CN103650315A - 开关模式电源单元、操作方法和开关模式电源单元在计算机中的用途 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于计算机等的开关模式电源单元（100）。该开关模式电源单元包括：至少一个开关元件（120），用于开关对存储元件（130）进行充电的充电电流；至少一个二次输出电路；至少一个可控振荡器电路（160），用于提供开关时钟；以及至少一个控制电路（150），用于确定所述至少一个开关元件（120）的关断时间。在该布置中，开关模式电源单元（100）的操作涉及：基于来自二次输出电路（140）的受控变量（V_control）来调节来自振荡器电路（160）的均值振荡器时钟，以及基于均值振荡器时钟和随机偏差来确定所述至少一个开关元件（120）的导通时间。本发明还涉及用于这种开关模式电源单元（100）的操作方法以及这种开关模式电源单元（100）在计算机中的用途。

Description

开关模式电源单元、操作方法和开关模式电源单元在计算机中的用途

技术领域

本发明涉及一种用于计算机等的开关模式电源单元，包括用于开关对存储元件进行充电的充电电流的至少一个开关元件。本发明还涉及一种用于开关模式电源单元的操作方法以及开关模式电源单元在计算机中的用途。

背景技术

不同模式下的开关模式电源单元是公知的。相比于诸如特别是常规变压器电源的其它电源类型，开关模式电源具有相对高的效率。另外，相比常规电源，开关模式电源单元具有针对输入电压和频率的相对大的公差范围、小的构造尺寸以及便宜的生产成本。

理论上，开关模式电源单元归因于其开关原理而仅传递二次侧上实际所需的功率。因而，公知的开关模式电源单元在其标称输出功率的约20%至100%的操作范围内具有通常超过90%的效率。遗憾的是，公知的开关模式电源单元的效率特别是在标称输出功率的低于20%的范围内显著地下降。除了其它方面之外，这是由一次侧上输入电压的归因于原理的斩波和相关联的开关损耗引起的。

特别是在如下计算机和类似装置的情况下：其一方面在操作中需要相对大的输入功率，但在休眠模式、节能模式或待机模式下仅消耗大大减小的输入功率，这代表关于所使用的开关模式电源单元的能量效率的问题。

发明内容

本发明的目的是描述一种电源单元和一种电源单元的操作方法，该电源单元在可能的输出功率的宽范围上提供高的能量效率。具体地，相比于公知的开关模式电源单元，将提高在标称输出功率的低范围内的能量效率。

根据本发明，通过用于计算机或类似装置的开关模式电源单元来实现上述目的。开关模式电源单元包括：至少一个开关元件，用于开关对存储元件进行充电的充电电流；至少一个二次输出电路，其用于提供输出电路；至少一个能够控制的振荡器电路，其用于提供开关时钟；以及至少一个控制电路，用于确定至少一个开关元件的关断时间。在此上下文中，在开关模式电源单元的操作中，依据二次输出电路的受控变量来控制振荡器电路的均值振荡器时钟，以及依据均值振荡器时钟和随机偏差来确定所述至少一个开关元件的导通时间。

通过使用能够控制的振荡器电路，可以依据指定例如开关模式电源单元的输出电压或输出功率的受控变量来控制并且特别是降低用于开关充电电流的开关元件的开关时钟。因为附加地使用特定均值振荡器时钟的随机偏差，所以可以避免令人不快的副作用，例如，特别是出现可听到的鸣笛声。

根据有利实施例，依据二次输出电路的输出功率来控制均值振荡器时钟，均值振荡器时钟随着输出功率单调上升。由于开关时钟连同开关模式电源单元的输出功率一起上升，所以在最大负荷情况下，特别是在低输出功率的情况下，可以降低开关损耗，同时保持相同的性能，使得开关模式电源单元的能量效率在很大程度上与二次输出功率无关。

根据又一有利实施例，参考均值振荡器时钟的随机偏差的带宽包括至少一个倍频程。结果，对于振荡器电路的给定均值振荡器时钟，至少一个开关元件的最大有效开关时钟为最小有效开关时钟的至少两倍。通过使用延伸超过至少一个倍频程的随机偏差，可以将由开关模式电源单元引起的声学干扰分布在宽的频率范围上，使得其几乎不易被人类用户所感觉。

根据另一有利实施例，依据随机偏差来附加地控制关断时间。在此上下文中，该控制使得：在开关时钟增至均值振荡器时钟以上的值的情况下，减小至少一个开关元件的占空比，而在开关时钟降至均值振荡器时钟以下的值的情况下，放大至少一个开关元件的占空比。借助于开关时钟的随机偏差与瞬时占空比的逆适应性，即使在改变开关时钟的情况下，也可以使每个开关时钟周期内的能量传输保持基本恒定。

也可以通过用于控制开关模式电源单元的操作方法来实现上述目的，该方法包括步骤：

-确定二次输出电路的至少一个受控变量；

-依据所确定的至少一个受控变量来确定均值振荡器时钟；

-指定与均值振荡器时钟的随机偏差；

-依据均值振荡器时钟和随机偏差来导通用于对存储元件进行充电的开关元件；以及

-依据所确定的至少一个受控变量来关断开关元件。

借助于上述步骤，依据随机偏差和二次输出电路的受控变量可以确定开关元件的导通时间和关断时间。结果，可以在开关模式电源单元的输出功率的宽范围内，根据需求来驱动至少一个开关元件。

在有利的实施例中，所述方法包括参考开关元件的开关时钟周期的开关元件的导通时段的逆适应的步骤。

上述开关模式电源单元和用于控制开关模式电源单元的操作方法均特别适用于在计算机系统中使用。具体地，可以将在待机模式下或者具有非常低的处理器负载的开关模式计算机电源单元的开关时钟降至低于20kHz的频率，即在听得到的范围内。相反，在大量计算机负载的情况下，相同的电源单元以高于20kHz的开关时钟进行操作。

在从属权利要求和示例性实施例的随后详细描述中，更详细地说明了本发明另外的有利实施例。

附图说明

在下文中，将参照参考附图的不同的示例性实施例来更详细地说明本发明，其中：

图1示出根据本发明一个实施例的开关模式电源单元的示意图；

图2示出常规开关模式电源单元的示意图；以及

图3示出用于控制开关模式电源单元的操作方法的流程图。

具体实施方式

为了更好地理解本发明，首先描述根据图2的常规电源单元。图2所示的电路示出开关模式电源单元200。在示例性实施例中所示的开关模式电源单元200为具有以固定频率获得的开关模式控制器脉冲的间歇变压器（blocking transformer）。

开关模式电源单元200包括一次输入电路210、开关元件220以及存储元件230。开关模式电源单元200还包括二次输出电路240、控制电路250、振荡器电路260、脉冲宽度控制器270以及比较器280。

在所示的示例性实施例中，一次输入电路210的桥式整流器BD1提供整流，且存储电容器Cb对在电力系统输入处提供的一次交流电力系统电压提供平滑。经由用作开关元件220的晶体管Qb，由一次输入电路210提供的直流电压Vprim被斩波以磁化存储元件230。在根据图2的实施例中，所使用的存储元件为变压器T的线圈芯。二次输出电路240经由二极管Dout再次对在变压器T的二次线圈中感生的电压脉冲进行整流，经由电容器Cout对整流后的电压脉冲进行平滑，并且经由二次输出提供平滑后的电压脉冲作为相对于地电势的受控输出电压Vout+。

为了控制二次输出电压Vout+，二次输出电路240除了其它外，还包括：电压控制器N，其包括用于输出电压Vout+的具有电阻器Rout1和Rout2的分压器；以及用于提供控制电压的包括部件R、R1和C1的电路。例如，电路为PI控制器（比例积分控制器）。依据输出电压Vout+、经由包含发光二极管U1a和光敏晶体管U1b的光耦合器U1向控制电路250提供受控变量Vcontrol。控制电路250依据受控变量Vcontrol来确定控制电压Vcomp。经由比较器280来比较控制电压Vcomp与依据流过开关元件220的电流的相对于地电势的节点电压Vshunt，并用来驱动脉冲宽度控制器270。

在所示出的示例性实施例中，脉冲宽度控制器270包括具有置位输入S和复位输入R的驱动电路以及用于驱动晶体管Qp的驱动器电路。当在提供有来自振荡器电路260的固定频率的置位输入S处出现时钟脉冲时，脉冲宽度控制器270打开开关元件220。开关元件220保持导通直到电流流过开关元件220，并且因此在分流电阻器Rshunt上的节点电压Vshunt上升至由来自控制电路250的控制电压Vcomp预定的受控值以上。当超过控制电压Vcomp时，通过在驱动电路的复位输入R处施加复位信号来中断开关元件220。

原则上，通过降低振荡器电路260在开关模式电源单元200的非常低的输出功率处的振荡器时钟，可以提高参照图2所描述的电路的效率。然而，由于声学原因，该降低仅在高达大致与人耳的上听阈相对应的约20至25kHz的界限的情况下是有意义的。进一步降低振荡器电路260的振荡时钟导致在开关时钟的频率处出现声学干扰。特别是在20kHz以下，这种干扰能够被人感知到，并且将会打扰到人。

图1示出根据本发明一个实施例的开关模式电源单元100的示意图。所示出的开关模式电源单元100也是根据间歇式变压器的原理的开关模式电源单元。然而，下文中描述的根据公知的开关模式电源单元200的变型以及同样在下文中描述的开关模式电源单元100的操作方法也可以与其它类型的开关模式电源单元一起使用。具体地，所描述的方案也适用于同相正激变换器和反相正激变换器。

在所示的示例性实施例中，开关模式电源单元100包括一次输入电路110、开关元件120和存储元件130。开关模式电源单元100还包括二次输出电路140、控制电路150和振荡器电路160。此外，开关模式电源单元100还包括脉冲宽度控制器170、比较器180和噪声生成器190。

在结构上，一次输入电路110、开关元件120、存储元件130、二次输出电路140、脉冲宽度控制器170和比较器180与之前所描述的开关模式电源单元200的类似部件相对应。相比于之前所描述的开关模式电源单元200，开关模式电源单元100不同之处具体在于：控制电路150另外地提供用于驱动振荡器电路160的控制信号Vf。此外，向振荡器电路160提供来自噪声生成器190的第一随机信号Vn1。振荡器电路160为可控振荡器或者可调谐振荡器，可以依据输入信号Vn1和Vf来调节振荡器电路160的开关时间。

二次输出电路140经由另一线路可选择地连接至噪声发生器190，以便依据二次输出电路140的受控变量Vcontrol来确定由噪声发生器190生成的第一随机信号Vn1的幅度。在另一有利实施例中，噪声发生器190经由另一线路连接至控制电路150，以便依据噪声发生器190的第二随机信号Vn2来确定用于使开关元件120关断的控制电压Vcomp。

相比于参照图2描述的常规开关模式电源单元200，将如下改变根据图1的开关模式电源单元100的操作。在所述实施例中，受控变量Vcontrol不仅用来通过控制器150来确定控制电压Vcomp，还用来确定用于控制振荡器电路160的振荡器时钟的控制信号Vf。在开关模式电源单元100的输出电流下降的情况下，由于从而电源单元输出电压Vout+增加，所以经由控制器N和光耦合器U1，受控变量Vcontrol将会下降。在此情况下，经由控制电路150提供的控制信号Vf必须适当地上升，例如，线性地上升。以此方式，减小振荡器电路160的电容器Ct的充电电流。结果，振荡器电路160的振荡器时钟以及因此开关模式电源单元100的开关元件120的开关时钟变得减小。

此处振荡器电路160的电阻器Rtp象征性地表示经由其可以选择性地保证振荡器电路160的最小振荡器时钟的并联电阻器。振荡器电路160的频率调节范围可以与例如1:25的比例相对应，因此例如与2kHz至50kHz的频率范围相对应。在所描述的间歇式变压器的示例中，在用作开关元件120的晶体管Qp的关断电流保持恒定的情况下，还可以通过该频率变化将所传输的功率降低到1/25，同时开关损耗也降低到约1/25。

从而使开关元件120所得到的、相对低的开关时钟不会作为干扰的声学鸣笛声而听得到，同时经由具有所示的示例性实施例中的例如白噪声的第一随机信号Vn1的控制输入Ref-Input（参考输入）来改变振荡器电路160的开关阈值。在所描述的示例性实施例中，噪声生成器190的第一随机信号Vn1的电压在每个振荡器时钟周期之后产生新的随机值。在此上下文中，以这样的方式调节第一随机信号Vn1的最大幅度：振荡器电路160的输出开关时钟附加地改变对称地围绕经由控制信号Vf确定的均值振荡器时钟的总共一至二个倍频程。换言之，振荡器电路160的持续时段从振荡器电路160的最高开关时钟的100%变为分别高达振荡器电路160的最小开关时钟的百分之200%或400%。振荡器电路160的开关时钟的通过噪声发生器190的这种变化不受控制信号Vf的影响，而在振荡器电路160的均值振荡器时钟处受控制信号Vf的影响。

一至二个倍频程的带宽对于将声学鸣笛声转换成具有明显较低水平的主观上令人舒适的噪声是有利的。优选地，操作时钟的一至二个倍频程的相对带宽至少在能听到的频率范围内保持基本恒定，以便避免控制电源单元100的问题。

在所示出的示例性实施例中，根据基于受控变量Vcontrol的控制电压Vcomp来确定晶体管Qp的关断阈值。然而，在此上下文中，由于在输出电路140的低输出电流处降低开关时钟，所以关断阈值不会降低像在根据图2的传统电路的情况下那样多。

除了通过依据噪声发生器190的第一随机信号Vn1的第二随机信号Vn2以外，在优选实施例中按照控制电压Vcomp来改变关断电流值，使得电源单元100的传输功率不会由于其上所调制的噪声发生器190的信号而在均值上波动太大。优选地实现该变化，使得尽管开关时钟的归因于噪声的变化，但开关元件120的在均值上传输的每个开关脉冲的能量实质上与第一随机信号Vn1无关。

在以下考虑中，通过示例的方式，再次以图1所示的间歇变压器的操作作为基础，其中变压器T以间隙三角形（gapped triangular）模式进行操作。也就是说，变压器T在每个开关脉冲（不连续模式）之后被完全地去磁。在此情况下，产生如下关系：

在与所选择的控制电压Vcomp相对应的恒定的变压器关断电流的情况下，每个开关脉冲所传输的功率与开关时钟f成比例。具有可变关断电流的脉冲的能量含量为E=0.5×L×I²，其中L为变压器T的输入电感，以及I为关断电流。这导致在所传输的功率为P=f×0.5×L×I²，其中f作为开关时钟。为了在尽管有噪声而使开关时钟f的通过第一随机信号Vn1的变化的情况下而不改变在间歇变压器的示例中瞬时传输的功率P，必须以相反方向同步改变电流I，使得瞬时功率保持不变。

在所描述的示例性实施例中，即在电流I按照开关时钟f的根的倒数被重排的情况下。简单地说，如果例如振荡器电路160的开关时钟被减半，即开关时钟f的持续时段由于第一随机信号Vn1而在短时间内突增2倍，则在不存在第一随机信号Vn1时，关断电流在此开关周期中必须经由均值控制电压Vmean的2的平方根倍的控制电压Vcomp（即Vcomp=Vmean×1.41）在短时间内增加。在此情况下，第二随机信号Vn2的量从而在数学上对应于第一随机信号Vn1的量的平方根，即

。为了说明，这与具有振荡器电路160的减小的开关时钟的开关元件120的放大的占空比相对应，反之亦然。

如上所述，通过受控变量Vcontrol来确定控制电压Vcomp本身的均值Vmean。除了其它方面之外，这意味着在该操作模式下，控制电压Vcomp通过自身不可以调节与变压器T的全调制相对应的晶体管Qp的全关断电流。否则，将不能为噪声发生器90的噪声保留调制裕度。然而，这不是问题，特别是在此处相关的开关模式电源单元的低输出功率的情况下如此。

图3再次示意性地示出用于开关模式电源单元100的操作方法300的步骤。

在第一步骤310中，确定二次输出电路140的受控变量Vcontrol。具体地，在所示的示例性实施例中确定实质上与标称输出电压减去二次输出电路140在短时间内的瞬时输出电压Vout+的差成比例的控制电压。

在步骤320中，依据在步骤310中确定的受控变量Vcontrol来确定均值振荡器时钟。具体地，通过借助于示例性实施例中的控制电路150来提供用于能够控制的振荡器电路160的控制信号Vf，从而设置均值开关时钟。在示例性实施例中，控制信号Vf以由电阻器Rtp预定的最小电压开始，然后主要随受控变量Vcontrol成线性地增加。当然，其它函数也是可以的，特别是在数字控制情况下控制信号Vf依据受控变量Vcontrol的增量增加。

在另一步骤330中，确定与均值振荡器时钟的随机偏差。在所描述的示例性实施例中，为了调节振荡器电路160的开关阈值的目的，通过噪声发生器190提供第一随机信号Vn1。在优选的实施例中，以这样的方式选择噪声信号的带宽：其大约与参考均值振荡器时钟的一至二个倍频程的范围相对应。在大于20kHz的区域中，可以通过输出电路140的受控变量Vcontrol来选择性地降低所提供的第一随机信号Vn1的幅度，原因是受控变量Vcontrol为电压输出Vout+处输出负载的测量，从而也是均值振荡器时钟的测量。

在另一步骤340中，确定开关元件120的导通时间以对开关模式电源单元100的存储元件130进行充电。然后依据振荡器电路160的均值振荡器时钟以及依据由噪声发生器190预定的随机偏差两者来确定用于开关元件120的导通时间。在示例性实施例中，以均值振荡器时钟进行操作的振荡器电路160将在脉冲宽度控制器270的置位输入S处提供开关脉冲，其在超过由噪声发生器190预定的开关阈值时导通晶体管Qp。

在另一步骤350中，依据受控变量Vcontrol来关断开关元件120。为此目的，经由所描述的示例性实施例中的控制电路150向比较器180提供控制电压Vcomp，该比较器比较该电压与在开关晶体管Qp与电阻器Rshunt之间的电流节点电压Vshunt。从而可以经由比较器180来确定流过变压器T的一次线圈从而流过晶体管Qp的电流何时超过由控制电路150预定的参考值。如果超过该参考值，比较器180在脉冲宽度控制器170的复位输入端R处提供合适的控制信号，以便打开开关元件120。

上述方法30确保开关模式电源单元100在低输出功率处以在低频范围内（尤其在能够听到的范围内）的开关时钟进行操作，并且结果，具有低的开关损耗。同时，即使在相对低的开关时钟处，开关模式电源单元的操作仅在低水平处引起轻微噪声，因此根本或者几乎听不到。

在大约20kHz的能够听到的范围以上的开关时钟的情况下，当然不需要通过一至二个倍频程调制振荡器电路160的开关时钟，从而限制了归因于附加需要调制的开关电流的可传输功率。这根据以上表述的考虑而变得明显，这是因为在振荡器电路160的例如最小瞬时开关时钟处，晶体管Qp的关断电流以及由此变压器T的电流应当被调节成比具有用于补偿的较高的开关时钟的电流值高的电流值。然而，在最大开关时钟以及同时在变压器T的最大电流处，将达到电源单元100的最大功率。相反，在全调制的50%和振荡器电路160的最高开关时钟处，仅达到最大功率的四分之一。

在优选实施例中，在例如25kHz以上，振荡器电路160的调制带宽可以因此被从两个倍频程限制为明显较低的值或者被完全关断。为了不在控制中引入任何不稳定，噪声带宽应当被单调地限制，并且优选地与均值振荡器时钟成线性地限制。

这可以例如通过以下事实来实现：根据通过高达变压器T的全部最终电流的高负载处的受控变量Vcontrol的关断电流来实现控制电压Vcomp的全调制，并且引入另外的检测电路（未在图1中示出），该另外的检测电路防止晶体管Qp经由振荡器电路160再次导通直到之后变压器T再次被完全去磁为止。这间接引入对最大开关时钟f的限制，使得在电源单元100的高负载处通过噪声发生器190的噪声进行的调制变得越来越小。相反，在非常低的负载处，时钟f很低，使得专门由具有例如两个倍频程的由噪声发生器190的噪声引起的带宽的振荡器电路160来确定晶体管Qp的重新导通。

又一替代实施例或者另外的实施例在于当开关时钟f高于能够听到的范围时，降低噪声发生器190的幅值。例如两个倍频程的全带宽仍是有利的，例如，具有5至20kHz的开关时钟，同时例如10kHz至40kHz的变化不再是必要的，原因是20kHz以上的信号分量不再被察觉。因此，此处一个倍频程将已经足以掩盖由降低振荡器电路160的操作时钟产生的干扰信号。

可以通过图1中以虚线绘制的在受控变量Vcontrol与噪声发生器190之间的链路来降低带宽。在二次输出电路140的输出Vout+处的高负载处，输出电压Vout+具有下降的趋势。从而，控制器N减少其上发光二极管U1a的电流，并且以在光敏晶体管U1b与电阻器Rcont之间的节点处的电压的形式的受控变量Vcontrol相对变大。在此情况下，振荡器电路160必须具有相对高的开关时钟f。在此条件下，噪声发生器190的第一随机信号Vn1的最大幅度则将从例如具有最小输出功率（即，例如1:4的比例或者正百分之300）的两个倍频程降低成例如最大输出功率处的仅正百分之十或甚至百分之零。在此上下文中，进一步降低随机信号的幅度还有助于改善无线电干扰抑制。

先前已经参照分立的模拟电路描述了开关模式电源单元100和方法300。当然，前面所描述的所有控制措施也可以借助于合适的数字控制部件，尤其是以微处理器的控制代码的形式来实现。因此，具体地，微控制器可以被编程为控制开关模式电源单元，使得其执行方法300，从而在低输出功率范围内实现效率的提高。

此外，所描述的控制措施和电路修改不限于前面所描述的间歇变压器，而且还适用于其它开关模式电源单元类型，例如，具体地，前馈变换器、降压变换器和升压变换器。当然，具有多于一个开关和/或存储元件或者甚至几个二次输出电路的电路也是可以的。例如，上述电路可以被修改成使得具有推挽变压器，两个或多个开关元件的开关频率按照随机信号的输入而变化。类似地，可以使用其它存储元件，具体地，例如存储电容器或线圈。

附图标记列表

100  开关模式电源单元

110  一次输入电路

120  开关元件

130  存储元件

140  二次输出电路

150  控制电路

160  能够控制的振荡器电路

170  脉冲宽度控制器

180  比较器

190  噪声发生器

200  开关模式电源单元

210  一次输入电路

220  开关元件

230  存储元件

240  二次输出电路

250  控制电路

260  振荡器电路

270  脉冲宽度控制器

280  比较器

300  方法

310至250  方法步骤

Vcomp  控制电压

Vcontrol  受控变量

Vout+  输出电压

Vprim  直流电压

Vshunt  节点电压

Vf  控制信号

Vn1  第一随机信号

Vn2  第二随机信号

Claims (12)

1.一种用于计算机等的开关模式电源单元（100），包括：

至少一个开关元件（120），用于开关对存储元件（130）进行充电的充电电流；

至少一个二次输出电路（140），用于提供输出电压（Vout+）；

至少一个能够控制的振荡器电路（160），用于提供开关时钟；以及

至少一个控制电路（150），用于确定所述至少一个开关元件（120）的关断时间；

其中，在所述开关模式电源单元（100）的操作中，依据所述二次输出电路（140）的受控变量（Vcontrol）来控制所述振荡器电路（160）的均值振荡器时钟，并且依据所述均值振荡器时钟和随机偏差来确定所述至少一个开关元件（120）的导通时间。

2.根据权利要求1所述的开关模式电源单元（100），其特征在于，

依据所述二次输出电路的输出功率来控制所述均值振荡器时钟，所述均值振荡器时钟随着所述输出功率单调上升。

3.根据权利要求1或2所述的开关模式电源单元（100），其特征在于，

参考所述均值振荡器时钟的所述随机偏差的带宽包括至少一个倍频程。

4.根据权利要求1至3之一所述的开关模式电源单元（100），其特征在于，

依据所述随机偏差以这样的方式来附加地控制所述关断时间：在所述开关时钟增至所述均值振荡器时钟以上的值的情况下，减小所述至少一个开关元件（120）的占空比，以及在所述开关时钟下降至低于所述均值振荡器时钟的值的情况下，放大所述至少一个开关元件（120）的所述占空比。

5.根据权利要求1至4之一所述的开关模式电源单元（100），其特征在于，

噪声发生器（190），用于生成用于确定所述随机偏差的至少一个随机信号（Vn1、Vn2）。

6.根据权利要求5所述的开关模式电源单元（100），其特征在于，

针对所述振荡器电路（160）的每个开关时钟周期，由所述噪声发生器（190）重新生成所述至少一个随机信号（Vn1、Vn2）。

7.根据权利要求5或6所述的开关模式电源单元（100），其特征在于，

所述噪声发生器（190）被配置为依据所述受控变量（Vcontrol）来确定所述至少一个随机信号（Vn1、Vn2）的最大幅度。

8.一种用于开关模式电源单元（100）的操作方法（30），包括步骤：

确定二次输出电路（140）的至少一个受控变量（Vcontrol）；

依据所确定的至少一个受控变量（Vcontrol）来确定均值振荡器时钟；

指定与所述均值振荡器时钟的随机偏差；

依据所述均值振荡器时钟和所述随机偏差来导通用于对存储元件（130）进行充电的开关元件（120）；以及

依据所确定的至少一个受控变量（Vcontrol）来关断所述开关元件（120）。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于如下步骤：

参考所述开关元件（120）的开关时钟的所述开关元件（120）的导通持续时间的逆适应。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，在所述关断步骤中，以这样的方式附加地考虑所指定的随机偏差：针对所述开关模式电源单元（100）的给定输出功率，在所述开关元件（120）的每个开关周期中，基本上将相同的能量传递至所述存储元件（130）。

11.根据权利要求8至10之一所述的方法，其中，所述关断所述开关元件（120）的步骤包括以下步骤：

依据所述二次输出电路（140）的瞬时输出功率来确定用于所述至少一个存储元件（130）的最大充电电流；

确定所述至少一个存储元件（130）的瞬时充电电流；

比较所述瞬时充电电流和所述最大充电电流；以及

当所述瞬时充电电流超过所述最大充电电流时，关断所述开关元件（120）。

12.根据权利要求1至7之一所述的开关模式电源单元（100）在计算机中的用途，其中，在所述计算机的满负载状态下的所述均值振荡器时钟在人类用户的上听阈以上，而在所述计算机的待机状态下的所述均值振荡器时钟在所述人类用户的上听阈以下。

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