CN108599578A - 一种隔离型模块化带公共箝位电路的高升压dc/dc变换器 - Google Patents

一种隔离型模块化带公共箝位电路的高升压dc/dc变换器 Download PDF

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CN108599578A CN201810575014.4A CN201810575014A CN108599578A CN 108599578 A CN108599578 A CN 108599578A CN 201810575014 A CN201810575014 A CN 201810575014A CN 108599578 A CN108599578 A CN 108599578A
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Abstract

一种隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器，其输入相数可模块化调整，且所有模块输入电流可自动均流，输出增益根据每个模块中二极管电容个数可灵活调整。所提变换器包含1个直流输入电源，m个模块，1个滤波电容C 0，1个负载R L 。每个模块都含有1个电感，1个功率主开关及其漏源极寄生电容，1个箝位二极管，1个变比为1：k的高频变压器及其漏感，n个电容，n+2个二极管。公共箝位电路可以缓解由漏感引起的开关管电压应力高的问题，提高变换器的效率。与现有的大容量隔离型高升压DC/DC变换技术相比，本发明所有模块中开关和二极管的电压应力、电流应力均得到了显著降低并可调节，适用于大容量且输入输出需要电气隔离的应用场合。

Description

一种隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器
技术领域
本发明涉及一种直流-直流变换器，具体涉及一种隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器。
背景技术
近年来，海上风力发电技术发展迅速，风场规模不断扩大，由于传统的交流汇流存在频率同步性和谐波含量较高等诸多不利因素，海上风电直流汇流技术受到了越来越多的关注和研究，其实现的核心就是将风机侧整流后的1-5kV低压直流电能升压至40kV左右的中压直流汇流母线上。对DC/DC变换器提出了更高的要求，需要更大的容量、更高的可靠性和更高的升压比。风机单机容量最高已超过10MW，常见海上风机的容量也在2.5MW以上，基于目前器件耐压及过流能力情况下，解决大容量电能变换的方案通常是多个模块串并联使用，并依靠变压器变比来实现高增益升压，目前方案常存在以下问题：(1)多个模块并联运行时均流策略复杂、成本高及可靠性低的问题；(2)大容量高变比变压器设计及制造难度大。这些难题也限制了大容量高升压DC/DC变换方案的实现，使得海上风电直流汇流技术一直难以走向实际。因此研究可自动均流的高升压大容量隔离型DC/DC变换器对于海上风电直流汇流的发展具有重要意义。
发明内容
针对现有技术存在的上述不足，本发明为解决现有隔离型升压DC/DC变换器存在模块化均流难、功率开关和二极管电压应力大、升压比低等问题，而提供一种隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器。
本发明采取的技术方案为：
一种隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器，包括：
直流输入电源、m个模块、滤波电容C0、负载RL、公共箝位电路；
所述m个模块包括m个功率开关S1、S2...Sm，
m个电感L1、L2...Lm，
m个箝位二极管DVT1、DVT2、DVT3...DVTm，
m个变比为1：k的高频变压器T1、T2...Tm，
nm个电容C11、C12...Cnm，
m(n+2)个二极管D1、D2、D3...Dm、D01、D02、D03...D0m、D11、D12、D13...Dnm；
所述公共箝位电路包括1个开关SVT，1个电容CVT，1个电感LVT，1个二极管DVT；
该变换器还包括变压器漏感LK1、LK2...LKm；开关漏源极寄生电容C1、C2...Cm；
该变换器连接方式如下：
模块1的一次侧端：电感L1另一端分别连接变压器T1的一次侧同名端、第一功率开关S1的漏极、二极管DVT1的阳极；模块1的二次侧端：变压器T1的二次侧同名端分别连接电容C11的一端、二极管D11的阳极、二极管D01的阴极；
所述电容C11的另一端分别连接电容C21的一端、二极管D21的阳极，所述电容C21的另一端分别连接电容C31的一端、二极管D31的阳极，所述电容C31的另一端分别连接电容C41的一端、二极管D41的阳极，……依次类推，电容C(n-1)1的另一端分别连接第n个电容Cn1的一端、第n个二极管Dn1的阳极；电容Cn1的另一端连接二极管D1的阳极；
模块2的一次侧端：电感L2另一端分别连接变压器T2的一次侧同名端、第二功率开关S2的漏极、二极管DVT2的阳极；模块2的二次侧端：变压器T2的二次侧同名端分别连接电容C12的一端、二极管D12的阳极、二极管D02的阴极；
所述电容C12的另一端分别连接电容C22的一端、二极管D22的阳极，所述电容C22的另一端分别连接电容C32的一端、二极管D32的阳极，所述电容C32的另一端分别连接电容C42的一端、二极管D42的阳极，……依次类推，电容C(n-1)2的另一端分别连接第n个电容Cn2的一端、第n个二极管Dn2的阳极；电容Cn2的另一端连接二极管D2的阳极；
以此类推到模块m，
模块m的一次侧端：电感Lm另一端分别连接变压器Tm的一次侧同名端、第m功率开关Sm的漏极、二极管DVTm的阳极；模块m的二次侧端：变压器Tm的二次侧同名端分别连接电容C1m的一端、二极管D1m的阳极、二极管D0m的阴极；
所述电容C1m的另一端分别连接电容C2m的一端、二极管D2m的阳极，所述电容C2m的另一端分别连接电容C3m的一端、二极管D3m的阳极，所述电容C3m的另一端分别连接电容C4m的一端、二极管D4m的阳极，……依次类推，电容C(n-1)m的另一端分别连接第n个电容Cnm的一端、第n个二极管Dnm的阳极；电容Cnm的另一端连接二极管Dm的阳极；
所述公共箝位电路中，电容CVT的一端连接开关管SVT的漏极，电容CVT的另一端连接二极管DVT1的阳极，二极管DVT1阴极分别连接开关管SVT的源极、电感LVT的一端；
各个模块之间连接方式如下：
直流输入电源的负极接地；
模块1的电感L1一端连接直流输入电源的正极，第一功率开关S1源极接地，二极管DVT1的阴极连接公共箝位电路中的电容CVT的一端；
变压器T1一次侧异名端连接变压器T2一次侧异名端，变压器T1二次侧异名端连接变压器T2二次侧异名端；二极管D11阴极连接二极D22阳极，二极管D21阴极连接D32阳极，以此类推，二极管Dn1阴极连接二极管D2阳极，二极管D1阴极连接负载RL一端、滤波电容C0一端，二极管D01的阳极连接负载RL另一端、滤波电容C0另一端；
模块2的电感L2一端连接直流输入电源的正极，第二功率开关S2源极接地，二极管DVT2的阴极连接公共箝位电路中的电容CVT的一端；
变压器T2一次侧异名端连接变压器T3一次侧异名端，变压器T2二次侧异名端连接变压器T3二次侧异名端；二极管D12阴极连接二极D23阳极，二极管D22阴极连接D33阳极，以此类推，二极管Dn2阴极连接二极管D3阳极，二极管D2阴极连接负载RL一端、滤波电容C0一端，二极管D02的阳极连接负载RL另一端、滤波电容C0另一端；
以此类推到模块m：
模块m的电感Lm一端连接直流输入电源的正极，第m功率开关Sm源极接地，二极管DVTm的阴极连接公共箝位电路中的电容CVT的一端；
变压器Tm一次侧异名端连接变压器T1一次侧异名端，变压器Tm二次侧异名端连接变压器T1二次侧异名端；二极管D1m阴极连接二极D21阳极，二极管D2m阴极连接D31阳极，以此类推，二极管Dnm阴极连接二极管D1阳极，二极管Dm阴极连接负载RL一端、滤波电容C0一端，二极管D0m的阳极连接负载RL另一端、滤波电容C0另一端；
公共箝位电路中电容CVT另一端接地，电感LVT另一端接直流输入电源的正极。
所述隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器，其控制方式为相邻功率开关之间采用交错控制策略，即每相邻两相之间开关驱动相位相差180°。公共箝位模块开关SVT动作根据电容CVT设定电压决定，需大于等于1-D，其中D为功率开关S1、S2...Sm的占空比。
与现有技术相比，本发明一种隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器，有益效果如下：
1、本发明利用多升压单元实现变换器高升压输出，根据需求每调整每个模块中二极管和电容的个数来使增益变化。且该变换器与现有技术相比，主开关和二极管电压应力也较为降低，该变换器增益可调，应用范围广泛，更适用于大容量高升压场合。可以使用较低匝数比的变压器来达到高升压的目的，变压器的设计难度大大降低。其中：
输入输出增益为：
主开关管电压应力为：
各个模块中二极管的电压应力为：
式中，uin为输入电压，u0为输出电压，k为变压器副边匝数比上原边匝数，n为每个模块电容个数，m为模块个数，D为主开关占空比。(i＝1，2，...，n；j＝1，2，...，m)
2、在每个开关占空比相同时，由于电容的安秒平衡，每个模块能够实现自动均流，二次侧每相电流均流从而使一次侧流过变压器的电流均等，变压器的功率均分，无需任何控制策略来保证均流，与传统基于外部检测均流的方式相比，降低了电路复杂度，电路散热更易于控制，同时大大的降低了成本。
3、该变换器根据不同的应用场合，可以调整输入端口数，即模块个数，能适应更大的大电流输入场合，容量增大，且各个模块自动均流。调节模块个数，每个模块的电流应力可以相应的变化，但模块数须为偶数。每个模块中：
主开关管的电流应力为：
二次侧所有二极管的电流应力为：
式中，D为主开关占空比，m为模块个数，Iin为输入电流，ILVT为公共箝位电路中电感LVT电流，n为每个模块中电容个数，k为变压器副边匝数比上原边匝数。
4、该变换器利用公共箝位电路，减小变压器漏感给开关管产生的电压尖峰，提高了变换器的效率。且该公共钳位电路跟基于变压器漏感带箝位电容实现软开关的方式相比，可以独立工作，开关SVT只需根据电容CVT的电压来动作，无需与其他开关配合，控制策略设计更为简单。
附图说明
图1为本发明电路原理总图。
图2是该隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器4个模块的拓扑图。
图3是该变换器m＝4，n＝2时，主开关S1、S2驱动信号、电压，箝位电容CVT电压波形的仿真波形图。
图4是该变换器m＝4，n＝2时，输入电压uin、输出电压u0波形图。
图5是该变换器m＝4，n＝2时，主开关S1、S2、S3、S4管电流波形图。
图6是该变换器m＝4，n＝2时，电感L1、L2、L3、L4电流波形图。
图7是该变换器m＝4，n＝2时，变压器漏感LK1、LK2、LK3、LK4电流波形图。
图8是该变换器m＝4，n＝2时，电容C11、C12、C21、C22电压波形图。
图9是该变换器m＝4，n＝2时，二极管电压D11、D12、D1、D2波形图。
图10是该变换器m＝4，n＝2时，二极管D11、D12、D1、D2电流波形图。
图11是该变换器m＝4，n＝2时，公共箝位电路开关管SVT驱动信号、电压、电流波形和电感LVT电流波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步详细说明，实施实例：
如图2所示，一种4个模块的隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器，
直流输入电源、4个模块、滤波电容C0、负载RL、公共箝位电路；
所述公共箝位电路包括1个开关SVT，1个电容CVT，1个电感LVT，1个二极管DVT；
该变换器还包括变压器漏感LK1、LK2...LKm；开关漏源极寄生电容C1、C2...Cm；
该变换器连接方式如下：
模块1的一次侧端：电感L1另一端分别连接变压器T1的一次侧同名端、第一功率开关S1的漏极、二极管DVT1的阳极；模块1的二次侧端：变压器T1的二次侧同名端分别连接电容C11的一端、二极管D11的阳极、二极管D01的阴极；
所述电容C11的另一端分别连接电容C21的一端、二极管D21的阳极，所述电容C21的另一端分别连接电容C31的一端、二极管D31的阳极，所述电容C31的另一端分别连接电容C41的一端、二极管D41的阳极，……依次类推，电容C(n-1)1的另一端分别连接第n个电容Cn1的一端、第n个二极管Dn1的阳极；电容Cn1的另一端连接二极管D1的阳极；
模块2的一次侧端：电感L2另一端分别连接变压器T2的一次侧同名端、第二功率开关S2的漏极、二极管DVT2的阳极；模块2的二次侧端：变压器T2的二次侧同名端分别连接电容C12的一端、二极管D12的阳极、二极管D02的阴极；
所述电容C12的另一端分别连接电容C22的一端、二极管D22的阳极，所述电容C22的另一端分别连接电容C32的一端、二极管D32的阳极，所述电容C32的另一端分别连接电容C42的一端、二极管D42的阳极，……依次类推，电容C(n-1)2的另一端分别连接第n个电容Cn2的一端、第n个二极管Dn2的阳极；电容Cn2的另一端连接二极管D2的阳极；
模块3的一次侧端：电感L3另一端分别连接变压器T3的一次侧同名端、第三功率开关S3的漏极、二极管DVT3的阳极；模块3的二次侧端：变压器T3的二次侧同名端分别连接电容C13的一端、二极管D13的阳极、二极管D03的阴极；
所述电容C13的另一端分别连接电容C23的一端、二极管D23的阳极，所述电容C23的另一端分别连接电容C33的一端、二极管D33的阳极，所述电容C33的另一端分别连接电容C43的一端、二极管D43的阳极，……依次类推，电容C(n-1)3的另一端分别连接第n个电容Cn3的一端、第n个二极管Dn3的阳极；电容Cn3的另一端连接二极管D3的阳极；
模块4的一次侧端：电感L4另一端分别连接变压器T4的一次侧同名端、第四功率开关S4的漏极、二极管DVT4的阳极；模块4的二次侧端：变压器T4的二次侧同名端分别连接电容C14的一端、二极管D14的阳极、二极管D04的阴极；
所述电容C14的另一端分别连接电容C24的一端、二极管D24的阳极，所述电容C24的另一端分别连接电容C34的一端、二极管D34的阳极，所述电容C34的另一端分别连接电容C44的一端、二极管D44的阳极，……依次类推，电容C(n-1)4的另一端分别连接第n个电容Cn4的一端、第n个二极管Dn4的阳极；电容Cn4的另一端连接二极管D4的阳极；
所述公共箝位电路中，电容CVT的一端连接开关管SVT的漏极，电容CVT的另一端连接二极管DVT1的阳极，二极管DVT1阴极分别连接开关管SVT的源极、电感LVT的一端；
各个模块之间连接方式如下：
直流输入电源的负极接地；
模块1的电感L1一端连接直流输入电源的正极，第一功率开关S1源极接地，二极管DVT1的阴极连接公共箝位电路中的电容CVT的一端；
变压器T1一次侧异名端连接变压器T2一次侧异名端，变压器T1二次侧异名端连接变压器T2二次侧异名端；二极管D11阴极连接二极D22阳极，二极管D21阴极连接D32阳极，以此类推，二极管Dn1阴极连接二极管D2阳极，二极管D1阴极连接负载RL一端、滤波电容C0一端，二极管D01的阳极连接负载RL另一端、滤波电容C0另一端；
模块2的电感L2一端连接直流输入电源的正极，第二功率开关S2源极接地，二极管DVT2的阴极连接公共箝位电路中的电容CVT的一端；
变压器T2一次侧异名端连接变压器T3一次侧异名端，变压器T2二次侧异名端连接变压器T3二次侧异名端；二极管D12阴极连接二极D23阳极，二极管D22阴极连接D33阳极，以此类推，二极管Dn2阴极连接二极管D3阳极，二极管D2阴极连接负载RL一端、滤波电容C0一端，二极管D02的阳极连接负载RL另一端、滤波电容C0另一端；
以此类推到模块4：
模块4的电感L4一端连接直流输入电源的正极，第4功率开关S4源极接地，二极管DVT4的阴极连接公共箝位电路中的电容CVT的一端；
变压器T4一次侧异名端连接变压器T1一次侧异名端，变压器T4二次侧异名端连接变压器T1二次侧异名端；二极管D14阴极连接二极D24阳极，二极管D24阴极连接D1阳极，，二极管D4阴极连接负载RL一端、滤波电容C0一端，二极管D04的阳极连接负载RL另一端、滤波电容C0另一端。
公共箝位电路中电容CVT另一端接地，电感LVT另一端接直流输入电源的正极。
所述隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器，其控制方式为：相邻功率开关之间采用交错控制策略，即每相邻两相之间开关驱动相位相差180°。公共箝位模块开关SVT动作根据电容CVT设定电压决定，需大于1-D，其中D为功率开关S1、S2...Sm的占空比。。
因公共箝位模块电路的作用即为：将储存于电容CVT中的能量传输至变换器输入端，其与主电路之间的工作完全解耦，因而可以将具体工况可以分为主电路和公共箝位模块两部分阐述，首先根据功率开关S1、S2、S3、S4状态的不同，可以将主电路分为10种工作状态：
(1)、功率开关S1、S2、S3、S4均导通，此时直流输入电源通过功率开关S1、功率开关S2、功率开关S3、功率开关S4分别向电感L1、电感L2、电感L3、电感L4充电，二次侧电容上电压保持不变，所有二极管均关断。
(2)控制器控制第一功率开关S1、第三功率开关S3关断，第二功率开关S2和第四功率开关S4导通，电感L2、L4继续充电。一次侧端，电感L1、L3放电，由于漏感LK1、LK3的限制，电流只能先向开关S1的漏源极寄生电容C1和开关S3的漏源极寄生电容C3充电，由于电容C1、C3的存在，限制了开关S1、S3漏源极电压的上升速度。该过程持续到主开关漏源极寄生电容C1、C3电压上升至电容C12、C14的电压u0/3k。
(3)当主开关漏源极寄生电容C1、C3电压上升至电容C12、C14的电压u0/3k时，二极管D1、D3、D02、D04、D11、D21、D13、D23导通，漏感LK1、LK3电流开始上升，但上升速度有限，因此二极管D1、D3、D02、D04、D11、D21、D13、D23实现了近似零电流导通。电感L1、L3电流继续为主开关漏源极寄生电容C1、C3充电。该过程持续到主开关漏源极寄生电容C1、C3上电压上升到箝位电容CVT电压uCVT为止。由于主开关漏源极寄生电容C1、C3非常小，该过程在性能分析时可以忽略，可以认为漏感LK1、LK3电流上升的时刻与主开关漏源极寄生电容电压被电容CVT箝位的时刻一致。
这时二极管DVT1、DVT3导通。由于箝位电容CVT相对于主开关漏源极寄生电容C1、C3来说很大，因此电感L1、L3的大部分电流将通过二极管DVT1、DVT3流入箝位电容CVT中，电容CVT充电，开关S1、S3的电压被箝位至电容CVT电压。该过程持续到漏感LK1、LK3电流上升至电感L1、L3电流为止。
二次侧端，第一条回路，变压器T1二次侧的同名端感生出电流通过D11给电容C12充电，给电容C11放电，电流通过二极管D21向电容C22充电，给电容C21放电，电流通过二极管D1向负载RL供电，电流流过负载通过二极管D02流入变压器T2二次侧的同名端形成二次侧回路，与变压器T2一次侧电流方向一致。第二条回路，变压器T3二次侧的同名端感生出电流通过二极管D13给电容C14充电，给电容C13放电，电流通过二极管D23向电容C24充电；给电容C23放电，电流同时通过二极管D3向负载RL供电，电流流过负载通过二极管D04流入变压器T4二次侧的同名端形成二次侧回路，与变压器T4一次侧电流方向一致。此时第二功率开关S2和第四功率开关S4均导通，输入电源分别通过功率开关S2、S4向电感L2、L4充电；二极管D2、D4、D01、D03、D12、D14、D22、D24均关断。
(4)当漏感LK1、LK3电流上升至电感L1、L3电流时，二极管DVT1、DVT3关断，箝位电容CVT充电结束。此时功率开关S1、S3驱动信号到来。
(5)S1、S3开通，此时漏感LK1、LK3端电压反向，为-u0/3k，漏感LK1、LK3电流达到最大值并开始下降。该过程持续到漏感LK1、LK3电流下降至0结束。
(6)当漏感LK1、LK3电流下降至0时，变压器二次侧所有二极管均关断，功率开关S1、S2、S3、S4均导通，此状态与状态(1)一致。
之后的状态(7)到状态(10)，开关S1、开关S3的开关切换状态与开关S2、开关S4的开关切换状态相似，不再重复说明。
状态(8)与状态(3)类似，二次侧这边，第一条回路二极管D12、D22、D2、D03、D14、D24、D4、D01导通，变压器T2二次侧的同名端感生出电流通过D12给电容C13充电，给电容C12放电，电流通过二极管D22向电容C23充电，给电容C22放电，电流通过二极管D2向负载RL供电，电流流过负载通过二极管D03流入变压器T3二次侧的同名端形成二次侧回路，与变压器T3一次侧电流方向一致。第二条回路D14、D24、D4、D01导通，变压器T4二次侧的同名端感生出电流通过二极管D14给电容C11充电，给电容C14放电，电流通过二极管D24向电容C21充电；给电容C24放电，电流同时通过二极管D4向负载RL供电，电流流过负载通过二极管D01流入变压器T1二次侧的同名端形成二次侧回路，与变压器T1一次侧电流方向一致。二极管D1、D3、D02、D04、D11、D13、D21、D23均关断。
根据箝位电容CVT充放电状态的不同，可以将公共箝位电路分为3种工作状态：
(1)、二极管DVT1、DVT2、DVT3、DVT4任意一个或多个导通时，导通的二极管所对应支路的电感向箝位电容CVT充电，电感LVT通过二极管DVT向输入电源放电。
(2)、二极管DVT1、DVT2、DVT3、DVT4均关断，公共箝位电路开关SVT断开，此时箝位电容CVT既不充电也不放电。
(3)、公共箝位电路开关SVT导通，电容CVT向电感LVT放电，电感LVT充电，二极管DVT关断。
通过上述分析，180°并联交错控制方式通过四个输入电感分担输入电流，在实现高升压的同时能有效的减小元器件的电流应力。利用公共箝位电路模块，减小变压器漏感给开关管产生的电压尖峰的影响，同时将这部分能量反充给输入电源，提高了变换器的效率。且公共箝位电路与主电路解耦，可以独立工作，控制策略简单。
仿真参数：主开关S1、S2、S3、S4占空比D＝0.7，主开关频率f＝25kHz，额定功率P0＝1200W，输入电压uin＝30V，输出电压u0＝300V，变压器变比k＝1。公共箝位电路中，开关SVT开关频率f1＝50kHz，占空比D1＝0.3。
图3为开关S1、S2的驱动信号、电压，箝位电容CVT的电压波形仿真图。可以看出，在开关S1、S2断开时，其电压被电容CVT箝位住，没有产生电压尖峰。图4为输入电压uin和输出电压u0波形图。图5为开关S1、S2、S3、S4的电流波形图。图6为电感L1、L2、L3、L4的电流波形图，可以看出四个电感电流平均值相等，四个模块自动均流。图7为变压器漏感LK1、LK2、LK3、LK4的电流波形图，可以看出相邻两模块漏感电流对称，变压器功率均分。图8是电容C11、C12、C21、C22的电压波形图，四个电容电压相等。图9是变压器二次侧二极管D11、D12、D1、D2的电压波形图。图10是变压器二次侧二极管D11、D12、D1、D2的电流波形图。图11是公共箝位电路中，开关管SVT的驱动波形，电压、电流波形，还有电感LVT的电流波形图。

Claims (3)

1.一种隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器，其特征在于包括：
直流输入电源、m个模块、滤波电容C 0、负载R L 、公共箝位电路；
所述m个模块包括m个功率开关S1、S2...S m ，
m个电感L 1、L 2...L m ，
m个箝位二极管DVT1、DVT2、DVT3...DVTm ，
m个变比为1：k的高频变压器T1、T2...T m ，
nm个电容C 11、C 12...C nm ，
m(n+2)个二极管D1、D2、D3...D m 、D01、D02、D03...D0m 、D11、D12、D13...D nm ；
所述公共箝位电路包括1个开关SVT，1个电容C VT，1个电感L VT，1个二极管DVT；
该变换器还包括变压器漏感L K1、L K2...L Km ；开关漏源极寄生电容C 1、C 2...C m ；
该变换器连接方式如下：
模块1的一次侧端：电感L 1另一端分别连接变压器T1的一次侧同名端、第一功率开关S1的漏极、二极管DVT1的阳极；模块1的二次侧端：变压器T1的二次侧同名端分别连接电容C 11的一端、二极管D11的阳极、二极管D01的阴极；
所述电容C 11的另一端分别连接电容C 21的一端、二极管D21的阳极，所述电容C 21的另一端分别连接电容C 31的一端、二极管D31的阳极，所述电容C 31的另一端分别连接电容C 41的一端、二极管D41的阳极，……依次类推，电容C (n-1)1的另一端分别连接第n个电容C n1的一端、第n个二极管D n1的阳极；电容C n1的另一端连接二极管D1的阳极；
模块2的一次侧端：电感L 2另一端分别连接变压器T2的一次侧同名端、第二功率开关S2的漏极、二极管DVT2的阳极；模块2的二次侧端：变压器T2的二次侧同名端分别连接电容C 12的一端、二极管D12的阳极、二极管D02的阴极；
所述电容C 12的另一端分别连接电容C 22的一端、二极管D22的阳极，所述电容C 22的另一端分别连接电容C 32的一端、二极管D32的阳极，所述电容C 32的另一端分别连接电容C 42的一端、二极管D42的阳极，……依次类推，电容C (n-1)2的另一端分别连接第n个电容C n2的一端、第n个二极管D n2的阳极；电容C n2的另一端连接二极管D2的阳极；
以此类推到模块m，
模块m的一次侧端：电感L m 另一端分别连接变压器T m 的一次侧同名端、第 m 功率开关S m 的漏极、二极管DVTm 的阳极；模块 m 的二次侧端：变压器T m 的二次侧同名端分别连接电容C 1m 的一端、二极管D1m 的阳极、二极管D0m 的阴极；
所述电容C 1m 的另一端分别连接电容C 2m 的一端、二极管D2m 的阳极，所述电容C 2m 的另一端分别连接电容C 3m 的一端、二极管D3m 的阳极，所述电容C 3m 的另一端分别连接电容C 4m 的一端、二极管D4m 的阳极，……依次类推，电容C (n-1) m 的另一端分别连接第n个电容C nm 的一端、第n个二极管D nm 的阳极；电容C nm 的另一端连接二极管D m 的阳极；
所述公共箝位电路中，电容C VT的一端连接开关管SVT的漏极，电容C VT的另一端连接二极管DVT1的阳极，二极管DVT1阴极分别连接开关管SVT的源极、电感L VT的一端；
各个模块之间连接方式如下：
直流输入电源的负极接地；
模块1的电感L 1一端连接直流输入电源的正极，第一功率开关S1源极接地，二极管DVT1的阴极连接公共箝位电路中的电容C VT的一端；
变压器T1一次侧异名端连接变压器T2一次侧异名端，变压器T1二次侧异名端连接变压器T2二次侧异名端；二极管D11阴极连接二极D22阳极，二极管D21阴极连接D32阳极，以此类推，二极管D n1阴极连接二极管D2阳极，二极管D1阴极连接负载R L 一端、滤波电容C 0一端，二极管D01的阳极连接负载R L 另一端、滤波电容C 0另一端；
模块2的电感L 2一端连接直流输入电源的正极，第二功率开关S2源极接地，二极管DVT2的阴极连接公共箝位电路中的电容C VT的一端；
变压器T2一次侧异名端连接变压器T3一次侧异名端，变压器T2二次侧异名端连接变压器T3二次侧异名端；二极管D12阴极连接二极D23阳极，二极管D22阴极连接D33阳极，以此类推，二极管D n2阴极连接二极管D3阳极，二极管D2阴极连接负载R L 一端、滤波电容C 0一端，二极管D02的阳极连接负载R L 另一端、滤波电容C 0另一端；
以此类推到模块m：
模块m的电感Lm一端连接直流输入电源的正极，第m功率开关Sm源极接地，二极管DVT m的阴极连接公共箝位电路中的电容C VT的一端；
变压器Tm一次侧异名端连接变压器T1一次侧异名端，变压器Tm二次侧异名端连接变压器T1二次侧异名端；二极管D1 m阴极连接二极D21阳极，二极管D2 m阴极连接D31阳极，以此类推，二极管D nm 阴极连接二极管D1阳极，二极管D m 阴极连接负载R L 一端、滤波电容C 0一端，二极管D0m 的阳极连接负载R L 另一端、滤波电容C 0另一端；
公共箝位电路中电容C VT另一端接地，电感L VT另一端接直流输入电源的正极。
2.根据权利要求1所述一种隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器，其特征在于：其控制方式为：相邻功率开关之间采用交错控制策略，即每相邻两相之间开关驱动相位相差180°，公共箝位模块开关SVT动作根据电容C VT设定电压决定，需大于等于1-D，其中D为功率开关S1、S2...S m 的占空比。
3.根据权利要求1所述一种隔离型模块化带公共箝位电路的高升压DC/DC变换器，其特征在于：根据箝位电容C VT充放电状态的不同，将公共箝位电路分为3种工作状态：
（1）、二极管DVT1、DVT2、DVT3、DVT4任意一个或多个导通时，导通的二极管所对应支路的电感向箝位电容C VT充电，电感L VT通过二极管DVT向输入电源放电；
（2）、二极管DVT1、DVT2、DVT3、DVT4均关断，公共箝位电路开关SVT断开，此时箝位电容C VT既不充电也不放电；
（3）、公共箝位电路开关SVT导通，电容C VT向电感L VT放电，电感L VT充电，二极管DVT关断。
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Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4007413A (en) * 1975-12-08 1977-02-08 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Converter utilizing leakage inductance to control energy flow and improve signal waveforms
CN104796029A (zh) * 2015-01-27 2015-07-22 南通睿觅新能源科技有限公司 应用于光伏太阳能的微型逆变器
US20160365801A1 (en) * 2015-06-15 2016-12-15 Apple Inc. Systems and Methods of Operation for Power Converters having Series-Parallel Mode Active Clamps
CN106787723A (zh) * 2016-12-29 2017-05-31 三峡大学 一种多输入高升压dc/dc变换器
CN106992676A (zh) * 2017-05-27 2017-07-28 三峡大学 一种自动均流的高自由度dc/dc变换器
CN206878702U (zh) * 2017-05-27 2018-01-12 三峡大学 一种基于倍压单元的高升压dc/dc变换器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4007413A (en) * 1975-12-08 1977-02-08 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Converter utilizing leakage inductance to control energy flow and improve signal waveforms
CN104796029A (zh) * 2015-01-27 2015-07-22 南通睿觅新能源科技有限公司 应用于光伏太阳能的微型逆变器
US20160365801A1 (en) * 2015-06-15 2016-12-15 Apple Inc. Systems and Methods of Operation for Power Converters having Series-Parallel Mode Active Clamps
CN106787723A (zh) * 2016-12-29 2017-05-31 三峡大学 一种多输入高升压dc/dc变换器
CN106992676A (zh) * 2017-05-27 2017-07-28 三峡大学 一种自动均流的高自由度dc/dc变换器
CN206878702U (zh) * 2017-05-27 2018-01-12 三峡大学 一种基于倍压单元的高升压dc/dc变换器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
邾玢鑫等: "一种基于高自由度电压增益单元的高升压DC-DC变换器", 《中国电机工程学报》 *

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