JP2014524226A - スイッチドモード電源ユニット、スイッチドモード電源ユニットの動作方法、及びコンピュータにおけるスイッチドモード電源ユニットの使用 - Google Patents

Abstract

本発明は、コンピュータ又は同種のもののためのスイッチドモード電源ユニット（１００）に関する。電源ユニットは、蓄積素子（１３０）を充電する充電電流を切り替えるスイッチング素子（１２０）と、二次出力回路（１４０）と、スイッチングクロックを供給する制御可能な発振回路（１６０）と、スイッチング素子（１２０）のスイッチオフ時間を決定する制御回路（１５０）とを有する。これに関連して、電源ユニット（１００）の動作において、発振回路（１６０）の平均発振クロックは、二次出力回路（１４０）の被制御変数（Ｖｃｏｎｔｒｏｌ）に依存して制御され、スイッチング素子（１２０）のスイッチオン時間は、平均発振クロック及びランダム偏差に依存して決定される。本発明は同様に、そのようなスイッチドモード電源ユニットの動作方法と、コンピュータにおけるそのようなスイッチドモード電源ユニットの使用とに関する。

Description

本発明は、蓄積素子を充電する充電電流を切り替える少なくとも１つのスイッチング素子を有する、コンピュータ又は同種のもののためのスイッチドモード電源ユニットに関する。本発明はまた、スイッチドモード電源ユニットの動作方法と、コンピュータにおけるスイッチドモード電源ユニットの使用とに関する。

異なるモデルにおけるスイッチドモード電源ユニットは広く知られている。特に従来型の変圧器電源のような他の電源タイプと比較して、スイッチドモード電源は比較的高い効率を有する。加えて、スイッチドモード電源ユニットは、従来型の電源と比較して、入力電圧及び周波数に関する比較的広い許容範囲と、より小さい構造上のサイズと、安価な製造費用とを有する。

理論上、スイッチドモード電源ユニットは、そのスイッチング原理により、実際に二次側で必要とされる電力しか転送しない。従って、既知のスイッチドモード電源ユニットは、その公称出力電力の約２０から１００％の動作範囲内でしばしば９０％を超える効率を有する。あいにく、既知のスイッチドモード電源ユニットの効率は、特に公称出力電力の２０％を下回る範囲内で、著しく低下する。とりわけ、これは、一次側での入力電圧のチョッピング及び関連するスイッチング損失によって引き起こされる。

特にコンピュータ及び同様の装置に当てはまり、そのような装置は一方では、動作において比較的大きい入力電力を必要とするが、静止、エネルギ節約又はスタンバイモードにおいて大いに低減された入力電力しか消費しない。これは、使用されるスイッチドモード電源ユニットのエネルギ効率に対する問題を表す。

本発明の目的は、広範囲の可能な出力電力にわたって高いエネルギ効率を提供する電源ユニット及び電源ユニットの動作方法を記載することである。特に、公称出力電力のうちの低電力範囲におけるエネルギ効率は、既知のスイッチドモード電源ユニットと比べて改善されるべきである。

本発明に従って、上記の目的は、コンピュータ又は同様の装置のためのスイッチドモード電源ユニットによって達成される。当該スイッチドモード電源ユニットは、蓄積素子を充電する充電電流を切り替える少なくとも１つのスイッチング素子と、出力電圧を供給する少なくとも１つの二次出力回路と、スイッチングクロックを供給する少なくとも１つの制御可能な発振回路と、前記少なくとも１つのスイッチング素子のためのスイッチオフ時間を決定する少なくとも１つの制御回路とを有する。これに関連して、当該スイッチドモード電源ユニットの動作において、前記発振回路の平均発振クロックは、前記二次出力回路の被制御変数に依存して制御され、前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチオン時間は、前記平均発振クロック及びランダム偏差に依存して決定される。

制御可能な発振回路を用いることによって、充電電流を切り替えるスイッチング素子のスイッチングクロックは制御が可能であり、特に、例えば当該スイッチドモード電源ユニットの出力電圧又は電力を特定する被制御変数に依存して、低減され得る。特定の平均発振クロックのランダム偏差の更なる使用により、特に、可聴なホイッスリングノイズの発生のような、不快な副次的影響が回避され得る。

有利な実施形態に従って、前記平均発振クロックは、前記二次出力回路の出力電力に依存して制御され、該出力電力とともに単調に増大する。スイッチングクロックは、スイッチドモード電源ユニットの出力電力とともに増大するので、スイッチング損失は、同じ性能を保ちながら、特に低出力電力の場合に、最大負荷とともに低減され得る。それにより、スイッチドモード電源ユニットのエネルギ効率は、二次側出力電力にはほとんど依存しない。

更なる有利な実施形態に従って、前記平均発振クロックに対する前記ランダム偏差のバンド幅は、少なくとも１オクターブを有する。結果として、前記少なくとも１つのスイッチング素子の有効最大スイッチングクロックは、前記発振回路の所与の平均発振クロックに関し、有効最大スイッチングクロックの少なくとも２倍である。少なくとも１オクターブにわたって広がるランダム偏差を用いることによって、スイッチドモード電源ユニットによって引き起こされる音響上の障害は、それらが人間ユーザにとってほとんど認知されないように、広い周波数範囲にわたって分布され得る。

更なる有利な実施形態に従って、前記スイッチオフ時間は、更に前記ランダム偏差に依存して制御される。これに関連して、制御は、前記平均発振クロックを上回る値への前記スイッチングクロックの増大とともに、前記少なくとも１つのスイッチング素子のデューティ比が低減され、前記平均発振クロックを下回る値への前記スイッチングクロックの低下とともに、前記少なくとも１つのスイッチング素子のデューティ比が増大されるようになされる。スイッチングクロックのランダム偏差と瞬時デューティ比との逆適応により、各スイッチングクロックサイクル内のエネルギ移動は、スイッチングクロックが変更されても大体は一定に保たれ得る。

上記の目的はまた、スイッチドモード電源ユニットの動作方法であって、
二次出力回路の少なくとも１つの被制御変数を決定するステップと、
決定された前記少なくとも１つの被制御変数に依存して平均発振クロックを決定するステップと、
前記平均発振クロックからランダム偏差を特定するステップと、
前記平均発振クロック及び前記ランダム偏差に依存して蓄積素子を充電するスイッチング素子をオンするステップと、
決定された前記少なくとも１つの被制御変数に依存して前記スイッチング素子をオフするステップと
を有するスイッチドモード電源ユニットの動作方法によって達成される。

上記のステップにより、スイッチング素子のスイッチオン時間及びスイッチオフ時間は、二次出力回路の被制御変数とランダム偏差とに依存して決定され得る。結果として、少なくとも１つのスイッチング素子は、スイッチドモード電源ユニットの広範囲の出力電力内で要求に応じて駆動され得る。

有利な実施形態において、方法は、前記スイッチング素子のスイッチングクロックサイクルに基づく前記スイッチング素子のスイッチオン期間の逆適応の更なるステップを有する。

上記のスイッチドモード電源ユニット及びスイッチドモード電源ユニットの動作方法は、コンピュータシステムにおける使用に特に適する。特に、スタンバイモードにおける又はプロセッサの極めて低い負荷を伴うスイッチドモード電源ユニットのスイッチングクロックは、２０ｋＨｚの周波数を下回って、すなわち、可聴範囲へと、下げられ得る。対照的に、同じ電源ユニットは、コンピュータの過負荷の場合に２０ｋＨｚよりも大きいスイッチングクロックにより動作することができる。

本発明の更なる有利な実施形態は、従属請求項及び例となる実施形態の以下の詳細な説明においてより詳細に説明される。

以下で、本発明は、図面を参照しながら種々の実施例に関してより詳細に説明される。

本発明の一実施形態に従うスイッチドモード電源ユニットの図表示を示す。 従来のスイッチドモード電源ユニットの図表示を示す。 スイッチドモード電源ユニットの動作方法のフローチャートを示す。

本発明のより良い理解を提供するよう、図２に従う従来の電源ユニットについて最初に説明する。図２に示される回路は、スイッチドモード電源ユニット２００を示す。示される実施例におけるスイッチドモード電源ユニット２００は、固定周波数によって得られるスイッチドモードコントローラパルスを有するブロッキング変圧器である。

スイッチドモード電源ユニット２００は、一次入力回路２１０と、スイッチング素子２２０と、蓄積素子２３０とを有する。スイッチドモード電源ユニット２００は、二次出力回路２４０と、制御回路２５０と、発振回路２６０と、パルス幅コントローラ２７０と、コンパレータ２８０とを更に有する。

示される実施例では、一次入力回路２１０のブリッジ整流器ＢＤ１が、整流を行い、蓄積キャパシタＣｂが、電力系統入力部で供給される一次交流電力系統電圧の平滑化を行う。スイッチング素子２２０として動作するトランジスタＱｐを介して、一次入力回路２１０によって供給される直流電圧Ｖｐｒｉｍは、蓄積素子２３０を磁化するようチョッパ制御される。図２に従う実施形態では、使用される蓄積素子は、変圧器Ｔのコイルコアである。二次出力回路２４０は、先と同じく、変圧器Ｔの二次コイルにおいて誘導される電圧パルスをダイオードＤｏｕｔを介して整流し、それをキャパシタＣｏｕｔを介して平滑化し、それを、接地電位に対する被制御出力電圧Ｖｏｕｔ＋として、二次出力部を介して供給する。

二次出力電圧Ｖｏｕｔ＋を制御するよう、二次出力回路２４０は、とりわけ、抵抗Ｒｏｕｔ１及びＲｏｕｔ２による出力電圧Ｖｏｕｔ＋のための分圧器と、Ｒ、Ｒ１及びＣ１を有し、制御電圧を供給する回路とを備える電圧コントローラＮを有する。例えば、これはＰＩコントローラである。被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌは、発光ダイオードＵ１ａ及びフォトトランジスタＵ１ｂを有する光カプラＵ１を介して、出力電圧Ｖｏｕｔ＋に依存して制御回路２５０に供給される。制御回路２５０は、被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌに依存して制御電圧Ｖｃｏｍｐを決定する。制御電圧Ｖｃｏｍｐは、コンパレータ２８０を介して、接地電位に対して、スイッチング素子２２０を通る電流フローに依存するノード電圧Ｖｓｈｕｎｔと比較され、パルス幅コントローラ２７０を駆動するために使用される。

示される実施例では、パルス幅コントローラ２７０は、セット入力部Ｓ及びリセット入力部Ｒを有するドライブ回路と、トランジスタＱｐを駆動するドライバ回路とを有する。クロックパルスが、発振回路２６０から固定周波数を供給されるセット入力部Ｓに存在する場合に、パルス幅コントローラ２７０は、スイッチング素子２２０を開く。スイッチング素子２２０は、スイッチング素子２２０を通る電流フロー、ひいては、シャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔにかかるノード電圧Ｖｓｈｕｎｔが、制御回路２５０からの制御電圧Ｖｃｏｍｐによって予め決定される被制御値を上回るまで、オンされたままである。制御電圧Ｖｃｏｍｐが超えられる場合に、スイッチング素子２２０は、ドライブ回路のリセット入力部Ｒでリセット信号を適用することによって遮断される。

原理上、スイッチドモード電源ユニット２００の非常に低い出力電力において発振回路２６０の発振クロックを下げることによって、図２を参照して記載される回路の効率を増大させることが可能である。しかしながら、音響上の理由のために、発振クロックを下げることは、ヒトの上限聴力閾値におおよそ対応する約２０乃至２５ｋＨｚの限界までしか意味がない。発振回路２６０の発振クロックの更なる低減は、スイッチングクロックの周波数での音響上の乱れの発生をもたらす。そのような乱れは、特に２０ｋＨｚより下でヒトが認知可能であり、そのヒトに支障を来す。

図１は、本発明の一実施形態に従うスイッチドモード電源ユニット１００の図表示を示す。示されるスイッチドモード電源ユニット１００は、先と同じく、ブロッキング変圧器の原理に従うスイッチドモード電源ユニットである。なお、以下で記載される既知のスイッチドモード電源ユニット２００からの変形例、及び以下で記載されるスイッチドモード電源ユニット１００の動作方法も、他のタイプのスイッチドモード電源ユニットとともに使用され得る。特に、記載される解決法はまた、同相フォワード型コンバータ及び逆相フォワード型コンバータにおける使用に適する。

示される実施例では、スイッチドモード電源ユニット１００は、一次入力回路１１０と、スイッチング素子１２０と、蓄積素子１３０とを有する。スイッチドモード電源ユニット１００は、二次出力回路１４０と、制御回路１５０と、発振回路１６０とを更に有する。スイッチドモード電源ユニット１００は、パルス幅コントローラ１７０と、コンパレータ１８０と、ノイズ発生器１９０とを更に有する。

一次入力回路１１０、スイッチング素子１２０、蓄積素子１３０、二次出力回路１４０、パルス幅コントローラ１７０、及びコンパレータ１８０は、それらの構造において、先に記載されたスイッチドモード電源ユニット２００の同様の構成要素に対応する。先に記載されたスイッチドモード電源ユニット２００と比較して、スイッチドモード電源ユニット１００は、従って、特に、制御回路１５０が発振回路１６０を駆動する制御信号Ｖｆを更に供給する点で相違する。更に、ノイズ発生器１９０からの第１のランダム信号Ｖｎ１が発振回路１６０に供給される。発振回路１６０は、制御可能な又は調整可能な発振器であり、そのスイッチング時間は、入力信号Ｖｎ１及びＶｆに依存して調整され得る。

二次出力回路１４０は、任意に、二次出力回路１４０の被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌに依存して、ノイズ発生器１９０によって生成される第１のランダム信号Ｖｎ１の振幅を決定するために、更なるラインを介してノイズ発生器１９０へ接続される。更なる有利な実施形態において、ノイズ発生器１９０は、ノイズ発生器１９０の第２のランダム信号Ｖｎ２に依存して、スイッチング素子１２０をオフする制御電圧Ｖｃｏｍｐを決定するために、更なるラインを介して制御回路１５０へ接続される。

図２に関して記載された従来のスイッチドモード電源ユニット２００と比較して、図１に従うスイッチドモード電源ユニット１００の動作は、次のように変更される。記載される実施形態では、被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌは、制御回路１５０による制御電圧Ｖｃｏｍｐの決定のためのみならず、発振回路１６０の発振クロックを制御する制御信号Ｖｆを決定するためにも使用される。スイッチドモード電源ユニット１００の出力電流が低下する場合に、被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌは、電源ユニットの出力電圧Ｖｏｕｔ＋が増大するために、結果として、コントローラＮ及び光カプラＵ１を介して低下する。制御回路１５０を介して供給される制御電圧Ｖｆは、この場合に適切に、例えば線形に、増大すべきである。このように、発振回路１６０のキャパシタＣｔの充電電流は低減される。結果として、発振回路１６０の発振クロック、ひいては、スイッチドモード電源ユニット１００のスイッチング素子１２０のスイッチングクロックは小さくなる。

発振回路１６０の抵抗Ｒｔｐは、ここでは、並列抵抗を記号的に表し、それを介して、発振回路１６０の最小発振クロックは任意で確かにされ得る。発振回路１６０の周波数調整範囲は、例えば、１：２５の比に、よって、例えば、２ｋＨｚから５０ｋＨｚの周波数範囲に対応することができる。記載されるブロッキング変圧器の例において、伝えられる電力はまた、この周波数変動により２５倍で下げられ得る。このとき、スイッチング素子１２０として使用されるトランジスタＱｐのスイッチオフ電流は一定に保たれ、同時に、スイッチング損失は、およそ２５倍で低減される。

結果として起こる、スイッチング素子１２０の比較的低いスイッチングクロックは、妨害音響ホイッスリングとして聞こえないので、発振回路１６０のスイッチング閾値は、示される実施例では、第１のランダム信号Ｖｎ１、例えばホワイトノイズにより、制御入力Ｒｅｆ−Ｉｎｐｕｔを介して同時に変更される。記載される実施例では、ノイズ発生器１９０の第１のノイズ信号Ｖｎ１の電圧は、夫々の発振クロックサイクル後に新たなランダム値とされる。これに関連して、第１のランダム信号Ｖｎ１の最大振幅は、発振回路１６０の出力スイッチングクロックが更に、制御信号Ｖｆを介して決定されるその平均発振クロックの周囲で対称的に合計１乃至２オクターブだけ変化するように、調整される。つまり、発振回路１６０の周期の存続期間は、発振回路１６０の最大スイッチングクロックでの１００パーセントから、発振回路１６０の最低スイッチングクロックでの２００又は４００パーセントまで変化する。ノイズ発生器１９０による発振回路１６０のスイッチングクロックのこのような変化は、発振回路１６０の平均発振クロック以外で、制御信号Ｖｆとは無関係に達成される。

１乃至２オクターブのバンド幅は、音響ホイッスリングを、極めてより低いレベルを有した主観的により心地よいノイズへと変換するのに有利である。望ましくは、動作クロックの１乃至２オクターブの相対バンド幅は、電源ユニット１００を制御する際の問題を回避するために、少なくとも可聴周波数範囲内で大体は一定に保たれる。

示される実施例では、トランジスタＱｐのスイッチオフ閾値は、被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌに基づく制御電圧Ｖｃｏｍｐに従って決定される。なお、これに関連して、スイッチオフ閾値は、出力回路１４０の低出力電流でのスイッチングクロックの低減のために、図２に従う従来の回路の場合ほど低減されない。

電源ユニット１００の送信電力が、変調されたノイズ発生器１９０の信号により平均においてそれほど変動しないように、スイッチオフ電流値は、ノイズ発生器１９０の第１のランダム信号Ｖｎ１に基づく第２のランダム信号Ｖｎ２によって更に、望ましい実施形態で制御電圧Ｖｃｏｍｐに従って変更される。かかる変更は、望ましくは、平均して送信されるスイッチング素子１２０のスイッチングパルス毎のエネルギが、ノイズによるスイッチングクロックの変動にかかわらず第１のランダム信号Ｖｎ１とは本質的に無関係であるように、行われる。

以下の検討では、図１に示されるブロッキング変圧器の動作は、先と同じく、一例として、変圧器Ｔがギャップ三角モード（gapped triangular mode）において動作する基礎として、使用される。すなわち、変圧器Ｔは、夫々のスイッチングパルスの後に完全に消磁される（不連続モード）。この場合に、次の関係が生じる：
選択された制御電圧Ｖｃｏｍｐに対応する一定の変圧器スイッチオフ電流の場合に、スイッチングパルス毎の送信電力は、スイッチングクロックｆに比例する。可変なスイッチオフ電流を有するパルスのエネルギ含量はＥ＝０．５×Ｌ×Ｉ^２であり、Ｌは変圧器Ｔの入力インダクタンスであり、Ｉはスイッチオフ電流である。これは、スイッチングクロックとしてｆを有して、送信電力に関しＰ＝ｆ×０．５×Ｌ×Ｉ^２をもたらす。ブロッキング変圧器の例において、ノイズにかかわらず第１のランダム信号Ｖｎ１によるスイッチングクロックｆの変動を有して、瞬時に送信される電力Ｐの変動を生じさせないように、電流Ｉは、瞬時電力が同じままであるように反対の方向において同期して変更されるべきである。

記載される実施例では、それは、電流Ｉがスイッチングクロックｆの根の逆数値に従って実現される場合である。より簡単な表現において、例えば、発振回路１６０のスイッチングクロックが半減される場合は、すなわち、スイッチングクロックｆの周期の存続期間が第１のランダム信号Ｖｎ１により短時間２倍に急変する場合は、スイッチオフ電流は、第１のランダム信号Ｖｎ１がない場合の平均制御電圧Ｖｍｅａｎから２の根の係数だけ、制御電圧Ｖｃｏｍｐを介してこのスイッチングサイクルにおいて短時間増大されるべきである。すなわち、Ｖｃｏｍｐ＝Ｖｍｅａｎ×１．４１。この場合に、第２のランダム信号Ｖｎ２の量は、よって数学的に、第１のランダム信号Ｖｎ１の量の二乗根に対応する。すなわち、Ｖｎ２＝√Ｖｎ１。例えば、これは、発振回路１６０のスイッチングクロックが低減され、スイッチング素子１２０のデューティ比が増大することに対応し、逆もまた同様である。

制御電圧Ｖｃｏｍｐの平均値Ｖｍｅａｎ自体は、上述されたように、被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌによって決定される。とりわけ、これは、この動作モードにおいて、制御電圧Ｖｃｏｍｐがそれだけによって、変圧器Ｔの完全変調に対応するトランジスタＱｐの完全スイッチオフ電流を調整してはならないことを意味する。さもなければ、変調マージンが、ノイズ発生器１９０のノイズに関し残らない。しかし、これは、特に、ここで関心があるスイッチドモード電源ユニット１００の低出力電力の場合に、問題ではない。

図３は、先と同じく図示的に、スイッチドモード電源ユニット１００の動作方法３００のステップを示す。

第１のステップ３１０で、二次出力回路１４０の被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌが決定される。特に、制御電圧は、公称出力電力から短時間にわたる二次出力回路１４０の瞬時出力電圧Ｖｏｕｔ＋を引いた差に本質的に比例するよう、示される実施例では決定される。

ステップ３２０で、平均発振クロックは、ステップ３１０で決定された被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌに依存して決定される。特に、平均スイッチングクロックは、実施例では、制御回路１５０によって、制御可能な発振回路１６０のための制御信号Ｖｆを供給することで決定される。実施例において、制御信号Ｖｆは、抵抗Ｒｔｐによって予め決定される最低電圧から始まり、次いで、被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌとともに概して線形に増大する。当然、他の関数も可能であり、特に、デジタル制御の場合には、被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌに依存して制御信号Ｖｆは漸進的に増大する。

更なるステップ３３０で、平均発振クロックからのランダム偏差が決定される。記載される実施例では、第１のランダム信号Ｖｎ１は、ノイズ発生器１９０によって発振回路１６０のスイッチング閾値を調整するよう、この問題のために与えられる。望ましい実施形態では、ノイズ信号のバンド幅は、平均発振クロックを基準として１乃至２オクターブの範囲におおよそ対応するように選択される。２０ｋＨｚを上回る範囲では、供給される第１のランダム信号Ｖｎ１は、被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌが電圧出力Ｖｏｕｔ＋での出力負荷の、ひいては平均発振クロックの指標であることから、任意に、出力回路１４０の被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌによって振幅が低減され得る。

更なるステップ３４０で、スイッチング素子１２０のスイッチオン時間が、スイッチドモード電源ユニット１００の蓄積素子１３０を充電するよう決定される。そのとき、スイッチング素子１２０のスイッチオン時間は、発振回路１６０の平均発振クロックに依存して且つノイズ発生器１９０によって予め決定されるランダム偏差に依存して、決定される。実施例では、平均発振クロックで動作する発振回路１６０は、ノイズ発生器１９０によって予め決定されたスイッチング閾値が超えられる場合にトランジスタＱｐをオンするパルス幅コントローラ１７０のセット入力部Ｓでのスイッチングパルスを供給する。

更なるステップ３５０で、スイッチング素子１２０は、被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌに依存してオフされる。このために、制御電圧Ｖｃｏｍｐは、記載される実施例において制御回路１５０を介してコンパレータ１８０へ供給される。コンパレータ１８０は、この電圧を、スイッチングトランジスタＱｐと抵抗Ｒｓｈｕｎｔとの間の電流ノード電圧Ｖｓｈｕｎｔと比較する。よって、変圧器Ｔの一次コイルを通ってトランジスタＱｐを流れる電流フローが制御回路１５０によって予め決定されたリファレンス値を超える場合を、コンパレータ１８０を介して決定することが可能である。このリファレンス値が超えられる場合は、コンパレータ１８０は、スイッチング素子１２０を開くために、パルス幅コントローラ１７０のリセット入力部Ｒで適切な制御信号を供給する。

上記の方法３００は、スイッチドモード電源ユニット１００が、低出力電力で、低周波範囲における、特に可聴範囲におけるスイッチングクロックにより動作し、結果として極めて低いスイッチング損失を有することを確かにする。同時に、スイッチドモード電源ユニットの動作は、低いレベルにおいて微々たるノイズしか引き起こさず、従って、比較的低いスイッチングクロックでさえ全く又はほとんど聞こえない。

約２０ｋＨｚの可聴範囲を上回るスイッチングクロックの場合において、１乃至２オクターブによる発振回路１６０のスイッチングクロックの変調は、必然的に必要とされず、追加的に必要とされるスイッチオフ電流の変調により伝達可能な電力を制限する。これは、例えば、発振回路１６０の最低瞬時スイッチングクロックで、トランジスタＱｐのスイッチオフ電流、ひいては変圧器Ｔの電流が、補償のためにより高いスイッチングクロックでよりもより高い電流値へと調整されるべきであるため、上記の検討から明らかである。なお、電源ユニット１００の最大電力は、最高スイッチングクロック及び変圧器Ｔの瞬時最大電流で達成される。発振回路１６０の最高スイッチングクロック及び全変調の５０％で、対照的に、最大電力の四分の一しか達成されない。

望ましい実施形態では、発振回路１６０の変調バンド幅は、従って、２オクターブから非常に低い値へ制限されるか、又は例えば２５ｋＨｚより上で完全にオフされ得る。制御において如何なる不安定性も導入しないように、ノイズバンド幅は、平均発振クロックとともに単調に、望ましくは線形に制限されるべきである。

これは、例えば、制御電圧Ｖｃｏｍｐの全変調が、変圧器Ｔの完全な最終電流まで高負荷で被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌによりスイッチオフ電流に従って達成されるという事実により実現され得、図１に図示されていない追加の検出回路が導入され、トランジスタＴがその後に完全に再び消磁されるまでトランジスタＱｐが発振回路１６０を介して再びオンされないようにする。これは、最高スイッチングクロックの制限を間接的に導入し、それにより、ノイズ発生器１９０のノイズによる変調は電源ユニット１００の高負荷でますます小さくなる。非常に低い負荷で、対照的に、クロックｆは非常に低いので、トランジスタＱｐの新たなスイッチオンは、例えば２オクターブのノイズ発生器１９０のノイズによって引き起こされるバンド幅を有してもっぱら発振回路１６０によって決定される。

更なる代替の又は追加の実施形態は、スイッチングクロックｆが可聴範囲を上回る場合にノイズ発生器１９０の振幅を下げることを含む。例えば２オクターブの全バンド幅は、例えば、５乃至２０ｋＨｚのスイッチングクロックとともに、依然として有利であり、一方、例えば１０ｋＨｚ乃至４０ｋＨｚの変化は、２０ｋＨｚを上回る信号成分がもはや認知されないので、もはや不要である。従って、発振回路１６０の動作クロックを下げることによって生成される干渉信号をマスキングするために、ここでは１オクターブで既に十分である。

バンド幅は、被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌとノイズ発生器１９０との間に図１において破線で示されたリンクによって低減され得る。二次出力回路１４０の出力Ｖｏｕｔ＋での高負荷で、出力電圧Ｖｏｕｔ＋は降下する傾向が見られる。それに関して、コントローラＮは発光ダイオードＵ１ａの電流を低減し、フォトトランジスタＵ１ｂと抵抗Ｒｃｏｎｔとの間のノードでの電圧の形をとる被制御変数Ｖｃｏｎｔｒｏｌは相対的に大きくなる。この場合に、発振回路１６０は、相対的に高いスイッチングクロックｆを有するべきである。この条件下で、ノイズ発生器１９０の第１のランダム信号Ｖｎ１の最大振幅は、その場合に、例えば、最低出力電力を有する、すなわち、例えば、１：４の比又はプラス３００パーセントの、２オクターブから、例えば、最大出力電力でのたったプラス１０パーセント又は０パーセントへと低減される。これに関連して、ランダム信号の振幅の更なる低減は、改善された無線干渉抑制に寄与する。

スイッチドモード電源ユニット１００及び制御方法３００は、個別アナログ回路を参照して上述された。当然、上記の全ての制御手段は、適切なデジタル制御部品を用いても、特にマイクロコントローラの制御コードの形において実施されてよい。よって、特に、マイクロコントローラは、それらが方法３００を実行して低出力電力の範囲において改善された効率を達成するように、スイッチドモード電源ユニットを制御するようプログラミングされ得る。

更に、記載される制御手段及び回路の変形は、上記のブロッキング変圧器に制限されず、他のスイッチドモード電源ユニット、例えば、特に、フィードフォワードコンバータ、ステップダウンコンバータ、及びステップアップコンバータ等に適用されてよい。当然、１よりも多いスイッチング及び／又は蓄積素子、あるいは複数の二次出力回路を有する回路も可能である。例えば、上記の回路は、プッシュプル変圧器を有して、２又はそれ以上のスイッチング素子のスイッチング周波数がランダム信号の入力に従って変更されるように、変形されてよい。同様に、他の蓄積素子、例えば、特に、蓄積キャパシタ又はコイルが使用されてよい。

１００，２００ スイッチドモード電源ユニット
１１０，２１０ 一次入力回路
１２０，２２０ スイッチング素子
１３０，２３０ 蓄積素子
１４０，２４０ 二次出力回路
１５０，２５０ 制御回路
１６０ 制御可能な発振回路
１７０，２７０ パルス幅コントローラ
１８０，２８０ コンパレータ
１９０ ノイズ発生器
２６０ 発振回路
３００ 方法
Ｖｃｏｍｐ 制御電圧
Ｖｃｏｎｔｒｏｌ 被制御変数
Ｖｏｕｔ＋ 出力電圧
Ｖｐｒｉｍ 直流電圧
Ｖｓｈｕｎｔ ノード電圧
Ｖｆ 制御信号
Ｖｎ１ 第１のランダム信号
Ｖｎ２ 第２のランダム信号

Claims (12)

1. コンピュータ又は同種のもののためのスイッチドモード電源ユニットであって、
   蓄積素子を充電する充電電流を切り替える少なくとも１つのスイッチング素子と、
   出力電圧を供給する少なくとも１つの二次出力回路と、
   スイッチングクロックを供給する少なくとも１つの制御可能な発振回路と、
   前記少なくとも１つのスイッチング素子のためのスイッチオフ時間を決定する少なくとも１つの制御回路と
   を有し、
   当該スイッチドモード電源ユニットの動作において、前記発振回路の平均発振クロックは、前記二次出力回路の被制御変数に依存して制御され、前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチオン時間は、前記平均発振クロック及びランダム偏差に依存して決定される、
   スイッチドモード電源ユニット。
2. 前記平均発振クロックは、前記二次出力回路の出力電力に依存して制御され、該出力電力とともに単調に増大する、
   請求項１に記載のスイッチドモード電源ユニット。
3. 前記平均発振クロックに対する前記ランダム偏差のバンド幅は、少なくとも１オクターブを有する、
   請求項１又は２に記載のスイッチドモード電源ユニット。
4. 前記スイッチオフ時間は、前記平均発振クロックを上回る値への前記スイッチングクロックの増大とともに、前記少なくとも１つのスイッチング素子のデューティ比が低減され、前記平均発振クロックを下回る値への前記スイッチングクロックの低下とともに、前記少なくとも１つのスイッチング素子のデューティ比が増大されるように、更に前記ランダム偏差に依存して制御される、
   請求項１乃至３のうちいずれか一項に記載のスイッチドモード電源ユニット。
5. 前記ランダム偏差を決定する少なくとも１つのランダム信号を生成するノイズ発生器
   を更に有する請求項１乃至４のうちいずれか一項に記載のスイッチドモード電源ユニット。
6. 前記少なくとも１つのランダム信号は、前記ノイズ発生器によって前記発振回路の１スイッチングクロック周期毎に生成される、
   請求項５に記載のスイッチドモード電源ユニット。
7. 前記ノイズ発生器は、前記被制御変数に依存して前記少なくとも１つのランダム信号の最大振幅を決定するよう構成される、
   請求項５又は６に記載のスイッチドモード電源ユニット。
8. 二次出力回路の少なくとも１つの被制御変数を決定するステップと、
   決定された前記少なくとも１つの被制御変数に依存して平均発振クロックを決定するステップと、
   前記平均発振クロックからランダム偏差を特定するステップと、
   前記平均発振クロック及び前記ランダム偏差に依存して蓄積素子を充電するスイッチング素子をオンするステップと、
   決定された前記少なくとも１つの被制御変数に依存して前記スイッチング素子をオフするステップと
   を有するスイッチドモード電源ユニットの動作方法。
9. 前記スイッチング素子のスイッチングクロックに基づく前記スイッチング素子のスイッチオン存続期間の逆適応のステップ
   を更に有する請求項８に記載のスイッチドモード電源ユニットの動作方法。
10. 前記スイッチング素子をオフするステップにおいて、前記特定されるランダム変数は更に、当該スイッチドモード電源ユニットの所与の出力電力に関し、本質的に同じエネルギが前記スイッチング素子の各スイッチング周期において前記蓄積素子へ運ばれるように考慮される、
    請求項９に記載のスイッチドモード電源ユニットの動作方法。
11. 前記スイッチング素子をオフするステップは、
    前記二次出力回路の瞬時出力電力に依存して少なくとも１つの前記蓄積素子のための最大充電電流を決定するステップと、
    前記少なくとも１つの蓄積素子の瞬時充電電流を決定するステップと、
    前記瞬時充電電流を前記最大充電電流と比較するステップと、
    前記瞬時充電電流が前期最大充電電流を超える場合に前記スイッチング素子をオフするステップと
    を有する、請求項８乃至１０のうちいずれか一項に記載のスイッチドモード電源ユニットの動作方法。
12. コンピュータにおける請求項１乃至７のうちいずれか一項に記載のスイッチドモード電源ユニットの使用であって、
    前記平均発振クロックは、前記コンピュータの全負荷状態において人間ユーザの最大聴力閾値を上回り、前記コンピュータのスタンバイ状態において前記人間ユーザの前記最大聴力閾値を下回る、
    前記スイッチドモード電源ユニットの使用。

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