CN1047776A

CN1047776A - 具有脉冲方式等待状态的开关电源

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Publication number: CN1047776A
Application number: CN90102136A
Authority: CN
Inventors: 乔瓦尼·米歇尔·莱奥纳尔迪
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1989-03-07
Filing date: 1990-03-07
Publication date: 1990-12-12
Anticipated expiration: 2005-03-07
Also published as: CN1024246C; TR25374A

Abstract

在开关型电源中，第一开关晶体管与变压器初级绕组连接，产生开关电流脉冲。变压器次级绕组经开关二极管与控制电路的电容器连接，建立电容器的控制信号。后者加到斩波器第二晶体管耦合的电源，按控制信号的脉宽调制产生和调整电源电压。在等待状态运行时，第一和第二晶体管工作在按交流电源频率重复的脉冲方式。在脉冲方式运行中出现开关电流脉冲的间隔时，脉冲的脉宽和峰值按电源电压的波形逐渐增大，在各脉冲串内以等待状态运行提供软起动操作。

Description

本发明涉及一种开关电源。

典型的电视接收机开关电源（SMPS）中，交流电网供电电压被耦合到桥式整流器，产生一个未经调整的直流（DC）输入供电电压，一个斩波器晶体管开关电路把这个未调整的供电电压加在回扫变压器初级绕组两端，一个脉冲宽度调制器控制这个开关电路的占空比。在变压器的次级绕组上激励起一个回扫电压，其频率由脉冲宽度调制器决定，这个回扫电压进而被整流产生一个直流输出供电电压，例如供给电视接收机行偏转电路的电压B⁺和驱动遥控器单元的电压。

在正常运行期间，脉冲宽度调制器用负反馈的方式来调整这个直流供电电压。在等待状态期间，SMPS需要产生驱动遥控器单元的直流供电电压，而此时，电视接收机的其他级电路都不工作，不支取供电电流。因此，斩波器晶体管的负载占空比平均值基本上在等待状态期间可以低于正常运行期间的占空比。

由于斩波器晶体管存储时间的限制，在一一个给定的占空比之下，把导通时间间隔的长度降低到最小值以下是不可能的。所以，为了维持一个低的占空比平均值，在等待状态期间就要求斩波器的晶体管工作在间歇状态或脉冲状态之下。在等待状态期间，在顺序出现的脉冲串时间间隔之间出现一个长的空载时间间隔。只有在脉冲串的间隔期在斩波器晶体管内出现开关运行状态，结果是每个导通间隔都是足够长度的。

根据本发明的一种方案，脉冲串形式运行间隔被激励和以一个速率出现，这个速率是由一个以电网电压的频率重复的信号来决定的。例如电网供电电压频率为50Hz，周期20ms，在开关循环出现时，每个脉冲串时间间隔可以持续5ms，而开关循环不出现时的空载时间间隔可以持续15ms时间。这样，按照电网电压频率的一个信号来触发，就大大简化了SMPS的设计。

在等待状态运行期间所产生的脉冲串形式运行间隔是与50Hz的信号同步的。在每个间隔期间在SMPS的变压器和电感上产生电流脉冲，这些电流脉冲以50Hz的重复频率成串地产生，它们出现的频率等于每个脉冲形式运行间隔内斩波器晶体管的开关频率，这样的电流脉冲在电源断开或等待状态期间可能产生有害的声音，这种有害声音可能是SMPS的电感和变压器上的脉冲电流引起的附加机械振动而产生的。

按照本发明另外的方案，在每个周期之间，交流电网电压的变化使在脉冲串形式运行间隔内顺序出现的开关循环中导通间隔长度逐步增大，每个脉冲串形式运行期间的这种过程可称之为软启动运行。这种软启动运行使SMPS的电容器平缓充电，因此，大大地减轻了附加的机械振动。另外，为了进一步减小这种有声的噪音，每个脉冲串形式运行间隔内的开关循环频率可保持在超过可听音域。

为了在等待状态期间和正常运行期间都能产生输出供电电压，实施本发明的一种开关电源包括一个交流电网供电电源，产生出一个给定频率的控制信号。由输入电压供电，并由第一控制信号控制的开关装置在等待状态和正常运行期间都产生开关电流，这个开关电流产生输出电压，一个受等待/运行状态控制信号和频率为电网电压频率信号控制的装置接到开关装置上，并在等待状态期间以脉冲串方式来控制该开关装置。在脉冲间隔期内完成多个开关循环，在交变的空载时间间隔内没有开关循环完成。这两个间隔以交流电网输入电压的频率交替地出现。

附图说明：

图1是实现本发明方案的一种电源。

图2a-2d是用来说明图1电路的正常运行模式下，负载变化时的波形图。

图3a-3g是用来说明图1电路的正常运行模式下，负载不变的条件下的一个附加的波形图。

图4是用于说明图1电路中的隔离变压器的结构图。

图5a-5d用来说明图1的电源的等待状态运行的波形图。

图6a-6d是为说明图1电路的运行，在起始上升期间的瞬态波形图。

图7是图1电路的增大输出功率的改进型。

图8是用表格方式列出的图1电路的性能数据，并与通常的电源相比较。

图9以表格形式列出的图1电路的其他性能数据，并与通常的电源相比较。

图1是实施本发明的一个开关电源SMPS200。SMPS200产生+145V的输出电压B⁺，例如它用来驱动电视接收机的偏转电路（未示出），另外还产生一个+18V的输出电压V⁺，这两个电压都是经调整的。交流电网电压V_AC在桥式整流器100上整流产生未调整的电压V_UR。回扫变压器T₁的初级绕组Wp接在产生电压V_UR的绕端100a和大功率斩波器金属氧化物半导体（MOS）场效应三极管Q₁的漏极之间。

图1的MOS晶体管Q₁的源极接在公共导体上，此处称为“热”地线，晶体管Q₁的栅极经过耦合电阻102接在产生脉冲宽度调制信号V₅的端子104上。信号V₅在晶体管Q₁上产生开关运行。隔离变压器T₂产生信号V₅的次级绕组W₃接在端子104和“热”地线之间。一对反向至反向的稳压二极管^Z18A和^Z18B在晶体管Q₁上提供门限保护。绕组W₃，W_p，晶体管Q₁和信号V₅的电位都是以“热”地线为基准。

变压器T₁和T₂按照图4所示的方法构成。图1和图4上类似的符号和数字表示类似的元件或功能。

图3a-3g是用来说明在恒定负载条件下，图1SMPS的正常稳定状态或正常运行方式的波形图。图1和图3a-3g上类似的符号和数字表示类似的元件或功能。

例如，图3中一个给定的循环或周期的时间间隔t-t₁期间内，为了在t₀-t₁时间内维持晶体管Q₁的导通，脉冲信号V₅的电压相对于“热”地线是正的。所以，t₀-t₁时间内图1绕组W_p上的电流i₁是上升的，感应的能量存储在图1的变压器T₁内，在图3d的时间t₁，晶体管Q₁变为不导通。

在晶体管Q₁变得不导通之后，存储在绕组W_p内的能量由于变压器的作用而转换到变压器T₁的次级绕组W_S，在绕组W_S的端头108和109上产生的回扫脉冲分别由二极管106和107整流，并分别由电容器121和122滤波，分别产生直流电压B⁺和V⁺这两个电压都是以第二公共地线即“冷”地线为基准的。从电击危险的角度考虑，“冷”地线和“热”地线由变压器T₁和T₂隔离开。晶体管Q₁，变压器T₁和二极管106、107形成SMPS的输出级。

实施本发明的SMPS200的脉冲宽度调制器包括一个间歇振荡器110，用来产生控制晶体管Q₁开关运行状态的开关信号V₅。振荡器110还包括一个由信号V₅控制的开关晶体管Q₂。变压器T₂的绕组W₃在振荡器110上用产生的信号V₅提供正反馈。变压器T₂有一个初级绕组W₁接在电压VUR和晶体管Q₂的集电极之间。这样，绕组W₁就以“热”地线为参照基准。以“冷”地线为基准的T₂的次级绕组W₂接在控制电路的二极管D₃上，实施本发明的另一个方案中D₃也是以“冷”地线为参照基准的。

二极管D₃的阴极经过电容器C₄接冷地线，如后面所述，电容器C₄两端建立起的直流控制电压V₄改变每个周期内的晶体管非导通时间或占空比。

电容器C₂接在晶体管Q₂的基极和104a之间，电阻R₂接在104a和信号V₅的端头104之间。在图3b的t₀-t₁间隔期内，在电阻R₂上流过电流i₅，由信号V₅产生的这电流在图3d的t₀-t₁时间间隔内对电容器C₂充电，导通晶体管Q₂。

在正常运行期间，图1中晶体管Q₂导通时，绕组W₁上的图3d所示的电流i₂线性地增大，直到通过发射极电阻R₄产生的压降大到足以使晶体管Q₂迅速关断为止。反馈电阻R₄接在晶体管Q₂的发射极和“热”地线之间。电阻R₄在晶体管Q₂导通时，使图3C中的电流i₅逐渐减小，直至晶体管Q₂在图3C中的t₁时截止。图1中电阻R₄的作用是使开关条件最佳，并对晶体管Q₂提供过流保护。结果是绕组W₁两端的电压极性反转。由于绕组W₃使信号V₅的正反馈，所以判断过程是十分迅速的。

如前所述，绕组W₃还提供控制晶体管Q₁的脉冲驱动信号V₅。晶体管Q₁和Q₂在每个周期之内的导通时间间隔基本上是恒定不变的或是不受负载的影响。因此，当晶体管Q₁不导通时，对于一个给定的电压V_UR来说，存储在变压器T₁内的能量基本上是恒定的。然而当电压V_UR发生变化时，导通时间间隔可能发生变化。

晶体管Q₂停止导通时，在变压器T₂的绕组W₂上产生如图3e的倾斜下降电流i₄，电流i₄使二极管D₃在如图3e所示时间t₁-t₄间隔内导通，并对电容器C₄充电。对于一个给定的电压V_UR和给定的晶体管Q₂的占空比来说，每个周期中加在电容器C₄上的电荷是一样的，t₁-t₄期间，除二极管D₃上的正向电压跌落之外，主要是在绕组W₂两端建立控制电压V₄。

电压V₄决定图3e中t₁-t₄间隔的长度，在这个时间间隔之内，要消耗变压器T₂存储的磁能。在图3e的t₄时，电流i₄变为零。由于变压器T₂内的谐振，结果使图3b中的信号V₅的极性发生变化，因此产生在图3c中的正向电流i₅。如上所述当i₅为正时，晶体管Q₁和Q₂都导通。

晶体管Q₁和Q₂在上述的非导通期间t₁-t₄内，信号V₅是负的，如图3b所示的时间间隔t₁-t₄内。所以，图3c所示的相反极性的电流在图3c中t₁-t₂流过电容器C₂，在t₂-t₄流过二极管D₁。电容器C₂上最后累积的电荷在它上面产生这种极性的电压，即在图3b中t₄，信号V₅极性反转时，晶体管Q₂迅速导通。

控制电路120以“冷”地线为参照基准，并以改变电压器C₄两端的控制电压V₄来控制振荡器110的占空比。控制电路120的晶体管Q₄接成共基极放大器，基极电压通过一个温度补偿正向偏值的二极管D₅取自+12V稳压器V_R1，该稳压器由电压V⁺供电。

固定电阻R₅₁接在晶体管Q₄的发射极和电压B⁺之间，由于Q₄是共基极电路，所以流过电阻R₅₁的电流i₈正比于电压B⁺，用来调节电压B⁺的可变电阻R₅接在“冷”地端和晶体管Q₄与电阻R₅₁的结点之间。电阻R₅₁用来决定晶体管Q₄的电流值。这样，电流i₈的可调部分流入“冷”地线，而i₈的修正量流到晶体管Q₄的发射极。

晶体管Q₄的集电极接到晶体管Q₃的基极，用来控制晶体管Q₃的集电极电流，高输出阻抗的晶体管Q₃的集电极接在电容器C₄和二极管D₃的连结点上。如前所述，当晶体管Q₂不导通时，存储在变压器T₂的能量产生电流i₄，经二极管D₃流入电容器C₄，电源的调整是通过控制控制电压V₄来实现的。借助于晶体管Q₃，通过控制变压器T₂次级绕组W₂的负载来控制电压V₄。

晶体管Q₃的集电极电流构成一个高输出阻抗的电流源，这个电流耦合到像飞轮一样工作的电容器C₄上。在稳态下，图3e中t₁-t₄期间加到电容器C₄上的电荷等于t₀-t₄期间晶体管Q₃从电容器C₄上移去的电荷量。

图2a-2d是用来说明不同的负载条件下调整SMPS过程的波形图。图1，图2a-2d，和图3a-3g中的类似的符号和数字表明类似的元件或功能。

在图2a-2d中时间tA之后，图1中电容器121两端负荷的供电电流减小，而电压B⁺增加，B⁺的增大使晶体管Q₃导通，集电极电流为高电平，因此电容器C₄两端的电压V₄变得较小。晶体管Q₂不导通之后，每个周期内需要较长的时间从间歇振荡器110的变压器T₂移去感应的能量。这样，当振荡器110的晶体管Q₂不导通时，在给定的周期内，在负载减轻的条件下，图2a的时间间隔tA-tB的长度增加。结果，占空比即晶体管Q₁开通时间和关断时间的比值就减小，正如为调整电压而需要的那样。

在稳态下，电压V₄稳定在使电容器C₄充放电均衡的电平上，而由于放大作用和晶体管Q₃集电极电流在电容器C₄上的电流积分，电压B⁺的增加能引起电压V₄相当的变化，在瞬态情况下，只要电压B⁺大于+145V，电压V₄将减小。

结果，图1中的电压V₄变化趋向于使得电压B⁺随负载减轻而增加的趋势消失。这样，用负反馈的方法使电压得到调整。在极端情况下，绕组W₂两端的短路电流可以抑止振荡器110的振荡，这就提供了一个固有的故障保护特性，如后面所描述的那样。

与此相反，电压B⁺减小的趋向通过电压调整将晶体管Q₁和Q₂的占空比增大，这就使晶体管Q₁的不导通时间间隔随产生电压B⁺的端子99处的电流负荷的情况而变化。

为了改进误差检测，在一个直流耦合信号通路上可以进行对产生控制电压V₄的电压B⁺的处理。另外电压B⁺的变化可能引起电压V₄较大的变化，这样就改善了误差检测的灵敏度。只有电压B⁺的误差被放大之后，包含在直流耦合电压V₄内的经放大的误差信号被变压器或交流耦合的来实现脉冲宽度调制，这些特征的结合就改进了电压B⁺的调整。

另一种用于电压调整类似于控制电路120的方法是如美国专利申请424353号，题为“同步开关电源”，它是由Leonardi在1989年10月9日提交的申请。其中，所产生的类似于图1中的电压V₄是被变压器耦合到矩齿波发生器上的，变压器耦合的电压使产生脉冲宽度调制控制信号的矩齿波信号发生变化。

稳压二极管D₄与电阻RD₄串联，并接在晶体管Q₃的基极和集电极之间。稳压二极管D₄把电压V₄限制在大约39V，这个电压限制振荡器110的频率或使晶体管Q₂和Q₁的截止时间最小，用这种方法，传输到负载的最大功率受到限制，从而形成过流保护。

为了安全运行，在晶体管Q₁再次导通之前，可以让绕组Ws内的次级电流i₃衰减到零。这就是说电流i₃的衰耗时间最好比间歇振荡器110的电流i₄的衰耗时间短。通过适当选择变压器T₂的初级电感和稳压二极管D₄的数值可以满足这个条件。

在低功率运行方式下，通过操作SMPS200来启动等待状态运行。当要求SMPS把功率跌落到20-30W以下时，就出现这个低功率运行方式。例如在行偏转电路220内，电遥控单元333控制的行振荡器（未示出）在等待状态期间停振，因此由电压B⁺驱动的偏转电路222的行偏转输出级也停止工作。所以电压B⁺的端子99处的负载就减轻。电压B⁺和晶体管Q₄上的误差电流就趋向增加，因而晶体管Q₃饱和，变压器T₂绕组W₂两端近于短路，导致电压V₄在整个等待状态期间接近为零。而不像正常运行期间那样，变压器T₂的谐振不能产生信号V₅的正向脉冲。从而抑止了再生反馈环启动晶体管Q₂。因此，使连续振荡不能维持下去。

按照本发明的一个方案，由信号V₇的半波整流电压上升部分周期性地把晶体管Q₂触发为以脉冲方式工作的开关状态，信号V₇的频率是电网频率50Hz。该信号来自桥式整流100，经过串联的R₁和C₁加到晶体管Q₂的基极，这个串联回路起产生电流i₇的微分电路作用。

图5a和5d是等待状态期间的波形图，表示在间歇振荡器中没有信号V₅的触发脉冲出现时，振荡器110的脉冲开关过程发生在t₁₀-t₁₂期间，紧接着是空载期t₁₂-t₁₃，图1和图5a-5d中类似的符号和数字表示类似的元件和功能。

电容器C₃和电阻R₃并联，再与二极管D₂串联后接在“热”地线和电容器C₂与电阻R₂的节点104a之间，二极管D₁与电容器C₂并联。

在正常的运行期间，晶体管Q₂每次导通时，在绕组W₃上产生的正向电压脉冲信号V₅使电容器C₃维持充电到一个恒定的电压V₆所以电容器C₃是正反馈信号通道的去耦电容器，它并不影响电路正常工作。在等待状态期间，电容器C₃在一个长静止周期或空载时间放电，如图5b所示的电压V₆在t₁₂-t₁₃期间。

在图5a给定的时间间隔t₁₀-t₁₃的时间t₁₀之后，由电容器C₁上电压微分所产生的电流i₇突然从零增加到正的最大正，结果晶体管Q₂的基极电流导致晶体管Q₂导通。当晶体管Q₂导通时，在绕组W₃上产生正向脉冲信号V₅，以维持晶体管Q₁和Q₂导通。

类似前述的正常运行，晶体管Q₂保持导通，直到它的集电极电流i₂增加时晶体管Q₂的基极电流不足以维持晶体管Q₂饱和为止。而后，集电极电压V₂增大，信号V₅减小，结果，由于正反馈，晶体管Q₂被截止。

电容器C₂两端电压产生负向电流i₅，使电容器C₂经二极管D₇放电，并保持晶体管Q₂截止。负向电流i₅的幅度大于正向电流i₇的幅度，晶体管Q₂的基极电流为零，Q₂仍然不导通，当负向电流i₅的幅值小于i₇时，晶体管Q₂再次导通，产生正向电流i₅。

晶体管Q₂的一个给定的导通间隔的主要部分内，电流i₅完全流经C₂形成晶体管Q₂的基极电流，因为集电极电流i₂是逐渐增长的，所以晶体管D₂的发射极电压也逐渐增大，导致二极管D₂阳极上的电压增大，当二极管阳极电压足够正，二极管D₂就导通，电流i₅的主要部分由电容器C₃从晶体管Q₂的基极转移，结果，基极电流就不够维持晶体管Q₂的集电极电流，因此正反馈信号通道使晶体管Q₂截止。这样，电流i₂的峰值就由电容器C₃两端的电压V₆的大小来决定。

在图5a-5d的t₀-t₁₂期间，电容器C₃经二极管D₂接到正反馈信号通道上，并由正向电流i₅充电，因此图5b的电压V₆逐渐变大。

按照本发明的进一步的方案，电压V₆进一步增大，使t₁₀-t₁₂内产生的每个周期的导通时间间隔也逐渐增大，所以图1中的电流i₁和i₂的峰值和脉冲宽度都逐渐增大。

图5a-5d中t₁₀-t₁₂中出现的每个周期相应的不导通期间，电容器C₂经二极管D₇和电阻R₂放电。放电到使负电流i₅的幅值小于正向电流i₇的幅值的电平所需要的时间就决定了每个周期中晶体管Q₂不导通间隔的长度。

根据本发明的特点，截止时间间隔逐渐变长是因为电容器C₂的电压逐渐升高和电流i₇的幅度逐渐变小的缘故。因此在截止间隔逐渐变长以后，晶体管Q₂的基极中开始流通正基极电流，其结果是，在脉冲串方式间隔期间，开关频率改变或者逐渐降低。

在图5a的时间t₁₂，电流i₇等于零。因此，在间隔t₁₀-t₁₂期间不能连续出现脉冲方式运行，而长空载时间间隔t₁₂-t₁₃出现在不发生开关运行中。在时间t₁₃，再次产生正电流i₇，并且在晶体管Q₁和Q₂中出现一个连续方式开关间隔。

在图5d的脉冲方式间隔t₁₀-t₁₂期间，导电时间间隔的宽度以每周逐渐增加的，如以前所述，这种运行涉及到称为软起动的运行。因为软起动运行，例如开关电源（SMPS）200的电容器是以逐渐的方式充电或放电的。

根据本发明的另一个特点，因为电容器C₃的电压V₆比在正常方式运行期间低，所以在图5a的整个间隔t₁₀-t₁₂期间，图1晶体管Q₁和Q₂的开关频率保持在上述图1开关电源200的声频范围以上。由于在等待状态期间软起动运行和高开关频率的缘故，所以对降低在图1开关电源200的变压器和电感器中由附加的机械振动产生的噪声基本上是有利的。

在图5c的间隔t₁₀-t₁₂期间，脉冲方式运行产生图1的电压V⁺为一个足够的电平，以使在等待状态期间图1中遥控单元333工作。由于脉冲方式运行，在开关电源200中消耗的能量比一般正常状态运行期间低，基本上保持在6W左右。

由于以驱动遥控单元333所需的电平产生电压V⁺，因此要求晶体管Q₁和Q₂对应的平均占空比基本上低于正常状态运行期间的占空比。例如，在晶体管Q₁中导通时间间隔的宽度应比晶体管Q₁的存储时间长。因此，在脉冲方式运行期间，为了获得所需较低的平均占空比，在每一周中，晶体管Q₁的导通间隔比假设在等待状态期间发生的连续开关运行要保持得长。晶体管Q₁和Q₂中的这种连续开关运行发生在一般正常状态运行期间，而不存在空载时间间隔，例如图5d的间隔t₁₂-t₁₃。

该开关电源还有一个软起动的特点，现在借助于图6a-6d中的波形进行描述。在图1，图5a-5d和图6a-6d中相同的符号和数字表示相同的元件和作用。起动方式与等待状态运行一样。当电源第一次接通时，电容器C₃和C₄放电，而晶体管Q₂的基极上没有正偏压，通过馈送一小部分已整流的交流电源信号V₇，将振荡加到晶体管Q₂的基极上。如图6d所表示的，振荡器占空比开始很小，或者当晶体管Q₂截止时在每周中的间隔较大，是因为电容器C₄的放电使变压器T₂的绕组W₂加重了负载。电容器C₃和C₄充电，约15ms时间逐渐建立电压B⁺，如图6c所示，随着缓慢的建立，一般运行开始。

在图1输出端99短路的情况下，开关电源200进入间歇方式运行，以与等待状态运行方式同样的方法运行。例如，图1电容器C₁₂₁被短路，流过变压器T₁次级绕组Ws的电流i₃增大，使接在晶体管Q₃发射极上的电阻器R₆两端建立较高的负偏压，然后，基极电流通过二极管D₅₅流入晶体管Q₃，使晶体管Q₃产生饱和，并把它的集电极电压V₄钳在地电位。变压器T₂后面的负载使开关电源200工作在如等待状态方式运行所述的间歇脉冲方式。

例如，在要求高声频功率的情况下，产生电压V⁺的开关电源200的低压电源部分可配置成正向变换器那样的工作。图7表示图1电路的改进，用于得到正向变换器的运行。图7电阻器Rx和二极管Dy用作过载保护，将在以后说明。在图7和图1中相同的符号和数字表示相同的元件和作用。当采用图7所示的改进电路提供高功率音频源时，如果出现过载，电阻器Rx检测到过电流，并对晶体管Q₃的发射极提供负的偏压。

在图8表示的表中，电压B⁺是随着流过电视接收机的第二阳极（未表示）电极的电子束流相应的变化而变化的。电压B⁺激励偏转电路的输出级（未表示），用于产生第二阳极电压和电子束流。在图9表示的表中，电压B⁺是随着电源电压V_AC的变化而变化的。

为了比较起见，图8和图9每个表格的第一行，提供了当一般已有技术开关电源采用一个集成电路TDA4601控制电路和采用一个Orega V493700号电源变压器时所得到的数据。图8和图9每个表的第二行，提供了在采用图1未改进的开关电源时所得到的数据。由此可见，图1开关电源200的性能是优良的。

Claims

1、一种电视设备的开关型电源(200)。用于在等待状态运行期间和在工作状态运行期间产生一个输出电源电压(B⁺)，包括：

装置(100)，它用于产生一个来自交流电源电压源的输入电源电压(V_UR)

第一装置(110)，用于产生一个周期性的第一控制信号(V₅)；

开关第二装置(Q₁)，由上述输入电源电压(V_UR)激励，并响应于在上述等待状态运行和工作状态运行期间的上述第一控制信号(V₅)，用于产生一个开关电流(i₁)；

第三装置(T₁)，响应于上述开关电流(i₁)，用于产生上述输出电源电压(B⁺)；

一个等待状态/工作状态第一控制信号的源(333)；其特征是；

第四装置(Q₄，Q₃，Q₂)与上述开关装置(Q₁)连接，并响应上述等待状态/工作状态第一控制信号，还响应于以由上述交流电源电压的频率确定的一个频率的第二控制信号(i₇)，用于在上述等待状态运行期间，用脉冲串方式控制上述开关装置(Q₁)，以致在脉冲间隔期间进行多个开关循环，而在交变空载时间间隔期间，不进行开关循环，这两个间隔以一个由上述交流电源电压的频率决定的频率交替。

2、根据权利要求1所述的一个电源，其特征在于，在上述工作状态运行中，上述开关装置（Q₁）连续产生上述开关电流（i₁）的脉冲。

3、根据权利要求1所述的一个电源，其特征在于，一个负载电路（222）与上述输出电源电压（B⁺）连接，并响应于上述等待状态/工作状态的第一控制信号（来自333），以产生一个按上述等待状态/工作状态第一控制信号变化的负载电流（i₃）;与上述负载电路（222）连接的装置，响应于至少上述输出电源电压（B⁺）和上述负载电流（i₃）之一，以产生第三控制信号（V₄），也就是与上述第三装置（T₁）连接，用于在至少上述输出电源电压（B⁺）和负载电流（i₃）之一的一个电平超过正常工作状态运行范围时启动上述脉冲串方式运行。

4、根据权利要求3所述的一个电源，其特征在于，用负反馈方法，上述第三控制信号（V₄），按照上述输出电源电压（B⁺）改变在上述工作状态运行期间上述开关装置（Q₁）的占空比。

5、根据权利要求1所述的一个电源，其特征在于，在上述工作状态运行期间，连续出现上述开关装置（Q₁）的开关循环，并在空载时间间隔期间也不间断。

6、根据权利要求1所述的一个电源，其特征在于，调制装置（T₂C₃）响应于上述输出电源电压（B⁺），并与上述开关装置（Q₁）连接，以负反馈方式在上述工作状态运行期间，用脉冲宽度调制上述开关装置（Q₁）的上述开关运行，由此在上述工作状态运行期间，调整上述输出电源电压（B⁺）。

7、根据权利要求6所述的一个电源，其特征在于，上述开关运行是在上述等待状态运行期间，以开环的方法，相对于上述输出电源电压（B⁺），的变化来控制的。

8、根据权利要求6所述的一个电源，其特征在于，上述调制装置（T₂）响应于上述的交流电源电压，并与上述第一控制信号发生装置（110）连接，按照在上述交流电源电压每个周期期间提供一个软起动运行的上述交流电源电压的波形，用脉冲宽度调制上述第一控制信号（V₅），它在上述等待状态运行中出现。

9、根据权利要求8所述的一个电源，其特征在于，在给定的开关循环期间，上述开关装置（Q₁）工作在第一和第二开关状态，其中当上述开关装置（Q₁）工作在上述状态之一时，间隔宽度按照一个在上述等待状态运行期间提供软起动运行的上述交流电源电压波形，在交流电源电压相应的周期期间逐渐增大。

10、根据权利要求8所述的一个电源，其特征为，上述软起动运行在上述等待状态运行期间使上述电源中附加的机械噪声减小。

11、根据权利要求8所述的一个电源，其特征为，一个负载装置（222）与上述输出电源电压连接，产生一个负载电流（i₃），其中上述第四装置（Q₄、Q₃、Q₂）响应于上述负载电流的幅度，当上述负载电流的幅度过大时，用于控制以脉冲方式的上述开关运行。

12、根据权利要求11所述的一个电源，其特征在于，当上述负载电流过大时，上述调制装置（T₂、C₃），按照提供上述软起动运行的交流电源电压的波形来调制上述第一控制信号（V₅），以提供一个电流过载保护。

13、一个开关型电源包括：

由交流电源电压以第一频率产生一个输入电源电压（V_UR）的装置;

一个用初级绕组（W₁）与上述输入电源电压（V_UR）连接的变压器（T₂），其特征为：

第一开关装置（Q₂）与产生开关电流（i₂）的上述初级绕组（W₁）连接，上述第一开关装置（Q₂）和上述变压器（T₂）形成一个再生正反馈信号通路，从而构成一个在工作状态运行期间连续振荡的振荡器（110）;

装置（Q₁）与上述输入电源电压（V_UR）连接，并响应于上述振荡器（110）的一个输出信号（V₅），通过一个按照上述振荡器（110）的输出信号（V₅）控制的开关运行，用于以输入电源电压（V_UR）产生一个输出电源电压（B⁺）;

装置（Q₃，Q₄）响应于上述输出电源电压（B⁺），并以负反馈的方式与上述振荡器（110）连接，用于调制在上述工作状态运行期间的上述振荡器输出信号（V₅），从而调整上述输出电源电压（B⁺）;

装置（Q₃、Q₄）响应于等待状态/工作状态控制信号（来自333），并与上述振荡器（110）连接，用于在等待状态运行时停止在振荡器（110）中的连续振荡;和

装置（D₂、C₃）响应于以一个由上述第一频率决定的频率的信号（i₇），它用于启动在上述第一开关装置（Q₂）中一个脉冲方式开关运行，即当连续振荡停止时，以一个由上述第一频率决定的频率重复。

14、根据权利要求13所述的一个电源，其特征在于，上述调制装置（Q₃、Q₄）包括：一个电容器C₄，用于产生一个控制电压（V₄），上述电容器C₄具有一个值，即可表示用于调整上述输出电源电压（B⁺）所需的上述第一开关装置（Q₂）的一个占空比，而其中上述调制装置进一步包括：第二开关装置（Q₃），即响应于上述开关电流（i₂），用于把上述电容器（C₄）接到次级绕组（W₂）上，以便在上述第一开关装置（Q₂）的给定开关循环的一个回扫间隔期间，把上述电容器（C₄）上的上述控制电压（V₄）加到上述次级绕组（W₂）上，和

装置（Q₄）与上述电容器（C₄）连接，并响应于上述等待状态/工作状态控制信号（来自333），在上述等待状态运行期间，以截止上述再生正反馈信号通路的方式，控制上述控制电压（V₄）。

15、根据权利要求13所述的一个电源，其特征在于，上述调制装置（Q₃、Q₄），在上述建立输出电源电压（B⁺）的一个终端（99）与上述变压器（T₂）的次级绕组（W₂）之间，形成一个直流耦合的信号通路。

16、一种在等待状态运行期间和工作状态运行期间，产生一个输出电源电压（B⁺）的开关型电源，包括：

用于产生来自交流电压源的一个输入电源电压（V_UR）的装置;

用于产生以给定频率的一个第一控制信号（V₅）的装置（110）;

由上述输入电源电压（V^UR）激励的开关装置（Q₁），在上述等待状态运行和工作状态运行期间，响应于产生开关电流（i₁）的上述第一控制信号（V₅）;

响应于上述开关电流（i₁）的装置（T₁、Ws），用于产生上述输出的电源电压（B⁺）;

一个等待状态/工作状态控制信号源（333），其特征为：

装置（Q₄、Q₃、T₂、C₃）响应于上述等待状态/工作状态控制信号，用于控制在上述等待状态运行期间，以脉冲方式工作的上述开关装置（Q₁），以致在脉冲间隔期间，实现多个开关循环，而在交替空载时间间隔期间，不实现开关循环;和

装置（D₂、R₃、C₂）与上述开关装置（Q₁）连接，用于控制在上述等待状态运行期间，在上述开关装置（Q₁）中的开关频率，以致上述开关装置（Q₁）的开关频率在上述脉冲间隔内改变。

17、根据权利要求16所述的一个电源，其特征在于，在上述等待状态运行期间，上述开关装置（Q₁）是上述输入电源电压的波形的函数。

18、根据权利要求16所述的一个电源，其特征在于，在上述脉冲方式间隔期间，上述开关频率逐渐降低。

19、根据权利要求18所述的一个电源，其特征在于，在上述脉冲方式间隔期间，上述开关装置的工作时间逐渐增加。

20、根据权利要求16所述的一个电源，其特征在于，上述频率控制装置在上述脉冲间隔内提供一个软起动运行。

21、一个开关型电源包括：

一个输入电源电压（V_UR）的源;

一个用初级绕组（W₁）与上述输入电源电压（V_UR）连接的变压器（T₂）;

第一开关装置（Q₂）与上述变压器（T₂）中用于产生一个开关信号（i₂）的上述初级绕组（W₁）连接，也就是以正反馈方式，把反馈耦合到上述第一开关装置（Q₂），以构成在工作状态运行期间连续振荡的振荡器（110）;

与上述输入电源电压（V_UR）连接的装置，响应于上述振荡器（110）的输出信号（V₅），通过按照上述振荡器输出信号（V₅）控制的一个开关运行，用于产生来自上述输入电源电压（VUR）的上述输出电源电压（B⁺）;其特征为：

装置（Q₄、Q₃、T₂）响应于上述输出电源电压（B⁺），并与上述振荡器（110）连接，以负反馈的方式，在工作状态运行期间，调制上述振荡器输出信号（V₅），从而调整上述输出电源电压（B⁺）;

响应于一个等待状态/工作状态控制信号（来自333）的装置，与上述振荡器（110）连接，用于停止在等待状态运行期间在上述振荡器中的连续振荡;

装置（D₁C₂）响应于一个以第一频率的信号，用于启动在上述第一开关装置（Q₂）中一个脉冲方式的开关运行，也就是当连续振荡停止时，按一个由上述第一频率决定的频率重复;

一个电容器（C₃）;和

第二开关装置（D₂）响应于上述等待状态/工作状态控制信号，用于把上述电容器（C₃）耦合到上述正反馈信号通路，以使上述第一开关装置（Q₂）的开关频率保持在上述脉冲方式运行期的一个声频范围以上，并用于使上述电容器（C₃）从上述正反馈信号通路中去耦，以防止上述电容器影响上述在工作状态运行期间的振荡器（110）的振荡频率。

22、根据权利要求21所述的一个电源，其特征在于，一个电阻器（R₃）与上述电容器（C₃）连接，当在上述等待状态运行中不出现脉冲方式开关运行时，使上述电容器（C₃）在空载时间间隔期间放电。

23、根据权利要求22所述的一个电源，其特征在于，上述第二开关装置包括一个接在上述变压器的次级绕组（W₃）和上述电容器之间的二二极管（D₂）。

24、根据权利要求23所述的一个电源，其特征在于，上述电容器（C₃）经过上述二极管（D₂）充电，在上述电容器（C₃）上建立一个电压，也是在给定的脉冲方式间隔期间，按第一方向迅速上升，而其中在上述空载时间间隔期间，上述电阻器（R₃）使上述电容器（C₃）的电压以相反方向迅速上升。