JP6643423B2 - 直列−並列モードの能動的クランプを有する電力コンバータを動作するシステム及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、一般的に、電力コンバータの分野に関するもので、より詳細には、「直列−並列モード」の能動的クランプを伴うフライバックコンバータに関する。

フライバックコンバータのような分離型システムでは、入力回路（例えば、一次コントローラ）及び出力回路（例えば、二次コントローラ）が互いに電気的に／ガルバニックに接続されない。フライバックコンバータは、通常は、分離型バッテリ充電器、及び／又はスイッチモード電源用の前端ＡＣ−ＤＣ及びＤＣ−ＤＣコンバータとして使用される。例えば、通常のフライバックコンバータは、変圧器を形成するように分割されるインダクタを含むバックブーストコンバータである。変圧器の一次巻線は入力回路に結合され、そして変圧器の二次巻線は出力回路に結合され、従って、入力回路と出力回路との間に望ましい分離が与えられる。

フライバックコンバータは、特に、入力電圧変動及び出力負荷変動が大きいときに、低電力での電力変換にしばしば好ましいものである。コンポーネント数が少なく及び複雑さが低いことは、セルラーホン、ノートブックコンピュータ及び他の消費者向け電子装置のような電子装置に使用される外部の電力用アダプタにフライバックコンバータを合体する上で有益である。

アダプタが充電装置に接続されずに壁に差し込まれるとき（「スタンバイ」モードと称される）を含めて、高効率の電力用アダプタが好都合である。更に、消費者向け電子産業における小型化及び携帯化に向かう傾向は、ある動作温度を維持しつつ、そのような電力用コンバータを益々小さな体積内にパッケージすることを推し進める。しかしながら、サイズ又はコンポーネントの数が減少すると、典型的に、効率改善を達成することが困難になる。というのは、小型化を促進する高周波数の動作は、ある動作条件の下では、効率に悪影響を及ぼすからである。

従って、サイズ及び／又はコンポーネント数を減少しつつ、高い効率を可能にする改善された電力用コンバータが要望される。ここでは、漏洩エネルギーを、慣習的な能動的クランプシステムに見られるように出力負荷へ送るのではなく、入力電源へ返送する一方、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）ターンオン動作を依然達成するような改善されたフィードバックコンバータを動作するための種々の装置及び方法について述べる。

ここに述べる幾つかの実施形態では、改善型コンバータは、漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーを、制御スイッチのターンオフ時にスナバキャパシタへ転送する（即ち、従来のスナバで行われるように）。更に、改善型コンバータの実施形態は、二次回路により電力が負荷へ送られるときにスナバキャパシタに蓄積エネルギーを保持する。更に、変圧器インダクタンスに蓄積された全てのエネルギーが負荷に送られるときに、ここに述べる改善型コンバータの実施形態は、スナバキャパシタに蓄積された漏洩エネルギーを、能動的クランプ回路を通して一次巻線へ転送し始め、即ち逆方向の駆動電流を開始する。更に、ここに述べる改善型コンバータの実施形態は、全ての漏洩インダクタンスエネルギーを入力ソースに返送しつつ、電力コンバータの無条件ＺＶＳ動作に対して最小エネルギー蓄積要件が満足されることを保証するように、能動的クランプスイッチを適応的に及び／又はインテリジェントに制御する。

ＣＣＭで動作するように本質的に設計された典型的な能動的クランプフライバックコンバータを示す。 １つ以上の実施形態により、可変周波数の不連続電流モードで動作するフライバックコンバータの回路構成、及びキャパシタＣ１及びＣ３のための例示的な充電路を示す。 可変周波数モードで動作する図２のフライバックコンバータのキャパシタＣ１の例示的な放電路を示す。 可変周波数モードで動作する図２のフライバックコンバータのキャパシタＣ３の例示的な放電路を示す。 可変周波数モードで動作する図２のフライバックコンバータのゼロ電圧ターンオンを示す波形である。 可変周波数モードで動作する図２のフライバックコンバータの電源スイッチＱ１の逆方向電流を示す波形である。 図２のフライバックコンバータの電源スイッチＱ１のターンオフ時の能動的クランプへの電流転送を示す波形、及びフライバック周期の終了後又はデッドタイムの間の放電電流である。 “ｎ”個の付加的なスナバキャパシタを使用する図２の直列−並列モード能動的クランプ回路の拡張を示す。 上側の補助巻線を使用する図２の直列−並列モード能動的クランプ回路の別の実施形態を示す。 反射クランプ方法を使用する図２の直列−並列モード能動的クランプ回路の別の実施形態を示す。 １つ以上の実施形態により、不連続モードで動作する固定周波数能動的クランプフライバックコンバータの好ましい実施形態を示す。 １つ以上の実施形態により、固定周波数の不連続電流モードで動作するフライバックコンバータの回路構成、及びキャパシタＣ１及びＣ３のための例示的な充電路を示す。 固定周波数モードで動作する図１２のフライバックコンバータのキャパシタＣ１の例示的な放電路を示す。 固定周波数モードで動作する図１２のフライバックコンバータのキャパシタＣ３の例示的な放電路を示す。 固定周波数モードで動作する図２のフライバックコンバータのゼロ電圧「ターンオン」を示す波形である。 固定周波数モードで動作する図２のフライバックコンバータの電源スイッチＱ１の逆方向電流を示す波形である。 固定周波数モードで動作する図２のフライバックコンバータの電源スイッチＱ１のターンオフ時の能動的クランプへの電流転送を示す波形、及びフライバック周期の終了後又はデッドタイムの間の放電電流である。 図２のフライバックコンバータの電源スイッチＱ１及びクランプスイッチＱ２に対する２つのＰＷＭ駆動信号間の遅延を示す波形である。

電力コンバータを動作するための種々の装置及び方法についてここに述べる。より詳細には、ここに開示する実施形態は、「可変周波数」モード（漏洩インダクタンスエネルギーが出力へと再変換されそしてコンバータのメイン電源スイッチのゼロ電圧スイッチング遷移が達成されるようにスイッチング周波数が変化する）；「固定周波数」モード（フライバックコンバータのスイッチング周波数が固定である）；又は「部分固定周波数」モード（スイッチング周波数が電力コンバータの入力及び／又は出力条件に基づいて設定数の周波数の１つで動作する）；のうちの１つ以上で動作するフライバックコンバータを包含する。幾つかの例において、フライバックコンバータは、ゼロ電圧スイッチングを達成しながら前記モードの１つで動作する。

一般的に、ここに開示する技術は、慣習的なフライバックコンバータ設計では通常消散される漏洩インダクタンスエネルギーの増加回復を許すものである。又、ここに開示する実施形態は、例えば、５００ｋＨｚを越える周波数での高周波動作を許すと同時に、著しい周波数改善を達成する。これは、電力コンバータのサイズを縮小する上で役立ち、従って、将来の電力用アダプタのための超コンパクトな設計を達成する上で助けとなる。固定周波数モード又は部分固定周波数モードで動作するコンバータのような幾つかの例において、電力コンバータは、更に、所与のシステム要件に対して望ましからぬ周波数帯域を回避することにより、タッチスクリーンを有する装置のようなある電子装置の共通モードノイズ要件を満足することができる。

ここに開示する技術は、デジタルカメラ、移動電話、時計、パーソナルデータアシスタント（ＰＤＡ）、ポータブル音楽プレーヤ、モニタ、並びにデスクトップ、ラップトップ及びタブレットコンピュータのような電子システムに電力を供給する多数の分離型システムに適用することができる。

以下の説明において、説明上、本発明の概念を完全に理解するために多数の特定の細部について述べる。この説明の一部分として、本開示の図面の幾つかは、発明を不明瞭にしないために構造及び装置をブロック図形態で表わす。明瞭化のために、本明細書において実際の具現化の全ての特徴が述べられているのではない。更に、本開示に使用される言語は、分かり易さ及び操作説明的な目的で主として選択され、本発明の要旨を描写又は限定するために選択されたものではなく、そのような発明の要旨を決定するには請求項に依存することが必要である。この開示において「１つの実施形態」又は「一実施形態」を言及することは、その実施形態に関連して述べる特定の特徴、構造又は特性が本発明の少なくとも１つの具現化に包含されることを意味し、そして「１つの実施形態」又は「一実施形態」の複数の言及は、必ずしも、全部が同じ実施形態を指すものでないことを理解されたい。

典型的な能動的クランプフライバックコンバータが図１に示されている。この能動的クランプフライバックコンバータは、典型的に、連続導通モード（ＣＣＭ）動作に対して具現化されるが、そのようなフライバックコンバータは、全ライン及び負荷状態ではＣＣＭで動作することができない。例えば、低い負荷及び高い入力電圧において、フライバックは、不連続導通モード（ＤＣＭ）に入り、そしてそのような状態では、慣習的な能動的クランプ回路は、非常に非効率的なものとなる。

図１は、ＣＣＭで動作するように本質的に設計された典型的な能動的クランプフライバックコンバータ１００を示す。図１に示したように、フライバックコンバータ１００は、変圧器ＴＸ１の一次巻線Ｐ１に直列に配置された電源Ｖ１、及びその一次巻線Ｐ１と電源Ｖ１との間に結合された電源スイッチＱ１を備えている。更に、フライバックコンバータは、スナバキャパシタＣ１及びクランプスイッチＱ２の直列組み合わせより成る能動的クランプ回路を備え、クランプスイッチＱ２は、電圧ソースＶ１と電源スイッチＱ１との間で一次巻線Ｐ１に並列に接続される。変圧器ＴＸ１は、更に、１つ以上の負荷（Ｒ３で示されそしてＲ_loadと表わされた）に給電するために出力電圧Ｖ_outを与える二次巻線Ｓ１を備えている。ある例では、フライバックコンバータは、更に、二次巻線Ｓ１と直列の整流ダイオードＤ１、及び出力電圧Ｖ_outと並列のフィルタキャパシタＣ２を備えている。又、図１に示すフライバックコンバータ１００は、電源スイッチＱ１のためのゲート駆動回路（電圧ソースＶ２及び抵抗器Ｒ１を含む）、及びクランプスイッチＱ２（電圧ソースＶ３及び抵抗器Ｒ２を含む）を備えている。

典型的に、変圧器の巻線間の不完全な結合は、寄生的漏洩インダクタンスを生じ、これは、フライバックコンバータの電源スイッチＱ１が閉じている間にエネルギーを蓄積する。変圧器ＴＸ１のこの寄生的漏洩インダクタンスは、図１に、インダクタＬ１として図形表示されている。ある例において、能動的クランプ回路におけるスナバキャパシタＣ１の値は、漏洩インダクタンスＬ１の値に対して選択され、動作周波数及びスイッチング時間がターンオン時にゼロ電圧スイッチング又はソフトスイッチングを達成するようにする。ある動作条件のもとで、スナバキャパシタＣ１は、漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーを回復するのに使用されるが、この回復は、全ての入力及び出力状態にわたって生じるのではない。その結果、コンバータは、特に、ＤＣＭ動作では、負荷が軽いほど効率が悪い。

動作中に、漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーは、最初に、スナバキャパシタＣ１に転送され、次いで、スナバキャパシタＣ１と漏洩インダクタンスＬ１との間の共振動作を通して二次巻線Ｓ１へ転送される（即ち、フライバック周期が開始するや否や）。より詳細には、一次巻線Ｐ１からクランプスイッチＱ２のボディダイオードを通してスナバキャパシタＣ１にエネルギーが蓄積される。逆に、スナバキャパシタＣ１から一次巻線Ｐ１を経て二次巻線Ｓ１へエネルギーが放電され（例えば、クランプスイッチＱ２がターンオンされたとき）、そして更に、整流ダイオードＤ１を経て１つ以上のシステム負荷へ通過する。このエネルギー転送で生じるピーク電流は高く、従って、回復経路のコンポーネントにより与えられるインピーダンスによって著しい漏洩インダクタンスエネルギーが失われる。

ある例では、図１に示す能動的クランプは、境界モードにおいて、二次（即ち、出力）及び一次（即ち、入力）へのエネルギー転送の２つの個別イベントを許すことにより電源スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングを達成するように制御される。そのような制御の間に、フライバックコンバータは、ＤＣＭ及びＣＣＭモードの境界で動作し、従って、可変周波数コンバータ動作を生じさせる。

そのような具現化において、２つの電源制御スイッチ（即ち、電源スイッチＱ１及びクランプスイッチＱ２）は、漏洩インダクタンスエネルギーが出力（例えば、Ｖ_out）へと回復されそしてＤＣＭ動作でも電源スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチング遷移が達成されるように動作される。漏洩エネルギーは、「反射出力電圧」レベル、Ｖ＿ＯＲ、即ち出力ダイオードＤ１がターンオンされる間にコンバータの二次側から一次側へ反射される電圧の量までスナバキャパシタＣ１が充電した後にそこに蓄積される。反射電圧は、Ｖ＿ＯＵＴ（即ち、出力電圧）とＶ_f＿Ｄ１（即ち、出力ダイオードＤ１にまたがる順方向電圧降下）の和に（Ｎ_p／Ｎ_s）を乗じたものとして定義され、Ｎ_pは、変圧器の一次巻線の巻回数であり、そしてＮ_sは、変圧器の二次巻線の巻回数である。クランプスイッチがターンオンされると、スナバキャパシタＣ１は、漏洩インダクタンスＬ１と共に共振し、変圧器を通して出力へエネルギーを転送する。通常、Ｃ１の値は低であり、多数の共振リングが生じる。変圧器のエネルギーが負荷へ完全に転送されると、クランプスイッチＱ２を経て一次インダクタンスにまたがってＣ１が接続されるので、逆方向電流が確立される。（例えば、制御回路で決定された）所定の逆方向電流が確立されると、クランプスイッチＱ２がターンオフされる。クランプスイッチＱ２がターンオフされると、変圧器一次巻線Ｐ１の下端は、接地に向かって降下する一方、電源スイッチＱ１のドレインノードに出力キャパシタンスＣ２を放電する。ドレイン対ソース電圧を接地より若干低くクランプする間に電源スイッチＱ１のボディダイオードが導通し始めると、電源スイッチＱ１は、ゼロ電圧スイッチング（即ち、ＺＶＳ）状態においてターンオンされる。この動作のもとでは、変圧器が充電も放電もしないので、動作に「デッドタイム」はない。その結果、コンバータの動作は、「境界モード」としても知られている「遷移モード」となり、そしてコンバータは、可変周波数で動作する。ＺＶＳ動作は達成されるが、漏洩インダクタンスエネルギーの回復は、前記と同じ理由で最小である。

直列−並列モード（ＳＰＭ）能動的クランプコンバータ
図２を参照すれば、ここに述べる１つ以上の実施形態によるフライバックコンバータの回路構成が示されている。図２に示すように、フライバックコンバータ２００は、電源Ｖ１、電源スイッチＱ１、能動的クランプスイッチＱ２を含む能動的クランプ回路、第１のスナバキャパシタＣ１、第２のスナバキャパシタＣ３、第１のノードＤ２、第２のノードＤ３、及び第３のノードＤ４、並びに一次巻線Ｐ１及び二次巻線Ｓ２を有する変圧器ＴＸ１を備えている。一次巻線Ｐ１は、図２にインダクタＬ１として示された漏洩インダクタンス（前記のような）を有する。変圧器ＴＸ１の二次巻線Ｓ１は、（Ｒ_loadで表わされた）１つ以上の負荷に電力供給するために出力電圧Ｖ_outを発生する。ある例では、フライバックコンバータは、更に、二次巻線Ｐ２と直列の整流ダイオードＤ１、及び出力電圧Ｖ_outと並列のフィルタキャパシタＣ２を備えている。

図２に示すように、電源Ｖ１は、電源スイッチＱ１（電圧ソースＶ２及び抵抗器Ｒ１を含む）、及び能動的クランプ回路に直列に接続される。変圧器ＴＸ１の一次巻線Ｐ１は、電源Ｖ１と電源スイッチＱ１との間にある。能動的クランプ回路は、（電圧ソースＶ３及び抵抗器Ｒ２を含む）能動的クランプスイッチＱ２と、第１及び第２のスナバキャパシタＣ１及びＣ３、並びに第１、第２及び第３のダイオード（各々Ｄ２、Ｄ３及びＤ４）を含むネットワーク２２５との直列組み合わせを備えている。ネットワーク２２５内では、第１のダイオードＤ２が第１のスナバキャパシタＣ１と第２のスナバキャパシタＣ３との間に直列に接続される。第２のダイオードＤ３は、第２のスナバキャパシタＣ３及び第１のダイオードＤ２にまたがって並列に接続され、そして第３のダイオードＤ４は、第１のスナバキャパシタＣ１及び第１のダイオードＤ２にまたがって並列に接続される。Ｃ１、Ｃ３、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４を含むネットワーク２２５の個々の素子の動作上の役割を以下に詳細に述べる。上述したように、Ｌ１は、変圧器ＴＸ１の一次コイルＰ１の漏洩インダクタンスを含む。負荷に供給するために変圧器ＴＸ１の二次コイルＳ１へエネルギーが転送されるときには、それがダイオードＤ１を通過して、キャパシタＣ２に蓄積される。図２に示すように、出力電圧は、Ｖ_outと示された点において負荷抵抗（抵抗器Ｒ３で表わされ、Ｒ_loadと示された）にまたがって測定される。又、図２に示すフライバックコンバータ２００は、電源スイッチＱ１（電圧ソースＶ２及び抵抗器Ｒ１を含む）のためのゲートドライブ回路と、クランプスイッチＱ２（電圧ソースＶ３及び抵抗器Ｒ２を含む）も備えている。図２に示すフライバックコンバータは、それが連続導通モードに入らないように、不連続導通モードで動作するように構成される。

図８を参照すれば、図２を参照して詳細に述べた直列−並列モード能動的クランプ回路の拡張が示されている。上述した実施形態は、２つのキャパシタ及び３つのダイオードを含むスナバクランプを使用する。２つのスナバキャパシタは、直列に充電し、そして並列に放電する。この直列−並列モード能動的クランプ回路の中心的概念は、全ての利益を得るように、“ｎ”個のスナバキャパシタをそれに対応する数のダイオードと共に使用することにより、拡張される。例えば、図８のコンバータ回路８００に示すように、付加的なスナバキャパシタＣ４、並びにダイオードＤ５、Ｄ６及びＤ７が回路に使用される。特に、付加的なキャパシタＣ４がＣ３とクランプスイッチＱ２との間でスナバキャパシタＣ１及びＣ３に直列に接続される。図８に示すように、付加的なダイオードＤ５がＣ３とＣ４との間に直列に接続され、付加的なダイオードＤ６がＣ４及びＤ５にまたがって並列に接続され、そして付加的なダイオードＤ７がＣ１、Ｃ３、Ｄ２及びＤ５にまたがって並列に接続される。図８に示す３つのスナバキャパシタの構成の結果として、３つのキャパシタは、全て、直列に充電し、そして並列に放電する。この同じ原理を、図８に示すように、適当なダイオードと共に使用するときには、任意の数“ｎ”のキャパシタへ拡張することができる。

図９を参照すれば、図２を参照して詳細に上述した直列−並列モード能動的クランプ回路の、上側の補助巻線を使用する別の実施形態が示されている。図９のコンバータ回路９００に示された実施形態によれば、第２のスナバキャパシタＣ３及びダイオードＤ４が図２の回路から除去されている。それらの場所では、ダイオードＤ２が変圧器ＴＸ１の一次巻線Ｐ１と補助的な一次巻線Ｐ２との間に接続され、且つ（クランプスイッチＱ２ではなく）電源スイッチＱ１に接続される。図９に示す回路９００の動作によれば、漏洩インダクタンスからのエネルギーは、Ｄ２を通してターンオフ遷移時にスナバキャパシタＣ１へ転送される。このエネルギーは、変圧器へ転送されて戻されない。というのは、補助巻線により与えられるカソードノードにおける非常に高い反射電圧のためダイオードＤ３が逆方向バイアスされるからである。２つの一次巻線Ｐ１及びＰ２の巻回数が等しい場合、及び一次巻線Ｐ１にまたがる反射電圧が８０Ｖである場合には、クランプスイッチＱ２のソースノードにおける反射電圧がＶ_inに対して１６０Ｖとなる。従って、スナバキャパシタＣ１からの電流は、クランプスイッチＱ２を通してエネルギーを転送しない。変圧器のエネルギーが放電され、そして電源スイッチＱ１のドレインノードにおける等価キャパシタンスで共振を開始するときは、図２を参照して述べたのと同様に、即ちＤ３及びＱ２を通して、エネルギー転送が開始される。一次巻線及び補助的な一次巻線の巻回比は、回路の最適化中に変更できる。

図１０を参照すれば、図２を参照して詳細に上述した直列−並列モード能動的クランプ回路の、反射クランプ方法を使用する別の実施形態が示されている。図１０のコンバータ回路１０００に示された実施形態によれば、図９を参照して上述した直列−並列モード能動的クランプ回路と同じ目的を達成するために下側の補助巻線（Ｐ２）が使用される。図１０に示す実施形態によれば、電源スイッチＱ１は、上側の一次巻線Ｐ１に接続され、そしてクランプスイッチＱ２は、下側の補助一次巻線Ｐ２に接続される。反射クランプは、直列に接続されたスナバキャパシタＣ１、ダイオードＤ２及びスナバキャパシタＣ２；Ｃ２及びＤ２にまたがって並列に接続されたダイオードＤ１；並びにＣ１及びＤ２にまたがって並列に接続されたダイオードＤ３；を備えている。出力ダイオード及び出力キャパシタは、各々、Ｄ４及びＣ３と示されている。下側の補助巻線Ｐ２は、一次巻線Ｐ１と同じ巻回数を有してもよいし、又は異なる数でもよい。図１０のダイオードは、ショットキーダイオードとして示されているが、そのような選択は厳密に必要とされず、所与の具現化に対して適当なダイオードが選択されてもよい。ある実施形態では、同期整流も使用できる。

回路１０００で示された別の実施形態には、２つの関連する観点がある。その第１は、漏洩インダクタンスエネルギーの回復であり、そしてその第２は、電源スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングである。回路１０００で示されるこの別の実施形態は、ＺＶＳの第２の観点を達成するが、漏洩エネルギー回復の程度は、一次巻線Ｐ１と補助巻線Ｐ２との間の結合に依存する。漏洩がゼロである場合には、図２に示す主たる実施形態と同じ性能を達成するが、そのようなゼロ漏洩は、実際的でない。Ｐ１及びＰ２が同じ数の巻回を使用しそしてバイフィラー形態で巻かれる場合には、漏洩が最低となり、著しい量の漏洩エネルギーを回復することができる。図１０を参照して述べる実施形態の１つの効果は、クランプスイッチＱ２のためのドライブが下側に配置され、従って、一体型コントローラを通して具現化することが容易であることによる使い易さである。又、これは、制御回路の全体的なコストの減少にもなる。

図２、８、９及び１０を参照して上述したフライバックコンバータは、ここでは「直列−並列モード能動的クランプコンバータ」と称され、以下に詳細に述べるように、多数のモードの１つで動作するように構成される。

可変周波数動作
図２の回路２００で示された例示的な実施形態に戻ると、電源スイッチＱ１のオン時間中に、変圧器ＴＸ１の一次巻線（Ｐ１）に電流が流れて、一次インダクタンスにエネルギーを蓄積する。電源スイッチＱ１がターンオフすると、制御ループによってセットされた瞬間に、漏洩エネルギーは、クランプスイッチＱ２のボディダイオード及びダイオードＤ２を通して２つのスナバキャパシタ、即ちＣ１及びＣ３の直列接続体へ転送される。制御スキームは、クランプスイッチＱ２がこの遷移中にそのボディダイオードを通して電流が流れるときにターンオンするように設計される。ある実施形態では、Ｃ１及びＣ３の値が同じであるように選択され、その結果、各キャパシタに蓄積されるエネルギー及び電圧は半分となる。

スナバキャパシタの合計蓄積エネルギーは、Ｅ_snubber＝０．５×［(Ｃ１×Ｖ_c1 ²)＋(Ｃ３×Ｖ_c3 ²)］であり、ここで、Ｃ１及びＣ３は、各キャパシタの値であり、Ｖ_c1及びＶ_c3は、フライバック周期中にそれらにまたがる電圧である。

各キャパシタの電圧は、反射出力電圧の半分と、漏洩エネルギーによる誘起スナバ電圧の半分との和である。従って、電圧Ｖ_c1及びＶ_c3の合計は、常に、エネルギーが負荷に与えられるときの出力反射電圧以上である。

出力反射電圧（Ｖ＿ＯＲ）は、Ｖ＿ＯＲ＝（Ｖ＿ＯＵＴ＋Ｖｆ＿Ｄ１）×Ｎｐ／Ｎｓによって与えられ、ここで、Ｖｆ＿Ｄ１は、整流ダイオードＤ１の順方向電圧降下であり、Ｎｐ／Ｎｓは、変圧器巻回比である。従って、スナバキャパシタＣ１及びＣ３の各々は、Ｖ＿ＯＲレベルの半分と、漏洩インダクタンスエネルギーの半分に対応する付加的な電圧レベルとの和まで充電する。それ故、Ｖ＿ＯＲの値は、漏洩インダクタンスエネルギーが負荷に比例する間は、全ての負荷において実質的に一定のままである。

全ての漏洩エネルギーが、フライバック周期の始めに、スナバキャパシタＣ１及びＣ３の直列組合せ体へ転送されると、それらは、慣習的な能動的クランプとは異なり、変圧器の一次から瞬間的に非接続（disconnect）にされる。これは、直列ダイオードＤ２の存在によるものである。Ｃ１、Ｃ３、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４の全ネットワーク（破線２２５内に示された）は、回路の他部分から効果的に非接続（disconnect）にされる。Ｃ２及びＣ３の充電電圧は、反射電圧のほぼ半分であるから、ダイオードＤ３及びＤ４は、逆方向バイアスされる。それらは、変圧器のインダクタンスに蓄積されたエネルギーが負荷に完全に送られたとき、及び電源スイッチＱ１のドレインノードの電圧がＤ３及びＤ４を順方向バイアスするに充分な低いレベルへ下がったときだけ、導通することができる。

変圧器ＴＸ１が充電も放電もしない「デッドタイム」と称される期間中に、一次インダクタンスは、電源スイッチＱ１のドレインノードにおいて効果的なキャパシタンスで共振を開始する。一次インダクタンスにまたがる降下する電圧がスナバキャパシタＣ１及びＣ２の各々にまたがる電圧に等しいとき、それらは、各々、Ｑ２及びＤ３／Ｄ４を経て一次インダクタンスにまたがって接続される。これらのキャパシタに蓄積される電圧は、一次巻線に、下端から上端に向かって共振的に逆方向電流を確立し始める。この時間中に、各キャパシタにまたがる電圧が反射電圧の半分に等しいレベルに下降するとき、全ての蓄積漏洩エネルギーが一次巻線に転送される。通常、高い負荷では、そのような漏洩エネルギーが実質的なものとなり、ここで、Ｃ１及びＣ３にまたがるこの電圧レベルにおいて、制御回路がクランプスイッチＱ２をターンオフする。これは、変圧器の一次インダクタンスに確立される電流を遮断し、そしてその下端は、接地に向かって下降し始める。やがて、例えば、ＭＯＳＦＥＴで具現化される電源スイッチＱ１のボディダイオードがラッチし、そして制御回路は、電源スイッチＱ１をＺＶＳモードでターンオンする。短期間中に、電源スイッチＱ１のソースからドレインへと電流が流れ続けて、それを同期整流器として動作し、やがて、一次巻線へ転送された全ての漏洩インダクタンスエネルギーが入力ソースに返送される。次いで、一次巻線における電流の方向が逆転し、そして次のサイクルで負荷に電力を供給するためのエネルギー蓄積動作を開始する。

この動作は、１サイクルにおけるスナバキャパシタの充電及び放電経路を示す矢印２０５／２１０／２１５／２２０によって効果的に示される。先ず、Ｃ１及びＣ３は、フライバック周期の始めに直列モードで充電しつつ、漏洩インダクタンスエネルギーを蓄積し、そしてクランプスイッチＱ２がこの充電周期中にターンオンされる。Ｄ２は、フライバック周期中一次巻線へのクランプスイッチＱ２を通る逆方向電流をブロックすることに注意されたい。Ｃ１、Ｃ３、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４のネットワーク（破線２２５）は、Ｃ１及びＣ３の充電が完了すると、フライバック周期の残りの時間中は動作しない。

図３を参照すれば、コンバータ３００のキャパシタＣ１に対する例示的な放電経路が示されている。矢印３０５−３４０で示したように、Ｃ１は、Ｄ３及びＱ２を通して一次巻線にまたがって、放電中に正の下部ノードで適用される。

図４を参照すれば、コンバータ４００のキャパシタＣ３のための例示的な放電経路が示されている。矢印４０５−４４０で示したように、Ｃ３は、Ｑ２及びＤ４を通して一次巻線にまたがって、放電中に正の下部ノードで適用される。

従って、図３及び４に各々示す放電経路から明らかなように、放電中に、Ｃ１及びＣ３が一次巻線にまたがって並列に効果的に接続され、そして並列モードで一次巻線へエネルギーを転送して戻す。合計有効キャパシタンス及び一次インダクタンスの組合せで共振タンク回路が形成され、そして２つのキャパシタＣ１及びＣ３は、一次インダクタンスへエネルギーを共振状態で転送する。従って、スナバキャパシタＣ１及びＣ３は、直列モードで充電し、そして並列モードで放電して、これを直列−並列モードの能動的クランプとする。

慣習的な能動的クランプと、ここに開示する直列−並列モード能動的クランプ実施形態との間の幾つかの相違について、実施例を通して以下に説明する。３００ＶＤＣ入力及び５ＶＤＣ出力で動作するＤＣＭフライバックコンバータ変圧器について考える。この例では、変圧器の巻回比Ｎｐ：Ｎｓは、１４：１である。整流器の順方向電圧降下が０．７Ｖであると仮定すれば、整流された電圧Ｖ＿ＯＲは、１４×５．７＝７９．８Ｖであり、簡単化のために約８０Ｖとする。図１に回路１００で示されたような慣習的な能動的クランプにおいて、ＤＣＭフライバック中に、スナバキャパシタは、少なくとも、この反射電圧レベルの８０Ｖまで充電される。スナバキャパシタにまたがる電圧は、より高い負荷では漏洩インダクタンスエネルギーがそこに投げ込まれるために更に上昇する。この例では、電圧レベルが漏洩エネルギーのため１００Ｖになりそして能動的クランプスイッチＭＯＳＦＥＴがターンオンすると仮定する。二次整流器が負荷にエネルギーを供給し始めると、反射電圧は、８０Ｖであり、そしてスナバキャパシタ電圧は、１００Ｖである。従って、逆方向の２０Ｖ（即ち、１００Ｖ−８０Ｖ）がクランプスイッチＱ２を通して漏洩インダクタンスにまたがって印加される。スナバキャパシタと漏洩インダクタンスとの間に共振が生じ、変圧器の一次側にその下端から上端へ多量の電流が流れ、従って、このエネルギーを、巻線の極性のために「順方向変圧器動作」により二次側へ転送する。漏洩インダクタンスの値は非常に低いので、この共振周波数は高く、複数の共振が生じて、エネルギーをスナバキャパシタにおいて前後に送出し、そしてこのプロセスでは、一次及び二次巻線の抵抗及びクランプスイッチＱ２に高い電力ロスを引き起こす。

対照的に、ここに開示する改善された実施形態では、直列キャパシタンスにおける合計電荷は、キャパシタンスの合成値が元の基準と同じであると仮定すれば、同じ設計パラメータに対して同一である。換言すれば、Ｃ１及びＣ３は、キャパシタンスが２倍であるが、電圧定格は半分であり、参照した従来の実施形態と同じキャパシタンスを達成する。しかしながら、１００Ｖに充電した後に、各キャパシタの電圧は５０Ｖであり、それらは、放電路を描く図３及び４に示されたように並列に個々に動作する。従って、各々５０Ｖに充電されて並列に動作するこれら２つのキャパシタは、変圧器の下端の８０Ｖの反射電圧に接続される。これは、直列ダイオードＤ３及びＤ４を逆方向バイアスさせ、クランプスイッチＱ２がターンオンしても、スナバキャパシタから電流が流れない。

フライバックコンバータの磁化インダクタンスに蓄積されたエネルギーが負荷に完全に送られると、変圧器の下端は、Ｖ_in＋Ｖ＿ＯＲ（３００Ｖ＋８０Ｖ＝３８０Ｖ）のレベルからＶ_inレベルに向かって降下し始め、これは、デッドタイム中のＤＣＭフライバックリンギングと同じである。この遷移において、変圧器一次の下部ノードが（Ｖ_in＋Ｖ_c1）又は（Ｖ_in＋Ｖ_c3）、或いはこのケースでは約３５０Ｖに到達すると、一次の下端は、上端より５０Ｖ高く、そしてＣ１／Ｃ３は、一次巻線にまたがって一次巻線の下部の正の端及び上部の負の端と並列に接続される。次いで、電流がキャパシタから一次巻線へ共振状態で流れ始めるが、今度は、共振周波数が非常に低く、これは、一次の磁化インダクタンス及びスナバキャパシタンスのタンク回路により指令される。これは、能動的周期における電力蓄積に比して逆方向に（即ち、下端から上端へ）一次巻線に電流を確立し始める。各キャパシタが５０Ｖから４０Ｖへ（即ち、Ｖ_peakから1/2 Ｖ＿ＯＲへ）放電するときに、一次側への漏洩インダクタンスエネルギー転送が完了する。次いで、一次における逆方向の電圧確立が、必要な遷移時間内に電源スイッチＱ１のドレインノードのキャパシタンスを完全に放電するに充分である場合には、クランプスイッチＱ２がターンオフする。最終的に、電源スイッチＱ１は、ＺＶＳモードでターンオンし、そして動作が繰り返される。

上述したように、スナバキャパシタの充電電圧は、本質的に、蓄積された漏洩インダクタンスエネルギーが電源スイッチＱ１のためのＺＶＳを達成するのに充分でないときに、Ｖ_peakと1/2 Ｖ＿ＯＲとの間を移動し、即ち全負荷レベルから、定義された低い負荷レベルへ移動する。その負荷レベル以下から、Ｃ１及びＣ３は、ＺＶＳを達成するに充分な電流が一次インダクタンスに確立されるまで、更に放電することが許され、即ち1/2 Ｖ＿ＯＲ以下に放電することが許される。

従って、クランプスイッチＱ２をターンオフするためには２つの条件を満足しなければならない。条件１：各スナバキャパシタにまたがる電圧が所定のスレッシュホールド、例えば、1/2 Ｖ＿ＯＲへ降下する。ある実施形態では、この所定のスレッシュホールドは、例えば、コンバータのコンポーネントが特別な電圧ストレスを取り扱いできる場合には、1/2 Ｖ＿ＯＲより高くてもよい。他の実施形態では、所定のスレッシュホールドは、例えば、所与の具現化において僅かに低い性能が受け容れられる場合には、1/2 Ｖ＿ＯＲより低くてもよい。（この条件は、キャパシタにまたがる電圧を直接的又は間接的に監視することにより実施される。例えば、補助バイアス巻線にまたがる降下電圧を監視して、スナバキャパシタにまたがる対応電圧を検出する。補助巻線が１２Ｖバイアスを与える場合、例えば、所定のスレッシュホールドが1/2 Ｖ＿ＯＲレベルにセットされたと仮定すれば、巻線の電圧は、クランプスイッチＱ２がターンオフされる前に少なくとも６Ｖレベルまで降下しなければならない。）条件２：例えば、設計上プリセットされる最小電流が変圧器の一次巻線に確立されねばならない。これは、一次巻線Ｐ１又はクランプスイッチＱ２における逆方向電流を感知することにより達成できる。

前記両方の条件は、非常に簡単なやり方で満足されてもよく、例えば、電力コンバータを校正することにより満足されてもよい。電力コンバータが設計され製造されると、漏洩エネルギーがＺＶＳを達成するのに充分であるときに最低負荷レベルをチェックするために校正が行われる。従って、クランプスイッチＱ２は、Ｃ１及びＣ３の電圧がこの負荷に対して1/2 Ｖ＿ＯＲレベルへ降下するまでオンに保たれる。これより低い負荷レベルでは、放電電圧スレッシュホールドは、校正データに基づいて徐々に下げられる。両方の条件が満足されると、クランプスイッチＱ２がターンオフされ、その後、ＺＶＳが電源スイッチＱ１をターンオンし、次いで、電力サイクルが始まる。これは、全入力電圧及び出力負荷範囲にわたりＺＶＳ動作を保証する一方、エネルギーの循環を最適レベルに保持する。前記フライバックコンバータ実施形態の前記動作は、本質的に、電源スイッチＱ１のターンオン及びクランプスイッチＱ２のターンオフが動作条件により指令され、固定クロックにより指令されるのではない「可変周波数」動作を生じる。

可変周波数動作の例示的な波形
図５を参照すれば、ゼロ電圧「ターンオン」を表わす波形が示されている。特に、波形５００は、ＶｄｓＱ１、即ち電源スイッチＱ１のドレイン対ソース電圧を表わし、そして波形５０５は、ＶｇｓＱ１、即ち電源スイッチＱ１のゲート対ソース電圧を表す。図５から、それらの波形において、ゲート対ソース電圧（５０５）が電源スイッチＱ１のターンオンスレッシュホールドに到達したときに、ドレイン対ソース電圧（５００）がゼロ電圧レベルより低いことが明確に分かる。

図６を参照すれば、ドレインノードの反射キャパシタンスを放電した電源スイッチＱ１における逆方向電流を表わす波形が示されている。特に、ＶｄｓＱ１（波形６００）及びＩｄＱ１、即ち電源スイッチＱ１に流れる電流（波形６０５）は、ドレインノードの反射キャパシタンスを放電した電源スイッチＱ１における逆方向電流を示している。ＤＣＭフライバックコンバータにおいて通常見られるデッドタイム中のリンギングは、波形６００の傾斜・平坦エリアで示すように除去される。

図７を参照すれば、電源スイッチＱ１のターンオフ時の能動的クランプへの電流転送、並びにフライバック周期の終了後又はデッドタイム中の放電電流を表わす波形が示されている。Ｖｄｓ＿Ｑ１は、波形７００で表わされ、そしてＩｄ＿Ｑ２、即ちクランプスイッチＱ２に流れる電流は、波形７０５で表わされている。

固定周波数動作
この時点までに述べた実施形態は、可変周波数モードで動作する高効率の可変周波数フライバックコンバータを教示している。高効率の電力コンバータは、多数の具現化において望まれるものであるが、そのようなコンバータにより給電される装置に使用される特定の特徴による電力変換には、幾つかの制約が課せられる。例えば、近代的な移動電話及びタブレット装置に使用される「マルチタッチ」技術は、特定の周波数帯域において非常に低い共通モードノイズ注入を要求する。この要求は、そのような周波数帯域、又は少なくともそれらの帯域からのコンバータの基本的なスイッチング周波数におけるコンバータの動作を思い留まらせる。その結果、上述した可変周波数モードコンバータの実施形態は、非常に高い効率を与えるが、特定の周波数帯域に敏感なシステムを駆動することが予想されるようなある電力用アダプタに使用することはできない。従って、以下に述べる実施形態は、固定動作周波数において高効率の不連続モードフライバックコンバータ設計を許す変更された動作方法を有するシステムを包含する。

連続導通モード（ＣＣＭ）フライバックコンバータのための能動的クランプを具現化することは、この分野で知られている。しかしながら、そのようなフライバックコンバータは、多くの場合、全てのライン及び負荷条件においてＣＣＭで動作することができない。低い負荷及び高い入力電圧において、例えば、フライバックが常にＤＣＭに入り、そしてそのような状態において、慣習的な能動的クランプとして動作することは、非常に非効率的である。上述したように、図１は、本質的にＣＣＭで動作するように設計された典型的な能動的クランプフライバックコンバータを示している。

上述した図１の回路の特性に加えて、ＤＣＭモードでは、スナバキャパシタに蓄積された全ての漏洩エネルギーを放出した後に、それに蓄積された反射電圧電荷は、クランプスイッチＱ２を通して一次巻線にまたがって直接印加されることにも注意されたい。従って、変圧器に蓄積された全てのエネルギーを負荷に供給した後に、一次インダクタンスには逆方向電流が急速に確立される。この逆方向電流は、軽い負荷において実質的なものとなり、そして循環電流のために効率を低下させ得る。

ここに述べる直列−並列モードの能動的クランプを伴うフライバックコンバータの固定周波数実施形態は、高効率の電力変換を達成することに焦点をおく一方、ある電子装置により課せられるマルチタッチ共通モードノイズ要求を満足させる。固定周波数実施形態の動作原理は、可変周波数実施形態の動作と同様であるが、幾つかの変更を伴う。

固定周波数実施形態の中心的な動作原理は、次のことを含む。
１）漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーを、制御スイッチのターンオフの瞬間にスナバキャパシタへ転送する（即ち、従来のスナバの振舞いと同様に）。
２）二次回路により電力が負荷に供給されるときスナバキャパシタにこの蓄積エネルギーを保持する。
３）変圧器のインダクタンスに蓄積された全てのエネルギーが負荷に供給されたとき、スナバキャパシタに蓄積された漏洩エネルギーの、一次巻線への転送を、逆方向の駆動電流により、能動的クランプスイッチを通して開始する。
４）蓄積された漏洩エネルギーが一次巻線へ転送された後も、（スイッチング動作周期により指令される）固定の所定のターンオフの瞬間までスナバキャパシタを放電し続け、そしてそのような周期中に一次インダクタンスにまたがる反射電圧の半分以下（又はどんな望ましいスレッシュホールドが選択されても）を印加する。
５）次のスイッチングサイクルを開始する前に所定の時間に能動的クランプスイッチをターンオフする。

図１１は、ある実施形態により不連続導通モードで動作するように構成された固定周波数の能動的クランプフライバックコンバータ１１００の好ましい実施形態を示している。上述した図２と同様に、Ｑ１は電源スイッチであり、Ｑ２はクランプスイッチであり、Ｃ１及びＣ３はスナバキャパシタであり、そしてＬ１は漏洩インダクタンスを表わす。図１１の回路のトポロジー及び動作原理は、上述した図２の回路の動作原理とほぼ同じであるが、動作方法及びそれにより生じる２つの回路の振舞いは異なるものである。

特に、変圧器インダクタンスに蓄積された全てのエネルギーが出力へ供給された後に、一次インダクタンスは、電源スイッチＱ１のドレインノードにおいて有効キャパシタンスで共振を開始し、そのノードにおける電圧を降下させる。一次巻線にまたがるこの降下する電圧がスナバキャパシタＣ１及びＣ３の各々にまたがる電圧に等しいとき、それらは、各々、Ｑ２及びＤ３／Ｄ４を通して一次巻線にまたがって接続される。スナバキャパシタに蓄積された電荷は、一次巻線においてその下端から上端に向かって共振状態で逆方向電流を確立し始める。この時間中に、各キャパシタにまたがる電圧が反射電圧の半分に等しいレベルまで降下すると（又はどんな望ましいスレッシュホールドが選択されても）、蓄積された全ての漏洩エネルギーは、一次巻線へ転送される。この逆方向電流は、スナバキャパシタに蓄積されたエネルギーを引き出すことで確立され続ける。慣習的な能動的クランプでは、全反射電圧が一次インダクタンスに印加される。しかしながら、ここに開示される改善型実施形態では、漏洩エネルギーの転送後に、一次インダクタンスに印加された電圧は、値が半分になり、従って、それにより生じる循環電流は、非常に低い。

固定周波数フライバックコンバータでは、全スイッチング期間が固定され、そして電源スイッチＱ１の「オン時間」は、負荷需要に基づいてエラー増幅器によって制御される。クランプスイッチＱ２の制御ゲートドライブは、例えば、パルス巾変調（ＰＷＭ）エンジンにより決定される電源スイッチＱ１の次のターンオン動作より短時間前にターンオフされるように設定される。この短い遅延期間は、電源スイッチＱ１のドレイン対ソース電圧がゼロまで降下しそして電流をその真性ボディダイオードへ転送するのを許すに充分であるように設定される。クランプスイッチＱ２がターンオフされると、一次巻線に確立される逆方向電流を遮断し、電源スイッチＱ１のドレインノードを接地に向かって降下させる。遅延時間は、設計上のニーズで要求される全ての望ましい入力及び負荷条件において電源スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングを達成するように設定される。

従って、電源スイッチＱ１は、それに続くスイッチングサイクルにおいてそのボディダイオードが逆方向電流を導通するときにＰＷＭ制御によりターンオンされる。短い期間中、電源スイッチＱ１は、同期整流器（ＳＲ）として動作し、やがて、その電流極性が逆転し、そして一次巻線のインダクタンスに正の電流が確立し始め、負荷需要を満足させる。

この動作は、１つのサイクルにおけるスナバキャパシタの充電経路を指示する矢印１２０５／１２１０／１２１５／１２２０により、図１２の回路１２００に有効に示されている。特に、Ｃ１及びＣ３は、フライバック周期の始めに直列モードで充電しつつ漏洩インダクタンスエネルギーを蓄積し、そしてクランプスイッチＱ２は、この充電周期中にターンオンされる。Ｄ２は、フライバック周期中にクランプスイッチＱ２を通して一次巻線へ戻る逆方向電流をブロックすることに注意されたい。Ｃ１、Ｃ３、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４のネットワークは、Ｃ１及びＣ３の充電が完了すると、フライバック周期の残り時間中には動作しない。

図１３を参照すれば、コンバータ回路１３００のスナバキャパシタＣ１の例示的な放電経路が示されている。矢印１３０５−１３４０で示すように、Ｃ１は、Ｄ３及びＱ２を通して一次巻線にまたがって、正の下部ノードで適用される。

図１４を参照すれば、コンバータ回路１４００のスナバキャパシタＣ３の例示的な放電経路が示されている。矢印１４０５−１４３０で示すように、Ｃ３は、Ｑ２及びＤ４を通して一次巻線にまたがって、正の下部ノードで適用される。

従って、図１３及び１４に各々示す放電経路から明らかなように、放電中に、Ｃ１及びＣ３は、一次巻線にまたがって並列に有効に接続され、そして一次側へ並列モードでエネルギーを転送する。従って、スナバキャパシタＣ１及びＣ３は、直列モードで充電し、そして並列モードで放電し、これを直列−並列モード能動的クランプにする。

慣習的な能動的クランプでは、変圧器に蓄積された全てのエネルギーが出力へ送られると、スナバキャパシタが一次巻線において逆方向電流を駆動し始める。従って、一次側に印加される電圧は、反射電圧に等しくなる。対照的に、ここに開示する改善型固定周波数実施形態では、キャパシタンスの合成値が元の基準と同じであると仮定すれば、直列キャパシタンスの合計電荷が同じ設計パラメータに対して同じになる。換言すれば、Ｃ１及びＣ３は、キャパシタンスが２倍であるが、電圧定格は半分であり、ここに述べる改善の利益を伴わない従来の充電器設計と同じ等価キャパシタンスを達成する。

しかしながら、例示的な電圧１００Ｖに充電した後に、各キャパシタＣ１／Ｃ３の電圧は５０Ｖであり、それらは、放電路を描く図１３及び１４に示されたように並列に個々に動作する。従って、各々５０Ｖに充電されて並列に動作するこれら２つのキャパシタは、変圧器の下端の８０Ｖの反射電圧に接続される。これは、直列ダイオードＤ３及びＤ４を逆方向バイアスさせ、クランプスイッチＱ２がターンオンしても、スナバキャパシタから電流が流れない。フライバックコンバータの磁化インダクタンスに蓄積されたエネルギーが負荷に完全に送られると、変圧器の下端は、Ｖ_in＋Ｖ＿ＯＲ（例えば、３００Ｖ＋８０Ｖ＝３８０Ｖ）のレベルからＶ_inレベルに向かって降下し始め、これは、デッドタイム中のＤＣＭフライバックリンギングと同じである。この遷移において、変圧器一次側の下部ノードが（Ｖ_in＋Ｖ_c1）又は（Ｖ_in＋Ｖ_c3）、或いはこのケースでは約３５０Ｖに到達すると、一次側の下端は、上端より５０Ｖ高く、そしてＣ１／Ｃ３は、一次巻線にまたがって一次巻線の下部の正の端及び上部の負の端と並列に接続される。

次いで、電流がキャパシタから一次巻線へ共振状態で流れ始めるが、今度は、共振周波数が非常に低く、これは、一次の磁化インダクタンス及びスナバキャパシタンスのタンク回路により指令される。これは、能動的周期における電力蓄積に比して逆方向に（即ち、下端から上端へ）一次巻線に電流を確立し始める。各キャパシタが５０Ｖから４０Ｖへ（即ち、Ｖ_peakから1/2 Ｖ＿ＯＲへ）放電するときに、一次側への漏洩インダクタンスエネルギー転送が完了する。電流は、更に、一次巻線において確立し続けるが、今度は、一次巻線に印加される電圧が４０Ｖしかなく、即ち図１の慣習的な能動的クランプで経験されるものの半分である。上述したように、クランプスイッチＱ２は、電源スイッチＱ１の次のターンオンインスタンスの前に設計上決定された短い時間中ターンオフされ、電源スイッチＱ１のドレインノードがゼロより低く降下するのを許す。最終的に、電源スイッチＱ１は、ＺＶＳモードにおいてターンオンされ、そして全動作が繰り返される。

固定周波数動作のための例示的な波形
図１５を参照すれば、ゼロ電圧「ターンオン」を描く波形が示されている。波形１５００は、Ｖ_dsＱ１、即ち電源スイッチＱ１のドレイン対ソース電圧を表し、そして波形１５０５は、Ｖ_gsＱ１、即ち電源スイッチＱ１のゲート対ソース電圧を表す。図１５から、ゲート対ソース電圧（１５０５）が電源スイッチＱ１のターンオンスレッシュホールドに到達するときにドレイン対ソース電圧（１５００）がゼロ電圧レベルより低いことが波形において明確に分かる。

図１６を参照すれば、ドレインノードにおいて反射キャパシタンスを放電した電源スイッチＱ１の逆方向電流を表わす波形が示されている。特に、Ｖ_dsＱ１（波形１６００）、及びＩ_dＱ１、即ち電源スイッチＱ１に流れる電流（波形１６０６）は、ドレインノードにおいて反射キャパシタンスを放電した電源スイッチＱ１の逆方向電流を示している。ＤＣＭフライバックコンバータに通常見られるデッドタイム中のリンギングは、波形１６００の傾斜・平坦エリアで示すように除去される。

図１７を参照すれば、電源スイッチＱ１のターンオフ時の能動的クランプへの電流転送、並びにフライバック周期の終了後又はデッドタイム中の放電電流を表わす波形が示されている。Ｖ_ds＿Ｑ１は、波形１７００で表わされ、そしてＩ_d＿Ｑ２、即ちクランプスイッチＱ２に流れる電流は、波形１７０５で表わされている。図５から７は、図１５から１７と同様に見えるが、電源スイッチＱ１のためのゲートドライブ回路の始動は、異なる原理により指令される。図１５から１７において、電源スイッチＱ１は、固定時間（即ち、固定周波数）で指令されてターンオンし、一方、図５から７において、電源スイッチＱ１のターンオンは、可変周波数動作を与える異なるルールセットにより指令される。

図１８を参照すれば、電源スイッチＱ１及びクランプスイッチＱ２のための２つのＰＷＭドライブ信号間の遅延を表わす波形が示されている。電源スイッチＱ１のドライブ信号は、波形１８００で表され、そしてクランプスイッチＱ２のドライブ信号は、波形１８０５で表される。図１８に示したように、電源スイッチＱ１のドライブ信号が高い時間周期と、クランプスイッチＱ２のドライブ信号が高い時間周期との間には、ある程度の遅延がある。

固定周波数動作の実施形態の適応制御
ある実施形態によれば、上述した高効率の固定周波数ＤＣＭフライバックコンバータの性能は、アナログ制御回路のスタティック性質ではなく、デジタル制御回路の適応能力を使用しつつ、固定周波数動作の利益を依然保持することにより、改善することができる。

デジタル制御は、例えば、動作条件に適応させる能力によりアナログ制御に勝る顕著な利益をもたらし、非直線的制御を具現化し、且つ最良の結果のための性能を構成する。他方、アナログ制御は、スタティックであり、全ての条件を固定設計においてセットとして取り扱う。コンピューティング又はテレコミュニケーション装置のようなハイエンド電源システムにデジタル制御を使用することは、今日では極めて普通である。マイクロプロセッサの継続的コスト減少は、消費者向け用途において魅力的である。低電力バッテリ充電器又はＵＳＢアダプタであっても、デジタル制御の観点から有益である。従って、以下に述べる実施形態は、より高い性能レベルを達成するために、固定周波数のＤＣＭフライバックコンバータの性能を、オンザフライで、即ちデジタル制御を使用してある動作状態を検出することで、どのように最適化するか教示するものである。

インテリジェントな最適化の「適応制御」実施形態は、図２の回路２００に例示的形態で示されて上述されたように、固定周波数ＤＣＭフライバックコンバータの動作に適用される。前記のように、電源スイッチＱ１及びクランプスイッチＱ２は、スイッチング遷移中の短い遅延を除き、実質的に相補的モードで動作する。回路の詳細な動作を、次の例示的動作サイクルにおいて要約する。
１）電源スイッチＱ１のオン時間は、出力調整メカニズムにより制御され、そしてオン時間中に変圧器の一次インダクタンスにエネルギーが蓄積される。
２）電源スイッチＱ１がターンオフすると、漏洩インダクタンスエネルギーがスナバキャパシタＣ１及びＣ３へ供給され、そして蓄積エネルギーの残りがフライバック周期中に出力に供給される。
３）充電時に、スナバキャパシタＣ１及びＣ３は、エネルギー放出流に変圧器の一次巻線から実質的に非接続（disconnect）にされる。
４）変圧器の全てのエネルギーが尽きると、一次巻線にまたがるフライバック電圧が降下し始め、そしてスナバキャパシタＣ１及びＣ３の各々にまたがる電圧に等しくなったときに、漏洩エネルギーが、そこに確立される逆方向電流のために一次インダクタンスへ転送される。
５）スナバキャパシタに蓄積された全ての漏洩エネルギーが一次側へ転送された後に、逆方向電流は、クランプスイッチＱ２のオン時間中確立し続ける。
６）クランプスイッチＱ２は、電源スイッチＱ１の次のターンオンサイクルの所定時間前にターンオフし、そして一次巻線に蓄積された逆方向エネルギーは、電源スイッチＱ１のボディダイオードの導通により入力ソースに返送される。
７）次のサイクルに、電源スイッチＱ１は、それにまたがる電圧が実質的にゼロであるときにターンオンされ、そして動作が繰り返される。

前記例示的な動作サイクルにおいて、スナバキャパシタに蓄積された漏洩インダクタンスエネルギーを回復することは、高い効率を達成するための１つの観点であることに注意されたい。しかしながら、それを達成した後に、スナバキャパシタに蓄積された過剰エネルギーを入力ソースに転送すると、例えば、電流循環のために付加的な電力ロスを生じることがある。ここに述べる実施形態は、慣習的なＤＣＭフライバックコンバータより著しく高い効率を発揮するが、以下に詳細に述べるいわゆる適応制御技術を使用して効率を更に改善する機会が更に存在する。

上述したように、スイッチングサイクルのデッドタイム中だけは電流がスナバキャパシタからクランプスイッチＱ２を経て一次巻線へ逆方向に流れる。上述したように、デッドタイムは、エネルギーが一次インダクタンスに蓄積もされないし、出力へ転送もされない時間として定義される。換言すれば、インダクタが完全にエネルギーを消耗した期間である。

このデッドタイムは、出力負荷が減少するか又は入力電圧が増加するときに長くなる。例えば、所与の固定出力負荷に対するＤＣＭフライバックコンバータでは、３００ＶＤＣ入力におけるデッドタイムは、１５０ＶＤＣ入力の場合より非常に長い。所与の固定入力電圧では、例えば、２５％出力負荷におけるデッドタイムは、１００％出力負荷レベルの場合より非常に長い。

デッドタイム中に、電流は逆方向に確立し続け、エネルギーの再循環を生じさせる。ここに開示する適応制御実施形態は、クランプスイッチＱ２のターンオフのインスタンスと電源スイッチＱ１のターンオンとの間の時間遅延をどのように制御するか教示する。電源スイッチＱ１のターンオンは、固定され、スイッチングタイマーにより指令される。従って、ある実施形態によれば、クランプスイッチＱ２のターンオフタイミングは、前記固定周波数コンバータ実施形態のゼロ電圧ターンオン特性を依然維持しつつ、改善を達成するように適応制御される。

前記固定周波数実施形態の文脈で説明したように、スナバキャパシタＣ１及びＣ３に蓄積される電荷は、反射出力電圧及び漏洩エネルギーの組合せである。

フライバック周期中に一次巻線にまたがる反射二次電圧（Ｖ＿ＯＲ）は、次のように計算される。
Ｖ＿ＯＲ＝（Ｎ_p／Ｎ_s）×（Ｖ_out＋Ｖ_f＿Ｄ１） （式１）
但し、Ｎ_p／Ｎ_sは、変圧器の巻回比であり、そしてＶ_f＿Ｄ１は、出力整流ダイオードの順方向電圧降下である。Ｃ１及びＣ３の各々は、この電圧レベルの半分に充電され、そして更に、漏洩エネルギーのためにより高い充電電圧になることがある。

漏洩エネルギーの回復は、より高い性能を発揮するための１つの観点であるので、Ｃ１及びＣ３の両方は、1/2 Ｖ＿ＯＲの電圧レベル（又はどんな望ましいスレッシュホールドが選択されても）まで放電することが許される。このレベルより低い放電量は、非本質的な循環電流の原因である。

計算を実行する能力のあるコントローラ、例えば、マイクロコントローラ又はデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）に種々のパラメータが入手できる場合には、ここに述べる更に別の最適化技術を通して効率を改善することができる。

多くのフライバックコントローラは、ピーク電流モード制御を使用する。そのような制御スキームでは、オン時間が制御ループによりセットされず、むしろ、ピーク電流限界がセットされる。従って、コントローラは、ＰＷＭオン時間の知識をもたず、そしてアナログ比較器がオン時間の終了を決定する。しかしながら、ＰＷＭオン時間は、その目的を果たすように計算を通して予想される。例えば、設定ピーク電流限界、一次インダクタンス及び入力電圧が既知である場合には、オン時間が次の式で計算される。
Ｔ＿ｏｎ＝（Ｉ_pk×Ｌ_p）÷Ｖ_in （式２）

基準電圧を使用して、ピーク電流限界比較器のスレッシュホールドをセットする場合には、制御ループによりセットされたこの可変基準レベル及び電流感知抵抗器の固定値から設定ピーク電流限界が計算される。巻回比及び電流対電圧設計特性の知識と共に変流器が使用される場合には、同様の計算が可能である。調整のために電圧モード制御技術が使用される場合には、Ｔ＿ｏｎが直接分かる。

同様に、変圧器の放電時間（Ｔ＿ｄｉｓ）は、次のインダクタボルト−秒バランス式で計算される。
Ｔ＿ｄｉｓ＝（Ｖ_in×Ｔ＿ｏｎ）÷Ｖ＿ＯＲ （式３）

セットされた固定スイッチング周波数（Ｆ_sw）に基づいて合計スイッチング周期Ｔが分かる。Ｔ＿ｏｎ及びＴ＿ｄｉｓを全周期Ｔから差し引くと、デッドタイムの値が次のように得られる。
Ｔ＿ｄｅａｄ＝Ｔ−（Ｔ＿ｏｎ＋Ｔ＿ｄｉｓ） （式４）
スナバキャパシタＣ１及びＣ３に蓄積された漏洩インダクタンスエネルギーの全ての転送がこのデッドタイム中に行われる。

これらの適応制御実施形態の目的は、エネルギーの過剰な再循環を防止することにより効率を改善することである。これは、著しく正確な計算を要求しない。基本的な目的が満足されると、設計上の校正を通して性能を常に微調整することができる。

ほとんどの目的に対して、各スナバキャパシタＣ１及びＣ３にまたがる平均電圧が1/2 Ｖ＿ＯＲであると最初に仮定する。実際にこの電圧は、漏洩インダクタンスのためにこの値より常に若干高いが、この仮定は、安全性に寄与する。

クランプスイッチＱ２のオン時間中に、この電圧1/2 Ｖ＿ＯＲは、逆方向の電流を確立するために放電された一次巻線にまたがって印加される。クランプスイッチＱ２がターンオフされると、一次巻線にまたがる電圧の極性が変化する。電源スイッチＱ１にまたがる電圧がその真性ボディダイオードの導通でゼロより降下した後に、一次巻線にまたがる電圧は、入力電圧（Ｖ_in）に実質的に等しく、そして一次インダクタンスに蓄積された全エネルギーを入力ソースへ転送して戻すのに必要な時間量は、ボルト−秒バランス式（例えば、式３）で指令される。エネルギーの再循環による電力ロスは、一次の逆方向電流が電源スイッチＱ１の次のターンオンインスタンスの丁度開始時にゼロに降下する場合に最小となる。従って、これら実施形態の目的は、Ｃ１及びＣ３に蓄積された漏洩エネルギーに、考えられる余計な最小エネルギーを加えたものを、電源スイッチＱ１の次のターンオンサイクルが丁度開始するときに入力ソースへ転送して戻すことである。これは、次のように達成される。

時間周期Ｔ＿ｄｅａｄを２つの部分、例えば、Ｔ１及びＴ２に分割する。時間Ｔ１は、Ｃ１及びＣ２からのエネルギーが一次インダクタンスへ転送されるときの時間巾であり、そして時間Ｔ２は、次のＰＷＭサイクルが開始するまでに残された時間である。本発明の目的を達成するために、Ｔ２は、Ｔ＿ｄｅａｄからＴ１を差し引いたものに等しくなければならない。これは、次のボルト−秒バランス式により支配される時間インスタンスにおいてクランプスイッチＱ２をターンオフすることにより達成される。
Ｔ１×1/2 Ｖ＿ＯＲ＝Ｔ２×Ｖ_in （式５）
又は
Ｔ１＝［(Ｔ＿ｄｅａｄ−Ｔ１)×Ｖ_in］÷1/2 Ｖ＿ＯＲ （式６）

これは、数学的な計算を通して時間Ｔ１及びＴ２の値を与える。クランプスイッチＱ２をターンオフする必要があるときを判断するのは、この時間周期Ｔ２である。前記計算に基づいて、クランプスイッチＱ２は、全スイッチング周期Ｔの終了より時間周期Ｔ２だけ先行するインスタンスにおいてターンオフされる。電源スイッチＱ１のドレインノードがそのノードの全寄生的キャパシタンスのためにゼロまで降下するのに一定の共振時間を要することに注意されたい。この時間は、前記計算では無視される。しかしながら、寄生的要素が分かると、即ち原型ユニットを構築した後に、その時間遅延を計算することができる。時間周期Ｔ１は、前記目的を達成するのに必要なものより僅かに長くなるように常に保持される。これは、非ＺＶＳ又は「ハードスイッチング」動作のおそれを排除する。

前記目的を果たすため、ある実施形態によれば、ＤＳＰは、アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）入力を通して、固定のプリセット値又は感知される可変パラメータのいずれかである次のパラメータに直接的又は間接的にアクセスする。
１）スイッチング周波数／スイッチング周期（Ｔ）−これは、ＤＳＰが全制御を遂行するか又はこの情報が供給される場合に、容易に達成される；
２）入力電圧（Ｖ_in）；
３）反射二次電圧（Ｖ＿ＯＲ）；
４）一次インダクタンス（Ｌ_p）；及び
５）電源スイッチＱ１のオン時間（Ｔ＿ｏｎ）。

ここに開示する技術を使用して、ＤＳＰは、循環電流により生じるロスを減少するようにクランプスイッチＱ２のターンオフのインスタンスの最適化を制御する。この最適化により達成される改善は、固定周波数動作を維持しながら、デッドタイムが著しく長い場合に、低い負荷においても高い入力電圧においても極めて顕著である。

同じ適応制御機能を達成する多数の代替的方法を以下に説明する。

代替１．制御時間の校正：原型を製造した後に、そのタイプテストを行って、上述したように適当な遅延時間Ｔ２を見出す。この遅延は、入力電圧及び出力負荷に関して校正されると、「ルックアップ」テーブルにセットされる。次いで、コントローラは、ルックアップテーブルにセットされた対応する値を使用することにより出力負荷及び入力電圧に基づいてクランプスイッチＱ２のターンオフのインスタンスを選択する。これは、前記「オンザフライ」計算を除去し、より安価なデジタルコントローラ又は混合信号コントローラの使用を許す。

代替２．逆方向電流の測定：電源スイッチＱ１がターンオンされた後にそれに流れる逆方向電流の時間巾を測定することもできる。これは、電源スイッチＱ１の電流の極性又は電圧の極性を感知することによって感知される。ドレインとソースにまたがる電圧は、そのような逆方向電流の循環時間中には負となる。これを感知した後に、遅延時間Ｔ２は、最適な遅延Ｔ２（上述した）が得られるまで、同じパラメータの監視を続けながら、個別のステップで徐々に変化される。又、これは、本質的に、前記適応制御実施形態で述べたものと同じ性能を達成し、そしてより低いコストのコントローラの使用を許す。

インテリジェントな周波数適応の実施形態
以下に述べるインテリジェントな周波数適応の実施形態は、前記可変周波数実施形態と固定周波数実施形態の有益さの間にバランスを与える。可変周波数実施形態は、可変周波数で動作する不連続モードフライバックコンバータにおいて高い効率及び低い共通モードノイズを達成する方法を使用する。可変周波数コンバータ実施形態は、出力負荷及び入力電圧に基づいて動作周波数を変化させる。上述したように、そのような動作は、移動電話及びタブレット装置のようなある用途では、ある周波数帯域の共通モードノイズを非常に低くする必要のあるマルチタッチ要求のために受け容れられない。この目的は、上述した固定周波数実施形態により構成されるコンバータを使用することで良好に応じられる。しかしながら、固定周波数実施形態は、可変周波数実施形態を使用して構成されるコンバータよりも、低い負荷において望ましからぬ循環ロスがあることで潜在的に依然悩まされている。

従って、以下に述べるいわゆる「インテリジェントな周波数適応」の実施形態は、ある入力及び出力状態にわたり実質的に固定の周波数でＤＣＭフライバックコンバータを動作させる技術を包含する。この固定動作周波数は、異なる範囲の入力及び出力状態に対して別の固定周波数へとインテリジェントに変化する一方、所与のシステム要求に対して望ましからぬ周波数帯域を回避する。換言すれば、そのようなインテリジェントな周波数適応の実施形態は、「部分固定」周波数を有するものとして説明する。

ある周波数帯域のノイズに敏感なシステムは、電源がスペクトルのその部分のノイズを減衰することを要求する。多数の状況において、電源設計者は、使用する動作周波数及びトポロジーについて非常に僅かな選択肢しかない。本質的に、ＬＬＣ共振又は準共振フライバックコンバータのような可変周波数トポロジーは、当該周波数帯域（１つ又は複数）を回避する著しい制限を伴わずに使用されることはない。そのような状況では、動作周波数は、基本的周波数及びその最初の幾つかの高調波が当該周波数帯域（１つ又は複数）のいずれにも入らないように選択される。

上述した固定周波数実施形態により動作する間に、デッドタイムは、低い出力負荷及び高い入力電圧において長くなり過ぎる。これは、望ましからぬエネルギーの大きな循環を引き起こし、効率が低下する。以下に述べる「インテリジェントな周波数適応」実施形態は、コンバータが低い負荷及び／又は高い入力電圧で動作するときに、動作周波数を、例えば、基本周波数の整数倍で高める。

「インテリジェントな周波数適応」実施形態の回路及び動作は、図２を参照して上述した回路、及び「適応制御」実施形態を参照して上述した７つの動作ステップと本質的に同じである。しかしながら、スナバキャパシタに蓄積された漏洩インダクタンスエネルギーを回復することは、高い効率を達成するための１つの観点であることに注意されたい。しかしながら、それを達成した後に、スナバキャパシタに蓄積された過剰エネルギーを入力ソースへ転送して戻すと、電流循環による付加的な電力ロスが生じる。更に、この過剰な電流循環は、低い出力負荷及び／又は高い入力電圧において長くなるデッドタイムに比例する。ここに開示する直列−並列モードの能動的クランプＤＣＭフライバックコンバータは、慣習的なＤＣＭフライバックコンバータより著しく高い効率を達成するが、以下に述べるインテリジェントな周波数適応の実施形態を使用して効率を更に改善する機会が依然存在する。

１つの例では、前記固定周波数動作概念を使用して構成された典型的な電力コンバータは、Ｆ_sw1の固定周波数で動作する。一次インダクタに蓄積される入力電力は、次の式で与えられる。
Ｐ_in＝０．５×Ｌ_p×Ｉ_p ²×Ｆ_sw1 （式７）
但し、Ｌ_pは、一次インダクタンスであり、そしてＩ_pは、ピーク一次電流である。

従って、固定周波数においてＤＣＭで動作するそのようなコンバータでは、ピーク電流は、入力電圧において所与の固定負荷に対して実質的に一定のままである。そして、そのような状態では、変圧器のリセット時間は、同じままであるが、電源スイッチＱ１のオン時間は、低い入力電圧では長くなる。従って、デッドタイムは、低い入力電圧では非常に短い。従って、コンバータは、最低の入力電圧においてＤＣＭ動作に最適であり、循環電流ロスが最小となる。

しかしながら、高い入力電圧では、デッドタイムが長くなり、従って、循環ロスも増加する。「インテリジェントな周波数適応」実施形態では、全入力範囲にわたりＤＣＭフライバックコンバータの全要件を満足するように固定動作周波数が選択される。図２及び固定周波数実施形態を参照して上述した全ての設計原理は、ここに述べるインテリジェントな周波数適応コンバータ実施形態の設計に適用される。動作中に、デッドタイムは、好ましくは、デジタル回路を通して監視される。これは、そのような電力コンバータがマイクロプロセッサ又はＤＳＰにより制御される場合には容易に達成できる。

デッドタイムがあるプリセット限界Ｔ_dead1を越えると、コンバータは、次のスイッチング周期から２倍のスイッチング周波数で直ちに動作を開始するように構成される。しかしながら、コンバータは、レギュラーモード動作するので、そのピーク電流コマンドは、エラー増幅器により指令される電流基準でセットされる。又、出力に異常がないよう保証するため、電流限界レベルは、エラー増幅器で指令される実際の値のｓｑｒｔ（０．５）の振幅へ減少される。これは、次の電力方程式を使用して更に精巧なものとされる。
Ｐ_in＝０．５×Ｌ_p×Ｉ_p ²×Ｆ_sw1 （式８）

次いで、コンバータは、２倍の周波数、即ち（Ｆ_sw1×２）に等しい周波数Ｆ_sw2においてスイッチングを開始する。従って、電力を一定に保つために、そのような周波数変化の前に、Ｉ_p ²の値を半分に減少するか、又はＩ_pの値をｓｑｒｔ（０．５）、即ちピーク電流レベルの約０．７０７倍に減少しなければならない。これは、電力を同じレベルに保持するのを許し、従って、出力に異常がないようにする。従って、エラー増幅器は、そのような遷移が生じたことを知らずに同じレベルで機能を続けることができる。

出力負荷が増加しそしてデッドタイムがＴ_dead2より低いプリセット値へ減少すると、動作周波数は、再び、元の値Ｆ_sw1の半分となり、そしてピーク電流限界レベルは、元の値に回復する。電力コンバータのデッドタイムに基づいてスイッチング周期を調整するためのある例示的な制御シーケンスは、次のように要約される。
１）固定の基本周波数Ｆ_sw1でコンバータを始動する；
２）動作中にデッドタイムＴ_deadを監視する；
３）Ｔ_deadが第１の設定基準値Ｔ_dead1より長いときは、次のクロックサイクルにおいて次の２つのアクション（即ち、以下のアクション３ａ及び３ｂ）を同時にとる；
ａ）設定スイッチング周期に０．５を乗じて、スイッチング周波数を実際上倍にし；及び
ｂ）電流限界比較器の基準として使用されるエラー増幅信号にｓｑｒｔ（０．５）、即ち０．７０７を乗じる；
４）デッドタイムが別の設定基準Ｔ_dead2より短くなるまで新たなスイッチング周波数での動作中にデッドタイムを監視し続ける。そのとき、次のクロックサイクルの始めに、次の２つのアクション（即ち、以下のアクション４ａ及び４ｂ）をとる。
ａ）設定スイッチング周期に２を乗じて、スイッチング周波数を実際上半分にして、それを元の値に戻し；及び
ｂ）電流限界比較器の基準として使用されるエラー増幅信号に１を乗じる。

どれほど多くの周波数変化ステップを実施するかについて特定の限界はない。というのは、特定用途の要求により指令されるからである。例えば、周波数は、２つの値、即ち基本的周波数とその２倍の周波数との間でのみ切り換え、それに付随して電流限界コマンドレベルを以下に述べるように対応的に変化させる。又、必要に応じて、更なる周波数変化を実施することもできる。厳密に２の係数で周波数を変化させる必要はないことに注意されたい。主たる動作周波数Ｆ_sw1は、コンバータが他の周波数Ｆ_sw2においてＤＣＭで動作できるのであれば、そのような他の周波数へ変化してもよい。

ある実施形態に従ってたどる一般的なガイドラインは、動作スイッチング周波数が第１の値Ｆ_sw1から第２の値Ｆ_sw2へ変化されたときに、ピーク電流モード比較器の電流限界基準にｓｑｒｔ（Ｆ_sw1÷Ｆ_sw2）に等しい値を乗算することである。これは、以下の例を通して更に説明する。

デッドタイムがプリセット値を越えるときに周波数がＦ_sw1からＦ_sw2へ変化されそしてＦ_sw2がＦ_sw1の値の３倍にセットされた場合には、電流限界レベルは、周波数変化前のレベルのＩ_p1からＩ_p2＝［Ｉ_p1×ｓｑｒｔ（１／３）］＝０．５７７×Ｉ_p1へ変化される。周波数が負荷の増加により下げられるとき、即ちデッドタイムの第２のプリセット値に到達すると、同じ原理が適用される。

インテリジェントな周波数適応実施形態を具現化する多数の代替的方法も考えられ、以下に詳細に説明する。

１）デジタルコントローラが使用されるときは、前記実施形態で述べたように、周波数が変化する際に乗算器を使用して動作電流限界値を変化させる。これは、エラー増幅器が最小の障害を経験することを保証する。これは、デジタル計算及び乗算を通して達成される。

２）アナログ制御が使用されるときは、ＭＯＳＦＥＴ又はトランジスタスイッチを使用して抵抗分割器を切り換え、乗算器と同じ目的を果たすようにする。抵抗の比は、望ましい乗算を達成するように選択される。

３）上述した好ましい実施形態は、ピーク電流モードＤＣＭフライバックコンバータについて実施する方法を説明するものである。電圧モード制御が使用される場合には、乗算器は、同様に使用できるが、このケースでは、一次電流ではなく、固定の傾斜と比較される。

４）電圧モード制御がデジタル制御を通して使用される場合には、電源スイッチＱ１のオン時間が周波数変化と共に変化されるが、デューティサイクルは同じに保つ。

５）乗算器をエラー信号に適用するのではなく、乗算器を電流感知信号に適用して同じ結果を達成することもできる。或いは又、エラー基準信号ではなく電流感知信号に対して比例等価比較器を使用することもできる。

例
以下の例は、付加的な実施形態に関するものである。

例１は、電力変換装置であり、この装置は、一次巻線及び二次巻線を有する変圧器；一次巻線に流れる電流を制御するように一次巻線に結合された第１のスイッチ；能動的共振クランプ回路に流れる電流を制御するように一次巻線に結合された第２のスイッチ；を備え、その能動的共振クランプ回路は、一次巻線からの漏洩エネルギーを吸収するように構成され、そして一次巻線に結合された第１のキャパシタ、一次巻線に結合された第２のキャパシタ、及びそれら第１のキャパシタと第２のキャパシタとの間に直列に接続された第１のダイオードを含むものであり、更に、第１のスイッチ及び第２のスイッチに結合されたコントローラであって、第１のスイッチをオンに切り換えて変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積し、第１のスイッチをオフに切り換えて第１及び第２のキャパシタを直列に充電し、全ての漏洩インダクタンスエネルギーが変圧器から第１及び第２のキャパシタへ転送されると、第１及び第２のキャパシタを変圧器の一次巻線から非接続にして、第１及び第２のキャパシタを並列に放電し始め、所定の時間間隔で、又は第１及び第２のキャパシタにまたがる電圧が各々所定電圧レベルに降下するときに第２のスイッチをオフに切り換え、及び第１のスイッチをオンに切り換えて、ゼロ電圧スイッチングを達成するように構成されたコントローラを備えている。

例２は、例１の要旨を含むもので、第２のスイッチは、そのボディダイオードに電流が流れるときにターンオンするように構成される。

例３は、例１の要旨を含むもので、第１のキャパシタの値は、第２のキャパシタの値に等しい。

例４は、例１の要旨を含むもので、第１及び第２のキャパシタは、第１のダイオードの存在により変圧器の一次巻線から非接続にされるように構成される。

例５は、例１の要旨を含むもので、第１のダイオードは、逆方向電流が第２のスイッチを通して変圧器の一次巻線へ流れるのをブロックするように構成される。

例６は、例１の要旨を含むもので、所定の電圧レベルは、出力反射電圧の半分を含む。

例７は、例６の要旨を含むもので、第２のスイッチは、変圧器の一次巻線に第１の所定の最小量の逆方向電流があるときにスイッチオフするように構成される。

例８は、例７の要旨を含むもので、第１及び第２のキャパシタに蓄積された漏洩エネルギーを変圧器の一次巻線へ転送することは、変圧器に蓄積された全てのエネルギーが負荷に送られた後にのみ開始される。

例９は、変圧器、第１及び第２のキャパシタ、第１及び第２のスイッチ、並びに出力システムの負荷に供給するための調整された出力電圧を発生するようにそれら第１及び第２のスイッチを動作するコントローラを備えた電力変換回路を動作する方法において、第１のスイッチをオンに切り換えて変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積し；第１のスイッチをオフに切り換えて第１及び第２のキャパシタを直列に充電し；全ての漏洩インダクタンスエネルギーが変圧器から第１及び第２のキャパシタへ転送されると、第１及び第２のキャパシタを変圧器の一次巻線から非接続にして、第１及び第２のキャパシタを並列に放電し始め；第１及び第２のキャパシタにまたがる電圧が各々所定電圧レベルに降下するときに第２のスイッチをオフに切り換え；及び第１のスイッチをオンに切り換えて、ゼロ電圧スイッチングを達成する；ことを含む方法である。

例１０は、例９の要旨を含むもので、第２のスイッチは、そのボディダイオードに電流が流れるときにターンオンする。

例１１は、例９の要旨を含むもので、第１のキャパシタの値は、第２のキャパシタの値に等しい。

例１２は、例９の要旨を含むもので、第１及び第２のキャパシタは、第１及び第２のキャパシタ間に直列に接続された第１のダイオードの存在により変圧器の一次巻線から非接続にされる。

例１３は、例９の要旨を含むもので、第１及び第２のキャパシタ間に直接に接続された第１のダイオードは、逆方向電流が第２のスイッチを通して変圧器の一次巻線へ流れるのをブロックする。

例１４は、例９の要旨を含むもので、所定電圧レベルは、出力反射電圧の半分を含む。

例１５は、例１４の要旨を含むもので、第２のスイッチは、変圧器の一次巻線に第１の所定の最小量の逆方向電流があるときにスイッチオフする。

例１６は、例９の要旨を含むもので、第１及び第２のキャパシタに蓄積された漏洩エネルギーを変圧器の一次巻線へ転送することは、変圧器に蓄積された全てのエネルギーが負荷に送られた後に開始される。

例１７は、変圧器、第１及び第２のキャパシタ、第１及び第２のスイッチ、並びに出力システムの負荷に供給するための調整された出力電圧を発生するようにそれら第１及び第２のスイッチを動作するコントローラを備えた電力変換回路を動作する方法において、第１のスイッチを所定の時間間隔でオンに切り換えて変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積し；第１のスイッチをオフに切り換えて第１及び第２のキャパシタを直列に充電し；第２スイッチを、そのボディダイオードに電流が流れるときにオンに切り換え；全ての漏洩インダクタンスエネルギーが変圧器から第１及び第２のキャパシタへ転送されると、第１及び第２のキャパシタを変圧器の一次巻線から非接続にして、第１及び第２のキャパシタを並列に放電し始め；及び第１のスイッチの次の所定スイッチオンより所定時間量だけ前に第２のスイッチをオフに切り換え、前記時間量は、第１のスイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するように予め決定される；ことを含む方法である。

例１８は、例１７の要旨を含むもので、前記第１のスイッチをオフに切り換えるタイミングは、次の値、即ちエラー信号値、出力負荷値、及び入力電圧値、の１つ以上に少なくとも一部分基づく。

例１９は、例１７の要旨を含むもので、前記第１及び第２のキャパシタに蓄積されたエネルギーは、電力が負荷に供給されるときには保持される。

例２０は、例１７の要旨を含むもので、第１及び第２のキャパシタに蓄積された漏洩エネルギーを変圧器の一次巻線に転送することは、変圧器に蓄積された全てのエネルギーが負荷に供給された後に開始される。

例２１は、電力変換装置であり、この装置は、一次巻線及び二次巻線を有する変圧器；一次巻線に流れる電流を制御するように一次巻線に結合された第１のスイッチ；能動的共振クランプ回路に流れる電流を制御するように一次巻線に結合された第２のスイッチ；を備え、その能動的共振クランプ回路は、一次巻線からの漏洩エネルギーを吸収するように構成され、そして一次巻線に結合された第１のキャパシタ、一次巻線に結合された第２のキャパシタ、及びそれら第１のキャパシタと第２のキャパシタとの間に直列に接続された第１のダイオードを含むものであり、更に、第１のスイッチ及び第２のスイッチに結合されたコントローラを備えている。

例２２は、例２１の要旨を含むもので、第１のキャパシタの値は、前記第２のキャパシタの値に等しい。

例２３は、例２１の要旨を含むもので、第１のキャパシタの値は、前記第２のキャパシタの値に等しくない。

例２４は、例２１の要旨を含むもので、第１及び第２のキャパシタは、第１のダイオードの存在により変圧器の一次巻線から非接続にされる。

例２５は、例２１の要旨を含むもので、第１のダイオードは、逆方向電流が第２のスイッチを通して変圧器の一次巻線へ流れるのをブロックするように構成される。

例２６は、例２１の要旨を含むもので、第２のスイッチは、第１及び第２のキャパシタにまたがる電圧が各々所定電圧レベルに降下するときにスイッチオフされるように構成される。

例２７は、例２６の要旨を含むもので、所定の電圧レベルは、出力反射電圧の半分のレベルを含む。

例２８は、例２６の要旨を含むもので、所定の電圧レベルは、出力反射電圧の半分より大きいレベルを含む。

例２９は、例２６の要旨を含むもので、所定の電圧レベルは、出力反射電圧の半分より低いレベルを含む。

例３０は、変圧器、第１及び第２のキャパシタ、第１及び第２のスイッチ、並びに出力システムの負荷に供給するための調整された出力電圧を発生するようにそれら第１及び第２のスイッチを動作するコントローラを備えた電力変換回路を動作する方法において、第１のスイッチを所定の時間間隔でオンに切り換えて変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積し；第１のスイッチをオフに切り換えて第１及び第２のキャパシタを直列に充電し；第２スイッチを、そのボディダイオードに電流が流れるときにオンに切り換え；全ての漏洩インダクタンスエネルギーが変圧器から第１及び第２のキャパシタへ転送されると、第１及び第２のキャパシタを変圧器の一次巻線から非接続にして、第１及び第２のキャパシタを並列に放電し始め；及び第１のスイッチの次のスイッチオンより第１の適応時間量だけ前に第２のスイッチをオフに切り換え、前記第１の適応時間量は、第１のスイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するように決定される；ことを含む方法である。

例３１は、例３０の要旨を含むもので、第１のスイッチをオフに切り換えるタイミングは、次の値、即ちエラー信号値、出力負荷値、及び入力電圧値、の１つ以上に少なくとも一部分基づく。

例３２は、例３０の要旨を含むもので、前記第１及び第２のキャパシタに蓄積されたエネルギーは、電力が負荷に供給されるときには保持される。

例３３は、例３０の要旨を含むもので、第１及び第２のキャパシタの放電は、一次巻線にまたがる電圧が第１及び第２のキャパシタ各々にまたがる電圧に等しいときに開始される。

例３４は、例３０の要旨を含むもので、第１の適応量の時間は、第１及び第２のキャパシタの放電完了直後に第１のスイッチの次のスイッチングオンが生じるように構成された時間量を含む。

例３５は、例３０の要旨を含むもので、第１の適応量の時間は、所定の時間間隔から、第１及び第２のキャパシタを放電するのに要する時間量を差し引いた時間に等しい時間量を含む。

例３６は、例３０の要旨を含むもので、第１の適応量の時間は、電力変換回路の１つ以上の特性に少なくとも一部分基づく校正値を含む。

例３７は、例３０の要旨を含むもので、第１の適応量の時間は、第１のスイッチがオンに切り換えられた後にそれに流れる逆方向電流の期間の測定値に少なくとも一部分基づいて決定された時間量を含む。

例３８は、電力変換装置であり、この装置は、一次巻線及び二次巻線を有する変圧器；一次巻線に流れる電流を制御するように一次巻線に結合された第１のスイッチ；能動的共振クランプ回路に流れる電流を制御するように一次巻線に結合された第２のスイッチ；を備え、その能動的共振クランプ回路は、一次巻線からの漏洩エネルギーを吸収するように構成され、そして一次巻線に結合された第１のキャパシタ、一次巻線に結合された第２のキャパシタ、及びそれら第１のキャパシタと第２のキャパシタとの間に直列に接続された第１のダイオードを含むものであり、更に、第１のスイッチ及び第２のスイッチに結合されたコントローラであって、第１のスイッチを所定の時間間隔でオンに切り換えて変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積し、第１のスイッチをオフに切り換えて第１及び第２のキャパシタを直列に充電し、全ての漏洩インダクタンスエネルギーが変圧器から第１及び第２のキャパシタへ転送されると、第１及び第２のキャパシタを変圧器の一次巻線から非接続にして、第１及び第２のキャパシタを並列に放電し始め、及び第１のスイッチの次のスイッチオンより第１の適応量の時間だけ前に第２のスイッチをオフに切り換え、その第１の適応量の時間は、第１のスイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するように予め決定されるよう構成されたコントローラ；を備えている。

例３９は、例３８の要旨を含むもので、第１のスイッチをオフに切り換えるタイミングは、次の値、即ちエラー信号値、出力負荷値、及び入力電圧値、の１つ以上に少なくとも一部分基づく。

例４０は、例３８の要旨を含むもので、第１及び第２のキャパシタに蓄積されたエネルギーは、電力が負荷に供給されるときには保持される。

例４１は、例３８の要旨を含むもので、第１及び第２のキャパシタの放電は、一次巻線にまたがる電圧が第１及び第２のキャパシタの各々にまたがる電圧に等しいときに開始される。

例４２は、例３８の要旨を含むもので、第１の適応量の時間は、第１及び第２のキャパシタの放電完了直後に第１のスイッチの次のスイッチングオンが生じるように構成された時間量を含む。

例４３は、例３８の要旨を含むもので、第１の適応量の時間は、所定の時間間隔から、第１及び第２のキャパシタを放電するのに要する時間量を差し引いた時間に等しい時間量を含む。

例４４は、例３８の要旨を含むもので、第１の適応量の時間は、電力変換回路の１つ以上の特性に少なくとも一部分基づく校正値を含む。

例４５は、例３８の要旨を含むもので、第１の適応量の時間は、第１のスイッチがオンに切り換えられた後にそれに流れる逆方向電流の期間の測定値に少なくとも一部分基づいて決定された時間量を含む。

例４６は、変圧器、第１及び第２のキャパシタ、第１及び第２のスイッチ、並びに出力システムの負荷に供給するための調整された出力電圧を発生するようにそれら第１及び第２のスイッチを動作するコントローラを備えた電力変換回路を動作する方法において、第１のスイッチを第１の適応可能なスイッチング周波数でオンに切り換えて変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積し；第１のスイッチをオフに切り換えて、第１及び第２のキャパシタを直列に充電し；第２のスイッチを、そのボディダイオードに電流が流れるときにオンに切り換え；全ての漏洩インダクタンスエネルギーが変圧器から第１及び第２のキャパシタへ転送されると、第１及び第２のキャパシタを変圧器の一次巻線から非接続にして、第１及び第２のキャパシタを並列に放電し始め；第１のスイッチの次の所定スイッチオンより所定時間量だけ前に第２のスイッチをオフに切り換え、前記時間量は、第１のスイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するように予め決定され；変圧器のデッドタイムを監視し；そのデッドタイムが第１の所定スレッシュホールド値を越えたときは第１の適応可能なスイッチング周波数を増加し；及びそのデッドタイムが第２の所定スレッシュホールド値未満であるときは第１の適応可能なスイッチング周波数を減少する；ことを含む方法である。

例４７は、例４６の要旨を含むもので、第１の適応可能なスイッチング周波数を増加することは、第１の適応可能なスイッチング周波数を整数の係数で増加することを含む。

例４８は、例４７の要旨を含むもので、整数の係数は、２である。

例４９は、例４６の要旨を含むもので、第１の適応可能なスイッチング周波数を減少することは、第１の適応可能なスイッチング周波数を整数の係数で減少することを含む。

例５０は、例４９の要旨を含むもので、整数の係数は、２である。

例５１は、例４６の要旨を含むもので、デッドタイムが第１の所定スレッシュホールド値を越えるときに一次巻線のピーク電流限界レベルを減少することを更に含む。

例５２は、例５１の要旨を含むもので、一次巻線のピーク電流限界レベルを減少することは、出力システムへの一定出力電力レベルを維持するようにピーク電流限界レベルを減少することを含む。

例５３は、例４６の要旨を含むもので、デッドタイムが第２の所定スレッシュホールド値より短いときに一次巻線のピーク電流限界レベルを増加することを更に含む。

例５４は、例５３の要旨を含むもので、一次巻線のピーク電流限界レベルを増加することは、出力システムへの一定出力電力レベルを維持するようにピーク電流限界レベルを増加することを含む。

例５５は、例４６の要旨を含むもので、第１の適応可能なスイッチング周波数は、電力変換回路により充電されている電子装置の共通モードノイズに関連した周波数帯域を回避するように更に構成される。

例５６は、電力変換装置であり、この装置は、一次巻線及び二次巻線を有する変圧器；一次巻線に流れる電流を制御するように一次巻線に結合された第１のスイッチ；能動的共振クランプ回路に流れる電流を制御するように一次巻線に結合された第２のスイッチ；を備え、その能動的共振クランプ回路は、一次巻線からの漏洩エネルギーを吸収するように構成され、そして一次巻線に結合された第１のキャパシタ、一次巻線に結合された第２のキャパシタ、及びそれら第１のキャパシタと第２のキャパシタとの間に直列に接続された第１のダイオードを含むものであり、更に、第１のスイッチ及び第２のスイッチに結合されたコントローラであって、第１のスイッチを第１の適応可能なスイッチング周波数でオンに切り換えて変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積し、第１のスイッチをオフに切り換えて第１及び第２のキャパシタを直列に充電し、全ての漏洩インダクタンスエネルギーが変圧器から第１及び第２のキャパシタへ転送されると、第１及び第２のキャパシタを変圧器の一次巻線から非接続にして、第１及び第２のキャパシタを並列に放電し始め、第１のスイッチの次のスイッチオンより所定時間量だけ前に第２のスイッチをオフに切り換え、その時間量は、第１のスイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するように予め決定され、変圧器のデッドタイムを監視し、そのデッドタイムが第１の所定スレッシュホールド値を越えるときは第１の適応可能なスイッチング周波数を増加し、及びそのデッドタイムが第２の所定スレッシュホールド値より短いときは第１の適応可能なスイッチング周波数を減少する、ように構成されたコントローラ；を備えている。

例５７は、例５６の要旨を含むもので、第１の適応可能なスイッチング周波数を増加することは、第１の適応可能なスイッチング周波数を整数の係数で増加することを含む。

例５８は、例５７の要旨を含むもので、整数の係数は、２である。

例５９は、例５６の要旨を含むもので、第１の適応可能なスイッチング周波数を減少することは、第１の適応可能なスイッチング周波数を整数の係数で減少することを含む。

例６０は、例５９の要旨を含むもので、整数の係数は、２である。

例６１は、例５６の要旨を含むもので、デッドタイムが第１の所定スレッシュホールド値を越えるときに一次巻線のピーク電流限界レベルを減少することを更に含む。

例６２は、例６１の要旨を含むもので、一次巻線のピーク電流限界レベルを減少することは、出力システムへの一定出力電力レベルを維持するようにピーク電流限界レベルを減少することを含む。

例６３は、例５６の要旨を含むもので、デッドタイムが第２の所定スレッシュホールド値より短いときに一次巻線のピーク電流限界レベルを増加することを更に含む。

例６４は、例６３の要旨を含むもので、一次巻線のピーク電流限界レベルを増加することは、出力システムへの一定出力電力レベルを維持するように電流限界レベルを増加することを含む。

例６５は、例５６の要旨を含むもので、第１の適応可能なスイッチング周波数は、電力変換回路により充電されている電子装置の共通モードノイズに関連した周波数帯域を回避するように更に構成される。

以上の説明は、例示であって、これに限定されないことを理解されたい。この資料は、当業者が請求項に述べる発明を実施し且つ利用できるようにするために提示され、そして特定の実施形態に関して与えられ、当業者であれば、その変更は、容易に明らかであろう（例えば、ここに開示する実施形態の幾つかは、互いに組み合わせて使用できる）。更に、ここに示したオペレーションの幾つかは、異なる順序で遂行されてもよいことを理解されたい。それ故、本発明の範囲は、特許請求の範囲及びその等効物の範囲を参照して決定されねばならない。

１００、２００、３００、４００、８００、９００、１０００、１１００、１２００、１３００、１４００：フライバックコンバータ
２２５：ネットワーク
Ｖ１：電源
Ｖ２、Ｖ３：電圧源
ＴＸ１：変圧器
Ｐ１：一次巻線
Ｓ１：二次巻線
Ｑ１：電源スイッチ
Ｑ２：クランプスイッチ
Ｃ１、Ｃ３：スナバキャパシタ
Ｃ２：出力キャパシタ
Ｒ１：抵抗器
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３：ダイオード
Ｌ１：インダクタ

Claims (20)

1. 変圧器と、第１及び第２のキャパシタと、第１及び第２のスイッチと、出力システムの負荷に供給するための調整された出力電圧を生成するように前記第１及び第２のスイッチを動作させるコントローラとを備える電力変換回路を動作させる方法であって、
   前記変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積するように、第１のスイッチング周波数で前記第１のスイッチを切り換えることと、
   前記第１のスイッチをオフに切り換えることによって、前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとの間に接続された第１のダイオードを介して前記第１及び第２のキャパシタを直列に充電することと、
   前記第２のスイッチのボディダイオードを通って電流が流れるとき、前記第２のスイッチをオンに切り換えることと、
   全ての漏洩インダクタンスエネルギーが前記変圧器から前記第１及び第２のキャパシタへ転送された後に、前記第１のキャパシタ及び前記第１のダイオードを渡って接続された第２のダイオード、及び前記第２のキャパシタ及び前記第１のダイオードを渡って接続された第３のダイオードを介して、前記第１及び第２のキャパシタを並列に放電することと、
   前記第１のスイッチの次のスイッチオンより第１の時間量だけ前に、前記第２のスイッチをオフに切り換えることと、を含み、
   前記第１の時間量は、前記第１のスイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するように決定され、
   前記第１のスイッチング周波数及び前記第１の時間量のうちの少なくとも１つは、動作条件によって決定されるように可変である、方法。
2. 前記第１のスイッチング周波数は、動作条件によって決定されるように可変であり、前記方法は、さらに、
   前記変圧器のデッドタイムを監視することと、
   前記デッドタイムが所定の第１のスレッシュホールド値を越えたときに、前記第１のスイッチング周波数を増加させ、
   前記デッドタイムが所定の第２のスレッシュホールド値未満であるときに、前記第１のスイッチング周波数を減少させることと、を含む請求項１に記載の方法。
3. 前記デッドタイムが所定の前記第１のスレッシュホールド値を越えるときに、前記一次巻線のピーク電流限界レベルを減少させることをさらに含む、請求項２に記載の方法。
4. 前記一次巻線のピーク電流限界レベルを減少させることは、前記出力システムへの一定出力電力レベルを維持するように前記ピーク電流限界レベルを減少させることを含む、請求項３に記載の方法。
5. 前記デッドタイムが所定の前記第２のスレッシュホールド値より短いときに、前記一次巻線のピーク電流限界レベルを増加させることをさらに含む、請求項２に記載の方法。
6. 前記一次巻線のピーク電流限界レベルを増加させることは、前記出力システムへの一定出力電力レベルを維持するように前記ピーク電流限界レベルを増加させることを含む、請求項５に記載の方法。
7. 前記第１のスイッチング周波数は、動作条件によって決定されるように可変であり、前記電力変換回路により充電される電子装置の共通モードノイズに関連した周波数帯域を回避するように選択される、請求項３に記載の方法。
8. 前記第１の時間量は、動作条件によって決定されるように可変であり、前記第１のスイッチをオフに切り換えるタイミングは、少なくとも部分的に、エラー信号値、出力負荷値及び入力電圧値のうちの１つ以上に基づく、請求項１に記載の方法。
9. 前記第１の時間量は、動作条件によって決定されるように可変であり、第１及び第２のキャパシタの放電完了の直後に前記第１のスイッチの次のスイッチングオンが生じるように決定される、請求項８に記載の方法。
10. 前記第１及び第２のキャパシタの放電は、前記一次巻線にまたがる電圧が前記第１及び第２のキャパシタの少なくとも１つをまたがる電圧に等しいときに開始される、請求項１に記載の方法。
11. 前記第１の時間量は、動作条件によって決定されるように可変であり、少なくとも部分的に、前記第１のスイッチがオンに切り換えられた後に前記第１のスイッチを流れる逆方向電流の期間の測定値に基づいて決定される、請求項１に記載の方法。
12. 一次巻線及び二次巻線を有する変圧器と、
    前記一次巻線を流れる電流を制御するように前記一次巻線に結合された第１のスイッチと、
    能動的共振クランプ回路を流れる電流を制御するように前記一次巻線に結合された第２のスイッチと、を備える電力変換装置であって、
    前記能動的共振クランプ回路は、前記一次巻線からの漏洩エネルギーを吸収するように構成され、
    前記一次巻線に結合された第１のキャパシタと、
    前記一次巻線に結合された第２のキャパシタと、
    前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとの間に直列に接続された第１のダイオードと、
    前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチに結合されたコントローラと、を含むものであり、
    前記コントローラは、
    前記変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積するように、第１のスイッチング周波数で前記第１のスイッチをオンに切り換えて、
    前記第１及び第２のキャパシタを直列に充電するように、前記第１のスイッチをオフに切り換えて、
    全ての漏洩インダクタンスエネルギーが前記変圧器から前記第１及び第２のキャパシタへ転送された後に、前記第１のキャパシタ及び前記第１のダイオードを渡って接続された第２のダイオード、及び前記第２のキャパシタ及び前記第１のダイオードを渡って接続された第３のダイオードを介して、前記第１及び第２のキャパシタを並列に放電し、
    前記第１のスイッチの次のスイッチオンの前に第１の時間量だけ前記第２のスイッチをオフに切り換え、前記第１の時間量は、前記第１のスイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するように決定され、
    前記第１のスイッチング周波数及び前記第１の時間量のうち少なくとも１つは、動作条件によって決定されるように可変である、電力変換装置。
13. 前記第１のスイッチング周波数は動作条件によって決定されるように可変であり、前記コントローラは、さらに、
    前記変圧器のデッドタイムを監視し、
    前記デッドタイムが所定の第１のスレッシュホールド値を越えたときに、前記第１のスイッチング周波数を増加させ、
    前記デッドタイムが所定の第２のスレッシュホールド値未満であるときに、前記第１のスイッチング周波数を減少させるように構成される、請求項１２に記載の電力変換装置。
14. 前記コントローラは、さらに、前記デッドタイムが所定の前記第１のスレッシュホールド値を越えるときに、前記一次巻線のピーク電流限界レベルを減少させるように構成され、
    前記コントローラは、さらに、出力システムへの一定出力電力レベルを維持するように電流限界レベルを最大にするように構成される、請求項１３に記載の電力変換装置。
15. 前記コントローラは、さらに、前記デッドタイムが所定の前記第２のスレッシュホールド値未満であるときに、前記一次巻線のピーク電流限界レベルを増加させるように構成され、
    前記一次巻線のピーク電流限界レベルを増加させることは、出力システムへの一定出力電力レベルを維持するように前記ピーク電流限界レベルを増加させることを含む、請求項１３に記載の電力変換装置。
16. 前記第１のスイッチング周波数は、動作条件によって決定されるように可変であり、前記電力変換装置により充電される電子装置の共通モードノイズに関連した周波数帯域を回避するように選択される、請求項１３に記載の電力変換装置。
17. 前記第１の時間量は、動作条件によって決定されるように可変であり、前記第１のスイッチをオフに切り換えるタイミングは、少なくとも部分的に、エラー信号値、出力負荷値及び入力電圧値のうちの１つ以上に基づく、請求項１２に記載の電力変換装置。
18. 出力システムの負荷に電力が転送されるときに、前記第１及び第２のキャパシタに蓄積されるエネルギーは保持される、請求項１２に記載の電力変換装置。
19. 前記第１の時間量は、動作条件によって決定されるように可変であり、第１及び第２のキャパシタの放電完了の直後に前記第１のスイッチの次のスイッチングオンが生じるように決定される、請求項１２に記載の電力変換装置。
20. 前記第１の時間量は、動作条件によって決定されるように可変であり、少なくとも部分的に、前記第１のスイッチがオンに切り換えられた後に前記第１のスイッチを流れる逆方向電流の期間の測定値に基づいて決定される、請求項１２に記載の電力変換装置。