CN1035976C - 偏转电路之缓慢接通 - Google Patents

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Abstract

一种水平振荡器(102)，响应一通/断控制信号而产生输出信号，该输出信号经由一驱动级(300)耦合至一水平偏转输出晶体管(Q2)之控制端(MC1391的插脚8)。在等特工作模式后之过渡时间间隔内，振荡输出信号(Vosc)之占空因数系相对于运行工作模式之出现时而减小，以提供软启动操作。

Description

偏转电路之缓慢接通
本发明系关于一种电视接收机或其他同类显示装置的阴极射线管之偏转电路。
用于各种彩色电视接收机中之一般水平偏转电路，包括一水平振荡器，该水平振荡器经由具有耦合至偏转电路输出级的输出晶体管控制端的变压器之驱动器或驱动级而加以耦合。该驱动级更包括一具有初级与次级绕组之耦合变压器。在给定的偏转周期的一部分扫描时间间隔期间，储存在耦合变压器中之磁能以回扫方式产生一绕组电流，该电源流动于耦合变压器之次级绕组中而在输出晶体管中形成正向基极电流，用以驱动偏转输出晶体管使之饱和。
在此种水平偏转输出级中，一偏转绕组被耦合至回扫电容而在偏转周期之回扫时间间隔期间形成一回扫谐振电路。水平输出晶体管以与来自水平振荡器输出之偏转频率有关之频率响应耦合变压器次级绕组中之电流。输出晶体管之集电极连接至回扫谐振电路，以在偏转绕组中产生偏转电流。回扫变压器之初级绕组耦接于B+电源电压与输出晶体管集电极之间。在一部分时间扫描间隔期间，偏转电流与回扫变压器初级电流在输出晶体管之集电极流动。
因输出晶体管的切换工作之结果，回扫变压器次级绕组中所产生之回扫脉冲电压被加以整流而供至滤波电容器，以产生输出电源电压，用以激励电视接收机之各级。
在某些先有技术之装置中，为了简化B+电源应电路，B+电源电压在等待与的正常运行模式工作期间均会产生。为使输出晶体管中能有切换工作，自水平振荡器输出端产生而加至输出晶体管基极之电流藉通/断控制信号之控制而被启动。该通/断控制信号系例如自一遥控接收机以启动输出晶体管之切换工作方式而提供。当输出晶体管中之基极电流仍然截止时，在等待工作模式转变为正常运行工作模式之过渡时间间隔前，每一滤波电容器均完全放电。在过渡时间间隔内的回扫时间期间，已放电之滤波电容器对回扫变压器形成一重负荷。
假定在上述过渡时间间隔内，输出晶体管在每一周期时间间隔内均导通，与在运行工作模式中之时间长度相同。此一情形被称为以大于半个占空因数而导通。在此情形下，尚未完全充电之滤波电容器之重负荷，在输出晶体管导通时的每一周期之部分时间可能在输出晶体管中引起过大之集电极电流，而可能损坏输出晶体管。最好要防止此种过大电流。
在先有技术之一种驱动级中，驱动变压器有一绕组耦合至输出晶体管集电极电流之电流通路中。当输出晶体管导通时的周期的一部分中，输出晶体管之集电极电流以斜线上升方式增大。斜线上升之集电极电流经耦合变压器以正反馈方式耦合回到输出晶体管基极，结果产生斜线上升之基极电流。因为正反馈，集电极电流甚至此在上述过渡时间间隔中无正反馈性形下增加得更多。因而在使用此种正反馈时，在过渡时间间隔内最好对输出晶体管之集电极电流加以限制。
本发明之偏转电路包括至少在等待工作模式之后之过渡时间间隔及运行工作模式中产生输入电源电压之电源。在电源上耦合一电源电感。一偏转绕组连接至一回扫电容器而在偏转周期之回扫时间间隔形成一回扫谐振电路。第一控制信号是以与偏转频率相关之频率产生的。响应第一控制信号且耦合至谐振电路和电源电感之第一开关晶体管在过渡时间间隔及运行工作模式时执行定期的切换工作。当切换工作发生时，在偏转绕组内产生一偏转电流而在电源电感中则产生一回扫脉冲电压。第一开关晶体管之占空因数被加以控制而在过渡时间间隔中相对于运行工作模式时之间间隔而显著地减小占空因数，如此即可提供软启动工作，而在过渡时间隔中可防止第一开关晶体管内之过大电流。
图1包括图1a与1b，显示本发明的驱动电路实例，用以驱动输出级之水平偏转电路输出晶体管。
图2a至2d所示为图1电路在正常工作及起动或过渡时间间隔中工作时之波形。
图3a至3d所示为在各种状况下启动过程中图1a的输出晶体管集电极电流之波形。
图1a所示为一驱动级100用以驱动电视接收机水平偏转电路输出级101之开关输出晶体管Q2。图1b中相控级102内之水平振荡器，产生一输出信号Vosc，其频率处在2×fH频率，约为32KHZ。信号Vosc经由射极跟随器晶体管Q3耦合至驱动晶体管Q1之基极。频率fH约为16KHZ，例如为NTSC标准之水平偏转频率。因此2×fH显著地高于16KHZ。相控级102之振荡器被自遥控接收机300所产生之图1b之通/断控制信号所控制。通/断信号便图1a中之晶体管Q1在信号通/断“断”状态时于整个等候工作模式中持续接通，而使晶体管Q1保持持续导通状态。
图1a中晶体管Q1之集电极连接至耦合变压器T1初级绕组W1之一端子。W1之另一端子则藉滤波电容器C1通地及经由一限流电阻器R1耦合至电压源V+，使得电阻器R1与电容器C1形成一脉动滤波器。变压器T1之次级绕组W2跨接于晶体管Q2基极/发射极结及电阻器R4上。接于绕组W2、电阻器R4与晶体管Q2发射极接点之接点端子101a系耦合至变压器T1绕组W3之一端子，W3之另一端子则通地。
晶体管Q2之集电极与二极管D3串联而耦合至水平偏转电路103之传统的阻尼二极管D2。电路103包括一水平偏转绕组LH、一回扫电容器C4、一扫描电容器CS、一线性电压器LIN及一缓冲电阻器R5，它们以公知方式耦合。图1a之绕组LH例如代表三个水平偏转绕组(未示出)，并联至一投影电视接收机之三个阴极射线管。二极管D3防止反向集电极电流流入晶体管Q2及绕组W2或W3。
电源电压B+经水平回扫变压器T2之绕组T2a耦合至电路103。于回扫即回描期间，电路103形成一回扫谐振电路，它包括电容器C4、绕组LH和绕组LIN。在回描即回扫期间，变压器T2各绕组中即产生回扫脉冲电压而使诸如电容器CU等之滤波电容器充电而产生耦合至高压阳极之电压ULTOR。在扫描时间期间，电路103形成一扫描谐振电路，它包括扫描电容器CS及绕阻LH，在绕组T2a中之集极电流Ic2呈斜线上升(Upramping)。扫描期间，晶体管Q2导通，绕组T2c产生一扫描电压，该电压经过整流器D5耦合至电容器CT。在扫描期间整流器D5导通。电容器CT中产生+24V之电源电压，加至接收机内之一负荷电路。为简化电源电路，电压B+与V+在等待与运行工作模式中均是以传统方式产生的(未示出)。
图2a至2d所示之实线部分用来说明图1a与1b电路运行工作模式时之理想波形，虚线部分则是有关从等待工作模式到运行工作模式过渡时间之波形。图2a至2d中之组件编号与图1a与1b中相同。
在正常之运行工作模式中，图1a中之驱动晶体管Q1因图2a中之信号Vosc为正而导电，直至其使图1a中之晶体管Q2变为不导通之时间T1时为止。晶体管Q1集电极电流Ic1所供给的磁能被储存于绕组W1中。当晶体管Q1被关断时，在图2a之时间间隔t1-t3期间，被储存之磁能在图1a之绕组W2内产生正向之晶体管Q2基极电流Ib2，电流Ib2足以使偏转晶体管Q2接通而在图2b时间t2之前使之保持饱和。
电流Ib2之波幅在前半个扫描之较后部分时间间隔t1-t2保持基本恒定，此系因为图1a之绕组W2与W3被晶体管Q2基极/发射极结之低阻抗施加上重负荷。在时间t2，图1a中偏转绕组LH内之偏转电流IH其极性颠倒。由于图1电路103之偏转绕组L中及回扫变压器绕组T2a中之电流颠倒，在图2c之时间t2之后集极电流Ic2开始于晶体管Q2中以斜线上升方式流动。
如同发射极电流，流经图1a之绕组W3之斜线上升的集极电流Ic2经变压器T1按各绕组W2与W3匝数比N2∶N3被变压器耦合至晶体管Q2之基极。经变压器耦合之电流Ic2在后半扫描期间在时间间隔t2-t3，当集极电流I斜线上升时提供斜线上升之晶体管Q2正向基极电流Ib2之主要部分。晶体管Q2之基极-发射极结在绕组W2上形成一极低之阻抗，因此变压器T1内即有与理想电流互感器(Current transformer)工作相似之性能，而将绕组W3中之电流耦合至绕组W2。W2与W3间所需之匝数比系由晶体管Q2之电流增益hFE来决定。电流增益hFE之容限范围为4与7。
与电流Ic2成正比之斜线上升基极电流仅在图2b之时间t2以后才于图1a之绕组W2中感生出来。图2c中经变压器耦合之斜线上升电流Ic2被加至由前述图1a的变压器T1中储存磁能所提供之电流上而形成图2b之斜线上升基极电流Ib2。在时间间隔t2-t3中，基极电流Ib2主要来自图2c之电流Ic2。图2b中电流Ib2之变化率紧随图1a偏转晶体管Q2基极电流之需求。晶体管Q2具有图2c中斜线上升的集电极电流。晶体管Q2之截止系当图1a中的晶体管Q1被切换至饱和时于图2c中之时间t3开始，一如BrunoE.Hennig所提出之“视频装置的偏转驱动器”之第481,426号美国专利申请(即1992年2月18日颁发的美国专利5,089,756)中所述。
图1b之通/断信号系耦合至一通/断晶体管开关Q4之基极。晶体管Q4之集极系经由一负载电阻器R10耦合至产生于齐纳二极管Z12之正12V电压VCC，此一电压系在等待与运行工作模式中产生自V+电压。在等待工作模式中，当晶体管Q4不导通时，晶体管Q4之集电极电压STBY约为+9.5V。因此晶体管Q5在整个待待工作模式中均导通并使晶体管Q1接通，防止晶体管Q2中之切换工作。
以Motorola公司所生产的公知集成电路MC1391所制之相控级102自传统的双环路系统的锁相环电路接收2xfH频率同步信号SYNC，该环路由获自视频检波器(未示出)脉冲而同步，级102亦接收变压器T2中产生之反馈信号FLYBACK。级102产生信号OSC以形成双环路系统的相控环路。
集成电路MC1391的端子M/S上VDC电压之一部分系由串联之电阻器R50与R60所组成之分压器产生，端子M/S上的电压VDC控制信号OSC之占空因数。串联之电阻器R50与R60系接+12V电源电压VCC与地之间而建立信号OSC之占空因数，在运行工作模式时此一占空因数大于一半。占空因数系由晶体管Q2导通时的信号OSC之给定周期中的那部分与整个周期长度之比来界定。电压VCC系由齐纳二极管Z12从电源电压V+中所产生。该齐纳二极管在等待与运行工作模式期间均产生电压VCC，该电压也激励102级之集成电路1359。
按照本发明之装置200，包括串联之二极管CR1、电阻器R20与R40及二极管CR2，装置200将仅在等待工作模式期间产生之电压STBY耦合至级102的集成电路1391之输入端子M/S。因而在输入端子M/S上的占空因数控制电压VDC较之正常运行工作模式时为大或更正。
当通/断信号改变至“通”状态而开始过渡时间间隔时，电压STBY变为零，晶体管Q4导通，而使图1a中之晶体管Q5不导通。因此而将信号OSC耦合至晶体管Q1之基极而晶体管Q2中之切换工作即开始。
过渡时间间隔开始之前，端子M/S上之电压较之运行工作模式中为大而使信号OSC之占空因数基本上小于50％，例如8％。等待模式时被电压STBY充电之电容器C10与电阻器R30形成装置200之并联装置而连接于装置200之电阻器R20与R40之间。
在实施本发明之特点时，过渡时间间隔开始时OSC信号之占空因数被装置200加以控制而基本上比正常运行模式小；例如8％。如此做是为了减少晶体管Q2中之集电极电流Ic2在过渡时间间隔中变为过大之可能，此一可能性系由于滤波电容器及其它电容性负荷(仅电容器CU与CT在图中示出)在过渡时间间隔前已全部放电。因为过渡时间间隔开始时例如滤波电容器CT完全放电，而对变压器T2实际上形成短路，直至电容器CT被充电为止。结果当晶体管Q2开始被接通时，绕组T2c中之电流iT2c值颇大。因绕组T2c与T2a间之紧密耦合，流于绕组T2a中之一部分电流Ic2以高变化率增大。若晶体管Q2之占空因数较显著，例如与在运行工作模式中的相同，电流Ic2之峰值可能变为过高，例如有27A。
因为有经由变压器T1之正反馈，基极电流Ib2即使在相当高之集电极电流值的情况下亦能承受晶体管Q2中之饱和状态。有利的是，在一部分过渡时间间隔中，由装置200使信号OSC的占空因数减小可减轻晶体管Q2中集电极电流变为过大之趋势。因此藉助在过渡时间间隔中维持显著地较小之OSC信号占空因数，使滤波电容器之充电时间较长，而使集电极峰值电流Ic2可维持在小于24A之值，此为晶体管Q2可允许峰值电流。相比之下，在运行工作模式中电流Ic2之峰值为9.5A。如此即可获得软启动操作。
在过渡时间间隔中，电容器C10经由二极管CR1而与导通之晶体管Q4去耦。因此，电容器经由电阻器R30缓慢放电而保持足够小之占空因数，直至例如电容器CT的滤波电容器充电为止。当电容器C10上之电压下降时，端子M/S上之电压VDC亦下降，而信号OSC与晶体管Q2之占空因数则遂渐上升。有利的是，当电容器C10上之电压下降至使二极管CR2变为不导通的电平时，端子M/S上之电压即处在由电阻器R50与R60所决定之运行模式的电平上。所以在运行工作模式时，装置200对信号OSC之占空因数并无影响。
图3a-3d所示各为在下述工作状况下紧接著通/断信号变至其“接通”状态后之过渡时间间隔第一与随后周期中，图1a集电极电流Ic2之波形。
图3a与3b中之波形是R20值为470Ω时所获得的(图1b中无括弧之值)。在此情形下，为提供软启动工作，前述之信号OSC之8％占空因数系于过渡时间间隔开始时所获得。
图3c中之波形系电阻器R20值为10Ω而非470Ω时所获得的(如图1b括弧内之值)。结果图3d中电流Ic2之占空因数自一显著地较小值渐渐上升。在此种装置中，等待模式时并不产生图1b之信号OSC。结果电流I之峰值为12A，甚至小于电阻器R20为470Ω时所获之值22A。
图1b中之二极管CR2若被除去，即会获得图3d中之波形，如此即无软启运特性。结果在过渡时间间隔中Ic2之峰值为27A，不利的是显得过高，其占空因数则大于50％。

Claims (10)

1.一种视频显示装置的偏转装置，包括：
一输入电压源(B+)，在等待工作模式后的过渡时间间隔(1毫秒)与运行工作模式期间产生输入电压；
一偏转绕组(LH)耦合至一回扫电容器(C4)，在偏转周期的回扫时间间隔内形成一回扫谐振电路(101)；
以与偏转频率有关的频率产生第一控制信号(I2)的装置(Q3，Q1，T1)；
偏转开关晶体管(Q2)，响应该第一控制信号且耦合至该谐振电路，所述偏转开关晶体管(Q2)在过渡时间间隔及运行工作模式中执行定期切换工作，而在切换工作发生时在所述偏转绕组中产生一偏转电流(iH)；所述偏转开关日体管有一对耦合在所述编转电流的电流通路中的主电流导通端(集电极-发射极)，
响应通/断控制信号(STBY)的占空因数控制装置(CR1，R30，C10，CR2，R50，R60)，
其特征在于，所述占空因数控制装置耦合至所述偏转开关晶体管用以控制所述偏转开关晶体管的占空因数，相对于运行工作模式中的占空因数而显著减小过渡时间间隔中所述偏转开关晶体管的占空因数，用以提供软启动操作，使得在所述过渡时间间隔中防止所述偏转开关晶体管有过大的电流。
2.根据权利要求1的装置，其特征在于一驱动变压器(T1)，它具有第一绕组(W2)耦合至所述偏转开关晶体管(Q2)的控制端(基极)及第二绕组(W3)响应所述偏转开关晶体管所产生的信号而以对所述偏转开关晶体管的主电流传导端(集电极，发射极)中的电流(Ic2)而言为正反馈方式产生所述第一控制信号(Ib2)的斜坡部分(扫描)。
3.根据权利要求2的装置，其特征在于所述第一控制信号产生装置(Q3、Q1、T1)包括一第二开关晶体管(Q1)，后者响应与所述偏转频率有关频率的同步信号(Vosc)且有一主电流导通端(集电极)耦合至所述躯动变压器(T1)的第三绕组(W1)，而在所述第三绕组中产生切换电流(Ic1)，该第三绕组经由所述驱动变压器被变压器耦合至偏转开关晶体管(Q2)的控制端(Q2的基极)，以控制所述偏转开关晶体管的切换。
4.根据权利要求1的装置，其特征在于电源电压(T2a)耦合所述电压源，所述电源电感(T2a)包括回扫变压器(T2)的第一绕组(T2a)，其中所述偏转开关晶体管(Q2)提供回扫脉冲电压(Vc2)，该回扫脉冲电压(Vc2)经所述回扫变压器的第二绕组(T2b)变压器耦合至一整流器(D4)，该整流器对所述回扫脉冲电压加以整流而在一负荷电路(LOAD、CT)中产生一输出电源电压(VCT)。
5.根据权利要求4的装置，其特征在于负荷电路(LOAD、CT)包括一电容负荷(CT)，后者在等待模式时放电而使在过渡时间间隔(1毫秒)中该已放电的电容负荷形成一较之在运行模式中更重的负荷而造成所述偏转开关晶体管中的所述电流(Ic2)有变为过大的趋势，而所述占空因数控制装置(102)则藉在过渡时间间隔中减小占空因数而减少所述偏转开关晶体管主电流导通端的所述电流变为过大的趋势。
6.根据权利要求1的装置，其特征在于占空因数控制装置(102)耦合至第一控制信号产生装置(Q3，Q1，T1)，而使第一控制信号(Ib2)的占空因数在过渡时间间隔变得比在运行工作模式中为小。
7.根据权利要求1的装置，其特征在于占空因数控制装置(102)包括一电容器(C10)，后者在等待模式中产生一电容器电压(VDC)，该电容器电压在过渡时间间隔内按既定的方向改变(减小)且被耦合至第一控制信号产生装置(102)而按照该电容器电压的大小来控制第一控制信号(Ib2)的占空因数，使得在过渡时间间隔结束且该电容电压到达预定之大小后，该占空因数即不再由该电容器来决定。
8.根据权利要求1的装置，
其特征在于所述控制装置包括用以产生第二控制信号(MC1391插脚8上的电压)的装置(CR1，R30，C10，CR2)，第二控制信号耦合至第一控制信号产生装置而控制所述第一开关晶体管的占空因数，而相对于第二控制信号在第二电平(二极管CR2不导通)时运行工作模式中的占空因数显著地减小当第二控制信号在第一电平(二极管CR2导通)时过渡时间间隔中的占空因数。
9.根据权利要求8的装置，其特征在于第二控制信号产生装置(CR1，R30，C10，CR2)在整个运行工作模式中均与第一控制信号产生装置(102)去耦。
10.根据权利要求8的装置，其特征在于第二控制信号产生装置(CR1，R30，C10，CR2)包括切换装置(CR2)，用以在过渡时间间隔中将第一电压(VDC)耦合至第一控制信号产生装置(102)的一端子(插脚8)，在运行工作模式中将第一电压与该端子去耦，而至少在运行工作模式中将第二电压(电阻器R50，R60之间的电压)耦合至第一控制信号产生装置的该端子。
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