流的波形。Vds_Q1由波形1700表示，并且Id_Q2(即，流过箝位开关Q2的电流)由波形1705表示。图5至图7与图15至图17看起来是相似的，但是用于电力开关Q1的栅极驱动电路系统的发起由不同的原理所决定。在图15至图17中，电力开关Q1的导通由固定时间所决定(即，以固定频率)，然而在图5至图7中，电力开关Q1的导通由提供可变频率操作的不同组的规则所决定。
现在参考图18，示出了示例用于电力开关Q1和箝位开关Q2的两个PWM驱动信号之间的延迟的波形。电力开关Q1驱动信号由波形1800表示，而箝位开关Q2驱动信号由波形1805表示。如图18所示，在电力开关Q1驱动信号为高期间的时间段与箝位开关Q2驱动信号为高期间的时间段之间存在一些延迟。
固定频率操作的自适应控制的实施例
根据一些实施例，通过使用数字控制电路系统的自适应能力可以改进上面描述的高效率的固定频率的DCM反激变换器的性能，同时仍然保留固定频率操作的益处，其中数字控制电路系统的自适应能力与模拟控制电路系统的静态性质相反。
例如，由于数字控制具有适应操作条件、实施非线性控制以及配置性能以用于最好结果的能力，因此数字控制带来优于模拟控制的显著益处。另一方面，模拟控制是静态的，并且处理如在固定设计中设置的全部条件。如今，在诸如计算设备或电信设备之类的高端电力系统中对数字控制的使用是相当普遍的。微处理器的成本的持续降低正使得它在消费者应用中有吸引力。即使是低功率的电池充电器或USB适配器也可以从数字控制中受益。因此，下面描述的实施例给出了以下教导：固定频率的DCM反激变换器的性能可以如何即时(on thefly，即，通过使用数字控制来检测某些操作条件)被优化，以便实现较高水平的性能。
智能优化器的“自适应控制”实施例可以被应用到如上面讨论的并且在图2的电路200中以示例的形式示出的固定频率的DCM反激变换器的操作。如上所述，除了在切换过渡期间的短延迟以外，电力开关Q1和箝位开关Q2基本上以互补模式操作。电路的详细操作可以被概括在下面的示例性操作周期中：
1)电力开关Q1的导通时间被输出调节机构(regulationmechanism)控制，并且在其导通时间期间，能量被存储在变压器的初级电感中。
2)当电力开关Q1关断时，泄漏电感能量被传递到阻尼电容器C1和C3，并且在反激时段期间，所存储的能量的剩余部分被传递到输出端。
3)在充电后，在能量放电期间，阻尼电容器C1和C3基本上从变压器的初级绕组断开连接。
4)在变压器中的全部能量耗尽后，初级绕组两端的反激电压开始下降，并且当它等于阻尼电容器C1和C3中的每一个两端的电压时，由于在初级电感中建立的反向电流，泄漏能量被转移到初级电感。
5)在将存储在阻尼电容器中的所有泄漏能量转移到初级电感之后，在箝位开关Q2的导通时间期间，反向电流继续建立。
6)在电力开关Q1的下一个导通周期之前，箝位开关Q2以预定时间被关断，并且存储在初级绕组中的反向能量通过电力开关Q1的体二极管的导电返回到输入源。
7)在下一个周期中，当电力开关Q1两端的电压基本上为零时，电力开关Q1可以导通，并且操作可以被重复。
在以上示例性操作周期中，应当注意的是，对存储在阻尼电容器中的泄漏电感能量的恢复是获得较高效率的一个方面。但是，在实现它之后，例如，由于电流流通，将存储在阻尼电容器中的过多的能量转移回输入源可能导致附加的电力损耗。虽然与传统DCM反激变换器相比，本文所描述的实施例提供了显著更高的效率，但仍然存在通过使用下面进一步详细描述的所谓的自适应控制技术来进一步改进效率的机会。
如上所解释的，仅仅在切换周期的死区时间期间，电流反向地通过箝位开关Q2从阻尼电容器流入到初级绕组。如上所提到的，死区时间可以被定义为能量既没有被存储在初级电感中也没有被转移到输出端所处于的时间。也就是说，它是电感器完全耗尽能量所处于的时段。
该死区时间随输出负载的减小或输入电压的增大而增大。例如，在具有给定的固定输出负载的DCM反激变换器中，在300V直流输入时的死区时间会比150V直流输入时的死区时间高得多。并且，针对给定的固定输入电压，在例如25％输出负载时的死区时间会比100％输出负载水平时的死区时间高得多。
在死区时间期间，电流继续反向地建立，并且导致能量的再流通。本文公开的自适应控制的实施例给出了如何控制箝位开关Q2关断的时刻和电力开关Q1导通的时刻之间的时间延迟的教导。电力开关Q1的导通被切换计时器固定和决定。这样，根据一些实施例，箝位开关Q2的关断时机可以被自适应地控制以获得改进，同时仍然维持上面描述的固定频率的变换器实施例的零电压导通特性。
如在上面描述的固定频率实施例的上下文中所解释的，存储在阻尼电容器C1和C3中的电荷是反射输出电压和泄漏能量的组合。
在反激时段期间初级绕组两端的反射次级电压(V_OR)可以被计算为：
V_OR＝(Np/Ns)×(Vout+Vf_D1) (式1)
其中，Np/Ns是变压器匝数比，而Vf_D1是输出整流二极管的正向电压降。对C1和C3中的每一个进行充电并且充到该电压水平的一半，并且另外，由于泄漏能量的存在，在它上可能具有更高的充电电压。
由于泄漏能量的恢复是提供更高性能的一个方面，因此C1和C3两者均可以被允许放电到V_OR的1/2的电压水平(或已经将期望的阈值选定为的任意值)。低于这个水平的放电量引起非必要的流通电流。
如果各种参数对于具有进行计算的能力的控制器(诸如微控制器或数字信号处理(DSP))来说是可用的，则通过本文描述的进一步的优化技术可以改进效率。
许多反激控制器使用峰值电流模式控制。在这样的控制方案中，不是由控制回路设置导通时间；而是设置峰值电流限制。因此，控制器不知晓PWM导通时间，并且模拟比较器确定导通时间的终止。但是，可以通过计算预测PWM导通时间以服务于该目的。例如，如果已知所设置的峰值电流限制、初级电感以及输入电压，则可以通过以下的等式计算导通时间：
T_on＝(Ipk x Lp)÷Vin (式2)
如果基准电压被用于设置峰值电流限制比较器的阈值，则可以从这个由控制回路设置的可变基准水平和电流感测电阻器的固定值计算所设置的峰值电流限制。如果在知晓电流互感器的匝数比和电流-电压设计特性的情况下使用电流互感器，则类似的计算是可能的。如果电压模式控制技术被用于调节，则T_on可以是直接已知的。
类似地，可以通过电感器伏-秒平衡等式来计算变压器放电时间(T_dis)，如下所示：
T_dis＝(Vin x T_on)÷V_OR (式3)
基于所设置的固定的切换频率(Fsw)，总的切换时段T是已知的。从总的时段T中减去T_on和T_dis，给出死区时间的值：
T_dead＝T–(T_on+T_dis) (式4)
存储在阻尼电容器C1和C3中的泄漏电感能量的全部转移发生在该死区时间期间。
这些自适应控制的实施例的目标在于通过防止能量过多的再流通来改进效率。这不需要极其准确的计算。一旦实现了基本的目标，通过设计校准就总是可以对性能进行微调。
对于大多数用途来说，可以初始假定每个阻尼电容器C1和C3两端的平均电压是V_OR的1/2。事实上，由于泄漏电感能量的作用，该电压总是会稍高于这个值，但是该假定为了更安全起见。
在箝位开关Q2的导通时间期间，这个电压(V_OR的1/2)被施加到放电的初级绕组的两端以反向地建立电流。当箝位开关Q2被关断时，初级绕组两端的电压的极性改变。在电力开关Q1两端的电压下降到零以下(其中其本征体二极管导电)之后，初级绕组两端的电压基本上等于输入电压(Vin)，并且将存储在初级电感中的所有能量转移回输入源所需要的时间量由伏-秒平衡等式(例如，式3)决定。如果恰好在电力开关Q1的下一个导通周期的初始时刻处初级绕组中的反向电流下降到零，则由于能量的再流通造成的电力损耗是最小的。因此，这些实施例的目标是实现恰好在电力开关Q1的下一个导通周期初始时将在C1和C3中存储的泄漏能量加上最小可能的额外能量转移回输入源。这通过以下方式来获得。
将时段T_dead分成两部分，表示为T1和T2。时间T1是来自C1和C2的能量被转移到初级电感的持续时间，而时间T2是在下一个PWM周期初始之前的剩余时间。为了实现本发明的目标，T2必须等于T_dead减去T1。这是通过在由以下的伏-秒平衡等式支配的时刻关断箝位开关Q2来实现的：
T1x1/2V_OR＝T2 x Vin (式5)或者
T1＝[(T_dead–T1)x Vin]÷1/2V_OR (式6)
这通过数学计算给出了时间T1和时间T2的值。是该时段T2决定箝位开关Q2需要被关断的时刻。基于以上计算，在比总的切换时段T的结束处超前T2时段的时刻，箝位开关Q2被关断。应当注意的是，由于电力开关Q1的漏极节点处的总的寄生电容，该漏极节点降低到零花费了有限谐振时间。在以上计算中省略了该有限谐振时间。但是，一旦已知了寄生元件，即，在建立了原型单元之后，就可以计算该时间延迟。始终保持时段T1以使得它略高于实现以上所述的目标所需要的时间。这消除了非ZVS或‘硬切换’操作的可能性。
为了实现以上所述的目标，根据一些实施例，DSP通过它的模拟到数字变换器(ADC)的输入直接或间接地对以下参数具有访问的权限，这些参数或者作为固定的预设置的值或者作为感测到的可变参数：
1)切换频率/切换时段(T)-如果DSP执行整个控制或该信息被供应给DSP，则该参数容易地被获得；
2)输入电压(Vin)；
3)反射次级电压(V_OR)；
4)初级电感(Lp)；以及
5)电力开关Q1的导通时间(T_on)。
使用所公开的技术，然后DSP可以控制关断箝位开关Q2的优化的时刻，以减少由流通电流导致的损耗。通过该优化实现的改进在较低负载时是相当显著的，并且在高输入电压时也是相当显著的，其中死区时间显著更长，同时维持固定频率的操作。
现在在下面描述实现相同的自适应控制功能的若干替代方法。
替代方案1)控制时间的校准：在建立原型之后，可以对它进行类型试验以找到合适的延迟时间T2，如上所述。一旦针对输入电压和输出负载被校准，该延迟可以被设置在“查找”表中。然后控制器可以通过使用设置在查找表中的相应值来基于输出负载和输入电压选择箝位开关Q2关断的时刻。这消除了上面的‘即时’计算并且允许使用较便宜的数字控制器或混合信号控制器。
替代方案2)测量反向电流：测量在电力开关Q1导通之后流经电力开关Q1的反向电流的持续时间是可能的。这可以或者通过感测电流的极性或者通过感测电力开关Q1两端的电压的极性而被感测。在这样的反向电流流通时间期间，漏极到源极之间的电压会是负的。在感测到它之后，延迟时间T2可以以离散的阶跃逐渐改变，同时继续监控相同的参数，直到实现最优的延迟T2(如上所述)。这还本质上实现了与上述的自适应控制实施例中描述的性能相同的性能，并且还可以允许使用较低成本的控制器。
智能频率自适应实施例
下面描述的智能频率自适应实施例提供了上面描述的可变频率实施例的益处与上面描述的固定频率实施例的益处之间的平衡。可变频率实施例利用在非连续模式的反激变换器中实现高效率以及低共模噪声的方法，其中非连续模式的反激变换器以可变的频率进行操作。可变频率变换器实施例可以基于输出负载和输入电压来改变操作频率。如上面所提到的，由于多点触摸的要求，这样的操作在诸如移动电话和平板设备之类的某些应用中不是可接受的，其中在某些频带中的共模噪声需要是非常小的。通过使用根据上面描述的固定频率实施例构造的变换器可以更好地服务于该目的。但是，与使用可变频率实施例构造的变换器相比，固定频率实施例仍然潜在地遭受在较低负载时不期望的流通损耗。
因此，下面描述的所谓的“智能频率自适应”实施例包括迫使DCM反激变换器在某种输入和输入条件下以基本上固定的频率操作的技术。然后这种固定的操作频率可以智能地改变为另一个固定的频率，以用于不同范围的输入和输出条件-同时避免针对给定的系统要求不被期望的频带。也就是说，这样的智能频率自适应实施例可以被描述为具有“部分固定”的频率。
对某些频带中的噪声敏感的系统可能要求电源对频谱中的那部分中的噪声进行衰减。在若干状况中，对于可以被使用的操作频率和拓扑结构，电力供应的设计者具有非常少的选择。本质上，在没有对避免关注的频带进行显著限制的情况下，诸如LLC谐振或准谐振反激变换器之类的可变频率拓扑结构可能不被使用。在这样的状况中，操作频率可以被选择，以使得基本频率以及它的前几个谐波不落入任何一个关注的频带。
在根据上面描述的固定频率的实施例进行操作时，在较低的输出负载以及较高的输入电压时的死区时间变得过长。这导致不期望的能量的较高流通，并且效率可能劣化。当变换器在较低负载和/或较高的输入电压的情况下操作时，下面描述的“智能频率自适应”实施例可以增大操作的频率，例如，以基本频率的整倍数增大。
“智能频率自适应”实施例的电路和操作与上面参考图2所描述的电路和上面参考“自适应控制”的实施例所描述的七个操作性步骤本质上相同。但是应当注意的是，恢复存储在阻尼电容器中的泄漏电感能量是实现较高效率的一个方面。但是，在实现它之后，由于电流流通的作用，将存储在阻尼电容器中的过多的能量转移回输入源可能导致附加的电力损耗。另外，这种电流的过多流通与死区时间成比例，其在较低的输出负载和/或较高的输入电压时增大。虽然本文所公开的串-并联模式有源箝位DCM反激变换器获得与传统的DCM反激变换器相比显著较高的效率，但仍然存在使用下面描述的智能频率自适应实施例来进一步改进效率的机会。
在一个示例中，使用上面描述的固定频率操作概念构造的典型的电力变换器可以以固定频率Fsw1进行操作。然后，通过下式，存储在初级电感器中的输入电力可以被给出：
Pin＝0.5x Lp x Ip2x Fsw1 (式7)
其中Lp是初级电感并且Ip是峰值初级电流。
因此，针对这样的在DCM中以固定频率进行操作的变换器，在任何输入电压的情况下，针对给定的固定负载，峰值电流保持为基本恒定。并且，在这样的条件下，变压器重置时间保持相同，但电力开关Q1的导通时间在较低的输入电压时将增大。因此，在低输入电压时，死区时间小得多。因此，在最低的输入电压时，变换器可以被优化以用于DCM操作，使得流通电流的损耗最小化。
但是，在较高的输入电压时，死区时间增大并且因此流通损耗也增大。在“智能频率自适应”实施例中，固定的操作频率可以被选择，以使得它满足DCM反激变换器在整个输入范围上的全部要求。上面参考图2所讨论的设计的所有原理和固定频率的实施例可以被应用在这里描述的智能频率自适应变换器的实施例中。在操作期间，死区时间可以被监控，优选地通过数字电路来监控死区时间。如果这样的电力变换器被微处理器或DSP控制，则对死区时间的监控可以容易地被实现。
当死区时间超过某个预设置的限制Tdead1时，变换器可以被配置为瞬间地从下一个切换时段开始以两倍于切换频率的频率进行操作。但是，由于变换器在调节模式中操作，它的峰值电流命令可以由误差放大器命令的电流基准来设置。为了确保在输出上没有毛刺(glitch)，电流限制水平还可以被减小到误差放大器所命令的实际值的0.5的平方根倍的幅度。通过使用电力等式，这被进一步阐释：
Pin＝0.5x Lp x Ip2x Fsw1 (式8)
下面，变换器可以开始以频率的两倍(即，以等于(Fsw1 x 2)的频率Fsw2)进行切换。因此，在这样的频率改变之前，为了保持电力恒定，Ip2的值必须被减小到原来的一半，或Ip的值必须被减小到峰值电流水平的0.5的平方根倍，即，近似0.707倍。这允许将电力保持在完全相同的水平，并且因此在输出处没有毛刺。误差放大器可以因此继续在相同的水平上工作，而甚至无需知道这样的过渡已经发生。
当输出负载增大并且死区时间减小到比Tdead2低的预设置的值时，可以再将操作频率减半到原始的值Fsw1，并且峰值电流限制水平可以被还原到原始值。
用于基于电力变换器的死区时间调整切换时段的一个示例性控制序列可以被概括为如下：
1)以固定的基本频率Fsw1启动变换器；
2)在操作期间监控死区时间Tdead；
3)当Tdead大于第一设置的基准值Tdead1时，在下一个时钟周期时同时执行下面两个动作(即，下面的动作3a和3b)：
a)将所设置的切换时段乘以0.5，这有效地使切换频率加倍；以及
b)将用作电流限制比较器的基准的误差放大器信号乘以0.5的平方根，即乘以0.707；
4)在以新的切换频率进行操作期间继续监控死区时间，直到死区时间变为低于另一个设置的基准Tdead2。在这时，在下一个时钟周期的开始处执行以下两个动作(即，下面的动作4a和4b)：
a)将所设置的切换时段乘以2，这有效地将切换频率减半，使其返回到原始值；以及
b)将用作电流限制比较器的基准的误差放大器信号乘以1。
针对可以实施多少频率改变阶跃没有特定的限制，它可以由特定应用的要求决定。例如，频率可以仅仅在两个值(即，基本频率和然后该频率的两倍)之间切换，这伴随着电流限制命令水平的相应改变，如下所述。如果期望的话，实施甚至更多的频率改变也是可能的。应当注意的是，将频率恰好改变为原来的2倍不是必要的。如果变换器可以在DCM模式中以任何其他频率Fsw2进行操作，则主操作频率Fsw1可以被改变为这样的其他频率。
根据一些实施例可以随之而来的一般准则是，当操作切换频率从第一值Fsw1改变到第二值Fsw2时，峰值电流模式比较器的电流限制基准可以乘以与(Fsw1÷Fsw2)的平方根相等的值。这通过下面的示例被进一步解释。
如果当死区时间超过预设置的值时频率从Fsw1改变到Fsw2，并且Fsw2被设置为Fsw1的值的三倍，则电流限制水平可以从频率改变前的水平Ip1改变到Ip2，其中Ip2＝[Ip1 x sqrt(1/3)]＝0.577 x Ip1。当频率由于负载的增大而减小时，即达到死区时间的第二预设置的水平时，相同的原理可以被应用。
用于实施智能频率自适应实施例的若干替代方法也是可能的，下面进一步详细地对其进行讨论。
1)当数字控制器被使用时，倍增器(multiplier)可以被使用以便在频率改变时改变操作电流限制的值，如在上面的实施例中解释的那样。这确保误差放大器承受最小的干扰。这可以通过数字计算和乘法运算来实现。
2)当使用模拟控制时，使用MOSFET或晶体管开关可以切换电阻分压器以便实现与倍增器相同的目的。电阻比被选择以实现所期望的乘法运算。
3)上面描述的优选实施例解释了实现峰值电流模式DCM反激变换器的方法。如果电压模式控制被使用，则倍增器可以以相同的方式被使用，但在这种情况下，它可以与固定的斜坡(ramp)比较，而不是与初级电流比较。
4)如果通过数字控制使用电压模式控制，则电力开关Q1的导通时间可以随着频率的改变而改变，同时使占空比保持相同。
5)将倍增器应用到电流感测信号以获得相同的结果也是可能的，而不是将倍增器应用到误差信号。替代地，还可以针对电流感测信号而不是针对误差基准信号使用比例等效比较器。
示例
以下示例涉及附加的实施例。
示例1是电力变换装置，包括：变压器，其中所述变压器具有初级绕组和次级绕组；第一开关，其耦合到所述初级绕组以控制通过所述初级绕组的电流的流动；第二开关，其耦合到所述初级绕组，以控制通过有源谐振箝位电路的电流的流动，其中所述有源谐振箝位电路被配置为从所述初级绕组吸收泄漏能量，并且包括：耦合到所述初级绕组的第一电容器；耦合到所述初级绕组的第二电容器；以及在所述第一电容器和所述第二电容器之间串联连接的第一二极管；以及耦合到所述第一开关和所述第二开关的控制器，所述控制器被配置为：将所述第一开关接通，以便在所述变压器的所述初级绕组中存储能量；将所述第一开关切断，以便串联地对所述第一电容器和所述第二电容器充电；一旦所有泄漏电感能量都已经从所述变压器转移到所述第一电容器和所述第二电容器，就将所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接，以便开始使所述第一电容器和所述第二电容器并联地放电；以预定的时间间隔或当所述第一电容器和所述第二电容器中的每一个两端的电压下降到预定电压水平时将所述第二开关切断；以及将所述第一开关接通，以便实现零电压切换。
示例2包括示例1的主题，其中所述第二开关被配置为当电流流经它的体二极管时导通。
示例3包括示例1的主题，其中所述第一电容器的值等于所述第二电容器的值。
示例4包括示例1的主题，其中所述第一电容器和所述第二电容器被配置为由于所述第一二极管的存在而从所述变压器的所述初级绕组断开连接。
示例5包括示例1的主题，其中所述第一二极管被配置为阻断任何反向电流通过所述第二开关流回所述变压器的所述初级绕组。
示例6包括示例1的主题，其中所述预定电压水平包括输出反射电压的一半。
示例7包括示例6的主题，其中所述第二开关被配置为当在所述变压器的所述初级绕组中存在第一预定最小量的反向电流时被切断。
示例8包括示例7的主题，其中仅仅在存储在所述变压器中的所有能量被传递到负载之后，存储在所述第一电容器和所述第二电容器中的泄漏能量到所述变压器的所述初级绕组的转移被启动。
示例9是操作电力变换电路的方法，所述电力变换电路包括变压器、第一电容器和第二电容器、第一开关和第二开关以及控制器，所述控制器对所述第一开关和所述第二开关进行操作以产生被调节的输出电压以用于向输出系统中的负载进行传递，所述方法包括：将所述第一开关接通，以便在所述变压器的所述初级绕组中存储能量；将所述第一开关切断，以便串联地对所述第一电容器和所述第二电容器充电；一旦所有泄漏电感能量都已经从所述变压器被转移到所述第一电容器和所述第二电容器，就将所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接，以便开始使所述第一电容器和所述第二电容器并联地放电；当所述第一电容器和所述第二电容器中的每一个两端的电压下降到预定电压水平时将所述第二开关切断；以及将所述第一开关接通，以便实现零电压切换。
示例10包括示例9的主题，其中当电流流经所述第二开关的体二极管时，所述第二开关导通。
示例11包括示例9的主题，其中所述第一电容器的值等于所述第二电容器的值。
示例12包括示例9的主题，其中由于串联连接在所述第一电容器和所述第二电容器之间的第一二极管的存在，所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接。
示例13包括示例9的主题，其中串联连接在所述第一电容器和所述第二电容器之间的第一二极管阻断任何反向电流通过所述第二开关流回所述变压器的所述初级绕组。
示例14包括示例9的主题，其中所述预定电压水平包括输出反射电压的一半。
示例15包括示例14的主题，其中当在所述变压器的所述初级绕组中存在第一预定最小量的反向电流时，所述第二开关被切断。
示例16包括示例9的主题，其中在存储在所述变压器中的所有能量被传递到负载之后，存储在所述第一电容器和所述第二电容器中的泄漏能量到所述变压器的所述初级绕组的转移被启动。
示例17是操作电力变换电路的方法，所述电力变换电路包括变压器、第一电容器和第二电容器、第一开关和第二开关以及控制器，所述控制器对所述第一开关和所述第二开关进行操作以产生被调节的输出电压以用于向输出系统中的负载进行传递，所述方法包括：以预定时间间隔将所述第一开关接通，以便在所述变压器的所述初级绕组中存储能量；将所述第一开关切断，以便串联地对所述第一电容器和所述第二电容器充电；当电流流经所述第二开关的体二极管时接通所述第二开关；一旦所有泄漏电感能量都已经从所述变压器被转移到所述第一电容器和所述第二电容器，就将所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接，以便开始使所述第一电容器和所述第二电容器并联地放电；在所述第一开关的下一次预定的接通之前将所述第二开关切断预定的时间量，其中所述时间量被预定成实现所述第一开关的零电压切换。
示例18包括示例17的主题，其中切断所述第一开关的时机至少部分地基于以下值中的一个或多个：误差信号值、输出负载值以及输入电压值。
示例19包括示例17的主题，其中当电力被传递到负载时，存储在所述第一电容器和所述第二电容器中的能量被保留。
示例20包括示例17的主题，其中在存储在所述变压器中的所有能量被传递到负载之后，存储在所述第一电容器和所述第二电容器中的泄漏能量到所述变压器的所述初级绕组的转移被启动。
示例21是电力变换装置，包括：变压器，其中所述变压器具有初级绕组和次级绕组；第一开关，其耦合到所述初级绕组以控制通过所述初级绕组的电流的流动；第二开关，其耦合到所述初级绕组，以控制通过有源谐振箝位电路的电流的流动，其中所述有源谐振箝位电路被配置为从所述初级绕组吸收泄漏能量，并且包括：耦合到所述初级绕组的第一电容器；耦合到所述初级绕组的第二电容器；以及在所述第一电容器和所述第二电容器之间串联连接的第一二极管；以及耦合到所述第一开关和所述第二开关的控制器。
示例22包括示例21的主题，其中所述第一电容器的值等于所述第二电容器的值。
示例23包括示例21的主题，其中所述第一电容器的值不等于所述第二电容器的值。
示例24包括示例21的主题，其中由于所述第一二极管的存在，所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接。
示例25包括示例21的主题，其中所述第一二极管被配置为阻断任何反向电流通过所述第二开关流回所述变压器的所述初级绕组。
示例26包括示例21的主题，其中所述第二开关被配置为当所述第一电容器和所述第二电容器中的每一个两端的电压下降到预定电压水平时被切断。
示例27包括示例26的主题，其中所述预定电压水平包括输出反射电压的一半的水平。
示例28包括示例26的主题，其中所述预定电压水平包括大于输出反射电压的一半的水平。
示例29包括示例26的主题，其中所述预定电压水平包括小于输出反射电压的一半的水平。
示例30是操作电力变换电路的方法，所述电力变换电路包括变压器、第一电容器和第二电容器、第一开关和第二开关以及控制器，所述控制器对所述第一开关和所述第二开关进行操作以产生被调节的输出电压以用于向输出系统中的负载进行传递，所述方法包括：以预定时间间隔将所述第一开关接通，以便在所述变压器的所述初级绕组中存储能量；将所述第一开关切断，以便串联地对所述第一电容器和所述第二电容器充电；当电流流经所述第二开关的体二极管时接通所述第二开关；一旦所有泄漏电感能量都已经从所述变压器被转移到所述第一电容器和所述第二电容器，就将所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接，以便开始使所述第一电容器和所述第二电容器并联地放电；以及在所述第一开关的下一次接通之前以第一自适应时间量将所述第二开关切断，其中所述第一自适应时间量被确定成实现所述第一开关的零电压切换。
示例31包括示例30的主题，其中切断所述第一开关的时机至少部分地基于以下值中的一个或多个：误差信号值、输出负载值以及输入电压值。
示例32包括示例30的主题，其中当电力被传递到负载时，存储在所述第一电容器和所述第二电容器中的能量被保留。
示例33包括示例30的主题，其中当所述初级绕组两端的电压等于所述第一电容器和所述第二电容器中的每一个两端的电压时，所述第一电容器和所述第二电容器的放电被启动。
示例34包括示例30的主题，其中所述第一自适应时间量包括被配置为使得所述第一开关的下一次接通紧跟在所述第一电容器和所述第二电容器的完全放电之后的时间量。
示例35包括示例30的主题，其中所述第一自适应时间量包括与所述预定时间间隔减去使所述第一电容器和所述第二电容器放电所花费的时间量得到的值相等的时间量。
示例36包括示例30的主题，其中所述第一自适应时间量包括至少部分地基于所述电力变换电路的一个或多个特性的校准值。
示例37包括示例30的主题，其中所述第一自适应时间量包括至少部分地基于在所述第一开关接通之后流经所述第一开关的反向电流的持续时间的测量而确定的量。
示例38是电力变换装置，包括：变压器，其中所述变压器具有初级绕组和次级绕组；第一开关，其耦合到所述初级绕组以控制通过所述初级绕组的电流的流动；第二开关，其耦合到所述初级绕组，以控制通过有源谐振箝位电路的电流的流动，其中所述有源谐振箝位电路被配置为从所述初级绕组吸收泄漏能量，并且包括：耦合到所述初级绕组的第一电容器；耦合到所述初级绕组的第二电容器；以及在所述第一电容器和所述第二电容器之间串联连接的第一二极管；以及耦合到所述第一开关和所述第二开关的控制器，所述控制器被配置为：以预定时间间隔将所述第一开关接通，以便在所述变压器的所述初级绕组中存储能量；将所述第一开关切断，以便串联地对所述第一电容器和所述第二电容器充电；一旦所有泄漏电感能量都已经从所述变压器被转移到所述第一电容器和所述第二电容器，就将所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接，以便开始使所述第一电容器和所述第二电容器并联地放电；以及在所述第一开关的下一次接通之前以第一自适应时间量将所述第二开关切断，其中所述第一自适应时间量被预定成实现所述第一开关的零电压切换。
示例39包括示例38的主题，其中切断所述第一开关的时机至少部分地基于以下值中的一个或多个：误差信号值、输出负载值以及输入电压值。
示例40包括示例38的主题，其中当电力被传递到负载时，存储在所述第一电容器和所述第二电容器中的能量被保留。
示例41包括示例38的主题，其中当所述初级绕组两端的电压等于所述第一电容器和所述第二电容器中的每一个两端的电压时，所述第一电容器和所述第二电容器的放电被启动。
示例42包括示例38的主题，其中所述第一自适应时间量包括被配置为使得所述第一开关的下一次接通紧跟在所述第一电容器和所述第二电容器的完全放电之后的时间量。
示例43包括示例38的主题，其中所述第一自适应时间量包括与所述预定时间间隔减去使所述第一电容器和所述第二电容器放电所花费的时间量得到的值相等的时间量。
示例44包括示例38的主题，其中所述第一自适应时间量包括至少部分地基于所述电力变换装置的一个或多个特性的校准值。
示例45包括示例38的主题，其中所述第一自适应时间量包括至少部分地基于在所述第一开关接通之后流经所述第一开关的反向电流的持续时间的测量而确定的量。
示例46是操作电力变换电路的方法，所述电力变换电路包括变压器、第一电容器和第二电容器、第一开关和第二开关以及控制器，所述控制器对所述第一开关和所述第二开关进行操作以产生被调节的输出电压以用于向输出系统中的负载进行传递，所述方法包括：以第一自适应切换频率将所述第一开关接通，以便在所述变压器的所述初级绕组中存储能量；将所述第一开关切断，以便串联地对所述第一电容器和所述第二电容器充电；当电流流经所述第二开关的体二极管时接通所述第二开关；一旦所有泄漏电感能量都已经从所述变压器被转移到所述第一电容器和所述第二电容器，就将所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接，以便开始使所述第一电容器和所述第二电容器并联地放电；在所述第一开关的下一次接通之前将所述第二开关切断预定时间量，其中所述时间量被预定成实现所述第一开关的零电压切换；监控所述变压器的死区时间；当所述死区时间超过第一预定阈值时增大所述第一自适应切换频率；以及当所述死区时间小于第二预定阈值时减小所述第一自适应切换频率。
示例47包括示例46的主题，其中增大所述第一自适应切换频率包括将所述第一自适应切换频率增大整因子倍。
示例48包括示例47的主题，其中所述整因子是2。
示例49包括示例46的主题，其中减小所述第一自适应切换频率包括将所述第一自适应切换频率减小整因子分之一。
示例50包括示例49的主题，其中所述整因子是2。
示例51包括示例46的主题，还包括当所述死区时间超过所述第一预定阈值时，减小所述初级绕组的峰值电流限制水平。
示例52包括示例51的主题，其中减小所述初级绕组的峰值电流限制水平包括减小峰值电流限制水平以维持到输出系统的恒定的输出电力水平。
示例53包括示例46的主题，还包括当所述死区时间小于所述第二预定阈值时，增大所述初级绕组的峰值电流限制水平。
示例54包括示例53的主题，其中增大所述初级绕组的峰值电流限制水平包括增大峰值电流限制水平以维持到输出系统的恒定的输出电力水平。
示例55包括示例46的主题，其中所述第一自适应切换频率还被配置为避免与由所述电力变换电路充电的电子设备的共模噪声相关联的频带。
示例56是电力变换装置，包括：变压器，其中所述变压器具有初级绕组和次级绕组；第一开关，其耦合到所述初级绕组以控制通过所述初级绕组的电流的流动；第二开关，其耦合到所述初级绕组，以控制通过有源谐振箝位电路的电流的流动，其中所述有源谐振箝位电路被配置为从所述初级绕组吸收泄漏能量，并且包括：耦合到所述初级绕组的第一电容器；耦合到所述初级绕组的第二电容器；以及在所述第一电容器和所述第二电容器之间串联连接的第一二极管；以及耦合到所述第一开关和所述第二开关的控制器，所述控制器被配置为：以第一自适应切换频率将所述第一开关接通，以便在所述变压器的所述初级绕组中存储能量；将所述第一开关切断，以便串联地对所述第一电容器和所述第二电容器充电；一旦所有泄漏电感能量都已经从所述变压器被转移到所述第一电容器和所述第二电容器，就将所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接，以便开始使所述第一电容器和所述第二电容器并联地放电；在所述第一开关的下一次接通之前将所述第二开关切断预定时间量，其中所述时间量被预定成实现所述第一开关的零电压切换；监控所述变压器的死区时间；当所述死区时间超过第一预定阈值时增大所述第一自适应切换频率；以及当所述死区时间小于第二预定阈值时减小所述第一自适应切换频率。
示例57包括示例56的主题，其中增大所述第一自适应切换频率包括将所述第一自适应切换频率增大整因子倍。
示例58包括示例57的主题，其中所述整因子是2。
示例59包括示例56的主题，其中减小所述第一自适应切换频率包括将所述第一自适应切换频率减小整因子分之一。
示例60包括示例59的主题，其中所述整因子是2。
示例61包括示例56的主题，还包括当所述死区时间超过所述第一预定阈值时，减小所述初级绕组的峰值电流限制水平。
示例62包括示例61的主题，其中减小所述初级绕组的峰值电流限制水平包括减小峰值电流限制水平以维持到输出系统的恒定的输出电力水平。
示例63包括示例56的主题，还包括当所述死区时间小于所述第二预定阈值时，增大所述初级绕组的峰值电流限制水平。
示例64包括示例63的主题，其中增大所述初级绕组的峰值电流限制水平包括增大峰值电流限制水平以维持到输出系统的恒定的输出电力水平。
示例65包括示例56的主题，其中所述第一自适应切换频率还被配置为避免与由所述电力变换装置充电的电子设备的共模噪声相关联的频带。
要理解的是，以上的描述意图是说明性的而不是限制性的。该材料已经被呈现以使得本领域的任何技术人员能够做出和使用要求保护的发明，该发明在特定实施例的上下文中被提供，该发明的变化对于本领域技术人员来说将是容易显而易见的(例如，所公开的实施例中的一些可以以彼此组合的方式被使用)。另外，将理解的是，本文所标识的一些操作可以以不同的顺序执行。因此，应当参考所附的权利要求以及这样的权利要求有权要求的等价物的全部范围来确定本发明的范围。

Claims (20)

1.一种电力变换装置，包括：
变压器，其中所述变压器具有初级绕组和次级绕组；
第一开关，所述第一开关耦合到所述初级绕组以控制通过所述初级绕组的电流的流动；
第二开关，所述第二开关耦合到所述初级绕组，以控制通过有源谐振箝位电路的电流的流动，
其中所述有源谐振箝位电路被配置为从所述初级绕组吸收泄漏能量，并且包括：
耦合到所述初级绕组的第一电容器；
耦合到所述初级绕组的第二电容器；以及
在所述第一电容器和所述第二电容器之间串联连接的第一二极管；以及
耦合到所述第一开关和所述第二开关的控制器，所述控制器被配置为：
将所述第一开关接通，以便在所述变压器的所述初级绕组中存储能量；
将所述第一开关切断，以便串联地对所述第一电容器和所述第二电容器充电；
一旦所有泄漏电感能量都已经从所述变压器转移到所述第一电容器和所述第二电容器，就将所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接，以便开始使所述第一电容器和所述第二电容器并联地放电；
以预定的时间间隔或当所述第一电容器和所述第二电容器中的每一个两端的电压下降到预定电压水平时将所述第二开关切断；以及
将所述第一开关接通，以便实现零电压切换。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中所述第二开关被配置为当电流流经它的体二极管时导通。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中所述第一电容器的值等于所述第二电容器的值。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中所述第一电容器和所述第二电容器被配置为由于所述第一二极管的存在而从所述变压器的所述初级绕组断开连接。
5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中所述第一二极管被配置为阻断任何反向电流通过所述第二开关流回所述变压器的所述初级绕组。
6.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中所述预定电压水平包括输出反射电压的一半。
7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中所述第二开关被配置为当在所述变压器的所述初级绕组中存在第一预定最小量的反向电流时被切断。
8.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中仅仅在存储在所述变压器中的所有能量被传递到负载之后，存储在所述第一电容器和所述第二电容器中的泄漏能量到所述变压器的所述初级绕组的转移被启动。
9.一种操作电力变换电路的方法，所述电力变换电路包括变压器、第一电容器和第二电容器、第一开关和第二开关以及控制器，所述控制器对所述第一开关和所述第二开关进行操作以产生被调节的输出电压以用于向输出系统中的负载进行传递，所述方法包括：
将所述第一开关接通，以便在所述变压器的所述初级绕组中存储能量；
将所述第一开关切断，以便串联地对所述第一电容器和所述第二电容器充电；
一旦所有泄漏电感能量都已经从所述变压器被转移到所述第一电容器和所述第二电容器，就将所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接，以便开始使所述第一电容器和所述第二电容器并联地放电；
当所述第一电容器和所述第二电容器中的每一个两端的电压下降到预定电压水平时将所述第二开关切断；以及
将所述第一开关接通，以便实现零电压切换。
10.根据权利要求9所述的方法，其中当电流流经所述第二开关的体二极管时，所述第二开关导通。
11.根据权利要求9所述的方法，其中所述第一电容器的值等于所述第二电容器的值。
12.根据权利要求9所述的方法，其中由于串联连接在所述第一电容器和所述第二电容器之间的第一二极管的存在，所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接。
13.根据权利要求9所述的方法，其中串联连接在所述第一电容器和所述第二电容器之间的第一二极管阻断任何反向电流通过所述第二开关流回所述变压器的所述初级绕组。
14.根据权利要求9所述的方法，其中所述预定电压水平包括输出反射电压的一半。
15.根据权利要求14所述的方法，其中当在所述变压器的所述初级绕组中存在第一预定最小量的反向电流时，所述第二开关被切断。
16.根据权利要求9所述的方法，其中在存储在所述变压器中的所有能量被传递到负载之后，存储在所述第一电容器和所述第二电容器中的泄漏能量到所述变压器的所述初级绕组的转移被启动。
17.一种操作电力变换电路的方法，所述电力变换电路包括变压器、第一电容器和第二电容器、第一开关和第二开关以及控制器，所述控制器对所述第一开关和所述第二开关进行操作以产生被调节的输出电压以用于向输出系统中的负载进行传递，所述方法包括：
以预定时间间隔将所述第一开关接通，以便在所述变压器的所述初级绕组中存储能量；
将所述第一开关切断，以便串联地对所述第一电容器和所述第二电容器充电；
当电流流经所述第二开关的体二极管时接通所述第二开关；
一旦所有泄漏电感能量都已经从所述变压器被转移到所述第一电容器和所述第二电容器，就将所述第一电容器和所述第二电容器从所述变压器的所述初级绕组断开连接，以便开始使所述第一电容器和所述第二电容器并联地放电；以及
在所述第一开关的下一次预定的接通之前将所述第二开关切断预定的时间量，其中所述时间量被预定成实现所述第一开关的零电压切换。
18.根据权利要求17所述的方法，其中切断所述第一开关的时机至少部分地基于以下值中的一个或多个：误差信号值、输出负载值以及输入电压值。
19.根据权利要求17所述的方法，其中当电力被传递到负载时，存储在所述第一电容器和所述第二电容器中的能量被保留。
20.根据权利要求17所述的方法，其中在存储在所述变压器中的所有能量被传递到负载之后，存储在所述第一电容器和所述第二电容器中的泄漏能量到所述变压器的所述初级绕组的转移被启动。
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