KR101960569B1 - 직렬-병렬 모드 능동 클램프들을 갖는 전력 컨버터들을 작동시키는 시스템 및 방법 - Google Patents

직렬-병렬 모드 능동 클램프들을 갖는 전력 컨버터들을 작동시키는 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

영전압 스위칭(zero voltage switching)(즉, ZVS) 동작을 여전히 달성하면서, 누설 에너지가 출력 부하로보다는 입력 전원으로 리턴되는, 개선된 플라이백 컨버터를 작동시키는 시스템 및 방법이 개시되어 있다. 일부 실시예에서, 개선된 컨버터는, 제어 스위치의 턴오프의 순간에, 누설 인덕턴스에 저장된 에너지를 스너버 커패시터(들)로 전달할 수 있다. 게다가, 개선된 컨버터 실시예는 또한, 전력이 2차 회로에 의해 부하로 전달되고 있을 때, 스너버 커패시터(들)에 저장된 에너지를 유지할 수 있다. 개선된 컨버터 실시예는, 변압기에 저장된 에너지가 부하로 전달되면, 스너버 커패시터(들)에 저장된 누설 에너지를 1차 권선으로 전달하기 시작할 수 있다. 마지막으로, 개선된 컨버터 실시예는, 모든 누설 인덕턴스 에너지가 입력 소스로 리턴되도록, 그의 능동 클램프 스위치를 지능적으로 제어할 수 있다.

Description

직렬-병렬 모드 능동 클램프들을 갖는 전력 컨버터들을 작동시키는 시스템 및 방법{SYSTEMS AND METHODS OF OPERATION FOR POWER CONVERTERS HAVING SERIES-PARALLEL MODE ACTIVE CLAMPS}
본 개시 내용은 일반적으로 전력 컨버터 분야에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는, "직렬-병렬 모드" 능동 클램프를 갖는 플라이백 컨버터(flyback converter)에 관한 것이다.
플라이백 컨버터와 같은 분리형 시스템에서, 입력 회로부(예컨대, 1차 제어기)와 출력 회로부(예컨대, 2차 제어기)는 서로 전기적으로/갈바닉 방식으로(galvanically) 연결되지 않는다. 플라이백 컨버터는 스위치 모드 전원 공급 장치(switch mode power supply) 응용 분야에서 분리형 배터리 충전기 및/또는 프런트 엔드 AC-DC 및 DC-DC 컨버터로서 흔히 사용된다. 예를 들어, 통상의 플라이백 컨버터는 변압기를 형성하기 위해 분할되어 있는 인덕터를 포함하는 벅-부스트 컨버터(buck-boost converter)이다. 변압기의 1차 권선은 입력 회로부에 결합되고, 변압기의 2차 권선은 출력 회로부에 결합되며, 따라서 입력 회로부와 출력 회로부 사이에 원하는 분리를 제공한다.
플라이백 컨버터는, 특히 입력 전압 변동과 출력 부하 변동의 폭이 클 때, 저전력에서의 전력 변환을 위해 종종 선호된다. 플라이백 컨버터의 낮은 구성요소 개수 및 복잡도는 플라이백 컨버터를 휴대폰, 노트북 컴퓨터 및 다른 소비자 전자 기기와 같은 전자 디바이스에 대해 사용되는 외부 전원 어댑터에 포함시킬 때 유익할 수 있다.
어댑터가 벽에 꽂아져 있지만 충전을 위해 디바이스에 연결되어 있지 않을 때('대기(stand-by)' 모드라고 불리움)를 비롯하여, 보다 높은 효율의 전원 어댑터가 유리하다. 그에 부가하여, 소비자 전자 산업에서 소형화 및 휴대성을 향한 욕구는 이러한 전력 컨버터를, 특정 동작 온도를 유지하면서, 점점 더 작은 체적 내에 패키징시키게 한다. 그렇지만, 크기 또는 구성요소 수를 감소시키는 것은 전형적으로 효율 향상을 달성하는 것을 보다 어렵게 만드는데, 그 이유는 소형화를 용이하게 할 수 있는 보다 높은 주파수 동작이 특정 동작 조건 하에서 효율에 부정적 영향을 미칠 수 있기 때문이다.
이와 같이, 크기 및/또는 구성요소 수를 감소시키면서도 보다 높은 효율을 가능하게 하는 개선된 전력 컨버터가 필요하다. 영전압 스위칭(zero voltage switching, ZVS) 턴온 동작을 여전히 달성하면서, 종래의 능동 클램프 시스템에서 보는 바와 같이, 누설 에너지가 출력 부하로보다는 입력 전원으로 회수(return)되는, 개선된 플라이백 컨버터를 작동시키는 다양한 디바이스 및 방법이 본원에 개시되어 있다.
본원에 기술되는 일부 실시예에서, 개선된 컨버터는 (즉, 종래의 스너버(snubber)에 의해 행해지는 바와 같이), 제어 스위치의 턴오프 순간에, 누설 인덕턴스에 저장된 에너지를 스너버 커패시터(snubber capacitor)로 전달할 수 있다. 게다가, 개선된 컨버터 실시예는, 전력이 2차 회로에 의해 부하로 전달되고 있을 때, 스너버 커패시터에 저장된 에너지를 유지할 수 있다. 또한 게다가, 변압기 인덕턴스에 저장된 모든 에너지가 부하로 전달될 때, 본원에 기술되는 개선된 컨버터 실시예는 이어서 스너버 커패시터에 저장된 누설 에너지를 능동 클램프 스위치를 통해(즉, 전류를 반대 방향으로 구동하는 것에 의해) 1차 권선으로 전달하기 시작할 수 있다. 또한 게다가, 본원에 기술되는 개선된 컨버터 실시예는, 전력 컨버터의 무조건적 ZVS 동작을 위해 최소 에너지 저장 요구사항이 충족되도록 하면서 모든 누설 인덕턴스 에너지가 입력 소스로 회수되도록, 능동 클램프 스위치를 적응적으로 그리고/또는 지능적으로 제어할 수 있다.
도 1은 기본적으로 CCM에서 동작하도록 설계되어 있는 전형적인 능동 클램프 플라이백 컨버터를 나타낸 도면.
도 2는 하나 이상의 실시예에 따른, 가변 주파수 불연속 전류 모드(variable frequency discontinuous current mode)에서 동작하는 플라이백 컨버터 및 커패시터들(C1 및 C3)에 대한 예시적인 충전 경로의 회로 배치를 나타낸 도면.
도 3은 가변 주파수 모드(variable frequency mode)에서 동작하는 도 2의 플라이백 컨버터의 커패시터(C1)에 대한 예시적인 방전 경로를 나타낸 도면.
도 4는 가변 주파수 모드에서 동작하는 도 2의 플라이백 컨버터의 커패시터(C3)에 대한 예시적인 방전 경로를 나타낸 도면.
도 5는 가변 주파수 모드에서 동작하는 도 2의 플라이백 컨버터에 대한 영전압 턴온(zero voltage turn on)을 예시하는 파형을 나타낸 도면.
도 6은 가변 주파수 모드에서 동작하는 도 2의 플라이백 컨버터의 전력 스위치(power switch)(Q1)에서의 역전류(reverse current)를 예시하는 파형을 나타낸 도면.
도 7은 도 2의 플라이백 컨버터의 전력 스위치(Q1)의 턴오프 시의 능동 클램프로의 전류 전달은 물론, 플라이백 기간(flyback period)의 끝 이후의 또는 데드 타임(dead time) 동안의 방전 전류를 예시하는 파형을 나타낸 도면.
도 8은 "n" 개의 부가 스너버 커패시터를 사용하는 도 2의 직렬-병렬 모드 능동 클램프 회로의 확장을 나타낸 도면.
도 9는 고압측 보조 권선(high side auxiliary winding)을 사용하는 도 2의 직렬-병렬 모드 능동 클램프 회로의 대안의 실시예를 나타낸 도면.
도 10은 반사 클램프 방법(reflected clamp method)을 사용하는 도 2의 직렬-병렬 모드 능동 클램프 회로의 대안의 실시예를 나타낸 도면.
도 11은 하나 이상의 실시예에 따른, 불연속 모드에서 동작하는 고정 주파수 능동 클램프 플라이백 컨버터의 바람직한 실시예를 나타낸 도면.
도 12는 하나 이상의 실시예에 따른, 고정 주파수 불연속 전류 모드(fixed frequency discontinuous current mode)에서 동작하는 플라이백 컨버터 및 커패시터(C1 및 C3)에 대한 예시적인 충전 경로의 회로 배치를 나타낸 도면.
도 13은 고정 주파수 모드(fixed frequency mode)에서 동작하는 도 12의 플라이백 컨버터의 커패시터(C1)에 대한 예시적인 방전 경로를 나타낸 도면.
도 14는 고정 주파수 모드에서 동작하는 도 12의 플라이백 컨버터의 커패시터(C3)에 대한 예시적인 방전 경로를 나타낸 도면.
도 15는 고정 주파수 모드에서 동작하는 도 2의 플라이백 컨버터에 대한 영전압 '턴온'을 예시하는 파형을 나타낸 도면.
도 16은 고정 주파수 모드에서 동작하는 도 2의 플라이백 컨버터의 전력 스위치(Q1)에서의 역전류를 예시하는 파형을 나타낸 도면.
도 17은 고정 주파수 모드에서 동작하는 도 2의 플라이백 컨버터의 전력 스위치(Q1)의 턴오프 시의 능동 클램프로의 전류 전달은 물론, 플라이백 기간의 끝 이후의 또는 데드 타임 동안의 방전 전류를 예시하는 파형을 나타낸 도면.
도 18은 도 2의 플라이백 컨버터의 전력 스위치(Q1) 및 클램프 스위치(Q2)에 대한 2개의 PWM 구동 신호 사이의 지연을 예시하는 파형을 나타낸 도면.
전력 컨버터를 작동시키는 다양한 디바이스 및 방법이 본원에 기술되어 있다. 보다 상세하게는, 본원에 개시되는 실시예는 "가변 주파수" 모드(누설 인덕턴스 에너지가 출력으로 회수(recover)될 수 있고 컨버터의 주 전력 스위치의 영전압 스위칭 전환이 달성되도록 스위칭 주파수가 변함), "고정 주파수" 모드(플라이백 컨버터의 스위칭 주파수가 고정되어 있음), 또는 "부분 고정 주파수(partially-fixed frequency)" 모드(스위칭 주파수가 전력 컨버터의 입력 및/또는 출력 조건에 기초하여 설정된 수의 주파수 중 하나에서 동작할 수 있음) 중 하나 이상에서 동작할 수 있는 플라이백 컨버터를 포함한다. 일부 예에서, 플라이백 컨버터는 영전압 스위칭을 달성하면서 상기 모드들 중 하나에서 동작할 수 있다.
일반적으로, 본원에 개시되는 기법은 종래의 플라이백 컨버터 설계에서는 보통 소산되는 누설 인덕턴스 에너지의 증가된 회수를 가능하게 할 수 있다. 포함된 실시예는 또한 고주파 동작(예컨대, 500kHz 초과의 주파수)을 가능하게 하면서, 그와 동시에 상당한 효율 개선을 달성한다. 이것은 전력 컨버터의 크기를 감소시키는 도움을 주고 따라서 장래의 전원 어댑터에 대한 초소형 설계를 달성하는 데 도움을 줄 수 있다. 일부 예에서, 고정 주파수 모드 또는 부분 고정 주파수 모드에서 동작하는 이러한 컨버터인 전력 컨버터는 추가로, 주어진 시스템 요구사항에 대해 바람직하지 않을 수 있는 주파수 대역을 피하는 것에 의해, 터치스크린을 가지는 디바이스와 같은, 특정 전자 디바이스의 공통 모드 노이즈 요구사항을 충족시킬 수 있을 것이다.
본원에 개시되는 기법은, 디지털 카메라, 휴대폰, 손목시계, PDA(personal data assistant), 휴대용 음악 플레이어, 모니터는 물론, 데스크톱, 랩톱, 및 태블릿 컴퓨터와 같은, 전자 시스템에 전력을 공급하는 임의의 수의 분리형 시스템에 적용 가능하다.
이하의 설명에서, 설명의 목적상, 본 발명 개념의 완전한 이해를 제공하기 위해 수많은 구체적인 상세가 기재되어 있다. 본 설명의 일부로서, 본 개시 내용의 도면들 중 일부는, 본 발명을 불명료하게 하는 것을 피하기 위해, 구조 및 디바이스를 블록도 형태로 나타내고 있다. 명확함을 위해, 실제 구현의 특징들 모두가 본 명세서에 기술되어 있는 것은 아니다. 더욱이, 본 개시 내용에서 사용되는 표현은 원칙적으로 알아보기 쉽고 이해하기 쉽도록 하기 위해 선택되었으며, 본 발명 요지를 한정하거나 제한하기 위해 선택되지 않았을 수 있으며, 이러한 발명 요지를 판정하기 위해서는 청구범위를 참조할 필요가 있다. 본 개시 내용에서 "일 실시예" 또는 "실시예"라는 말은 실시예와 관련하여 기술되는특정의 특징, 구조 또는 특성이 본 발명의 적어도 하나의 구현에 포함되어 있다는 것을 의미하고, 여러번 나오는 "일 실시예" 또는 "실시예"라는 말이 모두가 반드시 동일한 실시예를 지칭하는 것으로 이해되어서는 안된다.
전형적인 능동 클램프 플라이백 컨버터가 도 1에 도시되어 있다. 능동 클램프 플라이백 컨버터가 전형적으로는 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode, CCM) 동작을 위해 구현되지만, 이러한 플라이백 컨버터가 모든 라인 및 부하 조건에서 CCM으로 동작할 수 있는 것은 아니다. 예를 들어, 보다 낮은 부하 및 보다 높은 입력 전압에서, 플라이백은 불연속 도통 모드(Discontinuous Conduction Mode, DCM)에 들어갈 수 있고, 이러한 조건에서, 종래의 능동 클램프 회로는 아주 비효율적으로 될 수 있다.
도 1은 기본적으로 CCM에서 동작하도록 설계되어 있는 전형적인 능동 클램프 플라이백 컨버터(100)를 나타낸 것이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 플라이백 컨버터(100)는 변압기(TX1)의 1차 권선(P1)과 직렬로 배치될 수 있는 전원(V1), 및 1차 권선(P1)과 전원(V1) 사이에 결합된 전력 스위치(Q1)를 포함할 수 있다. 플라이백 컨버터는 스너버 커패시터(C1)와 클램프 스위치(Q2)의 직렬 연결(series combination)을 포함하는 능동 클램프 회로부 - 전압원(V1)과 전력 스위치(Q1) 사이에서 1차 권선(P1)과 병렬로 연결될 수 있음 - 를 추가로 포함할 수 있다. 변압기(TX1)는 하나 이상의 부하(R3로 표현되고 Rload로서 라벨링되어 있음)에 전력을 공급하는 출력 전압(Vout)을 제공할 수 있는 2차 권선(S1)을 추가로 포함할 수 있다. 일부 예에서, 플라이백 컨버터는 2차 권선(S1)과 직렬인 정류 다이오드(D1) 및 출력 전압(Vout)과 병렬인 필터링 커패시터(C2)를 추가로 포함할 수 있다. 도 1에 도시된 플라이백 컨버터(100)는 또한 전력 스위치(Q1)에 대한 게이트 구동 회로부(전압원(V2) 및 저항기(R1)를 포함함) 및 클램프 스위치(Q2)에 대한 게이트 구동 회로부(전압원(V3) 및 저항기(R2)를 포함함)를 포함한다.
전형적으로, 변압기의 권선들 간의 불완전 결합은 플라이백 컨버터의 전력 스위치(Q1)가 닫혀 있는 동안 에너지를 저장할 수 있는 기생 누설 인덕턴스를 야기할 수 있다. 변압기(TX1)의 이 기생 누설 인덕턴스는 도 1에서 그래픽적으로 인덕터(L1)로서 표현되어 있다. 일부 예에서, 능동 클램프 회로부에서의 스너버 커패시터(C1)의 값은, 동작 주파수 및 스위칭 시간이 턴온 시에 영전압 스위칭 또는 소프트 스위칭(soft switching)을 달성할 수 있도록, 누설 인덕턴스(L1)의 값과 관련하여 선택될 수 있다. 특정 동작 조건 하에서, 스너버 커패시터(C1)는 누설 인덕턴스에 저장된 에너지를 회수하기 위해 사용될 수 있지만, 이 회수가 모든 입력 및 출력 조건에 걸쳐 일어나는 것은 아니다. 그 결과, 보다 가벼운 부하에서, 특히 DCM 동작에서, 컨버터가 비효율적일 수 있다.
동작 동안, 누설 인덕턴스에 저장된 에너지가 먼저 스너버 커패시터(C1)로 전달되고, 이어서 (즉, 플라이백 기간이 시작되자마자) 스너버 커패시터(C1)와 누설 인덕턴스(L1) 사이의 공진 작용을 통해 2차 권선(S1)으로 전달된다. 구체적으로는, 에너지가 1차 권선(S1)으로부터 클램프 스위치(Q2)의 보디 다이오드(body diode)를 통해 스너버 커패시터(C1)에 저장될 수 있다. 반대로, 에너지가 (예컨대, 클램프 스위치(Q2)가 턴온될 때) 스너버 커패시터(C1)로부터 1차 권선(P1)으로부터 2차 권선(S1)으로 방전될 수 있고, 추가로 정류 다이오드(D1)를 통해 하나 이상의 시스템 부하로 갈 수 있다. 그 결과 이 에너지 전달에서의 피크 전류가 높을 수 있고, 따라서 회수 경로에 있는 구성요소에 의해 제공되는 임피던스로 인해 상당한 누설 인덕턴스 에너지가 손실될 수 있다.
일부 예에서, 도 1에 기술된 능동 클램프는 2차(즉, 출력) 및 1차(즉, 입력)로의 2개의 개별적인 에너지 전달 이벤트를 가능하게 하는 것에 의해 전력 스위치(Q1)의 영전압 스위칭을 달성하기 위해 경계 모드(boundary mode)에서 제어될 수 있다. 이러한 제어 동안, 플라이백 컨버터는 DCM 모드와 CCM 모드의 경계에서 동작하고, 따라서 가변 주파수 컨버터 동작으로 된다.
이러한 구현에서, 누설 인덕턴스 에너지가 출력(예컨대, Vout)으로 회수되고 전력 스위치(Q1)의 영전압 스위칭 전환이 달성되도록 - 심지어 DCM 동작에서도 -, 2개의 전력 제어 스위치(즉, 전력 스위치(Q1) 및 클램프 스위치(Q2))가 작동될 수 있다. 스너버 커패시터(C1)가 "반사 출력 전압(reflected output voltage)" 레벨(V_OR)(즉, 출력 다이오드(D1)가 턴온되어 있는 동안 컨버터의 2차측으로부터 1차측으로 다시 반사되는 전압의 양)까지 충전된 후에 누설 에너지가 스너버 커패시터(C1)에 저장될 수 있다. 반사 전압은 [V_OUT(즉, 출력 전압) + Vf_D1(즉, 출력 다이오드(D1)의 양단의 순방향 전압 강하)] x (Np/Ns)로서 정의될 수 있고, 여기서 Np는 변압기의 1차 권선의 권회수(number of turns)이고, Ns는 변압기의 2차 권선의 권회수이다. 클램프 스위치(Q2)가 턴온될 때, 스너버 커패시터(C1)는 누설 인덕턴스(L1)와 공진하고, 에너지를 변압기를 통해 출력으로 전달한다. 보통, C1의 값은 낮고, 몇 개의 공진 링(resonant ring)이 일어날 수 있다. 변압기 에너지가 부하로 완전히 전달되면, C1이 클램프 스위치(Q2)를 통해 1차 인덕턴스의 양단에 연결되어 있기 때문에, 1차 인덕턴스에 역전류가 생성된다. 미리 결정된 역전류(예컨대, 제어 회로에 의해 결정됨)가 생성될 때, 클램프 스위치(Q2)가 턴오프된다. 클램프 스위치(Q2)가 턴오프될 때, 변압기의 1차 권선(P1)의 하단이 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드에 있는 출력 커패시턴스(C2)를 방전시키는 동안 접지 쪽으로 떨어진다. 드레인-소스 전압을 접지보다 약간 낮게 클램핑하는 동안 전력 스위치(Q1)의 보디 다이오드가 도통하기 시작하면, 전력 스위치(Q1)가 영전압 스위칭(즉, ZVS) 조건에서 턴온된다. 이 동작 하에서는, 변압기가 충전하고 있거나 방전하고 있기 때문에 동작 중에 "데드 타임"이 없다. 그 결과, 컨버터의 동작은 "전환 모드(Transition Mode)"("경계 모드"라고도 함)에 있고, 컨버터는 가변 주파수로 동작한다. ZVS 동작은 달성되지만, 앞서 기술된 것과 동일한 이유로, 누설 인덕턴스 에너지의 회수는 최소이다.
직렬-병렬 모드(SPM) 능동 클램프 컨버터
이제 도 2를 참조하면, 여기에 기술되는 바와 같은 하나 이상의 실시예에 따른, 플라이백 컨버터의 회로 배치가 도시되어 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, 플라이백 컨버터(200)는 전원(V1), 전력 스위치(Q1), 능동 클램프 회로부(능동 클램프 스위치(Q2), 제1 스너버 커패시턴스(C1), 제2 스너버 커패시터(C3), 제1 다이오드(D2), 제2 다이오드(D3), 및 제3 다이오드(D4)를 포함함), 그리고 1차 권선(P1) 및 2차 권선(S1)을 갖는 변압기(TX1)를 포함할 수 있다. 1차 권선(P1)은 도 2에서 인덕터(L1)로 표현되는 (앞서 논의된 것과 같은) 누설 인덕턴스를 가질 수 있다. 변압기(T2)의 2차 권선(S1)은 하나 이상의 부하(Rload로 표현됨)에 전력을 공급하는 출력 전압(Vout)을 제공할 수 있다. 일부 예에서, 플라이백 컨버터는 2차 권선(P2)과 직렬인 정류 다이오드(D1) 및 출력 전압(Vout)과 병렬인 필터링 커패시터(C2)를 추가로 포함할 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 전원(V1)은 전력 스위치(Q1)(전압원(V2) 및 저항기(R1)를 포함함) 및 능동 클램프 회로부와 직렬로 연결된다. 트랜지스터(TX1)의 1차 권선(P1)은 전원(V1)과 전력 스위치(Q1) 사이에 있다. 능동 클램프 회로부는 능동 클램프 스위치(Q2)(전압원(V3) 및 저항기(R2)를 포함함)와 회로망(225)(제1 및 제2 스너버 커패시터(C1 및 C3)와 제1, 제2 및 제3 다이오드(각각, D2, D3 및 D4)를 포함함)의 직렬 연결을 포함할 수 있다. 회로망(225) 내에서, 제1 다이오드(D2)는 제1 스너버 커패시터(C1)와 제2 스너버 커패시터(C3) 사이에 직렬로 연결된다. 제2 다이오드(D3)는 제2 스너버 커패시터(C3) 및 제1 다이오드(D2)의 양단에 병렬로 연결되고; 제3 다이오드(D4)는 제1 스너버 커패시터(C1) 및 제1 다이오드(D2)의 양단에 병렬로 연결된다. C1, C3, D2, D3, 및 D4를 포함하는 회로망(225)의 개별 요소의 동작 역할은 이하에서 더 상세히 논의될 것이다. 앞서 언급한 바와 같이, L1은 변압기(TX1)의 1차 코일(P1)의 누설 인덕턴스를 포함한다. 에너지가 부하로의 전달을 위해 변압기(TX1)의 2차 코일(S1)로 전달될 때, 에너지는 다이오드(D1)를 통과하여 커패시터(C2)에 저장된다. 도 2에 도시된 바와 같이, 출력 전압은 부하 저항(저항기(R3)로 표현되고 RLOAD로 라벨링되어 있음) 양단에서 VOUT으로 라벨링된 지점에서 측정될 수 있다. 도 2에 도시된 플라이백 컨버터(200)는 또한 전력 스위치(Q1)에 대한 게이트 구동 회로부(전압원(V2) 및 저항기(R1)를 포함함) 및 클램프 스위치(Q2)에 대한 게이트 구동 회로부(전압원(V3) 및 저항기(R2)를 포함함)를 포함한다. 도 2에 도시된 플라이백 컨버터는, 컨버터가 연속 도통 모드에 들어가지 않도록, 불연속 도통 모드에서 동작하도록 구성될 수 있다.
이제 도 8을 참조하면, 도 2와 관련하여 앞서 상세히 논의된 직렬-병렬 모드 능동 클램프 회로의 확장이 도시되어 있다. 앞서 논의된 실시예는 2개의 커패시터와 3 개의 다이오드를 포함하는 스너버 클램프를 사용한다. 2개의 스너버 커패시터는 직렬로 충전되고 병렬로 방전된다. 직렬-병렬 모드 능동 클램프 회로의 핵심 개념이, 모든 이점을 달성하기 위해, 'n' 개의 스너버 커패시터를 대응하는 개수의 다이오드와 함께 사용하는 것에 의해 확장될 수 있다. 예를 들어, 도 8의 컨버터 회로(800)에 도시된 바와 같이, 부가의 스너버 커패시터(C4) 및 다이오드(D5, D6, 및 D7)가 회로에서 이용된다. 상세하게는, 부가의 커패시터(C4)가, C3와 클램프 스위치(Q2) 사이에서, 스너버 커패시터(C1 및 C3)와 직렬로 연결된다. 도 8에 도시된 바와 같이, 부가의 다이오드(D5)는 C3와 C4 사이에 직렬로 연결되고; 부가의 다이오드(D6)는 C4 및 D5의 양단에 병렬로 연결되며; 부가의 다이오드(D7)는 C1, C3, D2, 및 D5의 양단에 병렬로 연결된다. 도 8에 도시된 3 개의 스너버 커패시터의 배치의 결과, 3 개의 커패시터 모두가 직렬로 충전되고 병렬로 방전된다. 동일한 원리가, 도 8에 도시된 바와 같이, 적절한 다이오드와 함께 사용될 때, 임의의 수의('n' 개의) 커패시터로 확장될 수 있다.
이제 도 9를 참조하면, 고압측 보조 권선을 사용하는 도 2와 관련하여 앞서 상세히 논의된 직렬-병렬 모드 능동 클램프 회로의 다른 실시예가 도시되어 있다. 도 9의 컨버터 회로(900)에 도시된 실시예에 따르면, 도 2의 회로로부터 제2 스너버 커패시터(C3) 및 다이오드(D4)가 제거되어 있다. 그 대신에, 다이오드(D2)가 변압기(TX1)의 주 권선(P1)과 보조 1차 권선(P2) 사이에는 물론, (클램프 스위치(Q2)보다는) 전력 스위치(Q1)에 연결되어 있다. 도 9에 도시된 회로(900)의 동작에 따르면, 누설 인덕턴스로부터의 에너지가 턴오프 전환 시에 D2를 통해 스너버 커패시터(C1)로 전달된다. 이 에너지는 변압기로 다시 전달되지 않는데, 그 이유는 다이오드(D3)가 보조 권선에 의해 가해지는 그의 캐소드 노드에서의 훨씬 더 높은 반사 전압으로 인해 역방향 바이어싱되기 때문이다. 2개의 1차 권선(P1 및 P2)이 동일한 권회수(turns)를 가지는 경우 그리고 주 권선(P1)의 양단의 반사 전압이 80V인 경우, 클램프 스위치(Q2)의 소스 노드에서의 반사 전압은 Vin에 대해 160V일 것이다. 이와 같이, 스너버 커패시터(C1)로부터의 전류가 클램프 스위치(Q2)를 통해 에너지를 전달하지 않는다. 변압기 에너지가 방전되고 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드에서의 등가 커패시턴스와 공진하기 시작할 때, 앞서 도 2와 관련하여 제시된 것과 유사한 방식으로(즉, D3 및 Q2를 통해) 에너지 전달이 시작된다. 주 권선과 보조 권선의 권선비(turns ratio)가 회로 최적화 동안 변화될 수 있다.
이제 도 10을 참조하면, 반사 클램프 방법을 사용하는 도 2와 관련하여 앞서 상세히 논의된 직렬-병렬 모드 능동 클램프 회로의 다른 실시예가 도시되어 있다. 도 10의 컨버터 회로(1000)에 도시된 실시예에 따르면, 도 9와 관련하여 앞서 논의된 직렬-병렬 모드 능동 클램프 회로와 동일한 목적을 달성하기 위해 저압측 보조 권선(low side auxiliary winding)(P2)이 사용된다. 도 10에 도시된 실시예에 따르면, 전력 스위치(Q1)가 주 권선(P1)의 고압측에 연결되고, 클램프 스위치(Q2)가 보조 1차 권선(P2)의 저압측에 연결된다. 반사 클램프는 직렬로 연결된 스너버 커패시터(C1), 다이오드(D2) 및 스너버 커패시터(C2); C2 및 D2의 양단에 병렬로 연결된 다이오드(D1); 그리고 C1 및 D2의 양단에 병렬로 연결된 다이오드(D3)를 포함한다. 출력 다이오드 및 출력 커패시터는, 각각, D4 및 C3로 재라벨링되어 있다. 저압측 보조 권선(P2)은 주 권선(P1)과 동일한 권회수 또는 상이한 권회수를 가질 수 있다. 도 10에서의 다이오드가 쇼트키 다이오드로서 도시되어 있지만, 이러한 선택이 엄밀히 말하면 필요하지 않고, 주어진 구현에 대해 임의의 적당한 다이오드가 선택될 수 있다. 일부 실시예에서, 동기 정류(synchronous rectification)가 또한 사용될 수 있다.
회로(1000)에 도시된 대안의 실시예의 2 가지 관련성 있는 양태가 있다. 첫 번째 양태는 누설 인덕턴스 에너지의 회수이고, 두 번째 양태는 전력 스위치(Q1)의 영전압 스위칭이다. 회로(1000)에 도시된 이 대안의 실시예는 ZVS의 두 번째 양태를 달성하지만, 누설 에너지 회수의 정도는 주 권선(P1)과 보조 권선(P2) 사이의 결합에 의존한다. 누설이 영(zero)이면, 이는 도 2에 도시된 주 실시예와 동일한 성능을 달성할 수 있지만, 이러한 영 누설(zero leakage)은 실현 가능하지 않다. P1 및 P2가 동일한 권회수를 사용하고 바이파일러(bifilar) 방식으로 감겨 있다면, 누설이 최저이고, 상당한 양의 누설 에너지가 회수될 수 있다. 도 10을 참조하여 기술되는 실시예의 하나의 장점은, 클램프 스위치(Q2)에 대한 구동이 저압측에 배치되고 따라서 통합된 제어기를 통해 구현하기가 보다 쉽다는 사실로 인한, 사용의 간편성이다. 이것은 또한 제어 회로의 총 비용을 감소시킬 수 있다.
도 2, 도 8, 도 9, 및 도 10과 관련하여 앞서 기술된 플라이백 컨버터는 본원에서 "직렬-병렬 모드 능동 클램프 컨버터"라고 지칭될 수 있고, 이하에서 보다 상세히 기술될 것인 바와 같이, 다수의 모드 중 하나의 모드에서 동작하도록 구성될 수 있다.
가변 주파수 동작
도 2의 회로(200)에 도시된 예시적인 실시예로 돌아가면, 전력 스위치(Q1)의 온 시간(on time) 동안, 전류가 변압기(TX1)의 1차 권선(P1)에 흐르고, 1차 인덕턴스에 에너지를 저장한다. 제어 루프에 의해 설정된 순간에 전력 스위치(Q1)가 턴오프될 때, 누설 에너지가 클램프 스위치(Q2)의 보디 다이오드 및 다이오드(D2)를 통해 2개의 스너버 커패시터(즉, C1 및 C3)의 직렬 결합으로 전달된다. 이 전환 동안 전류가 클램프 스위치(Q2)의 보디 다이오드를 통해 흐르고 있을 때 클램프 스위치(Q2)가 턴온되도록 제어 방식이 설계될 수 있다. 일부 실시예에서, C1 및 C3의 값은 동일하도록 선택될 수 있고, 그 결과 전압 및 에너지의 1/2이 각각의 커패시터에 저장된다.
스너버 커패시터에 저장된 총 에너지는 Esnubber = 0.5 x [(C1 x VC1 2) + (C3 x VC3 2)]로서 정의되고, 여기서 C1 및 C3은 각자의 커패시터의 값이고, VC1 및 VC3은 플라이백 기간 동안 각자의 커패시터의 양단의 전압이다.
각각의 커패시터의 전압은 반사 출력 전압의 1/2 + 누설 에너지로 인한 유도된 스너버 전압의 1/2이다. 이와 같이, 에너지가 부하로 전달될 때 전압 Vc1과 Vc3의 총합은 항상 출력 반사 전압(output reflected voltage)보다 크거나 같다.
출력 반사 전압(V_OR)은 V_OR = (V_OUT + Vf_D1) x Np/Ns에 의해 주어지고, 여기서 Vf_D1은 정류기 다이오드(D1)의 순방향 전압 강하이고, Np/Ns는 변압기 권선비이다. 이와 같이, 스너버 커패시터(C1 및 C3) 각각은 V_OR 레벨의 1/2 + 누설 인덕턴스 에너지의 1/2에 대응하는 부가의 전압 레벨까지 충전될 것이다. 따라서, V_OR의 값은 모든 부하에서 실질적으로 일정하게 유지되는 반면, 누설 인덕턴스 에너지는 부하에 비례한다.
플라이백 기간의 개시 시에 모든 누설 에너지가 스너버 커패시터(C1 및 C3)의 직렬 연결로 전달되면, 스너버 커패시터들이, 종래의 능동 클램프에서와 달리, 변압기 1차측(transformer primary)으로부터 즉각 연결해제될 수 있다. 이것은 직렬 다이오드(D2)의 존재로 인한 것이다. C1, C3, D2, D3, 및 D4의 회로망 전체(파선(225) 내에 도시됨)가 나머지 회로로부터 효과적으로 연결해제된다. C2 및 C3 상의 전압 전하(voltage charge)가 반사 전압의 약 1/2이기 때문에, 다이오드(D3 및 D4)가 역방향 바이어싱된다. 변압기 인덕턴스에 저장된 에너지가 완전히 부하로 전달될 때 그리고 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드에서의 전압이 D3 및 D4를 순방향 바이어싱하기에 충분히 낮은 레벨로 떨어질 때에만 다이오드가 도통할 수 있다.
변압기(TX1)가 충전하지도 방전하지도 않는 기간("데드 타임"이라고 지칭될 수 있음) 동안, 1차 인덕턴스는 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드에서의 유효 커패시턴스와 공진하기 시작한다. 1차측의 양단의 전압 강하(falling voltage)가 스너버 커패시터(C1 및 C3) 각각의 양단의 전압의 전압 강하와 같을 때, C1 및 C3은, 각각, Q2 및 D3/D4를 통해 1차측의 양단에 연결된다. 이 커패시터에 저장된 전압은 공진 방식으로 1차 권선에 역전류(즉, 하단으로부터 상단으로)를 생성하기 시작한다. 이 시간 동안, 각각의 커패시터의 양단의 전압이 반사 전압의 1/2인 레벨로 떨어질 때, 저장된 누설 에너지 모두가 1차 권선으로 전달되었다. 보통, 보다 높은 부하에서, 이러한 누설 에너지는 상당하고, 이제 C1 및 C3의 양단의 이 전압 레벨에서, 제어 회로는 클램프 스위치(Q2)를 턴오프시킨다. 이것은 변압기의 1차 인덕턴스에 생성된 전류를 차단하고, 그의 하단은 접지 쪽으로 떨어지기 시작한다. 곧이어, 전력 스위치(Q1)(예컨대, MOSFET으로 구현될 수 있음)의 보디 다이오드는 래치인(latch in)하고, 제어 회로는 ZVS 모드에서 전력 스위치(Q1)를 턴온시킨다. 짧은 기간 동안, 전류는 전력 스위치(Q1)의 소스로부터 드레인으로 계속하여 흘러, 1차 권선으로 전달되는 누설 인덕턴스 에너지 모두가 입력 소스로 회수될 때까지, 전력 스위치(Q1)를 동기 정류기(synchronous rectifier)로서 작동시킨다. 이어서, 1차 권선에서의 전류 방향이 반대로 되고, 이는 다음 사이클에서 부하로의 전력 전달을 위한 에너지를 저장하는 동작을 개시한다.
이 동작은 하나의 사이클에서의 스너버 커패시터의 충전 및 방전 경로를 나타내는 화살표(205/210/215/220)로 효과적으로 나타내어져 있다. 먼저, C1 및 C3은 플라이백 기간의 시작에서 누설 인덕턴스 에너지를 저장하면서 직렬 모드에서 충전되고, 클램프 스위치(Q2)는 이 충전 기간 동안 턴온된다. 플라이백 기간 동안 D2가 클램프 스위치(Q2)를 통한 다시 1차 권선으로의 임의의 역전류를 차단한다는 것에 유의한다. C1, C3, D2, D3, 및 D4의 회로망(파선(225))은, C1 및 C3의 충전이 완료되면, 나머지 플라이백 기간 동안 작동하지 않는다.
이제 도 3을 참조하면, 컨버터(300)의 커패시터(C1)에 대한 예시적인 방전 경로가 도시되어 있다. 화살표(305 내지 340)로 나타낸 바와 같이, 방전 동안 플러스 하부 노드를 갖는 C1이 D3 및 Q2를 통해 1차 권선의 양단에 가해진다.
이제 도 4를 참조하면, 컨버터(400)의 커패시터(C3)에 대한 예시적인 방전 경로가 도시되어 있다. 화살표(405 내지 440)로 나타낸 바와 같이, 방전 동안 플러스 하부 노드를 갖는 C3이 Q2 및 D4를 통해 1차 권선의 양단에 가해진다.
따라서 도 3 및 도 4에, 각각, 도시된 방전 경로로부터, 방전 동안, C1 및 C3이 1차 권선의 양단에 병렬로 효과적으로 연결되고 병렬 모드에서 에너지를 다시 1차측으로 전달한다는 것을 알 수 있다. 총 유효 커패시턴스와 1차 인덕턴스의 조합은 공진 탱크 회로(resonant tank circuit)를 형성하고, 2개의 커패시터(C1 및 C3)는 공진 방식으로 에너지를 1차 인덕턴스로 전달한다. 이와 같이, 스너버 커패시터(C1 및 C3)는 직렬 모드에서 충전되고 병렬 모드에서 방전되어, 이러한 직렬-병렬 모드 능동 클램프를 이룬다.
종래의 능동 클램프 실시예와 본원에 개시되는 직렬-병렬 모드 능동 클램프 실시예 사이의 차이점들 중 일부가 일 예를 통해 이제부터 기술된다. 300V DC 입력 및 5V DC 출력으로 동작하는 DCM 플라이백 컨버터 변압기를 생각해본다. 변압기 권선비(Np:Ns)는, 이 예에서, 14:1이다. 정류기 순방향 강하(rectifier forward drop)가 0.7V인 것으로 가정하면, 반사 전압(V_OR)은 14 x 5.7 = 79.8V(즉, 단순화를 위해 약 80V)일 것이다. 도 1의 회로(100)에 도시된 것과 같은, 종래의 능동 클램프에서, DCM 플라이백 동안, 스너버 커패시터가, 적어도, 80V의 이 반사 전압 레벨까지 충전될 것이다. 보다 높은 부하에서는, 스너버 커패시터의 양단의 전압이 그에 덤핑(dump)되는 누설 인덕턴스 에너지로 인해 추가로 상승할 것이다. 이 예에서, 전압 레벨이 누설 에너지로 인해 100V까지 가고 능동 클램프 스위치 MOSFET이 턴온되는 것으로 가정한다. 보조 정류기가 에너지를 부하로 전달하기 시작할 때, 반사 전압은 80V이고, 스너버 커패시터 전압은 100V이다. 따라서, 역방향 20V(즉, 100V - 80V)가 클램프 스위치(Q2)를 통해 누설 인덕턴스 양단에 인가된다. 스너버 커패시터와 누설 인덕턴스 사이에서 공진이 발생하고, 대량의 전류가 변압기 1차측에서 하단으로부터 상단으로 흐르고, 따라서 이 에너지를 "순방향 변압기 작용"에 의해 권선의 극성으로 인해 2차측으로 전달한다. 누설 인덕턴스 값이 아주 낮고, 이 공진 주파수가 높으며, 다수의 공진이 발생할 수 있기 때문에, 스너버 커패시터에서 에너지를 주고 받는 것은,이 프로세스에서, 1차 및 2차 권선 저항과 클램프 스위치(Q2)에서의 높은 전력 손실을 야기한다.
이와 달리, 본원에 개시되는 개선된 실시예에서는, 결합된 커패시턴스 값이 원래의 참조 문헌에서와 동일한 것으로 가정할 때, 동일한 설계 파라미터에 대해 직렬 커패시턴스에서의 총 전하가 똑같을 것이다. 환언하면, 언급된 종래 기술의 실시예와 동등한 커패시턴스를 달성하기 위해, C1 및 C3가 2 배의 커패시턴스 및 1/2의 전압 정격을 갖는다. 그렇지만, 100V로 충전한 후에, 각각의 커패시터에서의 전압은 50V이고, 이 커패시터들은 개별적으로, 방전 경로를 나타내는 도 3 및 도 4에 도시된 바와 같이, 병렬로 동작한다. 이와 같이, 병렬로 동작하는 이 2개의 커패시터 - 각각 50V로 충전됨 - 는 변압기의 하단에서의 80V 반사 전압에 연결된다. 이것은 직렬 다이오드(D3 및 D4)를 역방향 바이어싱시키고, 클램프 스위치(Q2)가 턴온되더라도, 스너버 커패시터로부터 어떤 전류도 흐르지 않는다.
플라이백 컨버터의 자화 인덕턴스에 저장된 에너지가 부하로 완전히 전달될 때, 변압기의 하단은, 데드 타임에서의 임의의 DCM 플라이백 링잉(DCM flyback ringing)에서와 같이, Vin+V_OR(300V + 80V = 380V)의 레벨로부터 Vin 레벨로 떨어지기 시작한다. 이 전환에서, 변압기 1차측의 하단 노드가 (Vin + VC1) 또는 (Vin + VC3), 또는 이 경우에 약 350V에 도달할 때, 1차측의 하단은 상단보다 50V 더 높고, C1/C3은 1차측의 양단에 병렬로 연결되며, 플러스단(positive end)은 1차 권선의 하단에 있고, 마이너스단(negative end)은 상단에 있다. 다음에, 전류가 공진 방식으로 커패시터로부터 1차 권선으로 흐르기 시작하지만, 이 때, 1차 자화 인덕턴스 및 스너버 커패시턴스의 탱크 회로에 의해 좌우되는 공진 주파수는 훨씬 더 낮다. 이것은 활성 기간에서의 전력 저장과 비교하여 1차 권선에 역방향으로(즉, 하단으로부터 상단으로) 전류를 생성하기 시작한다. 각각의 커패시터가 50V로부터 40V로(즉, Vpeak로부터 ½ V_OR로) 방전될 때, 1차측으로의 누설 인덕턴스 에너지 전달이 완료된다. 다음에, 1차측에 역방향으로 생성되는 전류가 요구된 전환 시간 내에 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드에서의 커패시턴스를 완전히 방전시키기에 충분하면, 클램프 스위치(Q2)가 턴오프된다. 마지막으로, 전력 스위치(Q1)가 ZVS 모드에서 턴온되고, 이 동작이 반복될 수 있다.
앞서 설명한 바와 같이, 저장된 누설 인덕턴스 에너지에 의해 1차 권선에 생성되는 전류가 전력 스위치(Q1)에 대한 ZVS를 달성하기에 충분하지 않을 때, 스너버 커패시터 상의 전압 전하는 기본적으로 Vpeak와 ½ V_OR 사이에서, 즉 전부하 레벨(full load level)과 정의된 하위 부하 레벨(lower load level) 사이에서 움직인다. 이 부하 레벨 및 그 이하로부터, C1 및 C3은, ZVS를 달성하기 위해 1차 인덕턴스에 적절한 전류가 생성될 때까지, 추가로, 즉 ½ V_OR 레벨 아래로 방전될 수 있다.
이와 같이, 클램프 스위치(Q2)를 턴오프시키기 위해 2 가지 조건이 충족되어야만 한다: 조건 1.) 각각의 스너버 커패시터의 양단의 전압이 미리 결정된 문턱값(예컨대, ½ V_OR 레벨)으로 떨어진다. 일부 실시예에서, 이 미리 결정된 문턱값은, 예컨대, 컨버터 내의 구성요소가 추가의 전압 스트레스(voltage stress)를 감당할 수 있다면, ½ V_OR 레벨보다 더 높을 수 있다. 다른 실시예에서, 미리 결정된 문턱값은, 예컨대, 주어진 구현에서 약간 더 낮은 성능이 용인되면, ½ V_OR 레벨보다 더 낮을 수 있다. (이 조건은 커패시터의 양단의 전압을 직접 또는 간접적으로 모니터링하는 것에 의해 시행될 수 있다. 예를 들어, 스너버 커패시터의 양단의 대응하는 전압을 검출하기 위해 보조 바이어스 권선의 양단의 전압 강하가 모니터링될 수 있다. 보조 권선이 12V 바이어스를 전달하면, 예컨대, 이어서 미리 결정된 문턱값이 ½ V_OR 레벨로 설정된 것으로 가정하면, 클램프 스위치(Q2)가 턴오프되기 전에 권선 전압이 적어도 6V 레벨로 떨어질 것이다.) 조건 2.) 최소 전류(예컨대, 설계에서 사전 설정됨)가 변압기의 1차 권선에 생성되어야만 한다. 이것은 1차 권선(P1) 또는 클램프 스위치(Q2)에서의 역전류를 감지하는 것에 의해 달성될 수 있다.
이상의 양 조건이 또한 아주 간단한 방식으로(즉, 전력 컨버터를 교정하는 것에 의해) 충족될 수 있다. 전력 컨버터가 설계되고 제작되면, 누설 에너지가 ZVS를 달성하기에 적절할 때의 최저 부하 레벨을 검사하기 위해 전력 컨버터가 교정될 수 있다. 이와 같이, C1 및 C3 상의 전압이 ½ V_OR 레벨 아래로 이 부하에까지 떨어질 때까지 클램프 스위치(Q2)가 온으로 유지될 수 있다. 이것보다 더 낮은 부하 레벨에서는, 방전 전압 문턱값이 교정 데이터에 기초하여 점진적으로 저하될 수 있다. 양 조건이 충족될 때, 클램프 스위치(Q2)는 턴오프될 수 있고, 이어서 전력 스위치(Q1)의 ZVS 턴온이 뒤따르며, 다음에 전력 사이클이 시작될 수 있다. 이것은 - 최적 레벨에서의 에너지의 순환을 유지하면서 - 입력 전압 및 출력 부하 범위 전체에 걸쳐 ZVS 동작을 보장해준다. 상기 플라이백 컨버터 실시예의 기술된 동작은 기본적으로 "가변 주파수" 동작으로 되고, 여기서 전력 스위치(Q1)의 턴온 및 클램프 스위치(Q2)의 턴오프는 - 고정 클럭에 의해서가 아니라 - 동작 조건에 의해 좌우된다.
가변 주파수 동작에 대한 예시적인 파형
이제 도 5를 참조하면, 영전압 '턴온'을 예시하는 파형이 도시되어 있다. 상세하게는, 파형(500)은 Vds Q1(즉, 전력 스위치(Q1)의 드레인-소스 전압)을 나타내고, 파형(505)은 VgsQ1(즉, 전력 스위치(Q1)의 게이트-소스 전압)을 나타낸다. 도 5로부터, 게이트-소스 전압(505)이 전력 스위치(Q1)의 턴온 문턱값에 도달할 때 드레인-소스 전압(500)이 영전압 레벨보다 아래에 있다는 것을 파형에서 명확히 알 수 있다.
이제 도 6을 참조하면, 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드에서의 반사 커패시턴스(reflected capacitance)를 방전시킨, 전력 스위치(Q1)에서의 역전류를 예시하는 파형이 도시되어 있다. 상세하게는, Vds Q1(파형(600)) 및 IdQ1(즉, 전력 스위치(Q1)를 통해 흐르는 전류)(파형(605))은 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드에서의 반사 커패시턴스를 방전시킨, 전력 스위치(Q1)에서의 역전류를 나타낸다. 파형(600)에서 경사진 편평한 영역(610)으로 예시되어 있는 바와 같이, DCM 플라이백 컨버터에서 흔히 보이는, 데드 타임 동안의 링잉이 제거된다.
이제 도 7을 참조하면, 전력 스위치(Q1)의 턴오프 시의 능동 클램프로의 전류 전달은 물론, 플라이백 기간의 끝 이후의 또는 데드 타임 동안의 방전 전류를 예시하는 파형이 도시되어 있다. Vds_Q1은 파형(700)으로 나타내어져 있고, Id_Q2(즉, 클램프 스위치(Q2)를 통해 흐르는 전류)는 파형(705)으로 나타내어져 있다.
고정 주파수 동작
지금까지 기술된 실시예는 가변 주파수 모드에서 동작하는 고효율 가변 주파수 플라이백 컨버터를 개시하고 있다. 많은 구현에서 고효율 전력 변환이 바람직하지만, 이러한 컨버터에 의해 전력을 공급받을 디바이스에서 사용되는 구체적인 특징에 의해 전력 변환에 어떤 제약조건이 부과된다. 예를 들어, 최신의 휴대폰 및 태블릿 디바이스에서 사용되는 "멀티 터치" 기술은 특정 주파수 대역에서 아주 낮은 공통 모드 노이즈 주입(common mode noise injection)을 요구한다. 이 요구사항은 이러한 주파수 대역 - 또는 이 대역 내의 적어도 컨버터의 기본 스위칭 주파수 - 에서의 컨버터의 동작을 좌절시킨다. 그 결과, 앞서 기술된 가변 주파수 모드 컨버터 실시예는, 아주 높은 효율을 제공하더라도, 특정 전원 어댑터(특정 주파수 대역에 민감한 시스템을 구동할 것으로 예상되는 것 등)에서 사용될 수 없을 것이다. 이와 같이, 이하에서 기술되는 실시예는 고정 동작 주파수에서 고효율 불연속 모드 플라이백 컨버터 설계를 가능하게 하는 수정된 동작 방법을 가지는 시스템을 포함한다.
연속 도통 모드(CCM) 플라이백 컨버터에 대한 능동 클램프를 구현하는 것이 본 기술 분야에 공지되어 있다. 그렇지만, 이러한 플라이백 컨버터가 종종 모든 라인 및 부하 조건에서 CCM에서 동작할 수 있는 것은 아니다. 보다 낮은 부하 및 보다 높은 입력 전압에서, 예컨대, 플라이백은 변함없이 DCM에 들어가고, 이러한 조건에서, 종래의 능동 클램프로서 동작하는 것은 아주 비효율적일 수 있다. 앞서 기술된 바와 같이, 도 1은 기본적으로 CCM에서 동작하도록 설계되어 있는 전형적인 능동 클램프 플라이백 컨버터를 나타낸 것이다.
앞서 기술된 도 1의 회로의 특성에 부가하여, DCM 모드에서, 스너버 커패시터에 저장된 모든 누설 에너지를 방전시킨 후에, 그에 저장된 반사 전압 전하가 클램프 스위치(Q2)를 통해 1차 권선의 양단에 직접 가해진다는 것에 또한 유의해야 한다. 이와 같이, 변압기에 저장된 모든 에너지를 부하로 전달한 후에, 역전류가 빠른 속도로 1차 인덕턴스에 생성된다. 이 역전류가 가벼운 부하(light load)에서는 상당할 수 있고, 순환 전류(circulating current)로 인해 효율를 열화시킬 수 있다.
본원에 기술되는 직렬-병렬 모드 능동 클램프를 갖는 플라이백 컨버터의 고정 주파수 실시예는, 특정 전자 디바이스에 의해 부과되는 멀티 터치 공통 모드 노이즈 요구사항을 충족시키면서, 고정 주파수 전력 변환을 달성하는 것에 중점을 두고 있다. 고정 주파수 실시예의 동작 원리는 가변 주파수 실시예의 동작과 유사하지만, 몇 가지 변경을 갖는다.
고정 주파수 실시예의 핵심 동작 원리는 다음과 같은 것을 포함한다:
1.) 제어 스위치의 턴오프 순간에, 누설 인덕턴스에 저장된 에너지를 스너버 커패시터로 전달한다(즉, 종래의 스너버의 거동과 유사함).
2.) 전력이 2차 회로에 의해 부하로 전달되고 있을 때, 스너버 커패시터에 저장된 이 에너지를 유지한다.
3.) 변압기 인덕턴스에 저장된 모든 에너지가 부하로 전달되었을 때, 전류를 반대 방향으로 구동하는 것에 의해, 스너버 커패시터에 저장된 누설 에너지를 1차 권선으로(즉, 능동 클램프 스위치를 통해) 전달하기 시작한다.
4.) 저장된 누설 에너지가 1차 권선으로 다시 전달된 후에도 고정된 미리 결정된 턴오프 순간(동작의 스위칭 주기에 의해 결정됨)까지 스너버 커패시터를 계속하여 방전시키고 이러한 기간 동안 1차 인덕턴스의 양단에 반사 전압의 1/2 이하(또는 원하는 문턱값이 무엇으로 선택되든 그 문턱값)를 가한다.
5.) 다음 스위칭 사이클의 개시 이전의 미리 결정된 때에 능동 클램프 스위치를 턴오프시킨다.
도 11은 일부 실시예에 따른, 불연속 도통 모드에서 동작하도록 구성된 고정 주파수 능동 클램프 플라이백 컨버터(1100)의 바람직한 실시예를 나타낸 것이다. 앞서 기술된 도 2에서와 같이, Q1은 전력 스위치이고, Q2는 클램프 스위치이며, C1 및 C3은 스너버 커패시터이고, L1은 누설 인덕턴스를 나타낸다. 도 11의 회로의 토폴로지 및 동작 원리는 앞서 기술된 도 2의 회로의 동작 이론과 거의 동일하지만, 2개의 회로의 동작 방법 및 그에 따른 거동은 상이하다.
상세하게는, 변압기 인덕턴스에 저장된 모든 에너지가 출력으로 전달된 후에, 1차 인덕턴스는 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드에서의 유효 커패시턴스와 공진하기 시작하고, 이는 그 노드에서의 전압이 떨어지게 한다. 1차 권선의 양단의 이 전압 강하가 스너버 커패시터(C1 및 C3) 각각의 양단의 전압의 전압 강하와 같을 때, C1 및 C3은, 각각, Q2 및 D3/D4를 통해 1차 권선의 양단에 연결된다. 스너버 커패시터에 저장된 전하는 공진 방식으로 1차 권선에 하단으로부터 상단 쪽으로 역전류를 생성하기 시작한다. 이 시간 동안, 각각의 커패시터의 양단의 전압이 반사 전압의 1/2(또는 원하는 문턱값이 무엇으로 선택되든 그 문턱값)인 레벨로 떨어질 때, 저장된 누설 에너지 모두가 1차 권선으로 전달되었다. 스너버 커패시터에 저장된 에너지를 끌어내는 것에 의해 이 역전류가 계속 생성된다. 종래의 능동 클램프에서, 반사 전압 전체가 1차 인덕턴스에 가해진다. 그렇지만, 본원에 개시되는 개선된 실시예에서는, 누설 에너지의 전달 후에, 1차 인덕턴스에 가해진 전압은 값이 1/2로 되고, 따라서 그에 따른 순환 전류가 훨씬 더 낮다.
고정 주파수 플라이백 컨버터에서, 총 스위칭 주기가 고정되고, 전력 스위치(Q1)의 '온 시간'이, 부하 수요에 기초하여, 오차 증폭기(error amplifier)에 의해 제어될 수 있다. 클램프 스위치(Q2)에 대한 제어 게이트 구동은 클램프 스위치(Q2)가 전력 스위치(Q1)의 다음 턴온 인스턴스보다 짧은 기간 이전에 턴오프되도록 설정될 수 있다(예컨대, 펄스 폭 변조(PWM) 엔진에 의해 결정됨). 이 짧은 지연 기간은 전력 스위치(Q1)의 드레인-소스 전압이 영으로 떨어져 그의 진성 보디 다이오드(intrinsic body diode)로 전류를 전달할 수 있게 하는 것이 적절하도록 설정될 수 있다. 클램프 스위치(Q2)가 턴오프될 때, 이는 1차 권선에 생성된 역전류를 차단하고 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드가 접지 쪽으로 떨어지게 한다. 시간 지연은, 설계 요구사항에 의해 요구되는 바에 따라, 모든 원하는 입력 및 부하 조건에서 전력 스위치(Q1)의 영전압 스위칭을 달성하도록 설정된다.
이와 같이, 전력 스위치(Q1)는 그의 보디 다이오드가 역전류를 도통하고 있을 때 후속 스위칭 사이클에서 PWM 제어에 의해 턴온될 수 있다. 짧은 시간 동안, 전력 스위치(Q1)는 그에서의 전류 극성이 반대로 되고 부하 수요를 충족시키기 위해 1차 권선 인덕턴스에 플러스 전류가 생성되기 시작할 때까지 동기 정류기(SR)로서 동작한다.
이 동작은 하나의 사이클에서의 스너버 커패시터의 충전 경로를 나타내는 화살표(1205/1210/1215/1220)에 의해 도 12의 회로(1200)에 효과적으로 나타내어져 있다. 상세하게는, C1 및 C3은 플라이백 기간의 시작에서 누설 인덕턴스 에너지를 저장하면서 직렬 모드에서 충전되고, 클램프 스위치(Q2)는 이 충전 기간 동안 턴온된다. 플라이백 기간 동안 D2가 클램프 스위치(Q2)를 통한 다시 1차 권선으로의 임의의 역전류를 차단한다는 것에 유의한다. C1, C3, D2, D3, 및 D4의 회로망은, C1 및 C3의 충전이 완료되면, 나머지 플라이백 기간 동안 작동하지 않는다.
이제 도 13을 참조하면, 컨버터 회로(1300) 내의 스너버 커패시터(C1)에 대한 예시적인 방전 경로가 도시되어 있다. 화살표(1305 내지 1340)로 나타낸 바와 같이, 플러스 하부 노드를 갖는 C1이 D3 및 Q2를 통해 1차 권선의 양단에 가해진다.
이제 도 14를 참조하면, 컨버터 회로(1400) 내의 스너버 커패시터(C3)에 대한 예시적인 방전 경로가 도시되어 있다. 화살표(1405 내지 1430)로 나타낸 바와 같이, 플러스 하부 노드를 갖는 C3이 Q2 및 D4를 통해 1차 권선의 양단에 가해진다.
따라서 도 13 및 도 14에, 각각, 도시된 방전 경로로부터, 방전 동안, C1 및 C3이 1차 권선의 양단에 병렬로 효과적으로 연결되고 병렬 모드에서 에너지를 다시 1차측으로 전달한다는 것을 알 수 있다. 이와 같이, 스너버 커패시터(C1 및 C3)는 직렬 모드에서 충전되고 병렬 모드에서 방전되어, 이러한 직렬-병렬 모드 능동 클램프를 이룬다.
종래의 능동 클램프에서, 변압기에 저장된 모든 에너지가 출력으로 전달될 때, 스너버 커패시터는 1차 권선에 역전류를 구동하기 시작한다. 1차측에 가해지는 전압은 따라서 반사 전압과 같다. 이와 달리, 본원에 개시되는 개선된 고정 주파수 실시예에서는, 결합된 커패시턴스 값이 원래의 참조 문헌에서와 동일한 것으로 가정할 때, 동일한 설계 파라미터에 대해 직렬 커패시턴스에서의 총 전하가 똑같을 것이다. 환언하면, 본원에 기술되는 개선의 이점 없이 종래 기술의 충전기 설계와 동일한 등가 커패시턴스를 달성하기 위해, C1 및 C3이 2 배의 커패시턴스 및 1/2의 전압 정격을 가진다.
그렇지만, 100V의 예시적인 전압으로 충전한 후에, 각각의 커패시터(C1/C3)에서의 전압은 50V이고, 이 커패시터들은 개별적으로, 방전 경로를 나타내는 도 13 및 도 14에 도시된 바와 같이, 병렬로 동작한다. 이와 같이, 병렬로 동작하는 이 2개의 커패시터 - 각각 50V로 충전됨 - 는 변압기의 하단에서의 80V 반사 전압에 연결된다. 이것은 직렬 다이오드(D3 및 D4)를 역방향 바이어싱시키고, 클램프 스위치(Q2)가 턴온되더라도, 스너버 커패시터로부터 어떤 전류도 흐르지 않는다. 플라이백 컨버터의 자화 인덕턴스에 저장된 에너지가 부하로 완전히 전달될 때, 변압기의 하단은, 데드 타임에서의 임의의 DCM 플라이백 컨버터 링잉과 유사하게, Vin+V_OR(예컨대, 300V + 80V = 380V)의 레벨로부터 Vin 레벨로 떨어지기 시작한다. 이 전환에서, 변압기 1차측의 하단 노드가 (Vin + VC1) 또는 (Vin + VC3), 또는 이 경우에 약 350V에 도달할 때, 1차측의 하단은 상단보다 50V 더 높고, C1/C3은 1차측의 양단에 병렬로 연결되며, 플러스단은 1차 권선의 하단에 있고, 마이너스단은 상단에 있다.
다음에, 전류가 공진 방식으로 커패시터로부터 1차 권선으로 흐르기 시작하지만, 이 때, 1차 자화 인덕턴스 및 스너버 커패시턴스의 탱크 회로에 의해 좌우되는 공진 주파수는 훨씬 더 낮다. 이것은, 활성 기간에서의 전력 저장과 비교하여, 1차 권선에 역방향으로(즉, 하단으로부터 상단으로) 전류를 생성하기 시작한다. 각각의 커패시터가 50V로부터 40V로(즉, Vpeak로부터 ½ V_OR로) 방전될 때, 1차측으로의 누설 인덕턴스 에너지 전달이 완료된다. 전류가 1차 권선에 추가로 계속하여 생성되지만, 이제 1차 권선에 가해지는 전압은 단지 40V(즉, 도 1의 종래의 능동 클램프에서 경험되는 것의 1/2)이다. 앞서 설명한 바와 같이, 클램프 스위치(Q2)는, 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드가 영(zero)보다 아래로 떨어질 수 있게 하기 위해, 전력 스위치(Q1)의 다음 턴온 인스턴스 이전에 설계에서 미리 결정되는 짧은 기간 동안 턴오프된다. 마지막으로, 전력 스위치(Q1)가 ZVS 모드에서 턴온되고, 이 동작 전체가 반복될 수 있다.
고정 주파수 동작에 대한 예시적인 파형
이제 도 15를 참조하면, 영전압 '턴온'을 예시하는 파형이 도시되어 있다. 상세하게는, 파형(1500)은 Vds Q1(즉, 전력 스위치(Q1)의 드레인-소스 전압)을 나타내고, 파형(1505)은 VgsQ1(즉, 전력 스위치(Q1)의 게이트-소스 전압)을 나타낸다. 도 15로부터, 게이트-소스 전압(1505)이 전력 스위치(Q1)의 턴온 문턱값에 도달할 때 드레인-소스 전압(1500)이 영전압 레벨보다 아래에 있다는 것을 파형에서 명확히 알 수 있다.
이제 도 16을 참조하면, 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드에서의 반사 커패시턴스를 방전시킨, 전력 스위치(Q1)에서의 역전류를 예시하는 파형이 도시되어 있다. 상세하게는, Vds Q1(파형(1600)) 및 IdQ1(즉, 전력 스위치(Q1)를 통해 흐르는 전류)(파형(1605))은 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드에서의 반사 커패시턴스를 방전시킨, 전력 스위치(Q1)에서의 역전류를 나타낸다. 파형(1600)에서 경사진 편평한 영역(1610)으로 예시되어 있는 바와 같이, DCM 플라이백 컨버터에서 흔히 보이는, 데드 타임 동안의 링잉이 제거된다.
이제 도 17을 참조하면, 전력 스위치(Q1)의 턴오프 시의 능동 클램프로의 전류 전달은 물론, 플라이백 기간의 끝 이후의 또는 데드 타임 동안의 방전 전류를 예시하는 파형이 도시되어 있다. Vds_Q1은 파형(1700)으로 나타내어져 있고, Id_Q2(즉, 클램프 스위치(Q2)를 통해 흐르는 전류)는 파형(1705)으로 나타내어져 있다. 도 5 내지 도 7은 도 15 내지 도 17과 유사하게 보이지만, 전력 스위치(Q1)에 대한 게이트 구동 회로부의 개시가 상이한 원리에 의해 좌우된다. 도 15 내지 도 17에서는, 전력 스위치(Q1)가 고정 시간에 의해 좌우되는 바와 같이(즉, 고정 주파수로) 턴온되는 반면, 도 5 내지 도 7에서는, 전력 스위치(Q1)의 턴온이 가변 주파수 동작을 제공하는 상이한 규칙 세트에 의해 좌우된다.
이제 도 18을 참조하면, 전력 스위치(Q1) 및 클램프 스위치(Q2)에 대한 2개의 PWM 구동 신호 사이의 지연을 예시하는 파형이 도시되어 있다. 전력 스위치(Q1) 구동 신호는 파형(1800)으로 나타내어져 있고, 클램프 스위치(Q2) 구동 신호는 파형(1805)으로 나타내어져 있다. 도 18에 도시된 바와 같이, 전력 스위치(Q1) 구동 신호가 하이(high)인 기간과 클램프 스위치(Q2) 구동 신호가 하이인 기간 사이에 어떤 지연이 있다.
고정 주파수 동작 실시예의 적응 제어
일부 실시예에 따르면, 앞서 기술된 고효율 고정 주파수 DCM 플라이백 컨버터의 성능이 고정 주파수 동작의 이점을 여전히 유지하면서 - 아날로그 제어 회로부의 정적 성질과 달리 - 디지털 제어 회로부의 적응적 기능을 사용함으로써 개선될 수 있다.
디지털 제어는, 예컨대, 동작 조건에 적응하고, 비선형 제어를 구현하며, 최상의 결과를 위해 성능을 구성할 수 있는 것으로 인해, 아날로그 제어보다 상당한 이점을 가져다준다. 반면에, 아날로그 제어는 정적이고, 모든 조건을 고정 설계에서 설정된 대로 처리한다. 컴퓨팅 또는 통신 디바이스와 같은 고급 전력 시스템에서 디지털 제어를 사용하는 것은 현재 아주 통상적이다. 마이크로프로세서의 연속적인 비용 감소는 디지털 제어를 소비자 응용 분야에서 매력적인 것으로 만든다. 심지어 저전력 배터리 충전기 또는 USB 어댑터도 디지털 제어로부터 이득을 볼 수 있다. 이와 같이, 이하에서 기술되는 실시예는, 보다 높은 레벨의 성능을 달성하기 위해, 고정 주파수 DCM 플라이백 컨버터의 성능이 동작 중에(즉, 디지털 제어를 사용하여 특정 동작 조건을 검출하는 것에 의해) 어떻게 최적화될 수 있는지를 개시한다.
지능적 최적화기의 "적응 제어" 실시예는, 앞서 논의되고 도 2의 회로(200)에 예시적인 형태로 도시된 바와 같이, 고정 주파수 DCM 플라이백 컨버터의 동작에 적용될 수 있다. 앞서 기술된 바와 같이, 전력 스위치(Q1) 및 클램프 스위치(Q2)는, 스위칭 전환 동안의 짧은 지연을 제외하고는, 실질적으로 상보적 모드(complementary mode)로 동작한다. 회로의 상세 동작은 이하의 예시적인 동작 사이클로 요약될 수 있다:
1.) 전력 스위치(Q1)의 온 시간이 출력 조절 메커니즘(output regulation mechanism)에 의해 제어되고, 에너지는 그의 온 시간 동안 변압기의 1차 인덕턴스에 저장된다.
2.) 전력 스위치(Q1)가 턴오프될 때, 누설 인덕턴스 에너지가 스너버 커패시터(C1 및 C3)로 전달되고, 나머지 저장된 에너지가 플라이백 기간 동안 출력으로 전달된다.
3.) 충전 시에, 스너버 커패시터(C1 및 C3)는 에너지 방전 동안 변압기의 1차 권선으로부터 실질적으로 연결해제된다.
4.) 변압기 내의 모든 에너지의 소진 시에, 1차 권선의 양단의 플라이백 전압이 떨어지기 시작하고, 플라이백 전압이 스너버 커패시터(C1 및 C3) 각각의 양단의 전압과 같을 때, 누설 에너지가 1차 인덕턴스에 생성되는 역전류로 인해 1차 인덕턴스로 전달된다.
5.) 스너버 커패시터에 저장된 모든 누설 에너지를 1차측으로 전달한 후에, 클램프 스위치(Q2)의 온 시간 동안 역전류가 계속하여 생성된다.
6.) 클램프 스위치(Q2)는 전력 스위치(Q1)의 다음 턴온 사이클보다 미리 결정된 시간 이전에 턴오프되고, 1차 권선에 저장된 역에너지(reverse energy)가 전력 스위치(Q1)의 보디 다이오드의 도통을 통해 입력 소스로 회수된다.
7.) 다음 사이클에서, 전력 스위치(Q1)의 양단의 전압이 실질적으로 0일 때 전력 스위치(Q1)가 턴온될 수 있고, 동작이 반복될 수 있다.
상기 예시적인 동작 사이클에서, 스너버 커패시터에 저장된 누설 인덕턴스 에너지를 회수하는 것이 보다 높은 효율을 달성하는 것에 대한 하나의 양태라는 것에 유의해야 한다. 그렇지만, 그것을 달성한 후에, 스너버 커패시터에 저장된 과잉 에너지를 다시 입력 소스로 전달하는 것은, 예컨대, 전류 순환으로 인해, 부가의 전력 손실을 야기할 수 있다. 본원에 기술되는 실시예가 종래의 DCM 플라이백 컨버터보다 상당히 더 높은 효율을 제공하지만, 이하에서 더 상세히 기술되는 소위 적응 제어 기법을 사용하여 효율을 추가로 개선시킬 기회가 여전히 있다.
앞서 설명한 바와 같이, 스위칭 사이클의 데드 타임 동안에만 전류가 클램프 스위치(Q2)를 통해 역방향으로 스너버 커패시터로부터 1차 권선으로 흐른다. 앞서 언급된 바와 같이, 데드 타임은 에너지가 1차 인덕턴스에 저장되지도 않고 출력으로 전달되지도 않는 시간으로서 정의될 수 있다. 환언하면, 데드 타임은 인덕터가 에너지가 완전히 소진되어 있는 기간이다.
이 데드 타임은 출력 부하가 감소하거나 입력 전압이 증가함에 따라 증가한다. 예를 들어, 주어진 고정 출력 부하에 대한 DCM 플라이백 컨버터에서, 300V DC 입력에서의 데드 타임은 150V DC 입력에서의 데드 타임보다 훨씬 더 높을 것이다. 그리고 주어진 고정 입력 전압에 대해, 예컨대, 25% 출력 부하에서의 데드 타임은 100% 출력 부하 레벨에서보다 훨씬 더 높을 것이다.
데드 타임 동안, 전류가 계속하여 역방향으로 생성되고, 에너지의 재순환을 야기한다. 본원에 개시되는 적응 제어 실시예는 클램프 스위치(Q2)의 턴오프의 인스턴스와 전력 스위치(Q1)의 턴온의 인스턴스 사이의 시간 지연을 어떻게 제어하는지를 알려 준다. 전력 스위치(Q1)의 턴온은 고정되고 스위칭 타이머에 의해 좌우된다. 따라서, 일부 실시예에 따르면, 앞서 기술된 고정 주파수 컨버터 실시예의 영전압 턴온 특성을 여전히 유지하면서, 클램프 스위치(Q2)의 턴오프 타이밍이 개선을 달성하기 위해 적응적으로 제어될 수 있다.
앞서 기술된 고정 주파수 실시예와 관련하여 설명된 바와 같이, 스너버 커패시터(C1 및 C3)에 저장된 전하는 반사 출력 전압과 누설 에너지의 결합이다.
플라이백 기간 동안의 1차 권선의 양단의 반사 2차 전압(reflected secondary voltage)(V_OR)은 수학식 1로서 계산될 수 있고:
Figure 112016070392990-pat00001
여기서 Np / Ns는 변압기 권선비이고, Vf_D1은 출력 정류기 다이오드의 순방향 전압 강하이다. C1 및 C3 각각은 이 전압 레벨의 1/2로 충전되고, 그에 부가하여, 누설 에너지로 인해 그에 보다 높은 전압 전하가 있을 수 있다.
누설 에너지의 회수가 보다 높은 성능을 제공하는 일 양태이기 때문에, C1 및 C3 둘 다는 ½ V_OR(또는 원하는 문턱값이 무엇으로 선택되든 그 문턱값)의 전압 레벨로 방전될 수 있을 것이다. 이 레벨 미만의 양의 방전은 비필수적인 순환 전류를 책임지고 있다.
마이크로컨트롤러(microcontroller) 또는 디지털 신호 프로세서(Digital Signal Processor)(DSP)와 같은, 계산 수행 능력을 갖는 제어기가 다양한 파라미터를 이용할 수 있으면, 본원에 기술되는 추가의 최적화 기법을 통해 효율이 개선될 수 있다.
많은 플라이백 제어기는 피크 전류 모드 제어를 사용한다. 이러한 제어 방식에서, 온 시간이 제어 루프에 의해 설정되지 않고; 오히려 피크 전류 한계가 설정된다. 이와 같이, 제어기는 PWM 온 시간을 알지 못하고, 아날로그 비교기가 온 시간의 종료를 결정한다. 그렇지만, PWM 온 시간이 그 목적에 도움이 되는 계산을 통해 예측될 수 있다. 예를 들어, 설정된 피크 전류 한계, 1차 인덕턴스, 및 입력 전압이 알려져 있으면, 온 시간이 수학식 2에 의해 계산될 수 있다:
Figure 112016070392990-pat00002
기준 전압이 피크 전류 한계 비교기의 문턱값을 설정하는 데 사용되면, 설정된 피크 전류 한계가 제어 루프에 의해 설정되는 이 가변 기준 레벨 및 전류 감지 저항기의 고정 값으로부터 계산될 수 있다. 변류기(current transformer)가 그의 권선비 및 전류-전압 설계 특성을 알고 있는 상태에서 사용되면 유사한 계산이 가능하다. 조절(regulation)을 위해 전압 모드 제어 기법이 사용되면, T_on을 직접 알 수 있다.
이와 유사하게, 변압기 방전 시간(T_dis)이 수학식 3과 같은 인덕터 전압-시간 평형 방정식(inductor volt-second balance equation)에 의해 계산될 수 있다:
Figure 112016070392990-pat00003
설정된 고정 스위칭 주파수(Fsw)에 기초하여, 총 스위칭 주기(T)를 알게 된다. 총 주기(T)로부터 T_on과 T_dis를 빼면, 데드 타임의 값이 나온다:
Figure 112016070392990-pat00004
스너버 커패시터(C1 및 C3)에 저장된 누설 인덕턴스 에너지의 전달 모두는 이 데드 타임 동안 일어난다.
이 적응 제어 실시예의 목적은 에너지의 과도한 재순환을 방지하는 것에 의해 효율을 개선시키는 것이다. 이것은 극도로 정확한 계산을 필요로 하지 않는다. 기본적인 목적이 충족되면, 성능은 설계 교정을 통해 항상 미세 조정될 수 있다.
대부분의 목적을 위해, 각각의 스너버 커패시터(C1 및 C3)의 양단의 평균 전압이 ½ V_OR인 것으로 초기에 가정될 수 있다. 실제로는, 누설 인덕턴스 에너지로 인해 이 전압이 항상 이 값보다 약간 더 높을 것이지만, 이 가정에 보다 신중을 기한다.
클램프 스위치(Q2)의 온 시간 동안, 역방향으로 전류를 생성하기 위해 이 전압(½ V_OR)이 방전된 1차 권선의 양단에 인가된다. 클램프 스위치(Q2)가 턴오프될 때, 1차 권선의 양단의 전압 극성이 변한다. 전력 스위치(Q1)의 양단의 전압이 그의 진성 보디 다이오드가 도통하는 것에 의해 영보다 아래로 떨어진 후에, 1차 권선의 양단의 전압은 입력 전압(Vin)과 실질적으로 같고, 1차 인덕턴스에 저장된 모든 에너지를 다시 입력 소스로 전달하는 데 필요한 시간량은 전압-시간 평형 방정식(예컨대, 수학식 3)에 의해 좌우된다. 1차측에서의 역전류가 전력 스위치(Q1)의 다음 턴온 인스턴스가 개시되는 바로 순간에 영으로 떨어지면, 에너지의 재순환으로 인한 전력 손실은 최소이다. 이와 같이, 이 실시예의 목적은, 전력 스위치(Q1)의 다음 턴온 사이클이 개시되는 바로 그 때, C1 및 C3에 저장된 누설 에너지 및 최소 가능 추가 에너지를 다시 입력 소스로 전달하는 것을 달성하는 것이다. 이것은 다음과 같은 방식으로 달성된다:
기간(T_dead)을 2개의 부분(말하자면, T1과 T2)으로 나눈다. 시간(T1)은 C1 및 C2로부터의 에너지가 1차 인덕턴스로 전달되고 있는 기간이고, 시간(T2)은 다음 PWM 사이클이 개시되기 이전의 남아 있는 시간이다. 본 발명의 목적을 달성하기 위해, T2는 T_dead - T1과 같아야 한다. 이것은 이하의 전압-시간 평형 방정식에 의해 좌우되는 시간 인스턴스(time instance)에서 클램프 스위치(Q2)를 턴오프시키는 것에 의해 달성된다:
Figure 112016070392990-pat00005
또는
Figure 112016070392990-pat00006
이것은 수학적 계산을 통해 시간(T1 및 T2)의 값을 제공한다. 클램프 스위치(Q2)가 턴오프될 필요가 있는 인스턴스를 결정하는 것은 이 기간(T2)이다. 상기 계산에 기초하여, 총 스위칭 주기(T)의 끝보다 기간(T2)만큼 앞서는 인스턴스에서 클램프 스위치(Q2)가 턴오프된다. 전력 스위치(Q1)의 드레인 노드가 그 노드에서의 총 기생 커패시턴스로 인해 영으로 떨어지는 데 유한한 공진 시간이 소요된다는 것에 유의해야 한다. 상기 계산에서 이 시간은 무시된다. 그렇지만, 기생 요소를 알고 있다면(즉, 프로토타입 유닛(prototype unit)을 제작한 후에), 그 시간 지연이 계산될 수 있다. 기간(T1)은 항상 앞서 언급된 목적을 달성하는 데 필요한 것보다 약간 더 높도록 유지된다. 이것은 비ZVS 또는 '하드 스위칭(hard switching)' 동작의 가능성을 제거한다.
앞서 언급된 목적을 충족시키기 위해, 일부 실시예에 따르면, DSP는, 그의 아날로그-디지털 컨버터(ADC) 입력을 통해, 직접 또는 간접적으로, 감지되는 가변 파라미터 또는 사전 설정된 고정 값으로서, 하기의 파라미터에 액세스한다.
1.) 스위칭 주파수/스위칭 주기(T) - 이것은 DSP가 제어 전체를 수행하거나 이 정보를 제공받으면 쉽게 달성된다;
2.) 입력 전압(Vin);
3.) 반사 2차 전압(V_OR);
4.) 1차 인덕턴스(Lp); 및
5.) 전력 스위치(Q1)의 온 시간(T_on).
개시된 기법을 사용하여, DSP는 이어서 순환 전류에 의해 야기되는 손실을 감소시키기 위해 클램프 스위치(Q2)에 대한 최적화된 턴오프 인스턴스를 제어할 수 있다. 이 최적화에 의해 달성되는 개선은 보다 낮은 부하에서 그리고 또한 높은 입력 전압에서 아주 상당하고, 여기서 데드 타임은, 고정 주파수 동작을 유지하면서, 상당히 더 길다.
동일한 적응 제어 기능을 달성하는 몇 가지 대안의 방법이 이제부터 이하에서 기술된다.
대안 1.) 제어 시간의 교정: 프로토타입을 제작한 후에, 프로토타입은, 앞서 기술된 바와 같이, 적절한 지연 시간(T2)을 찾아내기 위해 형식 시험(type test)될 수 있다. 이 지연은, 입력 전압 및 출력 부하와 관련하여 교정되면, "룩업" 테이블에 설정될 수 있다. 제어기는 이어서 룩업 테이블에 설정된 대응하는 값을 사용하여 출력 부하 및 입력 전압에 기초하여 클램프 스위치(Q2) 턴오프 인스턴스를 선택할 수 있다. 이것은 상기 "동작 중" 계산을 제거하고, 보다 저렴한 디지털 제어기 또는 혼합 신호 제어기의 사용을 가능하게 한다.
대안 2.) 역전류의 측정: 전력 스위치(Q1)가 턴온된 후에 전력 스위치(Q1)를 통해 흐르는 역전류의 지속기간을 측정하는 것이 또한 가능하다. 이것은 전력 스위치(Q1)의 양단의 전류 극성 또는 전압 극성 중 어느 하나를 감지하는 것에 의해 감지될 수 있다. 이러한 역전류 순환 시간 동안 드레인-소스의 양단의 전압은 마이너스일 것이다. 이것을 감지한 후에, 최적 지연(T2)(앞서 기술됨)이 달성될 때까지, 동일한 파라미터들을 계속하여 모니터링하면서, 지연 시간(T2)이 이산 스텝(discrete step)으로 점진적으로 변경될 수 있다. 이것은 또한 앞서 기술된 적응 제어 실시예에 기술된 바와 동일한 성능을 기본적으로 달성하고, 또한 보다 저렴한 제어기의 사용을 가능하게 할 수 있다.
지능적 주파수 적응 실시예
이하에서 기술되는 지능적 주파수 적응 실시예는 앞서 기술된 가변 주파수 실시예의 이점과 고정 주파수 실시예의 이점 간의 균형을 제공한다. 가변 주파수 실시예는 가변 주파수로 동작하는 불연속 모드 플라이백 컨버터에서 고효율 및 낮은 공통 모드 노이즈를 달성하는 방법을 이용한다. 가변 주파수 컨버터 실시예는 출력 부하 및 입력 전압에 기초하여 동작 주파수를 변경할 수 있다. 앞서 언급된 바와 같이, 이러한 동작은, 특정 주파수 대역에서의 공통 모드 노이즈가 아주 낮을 필요가 있는 멀티 터치 요구사항으로 인해, 휴대폰 및 태블릿 디바이스와 같은, 특정 응용 분야에서는 용인되지 않는다. 이 목적은 앞서 기술된 고정 주파수 실시예에 따라 구성된 컨버터를 사용하는 것에 의해 더 잘 완수될 수 있다. 그렇지만, 고정 주파수 실시예는 가변 주파수 실시예를 사용하여 구성된 컨버터보다 더 낮은 부하에서 여전히 어쩌면 원하지 않는 순환 손실(circulation loss)을 겪는다.
이와 같이, 이하에서 기술되는 소위 "지능적 주파수 적응" 실시예는 DCM 플라이백 컨버터가 특정의 입력 및 출력 조건에 걸쳐 실질적으로 고정된 주파수에서 동작하게 하는 기법을 포함한다. 이 고정된 동작 주파수는 이어서 - 주어진 시스템 요구사항에 대해 요망되지 않는 주파수 대역을 피하면서 - 상이한 입력 및 출력 조건 범위에 대해 다른 고정 주파수로 지능적으로 변할 수 있다. 환언하면, 이러한 지능적 주파수 적응 실시예는 "부분 고정" 주파수를 가지는 것으로 기술될 수 있다.
특정 주파수 대역에서의 노이즈에 민감한 시스템은 스펙트럼의 그 부분에서의 노이즈를 감쇠시키는 전원을 필요로 할 수 있다. 몇 가지 상황에서, 전원 공급 장치 설계자는 사용될 수 있는 동작 주파수 및 토폴로지에 대한 선택의 여지가 아주 적다. 기본적으로, LLC 공진 또는 의사 공진 플라이백 컨버터와 같은 가변 주파수 토폴로지는 관심의 주파수 대역(들)을 피하는 상당한 제한 없이는 사용되지 않을 수 있다. 이러한 상황에서, 동작 주파수는 기본 주파수(fundamental frequency) 및 그의 몇몇 제1 고조파가 관심의 주파수 대역(들) 중 임의의 것에 속하지 않도록 선택될 수 있다.
앞서 기술된 고정 주파수 실시예에 따라 동작하는 동안, 보다 낮은 출력 부하 및 보다 높은 입력 전압에서 데드 타임이 너무 길게 된다. 이것은 원하지 않는 에너지의 보다 높은 순환을 야기하고, 효율이 열화될 수 있다. 이하에서 기술되는 "지능적 주파수 적응" 실시예는, 컨버터가 보다 낮은 부하 및/또는 보다 높은 입력 전압에서 동작할 때, 동작 주파수를 (예컨대, 기저 주파수(base frequency)의 정수배로) 증가시킬 수 있다.
"지능적 주파수 적응" 실시예의 회로 및 동작은 도 2를 참조하여 앞서 기술된 회로 및 "적응 제어" 실시예를 참조하여 앞서 기술된 7 개의 동작 단계와 기본적으로 동일하다. 그렇지만, 스너버 커패시터에 저장된 누설 인덕턴스 에너지를 회수하는 것이 보다 높은 효율을 달성하는 것에 대한 하나의 양태라는 것에 유의해야 한다. 그렇지만, 그것을 달성한 후에, 스너버 커패시터에 저장된 과잉 에너지를 다시 입력 소스로 전달하는 것은 전류 순환으로 인해 부가의 전력 손실을 야기할 수 있다. 게다가, 이 과잉 전류 순환은 보다 낮은 출력 부하 및/또는 보다 높은 입력 전압에서 증가하는 데드 타임에 비례한다. 본원에 개시되는 직렬-병렬 모드 능동 클램프 DCM 플라이백 컨버터가 종래의 DCM 플라이백 컨버터보다 상당히 더 높은 효율을 달성하지만, 이하에서 기술되는 지능적 주파수 적응 실시예를 사용하여 효율을 추가로 개선시킬 기회가 여전히 있다.
일 예에서, 앞서 기술된 고정 주파수 동작 개념을 사용하여 구성된 전형적인 전력 컨버터는 Fsw1의 고정 주파수에서 동작할 수 있다. 1차 인덕터에 저장된 입력 전력은 그러면 수학식 7에 의해 주어질 수 있다:
Figure 112016070392990-pat00007
여기서 Lp는 1차 인덕턴스이고 Ip는 피크 1차 전류이다.
이와 같이, DCM에서 고정 주파수로 동작하는 이러한 컨버터에 대해, 피크 전류는 임의의 입력 전압에서 주어진 고정 부하에 대해 실질적으로 일정한 채로 있다. 그리고, 이러한 조건에서, 변압기 리셋 시간(transformer reset time)은 동일한 채로 있지만, 전력 스위치(Q1)에 대한 온 시간은 보다 낮은 입력 전압에서 증가할 것이다. 이와 같이, 데드 타임은 낮은 입력 전압에서 훨씬 더 작다. 순환 전류 손실이 최소화되도록, 컨버터가 최저 입력 전압에서 DCM 동작에 대해 이와 같이 최적화될 수 있다.
그렇지만, 보다 높은 입력 전압에서, 데드 타임이 증가하고 따라서 순환 손실도 증가한다. "지능적 주파수 적응" 실시예에서, 고정 동작 주파수는 입력 범위 전체에 걸쳐 DCM 플라이백 컨버터의 모든 요구사항을 충족시키도록 선택될 수 있다. 도 2 및 고정 주파수 실시예를 참조하여 앞서 논의된 바와 같은 모든 설계 원리가 여기서 기술되는 지능적 주파수 적응 컨버터 실시예들의 설계에서 적용될 수 있다. 동작 동안, 데드 타임이 바람직하게는 디지털 회로를 통해 모니터링될 수 있다. 이러한 전력 컨버터가 마이크로프로세서 또는 DSP에 의해 제어되면 이것이 용이하게 달성될 수 있다.
데드 타임이 특정의 미리 설정된 한계(Tdead1)를 초과할 때, 컨버터는 다음 스위칭 주기부터 즉각 2 배의 스위칭 주파수로 동작하기 시작하도록 구성될 수 있다. 그렇지만, 컨버터가 조절 모드(regulation mode)에서 동작하고 있기 때문에, 그의 피크 전류 명령이 오차 증폭기에 의해 명령되는 전류 기준에 의해 설정될 수 있다. 출력에 글리치(glitch)가 없도록 하기 위해 전류 한계 레벨이 또한 오차 증폭기에 의해 명령되는 실제 값의 sqrt(0.5)의 진폭으로 감소될 수 있다. 이것은 전력 방정식(power equation)을 사용하여 추가로 상술된다:
Figure 112016070392990-pat00008
다음에, 컨버터는 2 배의 주파수로(즉, (Fsw1 x 2)인 주파수(Fsw2)로) 스위칭하기 시작할 수 있다. 이와 같이, 전력을 일정하게 유지하기 위해, 이러한 주파수 변화 이전에, Ip2의 값이 1/2로 감소되어야 하거나, Ip의 값이 sqrt(0.5)(즉, 피크 전류 레벨의 약 0.707배)로 감소되어야 한다. 이것은 전력을 똑같은 레벨로 유지하는 것을 가능하게 하고, 따라서 출력에 글리치가 없다. 오차 증폭기는 따라서 심지어 이러한 전환이 일어났다는 것을 모른 채로 동일한 레벨에서 계속 동작할 수 있다.
출력 부하가 증가하고 데드 타임이 Tdead2보다 낮은 미리 설정된 값으로 감소할 때, 동작 주파수가 또다시 반으로 줄어 원래의 값 Fsw1으로 되고, 피크 전류 한계 레벨이 원래의 값으로 복원될 수 있다.
전력 컨버터의 데드 타임에 기초하여 스위칭 주기를 조절하는 하나의 예시적인 제어 시퀀스는 다음과 같이 요약될 수 있다:
1.) 고정 기저 주파수(Fsw1)로 컨버터를 시작한다;
2.) 동작 동안 데드 타임(Tdead)을 모니터링한다;
3.) Tdead가 제1 설정된 기준 값(Tdead1)보다 클 때, 다음 클럭 사이클에서 이하의 2 가지 조치(즉, 이하의 조치(3a) 및 조치(3b))를 동시에 취한다:
a.) 설정된 스위칭 주기를 0.5와 곱하며, 이는 스위칭 주파수를 사실상 두배로 하며;
b.) 전류 한계 비교기에 대한 기준으로서 사용되는 오차 증폭기 신호를 sqrt(0.5)(즉, 0.707)와 곱한다;
4.) 데드 타임이 다른 설정된 기준(Tdead2)보다 더 낮게 될 때까지 동작 동안 새로운 스위칭 주파수로 데드 타임을 계속하여 모니터링한다. 그 때, 다음 클럭 사이클의 시작에서 이하의 2 가지 조치(즉, 이하의 조치(4a) 및 조치(4b))를 취한다:
a.) 설정된 스위칭 주기를 2와 곱하며, 이는 스위칭 주파수를 사실상 반으로 줄여 원래의 값으로 만들고;
b.) 전류 한계 비교기에 대한 기준으로서 사용되는 오차 증폭기 신호를 1과 곱한다;
몇 개의 주파수 변화 스텝이 구현될 수 있는지에 관한 특정 한계가 없는데, 그 이유는 그것이 특정 응용 분야의 요구사항에 의해 좌우될 수 있기 때문이다. 예를 들어, 주파수는, 이하에서 기술되는 바와 같이, 2개의 값(즉, 기저 주파수와 이어서 전류 한계 명령 레벨의 대응하는 변화를 수반하는 2 배의 주파수) 사이에서만 전환될 수 있다. 훨씬 더 많은 주파수 변화를 구현하는 것(그렇게 요망되는 경우)이 또한 가능하다. 주파수를 정확히 2배만큼 변경시킬 필요가 없다는 것에 유의해야 한다. 컨버터가 임의의 다른 주파수(Fsw2)에서 DCM 모드로 동작할 수 있다면, 주 동작 주파수(Fsw1)가 이러한 다른 주파수로 변경될 수 있다.
일부 실시예에 따라 준수될 수 있는 일반 가이드라인은, 동작 스위칭 주파수가 제1 값(Fsw1)으로부터 제2 값(Fsw2)으로 변경될 때, 피크 전류 모드 비교기의 전류 한계 기준이 sqrt(Fsw1 ÷ Fsw2)인 값과 곱해질 수 있다. 이것은 이하에서 일 예를 통해 추가로 설명된다.
데드 타임이 미리 설정된 값을 초과할 때 주파수가 Fsw1로부터 Fsw2로 변경되고 Fsw2가 Fsw1의 3 배의 값으로 설정되면, 전류 한계 레벨이 Ip1로부터 Ip2 = [Ip1 x sqrt(1/3)] = 0.577 x Ip1(주파수 변경 이전의 레벨)로 변경될 수 있다. 부하의 증가로 인해 주파수가 감소될 때(즉, 제2 미리 설정된 레벨의 데드 타임에 도달할 시에) 동일한 원리가 적용될 수 있다.
이하에서 더 상세히 논의되는, 지능적 주파수 적응 실시예를 구현하는 몇 가지 대안의 방법이 또한 가능하다.
1.) 디지털 제어기가 사용될 때, 상기 실시예에서 설명된 바와 같이, 주파수의 변화 시에 동작 전류 한계의 값을 변경하기 위해 곱셈기가 사용될 수 있다. 이것은 오차 증폭기가 최소 교란(minimum disturbance)을 경험하도록 한다. 이것은 디지털 계산 및 곱셈을 통해 달성될 수 있다.
2.) 아날로그 제어가 사용될 때, 곱셈기와 동일한 목적을 달성하기 위해 저항 분압기(resistance divider)가 MOSFET 또는 트랜지스터 스위치를 사용하여 스위칭될 수 있다. 원하는 곱셈을 달성하기 위해 저항비가 선택된다.
3.) 앞서 기술된 바람직한 실시예는 피크 전류 모드 DCM 플라이백 컨버터에 대한 구현 방법을 설명한다. 전압 모드 제어가 사용되면, 곱셈기가 동일한 방식으로 사용될 수 있지만, 이 경우에, 이는 1차 전류 대신에 고정 램프(fixed ramp)와 비교될 수 있다.
4.) 전압 모드 제어가 디지털 제어를 통해 사용되면, 전력 스위치(Q1)의 온 시간이, 듀티 사이클(duty cycle)을 동일하게 유지하면서, 주파수의 변화에 따라 변경될 수 있다.
5.) 오차 신호에 곱셈기를 적용하기보다는, 동일한 결과를 달성하기 위해 곱셈기를 전류 감지 신호에 적용하는 것이 또한 가능하다. 대안적으로, 오차 기준 신호 대신에 전류 감지 신호에 대해 비례 등가 비교기(proportional equivalent comparator)가 또한 사용될 수 있다.
예
이하의 예는 부가의 실시예에 관한 것이다.
예 1은 전력 변환 장치이고, 이 전력 변환 장치는 1차 권선 및 2차 권선을 가지는 변압기; 1차 권선을 통한 전류의 흐름을 제어하기 위해 1차 권선에 결합된 제1 스위치; 능동 공진 클램프 회로를 통한 전류의 흐름을 제어하기 위해 1차 권선에 결합된 제2 스위치 - 능동 공진 클램프 회로는 1차 권선으로부터 누설 에너지를 흡수하도록 구성되고, 1차 권선에 결합된 제1 커패시터; 1차 권선에 결합된 제2 커패시터; 및 제1 커패시터와 제2 커패시터 사이에 직렬로 연결된 제1 다이오드를 포함함 -; 및 제1 스위치 및 제2 스위치에 결합되고, 변압기의 1차 권선에 에너지를 저장하기 위해 제1 스위치를 스위치 온시키고; 제1 및 제2 커패시터들을 직렬로 충전시키기 위해 제1 스위치를 스위치 오프시키며; 제1 및 제2 커패시터들을 병렬로 방전시키기 시작하기 위해, 모든 누설 인덕턴스 에너지가 변압기로부터 제1 및 제2 커패시터들로 전달되면 제1 및 제2 커패시터들을 변압기의 1차 권선으로부터 연결해제시키며; 미리 결정된 시간 간격으로 또는 제1 및 제2 커패시터들 각각의 양단의 전압이 미리 결정된 전압 레벨로 떨어질 때 제2 스위치를 스위치 오프시키고; 영전압 스위칭을 달성하기 위해 제1 스위치를 스위치 온시키도록 구성된 제어기를 포함한다.
예 2는 예 1의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제2 스위치는 전류가 그의 보디 다이오드를 통해 흐르고 있을 때 턴온되도록 구성된다.
예 3은 예 1의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 커패시터의 값은 제2 커패시터의 값과 같다.
예 4는 예 1의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 및 제2 커패시터들은 제1 다이오드의 존재로 인해 변압기의 1차 권선으로부터 연결해제되도록 구성된다.
예 5는 예 1의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 다이오드는 임의의 역전류를 제2 스위치를 통해 다시 변압기의 1차 권선 내로 흐르지 못하게 차단하도록 구성된다.
예 6은 예 1의 발명 요지를 포함하고, 여기서 미리 결정된 전압 레벨은 출력 반사 전압의 1/2을 포함한다.
예 7은 예 6의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제2 스위치는 변압기의 1차 권선에 제1 미리 결정된 최소 양의 역전류가 있을 때 스위치 오프되도록 구성된다.
예 8은 예 7의 발명 요지를 포함하고, 여기서 변압기에 저장된 모든 에너지가 부하로 전달된 후에만 제1 및 제2 커패시터들에 저장된 누설 에너지의 변압기의 1차 권선으로의 전달이 시작된다.
예 9는 변압기, 제1 및 제2 커패시터들, 제1 및 제2 스위치들, 그리고 출력 시스템 내의 부하로 전달하기 위한 조절된 출력 전압을 생성하도록 제1 및 제2 스위치들을 작동시키는 제어기를 포함하는 전력 변환 회로를 작동시키는 방법이고, 이 방법은 변압기의 1차 권선에 에너지를 저장하기 위해 제1 스위치를 스위치 온시키는 단계; 제1 및 제2 커패시터들을 직렬로 충전시키기 위해 제1 스위치를 스위치 오프시키는 단계; 제1 및 제2 커패시터들을 병렬로 방전시키기 시작하기 위해, 모든 누설 인덕턴스 에너지가 변압기로부터 제1 및 제2 커패시터들로 전달되면 제1 및 제2 커패시터들을 변압기의 1차 권선으로부터 연결해제시키는 단계; 제1 및 제2 커패시터들 각각의 양단의 전압이 미리 결정된 전압 레벨로 떨어질 때 제2 스위치를 스위치 오프시키는 단계; 및 영전압 스위칭을 달성하기 위해 제1 스위치를 스위치 온시키는 단계를 포함한다.
예 10은 예 9의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제2 스위치는 전류가 그의 보디 다이오드를 통해 흐르고 있을 때 턴온된다.
예 11은 예 9의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 커패시터의 값은 제2 커패시터의 값과 같다.
예 12는 예 9의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 및 제2 커패시터들은 제1 커패시터와 제2 커패시터 사이에 직렬로 연결된 제1 다이오드의 존재로 인해 변압기의 1차 권선으로부터 연결해제된다.
예 13은 예 9의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 커패시터와 제2 커패시터 사이에 직렬로 연결된 제1 다이오드는 임의의 역전류를 제2 스위치를 통해 다시 변압기의 1차 권선 내로 흐르지 못하게 차단한다.
예 14는 예 9의 발명 요지를 포함하고, 여기서 미리 결정된 전압 레벨은 출력 반사 전압의 1/2을 포함한다.
예 15는 예 14의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제2 스위치는 변압기의 1차 권선에 제1 미리 결정된 최소 양의 역전류가 있을 때 스위치 오프된다.
예 16은 예 9의 발명 요지를 포함하고, 여기서 변압기에 저장된 모든 에너지가 부하로 전달된 후에 제1 및 제2 커패시터들에 저장된 누설 에너지의 변압기의 1차 권선으로의 전달이 시작된다.
예 17은 변압기, 제1 및 제2 커패시터들, 제1 및 제2 스위치들, 그리고 출력 시스템 내의 부하로 전달하기 위한 조절된 출력 전압을 생성하도록 제1 및 제2 스위치들을 작동시키는 제어기를 포함하는 전력 변환 회로를 작동시키는 방법이고, 이 방법은 변압기의 1차 권선에 에너지를 저장하기 위해 미리 결정된 시간 간격으로 제1 스위치를 스위치 온시키는 단계; 제1 및 제2 커패시터들을 직렬로 충전시키기 위해 제1 스위치를 스위치 오프시키는 단계; 제2 스위치를 전류가 그의 보디 다이오드를 통해 흐르고 있을 때 스위치 온시키는 단계; 제1 및 제2 커패시터들을 병렬로 방전시키기 시작하기 위해, 모든 누설 인덕턴스 에너지가 변압기로부터 제1 및 제2 커패시터들로 전달되면 제1 및 제2 커패시터들을 변압기의 1차 권선으로부터 연결해제시키는 단계; 및 제1 스위치의 다음 미리 결정된 스위치 온보다 미리 결정된 시간량 이전에 제2 스위치를 스위치 오프시키는 단계 - 시간량은 제1 스위치의 영전압 스위칭을 달성하도록 미리 결정됨 - 를 포함한다.
예 18은 예 17의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 스위치를 스위치 오프시키는 타이밍은 오차 신호 값, 출력 부하 값, 및 입력 전압 값 중 하나 이상에 적어도 부분적으로 기초한다.
예 19는 예 17의 발명 요지를 포함하고, 여기서 전력이 부하로 전달되고 있을 때 제1 및 제2 커패시터들에 저장된 에너지는 유지된다.
예 20은 예 17의 발명 요지를 포함하고, 여기서 변압기에 저장된 모든 에너지가 부하로 전달된 후에 제1 및 제2 커패시터들에 저장된 누설 에너지의 변압기의 1차 권선으로의 전달이 시작된다.
예 21은 전력 변환 장치이고, 이 전력 변환 장치는 1차 권선 및 2차 권선을 가지는 변압기; 1차 권선을 통한 전류의 흐름을 제어하기 위해 1차 권선에 결합된 제1 스위치; 능동 공진 클램프 회로를 통한 전류의 흐름을 제어하기 위해 1차 권선에 결합된 제2 스위치 - 능동 공진 클램프 회로는 1차 권선으로부터 누설 에너지를 흡수하도록 구성되고, 1차 권선에 결합된 제1 커패시터; 1차 권선에 결합된 제2 커패시터; 및 제1 커패시터와 제2 커패시터 사이에 직렬로 연결된 제1 다이오드를 포함함 -; 및 제1 스위치 및 제2 스위치에 결합된 제어기를 포함한다.
예 22는 예 21의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 커패시터의 값은 제2 커패시터의 값과 같다.
예 23은 예 21의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 커패시터의 값은 제2 커패시터의 값과 같지 않다.
예 24는 예 21의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 및 제2 커패시터들은 제1 다이오드의 존재로 인해 변압기의 1차 권선으로부터 연결해제된다.
예 25는 예 21의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 다이오드는 임의의 역전류를 제2 스위치를 통해 다시 변압기의 1차 권선 내로 흐르지 못하게 차단하도록 구성된다.
예 26은 예 21의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제2 스위치는 제1 및 제2 커패시터들 각각의 양단의 전압이 미리 결정된 전압 레벨로 떨어질 때 스위치 오프되도록 구성된다.
예 27은 예 26의 발명 요지를 포함하고, 여기서 미리 결정된 전압 레벨은 출력 반사 전압의 1/2인 레벨을 포함한다.
예 28은 예 26의 발명 요지를 포함하고, 여기서 미리 결정된 전압 레벨은 출력 반사 전압의 1/2보다 더 큰 레벨을 포함한다.
예 29는 예 26의 발명 요지를 포함하고, 여기서 미리 결정된 전압 레벨은 출력 반사 전압의 1/2보다 더 작은 레벨을 포함한다.
예 30은 변압기, 제1 및 제2 커패시터들, 제1 및 제2 스위치들, 그리고 출력 시스템 내의 부하로 전달하기 위한 조절된 출력 전압을 생성하도록 제1 및 제2 스위치들을 작동시키는 제어기를 포함하는 전력 변환 회로를 작동시키는 방법이고, 이 방법은 변압기의 1차 권선에 에너지를 저장하기 위해 미리 결정된 시간 간격으로 제1 스위치를 스위치 온시키는 단계; 제1 및 제2 커패시터들을 직렬로 충전시키기 위해 제1 스위치를 스위치 오프시키는 단계; 제2 스위치를 전류가 그의 보디 다이오드를 통해 흐르고 있을 때 스위치 온시키는 단계; 제1 및 제2 커패시터들을 병렬로 방전시키기 시작하기 위해, 모든 누설 인덕턴스 에너지가 변압기로부터 제1 및 제2 커패시터들로 전달되면 제1 및 제2 커패시터들을 변압기의 1차 권선으로부터 연결해제시키는 단계; 및 제1 스위치의 다음 스위치 온보다 제1 적응적 시간량 이전에 제2 스위치를 스위치 오프시키는 단계 - 제1 적응적 시간량은 제1 스위치의 영전압 스위칭을 달성하도록 결정됨 - 를 포함한다.
예 31은 예 30의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 스위치를 스위치 오프시키는 타이밍은 오차 신호 값, 출력 부하 값, 및 입력 전압 값 중 하나 이상에 적어도 부분적으로 기초한다.
예 32는 예 30의 발명 요지를 포함하고, 여기서 전력이 부하로 전달되고 있을 때 제1 및 제2 커패시터들에 저장된 에너지는 유지된다.
예 33은 예 30의 발명 요지를 포함하고, 여기서 1차 권선의 양단의 전압이 제1 및 제2 커패시터들 각각의 양단의 전압과 같을 때 제1 및 제2 커패시터의 방전이 시작된다.
예 34는 예 30의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응적 시간량은 제1 스위치의 다음 스위치 온이 제1 및 제2 커패시터들의 완전한 방전 직후에 행해지도록 구성된 시간량을 포함한다.
예 35는 예 30의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응적 시간량은 미리 결정된 시간 간격 - 제1 및 제2 커패시터들을 방전시키는 데 걸리는 시간량과 같은 시간량을 포함한다.
예 36은 예 30의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응적 시간량은 전력 변환 회로의 하나 이상의 특성에 적어도 부분적으로 기초하여 교정된 값을 포함한다.
예 37은 예 30의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응적 시간량은 제1 스위치가 스위치 온된 후에 제1 스위치를 통해 흐르는 역전류의 지속기간의 측정에 적어도 부분적으로 기초하여 결정된 양을 포함한다.
예 38은 전력 변환 장치이고, 이 전력 변환 장치는 1차 권선 및 2차 권선을 가지는 변압기; 1차 권선을 통한 전류의 흐름을 제어하기 위해 1차 권선에 결합된 제1 스위치; 능동 공진 클램프 회로를 통한 전류의 흐름을 제어하기 위해 1차 권선에 결합된 제2 스위치 - 능동 공진 클램프 회로는 1차 권선으로부터 누설 에너지를 흡수하도록 구성되고, 1차 권선에 결합된 제1 커패시터; 1차 권선에 결합된 제2 커패시터; 및 제1 커패시터와 제2 커패시터 사이에 직렬로 연결된 제1 다이오드를 포함함 -; 및 제1 스위치 및 제2 스위치에 결합되고, 변압기의 1차 권선에 에너지를 저장하기 위해 미리 결정된 시간 간격으로 제1 스위치를 스위치 온시키고; 제1 및 제2 커패시터들을 직렬로 충전시키기 위해 제1 스위치를 스위치 오프시키며; 제1 및 제2 커패시터들을 병렬로 방전시키기 시작하기 위해, 모든 누설 인덕턴스 에너지가 변압기로부터 제1 및 제2 커패시터들로 전달되면 제1 및 제2 커패시터들을 변압기의 1차 권선으로부터 연결해제시키고; 제1 스위치의 다음 스위치 온보다 제1 적응적 시간량 이전에 제2 스위치를 스위치 오프시키도록 - 제1 적응적 시간량은 제1 스위치의 영전압 스위칭을 달성하도록 미리 결정됨 - 구성된 제어기를 포함한다.
예 39는 예 38의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 스위치를 스위치 오프시키는 타이밍은 오차 신호 값, 출력 부하 값, 및 입력 전압 값 중 하나 이상에 적어도 부분적으로 기초한다.
예 40은 예 38의 발명 요지를 포함하고, 여기서 전력이 부하로 전달되고 있을 때 제1 및 제2 커패시터들에 저장된 에너지는 유지된다.
예 41은 예 38의 발명 요지를 포함하고, 여기서 1차 권선의 양단의 전압이 제1 및 제2 커패시터들 각각의 양단의 전압과 같을 때 제1 및 제2 커패시터의 방전이 시작된다.
예 42는 예 38의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응적 시간량은 제1 스위치의 다음 스위치 온이 제1 및 제2 커패시터의 완전한 방전 직후에 행해지도록 구성된 시간량을 포함한다.
예 43은 예 38의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응적 시간량은 미리 결정된 시간 간격 - 제1 및 제2 커패시터들을 방전시키는 데 걸리는 시간량과 같은 시간량을 포함한다.
예 44는 예 38의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응적 시간량은 전력 변환 장치의 하나 이상의 특성에 적어도 부분적으로 기초하여 교정된 값을 포함한다.
예 45는 예 38의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응적 시간량은 제1 스위치가 스위치 온된 후에 제1 스위치를 통해 흐르는 역전류의 지속기간의 측정에 적어도 부분적으로 기초하여 결정된 양을 포함한다.
예 46은 변압기, 제1 및 제2 커패시터들, 제1 및 제2 스위치들, 그리고 출력 시스템 내의 부하로 전달하기 위한 조절된 출력 전압을 생성하도록 제1 및 제2 스위치들을 작동시키는 제어기를 포함하는 전력 변환 회로를 작동시키는 방법이고, 이 방법은 변압기의 1차 권선에 에너지를 저장하기 위해 제1 적응 가능 스위칭 주파수로 제1 스위치를 스위치 온시키는 단계; 제1 및 제2 커패시터들을 직렬로 충전시키기 위해 제1 스위치를 스위치 오프시키는 단계; 제2 스위치를 전류가 그의 보디 다이오드를 통해 흐르고 있을 때 스위치 온시키는 단계; 제1 및 제2 커패시터들을 병렬로 방전시키기 시작하기 위해, 모든 누설 인덕턴스 에너지가 변압기로부터 제1 및 제2 커패시터들로 전달되면 제1 및 제2 커패시터들을 변압기의 1차 권선으로부터 연결해제시키는 단계; 제1 스위치의 다음 스위치 온보다 미리 결정된 시간량 이전에 제2 스위치를 스위치 오프시키는 단계 - 시간량은 제1 스위치의 영전압 스위칭을 달성하도록 미리 결정됨 -; 변압기의 데드 타임을 모니터링하는 단계; 데드 타임이 제1 미리 결정된 문턱값을 초과할 때 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 증가시키는 단계; 및 데드 타임이 제2 미리 결정된 문턱값 미만일 때 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 감소시키는 단계를 포함한다.
예 47은 예 46의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 증가시키는 단계는 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 정수배만큼 증가시키는 단계를 포함한다.
예 48은 예 47의 발명 요지를 포함하고, 여기서 정수배는 2배이다.
예 49는 예 46의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 감소시키는 단계는 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 정수배만큼 감소시키는 단계를 포함한다.
예 50은 예 49의 발명 요지를 포함하고, 여기서 정수배는 2배이다.
예 51은 예 46의 발명 요지를 포함하고, 데드 타임이 제1 미리 결정된 문턱값을 초과할 때 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 감소시키는 단계를 추가로 포함한다.
예 52는 예 51의 발명 요지를 포함하고, 여기서 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 감소시키는 단계는 출력 시스템으로의 일정한 출력 전력 레벨을 유지하기 위해 피크 전류 한계 레벨을 감소시키는 단계를 포함한다.
예 53은 예 46의 발명 요지를 포함하고, 데드 타임이 제2 미리 결정된 문턱값 미만일 때 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 증가시키는 단계를 추가로 포함한다.
예 54는 예 53의 발명 요지를 포함하고, 여기서 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 증가시키는 단계는 출력 시스템으로의 일정한 출력 전력 레벨을 유지하기 위해 피크 전류 한계 레벨을 증가시키는 단계를 포함한다.
예 55는 예 46의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응 가능 스위칭 주파수는 전력 변환 회로에 의해 충전되는 전자 디바이스의 공통 모드 노이즈와 연관된 주파수 대역을 피하도록 추가로 구성되어 있다.
예 56은 전력 변환 장치이고, 이 전력 변환 장치는 1차 권선 및 2차 권선을 가지는 변압기; 1차 권선을 통한 전류의 흐름을 제어하기 위해 1차 권선에 결합된 제1 스위치; 능동 공진 클램프 회로를 통한 전류의 흐름을 제어하기 위해 1차 권선에 결합된 제2 스위치 - 능동 공진 클램프 회로는 1차 권선으로부터 누설 에너지를 흡수하도록 구성되고, 1차 권선에 결합된 제1 커패시터; 1차 권선에 결합된 제2 커패시터; 및 제1 커패시터와 제2 커패시터 사이에 직렬로 연결된 제1 다이오드를 포함함 -; 및 제1 스위치 및 제2 스위치에 결합되고, 변압기의 1차 권선에 에너지를 저장하기 위해 제1 적응 가능 스위칭 주파수로 제1 스위치를 스위치 온시키고; 제1 및 제2 커패시터들을 직렬로 충전시키기 위해 제1 스위치를 스위치 오프시키며; 제1 및 제2 커패시터들을 병렬로 방전시키기 시작하기 위해, 모든 누설 인덕턴스 에너지가 변압기로부터 제1 및 제2 커패시터들로 전달되면 제1 및 제2 커패시터들을 변압기의 1차 권선으로부터 연결해제시키고; 제1 스위치의 다음 스위치 온보다 미리 결정된 시간량 이전에 제2 스위치를 스위치 오프시키며 - 시간량은 제1 스위치의 영전압 스위칭을 달성하도록 미리 결정됨 -; 변압기의 데드 타임을 모니터링하고; 데드 타임이 제1 미리 결정된 문턱값을 초과할 때 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 증가시키며; 데드 타임이 제2 미리 결정된 문턱값 미만일 때 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 감소시키도록 구성된 제어기를 포함한다.
예 57은 예 56의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 증가시키는 것은 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 정수배만큼 증가시키는 것을 포함한다.
예 58은 예 57의 발명 요지를 포함하고, 여기서 정수배는 2배이다.
예 59는 예 56의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 감소시키는 것은 제1 적응 가능 스위칭 주파수를 정수배만큼 감소시키는 것을 포함한다.
예 60은 예 59의 발명 요지를 포함하고, 여기서 정수배는 2배이다.
예 61은 예 56의 발명 요지를 포함하고, 데드 타임이 제1 미리 결정된 문턱값을 초과할 때 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 감소시키는 것을 추가로 포함한다.
예 62는 예 61의 발명 요지를 포함하고, 여기서 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 감소시키는 것은 출력 시스템으로의 일정한 출력 전력 레벨을 유지하기 위해 피크 전류 한계 레벨을 감소시키는 것을 포함한다.
예 63은 예 56의 발명 요지를 포함하고, 데드 타임이 제2 미리 결정된 문턱값 미만일 때 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 증가시키는 것을 추가로 포함한다.
예 64는 예 63의 발명 요지를 포함하고, 여기서 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 증가시키는 것은 출력 시스템으로의 일정한 출력 전력 레벨을 유지하기 위해 전류 한계 레벨을 증가시키는 것을 포함한다.
예 65는 예 56의 발명 요지를 포함하고, 여기서 제1 적응 가능 스위칭 주파수는 전력 변환 장치에 의해 충전되는 전자 디바이스의 공통 모드 노이즈와 연관된 주파수 대역을 피하도록 추가로 구성되어 있다.
이상의 설명이 제한적인 것이 아니라 예시적인 것으로 의도되어 있다는 것을 잘 알 것이다. 이 자료는 본 기술 분야의 통상의 기술자가 청구된 발명을 제조 및 사용할 수 있게 해주기 위해 제시되어 있고 특정의 실시예와 관련하여 제공되어 있으며, 이들의 변형이 본 기술 분야의 통상의 기술자에게는 즉각 명백할 것이다(예컨대, 개시된 실시예들 중 일부 실시예가 서로 결합되어 사용될 수 있다). 그에 부가하여, 본원에서 언급된 동작들 중 일부가 상이한 순서로 수행될 수 있다는 것을 잘 알 것이다. 따라서, 본 발명의 범주는, 첨부된 청구항의 자격을 가지는 등가물의 전체 범위와 함께, 첨부된 청구항을 참조하여 결정되어야만 한다.

Claims (22)

  1. 변압기, 제1 및 제2 커패시터들, 제1 및 제2 스위치들, 그리고 출력 시스템 내의 부하로 전달하기 위한 조절된 출력 전압을 생성하도록 상기 제1 및 제2 스위치들을 작동시키는 제어기를 포함하는 전력 변환 회로를 작동시키는 방법으로서,
    상기 변압기의 1차 권선에 에너지를 저장하기 위해 제1 스위칭 주파수로 상기 제1 스위치를 스위치 온시키는 단계;
    상기 제1 스위치를 스위치 오프시킴으로써 상기 제1 및 제2 커패시터들을 직렬로 충전시키는 단계;
    상기 제2 스위치의 보디 다이오드를 통해 전류가 흐를 때 상기 제2 스위치를 스위치 온시키는 단계;
    모든 누설 인덕턴스 에너지가 상기 변압기로부터 상기 제1 및 제2 커패시터들로 전달되면 상기 제1 및 제2 커패시터들을 상기 변압기의 상기 1차 권선으로부터 연결해제시키기 위해 상기 제2 스위치를 스위치 오프시킴으로써 상기 제1 및 제2 커패시터들을 병렬로 방전시키는 단계
    를 포함하고,
    상기 제2 스위치는 상기 제1 스위치의 다음 스위치 온보다 제1 시간량 이전에 스위치 오프되고, 상기 제1 시간량은 상기 제1 스위치의 영전압 스위칭을 달성하도록 결정되며;
    상기 제1 스위칭 주파수 및 상기 제1 시간량 중 적어도 하나는 적응적인, 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 스위칭 주파수는 적응적이고, 상기 방법은
    상기 변압기의 데드 타임을 모니터링하는 단계;
    상기 데드 타임이 제1의 미리 결정된 문턱값을 초과할 때 상기 제1 스위칭 주파수를 증가시키는 단계; 및
    상기 데드 타임이 제2의 미리 결정된 문턱값 미만일 때 상기 제1 스위칭 주파수를 감소시키는 단계
    를 더 포함하는, 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 데드 타임이 상기 제1의 미리 결정된 문턱값을 초과할 때 상기 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 감소시키는 단계를 더 포함하는, 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 감소시키는 단계는 상기 출력 시스템으로의 일정한 출력 전력 레벨을 유지하기 위해 피크 전류 한계 레벨을 감소시키는 단계를 포함하는, 방법.
  5. 제2항에 있어서, 상기 데드 타임이 상기 제2의 미리 결정된 문턱값 미만일 때 상기 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 증가시키는 단계를 추가로 포함하는, 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 증가시키는 단계는 상기 출력 시스템으로의 일정한 출력 전력 레벨을 유지하기 위해 피크 전류 한계 레벨을 증가시키는 단계를 포함하는, 방법.
  7. 제3항에 있어서, 상기 제1 스위칭 주파수는 적응적이고, 상기 전력 변환 회로에 의해 충전되는 전자 디바이스의 공통 모드 잡음과 관련된 주파수 대역들을 회피하도록 선택되는, 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 제1 시간량은 적응적이고, 상기 제1 스위치를 스위치 오프시키는 타이밍은 오차 신호 값, 출력 부하 값, 및 입력 전압 값 중 하나 이상에 적어도 부분적으로 기초하는, 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제1 시간량은 적응적이고, 상기 제1 스위치의 다음 스위치 온이 상기 제1 및 제2 커패시터들의 완전한 방전 직후에 행해지도록 결정되는, 방법.
  10. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 커패시터들의 상기 방전은 상기 1차 권선 양단의 전압이 상기 제1 및 제2 커패시터들 중 적어도 하나의 커패시터 양단의 전압과 동일할 때 시작되는, 방법.
  11. 제1항에 있어서, 상기 제1 시간량은 적응적이고, 상기 제1 스위치가 스위치 온된 후에 상기 제1 스위치를 통해 흐르는 역전류의 지속기간의 측정에 적어도 부분적으로 기초하여 결정되는, 방법.
  12. 전력 변환 장치로서,
    1차 권선 및 2차 권선을 가지는 변압기;
    상기 1차 권선을 통한 전류의 흐름을 제어하기 위해 상기 1차 권선에 결합된 제1 스위치;
    능동 공진 클램프 회로(active resonant clamp circuit)를 통한 전류의 흐름을 제어하기 위해 상기 1차 권선에 결합된 제2 스위치 - 상기 능동 공진 클램프 회로는 상기 1차 권선으로부터 누설 에너지를 흡수하도록 구성되고, 상기 1차 권선에 결합된 제1 커패시터; 상기 1차 권선에 결합된 제2 커패시터; 및 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터 사이에 직렬로 연결된 제1 다이오드를 포함함 -; 및
    제어기
    를 포함하고, 상기 제어기는,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치에 결합되고,
    상기 변압기의 상기 1차 권선에 에너지를 저장하기 위해 제1 스위칭 주파수로 상기 제1 스위치를 스위치 온시키고;
    상기 제1 및 제2 커패시터들을 직렬로 충전시키기 위해 상기 제1 스위치를 스위치 오프시키고;
    상기 제1 및 제2 커패시터들을 병렬로 방전시키기 시작하기 위해, 모든 누설 인덕턴스 에너지가 상기 변압기로부터 상기 제1 및 제2 커패시터들로 전달되면 상기 제1 및 제2 커패시터들을 상기 변압기의 상기 1차 권선으로부터 연결해제시키고;
    상기 제1 스위치의 다음 스위치 온보다 제1 시간량 이전에 상기 제2 스위치를 스위치 오프시키고, 상기 제1 시간량은 상기 제1 스위치의 영전압 스위칭을 달성하도록 결정되며;
    상기 제1 스위칭 주파수 및 상기 제1 시간량 중 적어도 하나는 적응적인, 장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 제1 스위칭 주파수는 적응적이고, 상기 제어기는
    상기 변압기의 데드 타임을 모니터링하고;
    상기 데드 타임이 제1의 미리 결정된 문턱값을 초과할 때 상기 제1 스위칭 주파수를 증가시키고;
    상기 데드 타임이 제2의 미리 결정된 문턱값 미만일 때 상기 제1 스위칭 주파수를 감소시키도록 추가로 구성되는, 장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 제어기는 상기 데드 타임이 상기 제1의 미리 결정된 문턱값을 초과할 때 상기 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 감소시키도록 추가로 구성되는, 장치.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제어기는 출력 시스템으로의 일정한 출력 전력 레벨을 유지하기 위해 피크 전류 한계 레벨을 감소시키도록 더 구성되는 장치.
  16. 제13항에 있어서, 상기 데드 타임이 상기 제2의 미리 결정된 문턱값 미만일 때 상기 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 증가시키는 것을 추가로 포함하는, 장치.
  17. 제16항에 있어서, 상기 1차 권선의 피크 전류 한계 레벨을 증가시키는 것은 출력 시스템으로의 일정한 출력 전력 레벨을 유지하기 위해 전류 한계 레벨을 증가시키는 것을 포함하는, 장치.
  18. 제13항에 있어서, 상기 제1 스위칭 주파수는 적응 가능하고, 상기 전력 변환 장치에 의해 급전되는 전자 디바이스의 공통 모드 잡음과 관련된 주파수 대역들을 회피하도록 선택되는, 장치.
  19. 제12항에 있어서, 상기 제1 시간량은 적응적이고, 상기 제1 스위치를 스위치 오프시키는 타이밍은 오차 신호 값, 출력 부하 값, 및 입력 전압 값 중 하나 이상에 적어도 부분적으로 기초하는, 장치.
  20. 제12항에 있어서, 상기 제1 및 제2 커패시터들에 저장되는 에너지는 부하로 전력이 전달될 때 유지되는, 장치.
  21. 제12항에 있어서, 상기 제1 시간량은 적응적이고, 상기 제1 스위치의 다음 스위치 온이 상기 제1 및 제2 커패시터들의 완전한 방전 직후에 행해지도록 결정되는, 장치.
  22. 제12항에 있어서, 상기 제1 시간량은 적응적이고, 상기 제1 스위치가 스위치 온된 후에 상기 제1 스위치를 통해 흐르는 역전류의 지속기간의 측정에 적어도 부분적으로 기초하여 결정되는, 장치.
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