KR100799942B1

KR100799942B1 - 비디오 디스플레이 편향 장치

Info

Publication number: KR100799942B1
Application number: KR1020010051540A
Authority: KR
Inventors: 웨버루둘프
Original assignee: 톰슨 라이센싱
Priority date: 2000-08-25
Filing date: 2001-08-25
Publication date: 2008-02-01
Also published as: KR20020016600A; US6479953B2; MXPA01008629A; US20020060531A1; CN1345158A; JP2002152548A; EP1185086A1; CN1227894C

Abstract

본 발명에 따른 비디오 디스플레이의 수평 편향 회로는 제1 리트레이스 콘덴서(C1a; 도 1a)와 제2 리트레이스 콘덴서(C2; 도 1b)를 포함한다. 편향 권선(Ly)은 제1, 제2 리트레이스 콘덴서에 연결되어 리트레이스 동안 공진 회로를 형성한다. 제1 스위칭 트랜지스터(Q1)는 제1 리트레이스 콘덴서에 연결되어 공진성의 제1 리트레이스 펄스 전압(V1)을 공진 회로에 발생시킨다. 제2 스위칭 트랜지스터(Q2; 도 1b)는 제1 리트레이스 펄스 전압에 응답하고 제1 리트레이스 펄스 전압에 따라 제2 스위칭 트랜지스터를 제어하는 제2 리트레이스 콘덴서에 연결된다. 제2 리트레이스 펄스 전압(V2)은 정전 용량 변환을 제공하는 방식으로 제2 리트레이스 콘덴서에서 발생한다. 변조기(QEW, Lew)는 좌우 라스터 왜곡을 보정하기 위해 제1, 제2 리트레이스 펄스 전압 사이의 위상차를 실질적으로 바꾸는 일없이 편향 권선의 편향 전류를 변조하는데 사용된다.

Description

비디오 디스플레이 편향 장치{A VIDEO DISPLAY DEFLECTION APPARATUS}

도 1a와 도 1b는 본 발명의 제1 특징을 구현하는 조합된 편향 회로를 나타내는 도면.

도 1a와 도 1c는 본 발명의 제2 특징을 구현하는 조합된 편향 회로를 나타내는 도면.

도 2a, 도 2b, 도 2c, 도 2d는 도 1a, 도 1b의 조합 회로를 동작을 설명하는데 유용한 파형을 나타내는 도면.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

C1a : 제1 리트레이스 콘덴서

C2 : 제2 리트레이스 콘덴서

Ly : 편향 권선

Q1 : 제1 스위칭 트랜지스터

Q2 : 제2 스위칭 트랜지스터

QEW, Lew : 변조기

V1 : 제1 리트레이스 펄스 전압

V2 : 제2 리트레이스 펄스 전압

본 발명은 음극선관(CRT)의 편향 회로에 관한 것이다.

CRT용 통상의 수평 편향 회로는 예컨대, 리트레이스 콘덴서에 의해 제공되는 리트레이스 정전 용량과 평행하게 결합되는 편향 요크의 수평 편향 권선을 포함한다. 수평 편향 주파수에서 동작하는 수평 출력이나 스위칭 트랜지스터는 리트레이스 콘덴서 양단에 연결된다. 전원 전압은 스위칭 트랜지스터에 공급되어 전원 인덕턴스를 경유하여 리트레이스 커패시터에 공급된다.

정해진 편향 권선 인덕턴스와 전원 전압의 크기에 있어서, 동일한 편향 전류 진폭을 형성하는데 필요한 실효 리트레이스 정전 용량은, 저편향 주파수가 이용될 때보다 고편향 주파수가 이용될 때 더 낮아야 한다. 따라서, 수평 출력 트랜지스터를 거쳐 발달한 플라이백(flyback) 펄스 전압은 고편향 주파수에서 더 높아야 한다. 정해진 스위칭 트랜지스터 파괴 전압 특성이 있어서, 수평 출력 트랜지스터 양단에 발생하도록 허용된 최대 플라이백 펄스 전압은, 이용할 수 있는 허용 가능한 최대 수평 주파수를 제한한다. 그러므로, 수평 출력 트랜지스터 양단에 발생한 플라이백 펄스 전압을 사실상 증가시키지 않고서 실효 리트레이스 정전 용량을 감소시키는 것이 바람직하다.

본 발명의 특징을 구현하는 수평 편향 회로는, 편향 권선에 직렬로 연결되는 스위치형의 제1, 제2 리트레이스 콘덴서를 포함한다. 제1, 제2 스위칭 트랜지스터는 제1, 제2 리트레이스 콘덴서 양단에 각각 연결된다. 전원 전압은 전원 인덕턴스를 경유하여 리트레이스 콘덴서 사이의 접합 단자에 연결된다. 스위칭 트랜지스터는 리트레이스 동안, 스위치 오프되어 제1 리트레이스 콘덴서 양단에 제1 리트레이스 정전압을 형성하고 제2 리트레이스 커패스턴스 양단에 제2 리트레이스 정전압을 형성한다. 편향 권선 양단의 리트레이스 펄스 전압은 제2 리트레이스 펄스 전압과 제2 리트레이스 펄스 전압의 합과 같으며, 그 각각보다는 높다. 편향 권선 양단의 리트레이스 펄스 전압은 제1, 제2 정전 용량의 용량비에 비례한다. 그러므로, 용량성 변환이 이루어진다. 유사하게, 편향 권선에 직렬로 연결된 S형 콘덴서 양단의 전압 역시 제1, 제2 정전 용량의 용량비에 비례한다.

유리한 점은, 각 스위칭 트랜지스터 양단에 발생한 피크 전압이 편향 권선 양단에서 발생한 리트레이스 펄스 전압의 합보다 사실상 낮다는 것이다. 그 결과, 주어진 스위칭 트랜지스터 파괴 전압 특성에 있어서, 이용 가능한 최대 주사 주파수가, 편향 권선 양단의 전체 리트레이스 펄스 전압이 단일 스위칭 트랜지스터 양단에서 발생하는 편향 회로에서 보다 높다는 점이 유리하다.

본 발명의 특징을 구현하는 수평 편향 회로는 핀쿠션(pincushion) 라스터 왜곡을 보정하는 좌우(East-West) 라스터 왜곡 보정 회로를 포함한다. 스위치형의 제1, 제2 리트레이스 콘덴서가 전술한 용량성 변환을 위해 설치된다. 정해진 수직 트레이스 간격 동안, 각각의 스위칭 트랜지스터의 리트레이스 스위칭 타이밍은 다른 스위칭 트랜지스터의 그것과 동일하게 유지된다. 그러므로, 유리한 점은, 리트레이스 시간을 변조하지 않고 좌우 라스터 왜곡 보정을 달성할 수 있다는 것이다.

본 발명의 특징을 구현하는 비디오 디스플레이 편향 장치는 제1, 제2 리트레이스 콘덴서를 포함한다. 편향 권선은 제1, 제2 리트레이스 콘덴서에 연결되어 리트레이스 동안, 제1, 제2 리트레이스 콘덴서와 함께 공진 회로를 형성한다. 제1 스위칭 트랜지스터는 제1 리트레이스 콘덴서에 연결되어 상기 공진 회로에 제1 리트레이스 펄스 전압을 발생시킨다. 제2 스위칭 트랜지스터는 제2 리트레이스 콘덴서에 연결되어 제2 리트레이스 콘덴서에 제2 리트레이스 펄스 전압을 발생시킨다. 제1, 제2 리트레이스 펄스 전압은 리트레이스 정전 용량 변환을 위해 편향 권선에 인가된다. 제2 스위칭 트랜지스터는 스위칭 동작이 제2 스위칭 트랜지스터에서 일어날 경우, 제1 리트레이스 펄스 전압에 따라, 제1 리트레이스 펄스 전압에 응답하여 제어한다.

도 1a의 편향 회로(100)는 도 1b의 장치와 조합될 때, fH의 3배의 수평 주파수, H의 1/3 주기에서 동작한다. 주파수 fH는 텔레비젼 표준 수평 주파수, 즉 15,525 ㎑을 의미한다. 유사하게, 주기 H는 텔레비젼 표준 수평 주기를 의미한다.

도 1a의 편향 회로(100)는 정전원 전압원(B+)에 연결된 1차 권선(W1)을 포함한다. 통상의 플라이백 변압기(T)의 권선(W1) 역시 수평 출력이나, 대략 50 % 듀티 사이클을 가진 수평 구동 신호(50)에 의해 제어되는 수평 출력 또는 스위칭 트랜지스터(Q1)에 연결된다. 트랜지스터(Q1)의 이미터 전압은 공통 도체 전위나 접지이다. 권선(W1)의 접합 단자(51)와 트랜지스터(Q1) 컬렉터는 리트레이스 콘덴서(C1a)에 연결된다. 리트레이스 콘덴서(Cb)는 단자(51)에 연결되고 트랜지스터(Q1)와 병렬로 연결되어 있다. 콘덴서(C1a)의 단자(52)는 리트레이스 콘덴서(C1b)에 연결된다. 통상의 댐퍼 다이오드 D1a는 콘덴서 C1a에 병렬로 연결되어 있다. 통상의 댐퍼 다이오드 D1b는 콘덴서 C1b에 병렬로 연결되어 있다. 접합 단자(52)는 통상의 좌우 변조 인덕터(Lew)에 연결되어 있다. 인덕터(Lew)는 다이오드 변조기를 형성하기 위해 통상의 좌우 변조기의 컬렉터와 통상의 필터 콘덴서(Cew)에 연결되는 단자(53)를 구비한다. 트랜지스터(QEW)는 주기가 V인 수직 레이트 좌우 변조 신호(E/W-DRIVE)에 의해 통상의 방식으로 제어된다. 주기 V는 텔레비젼 표준 수직 주기, 즉 16.6 ㎧를 나타낸다. 피드백 저항 트랜지스터(REW)는 트랜지스터(QEW)의 컬렉터와 베이스 사이에 연결되어 A급 동작 모드에서 동작한다. 수직 레이트 변조 전압(Vm)은 통상의 방식으로 단자(53)에서 발생한다. 통상의 S형 콘덴서(Cs)는 단자 52와 단자 54에 연결된다.

도 1b의 편향 권선(Ly)은 스위치형의 리트레이스 콘덴서(C2)에 연결되어 단자 51과 54 사이에서 직렬 회로를 형성한다. 스위칭 트랜지스터(Q2)는 콘덴서(C2)와 병렬로 연결되어 콘덴서(C2)를 스위치한다. 트랜지스터(Q2)의 리턴 복구 전류는 트랜지스터(Q2)와 같은 집적 회로에서 일체로 형성된 댐퍼 다이오드(도시 생략)의 동작에 의해 수행된다.

도 2a 내지 도 2d는 도 1a와 도 1b의 동작을 설명하는데 유용한 파형을 나타낸다. 각 파형은 대응하는 수평 주기 H/3에 적용 가능하다. 도 1a, 도 1b, 도 2a 내지 도 2d에서의 유사한 기호 및 번호는 유사한 아이템이나 기능을 나타내는 것이다.

도 1a의 트랜지스터(Q1)가 턴오프되어 리트레이스 동안, 도 1b의 편향 권선(Ly)과 도 1a의 콘덴서(C1a)를 포함하는 리트레이스 공진 회로를 형성한다. 주기가 H/3인 공진 리트레이스 펄스 전압(V1)은 권선(Ly) 단자(51)에서 발생한다. 도 2c에 도시된 바와 같이, 도 1a의 트랜지스터(Q1)에서 도 2a의 컬렉터 전류(iQ1)가 급격하게 제로로 떨어질 때 전압(V1)이 형성된다. 도 2c의 펄스 전압(V1)이 도 1a의 변압기(T)에 결합되어 울트라 전압(U)을 형성한다.

본 발명의 특징을 달성하는데 있어서, 단자(51)에서 발생한 펄스 전압(V1)은 전력 공급 필터 콘덴서 C101, 콘덴서 C3, 저항 R2, 저항 R1 및 트랜지스터(Q2) 내부의 게이트-소스 정전 용량(도시 생략)에 의해 구성된 전류 경로에 인가된다. 12V의 전원 전압(V+12)이 콘덴서에 발생한다. 펄스 전압(V1)의 결과에 따라, 저항(R2) 단자 61의 전압에 대해 저항(R2) 단자 62에서 정전압이 형성된다. 트랜지스터(Q3)의 이미터와 단자(61) 사이에 저항(R2)이 연결된다. 단자(62)는 트랜지스터(Q3)의 이미터, 저항 R1, 저항 R2에 대한 접합 단자를 형성한다. 저항(R2) 단자(61)에 형성된 전압은, 다이오드(D4)가 순방향 바이어스될 때 다이오드(D4)를 경유하여 트랜지스터(Q3)의 베이스에 결합되어 트랜지스터(Q3)를 턴온한다.

트랜지스터(Q3)가 턴온될 경우, 트랜지스터(Q2)를 도통 상태로 유지하는, 트랜지스터(Q2)의, 정전하의 게이트-소스 정전 용량(도시 생략)은 트랜지스터(Q3)와 저항(R1)으로 이루어진 전류 경로에 의해 신속하게 방전된다. 그 후, 트랜지스터(Q2)는 턴오프되고, 도 2a 내지 도 2d의 리트레이스 간격(TRET)의 나머지 전체 구간에 대해 턴오프 상태를 유지한다. 그러므로, 도 1b의 리트레이스 펄스 전압(V2)이 콘덴서(C2)에 형성된다. 도 1b의 트랜지스터(Q2)에서 도 2b의 컬렉터 전류(iQ2)가 급격히 제로로 떨어질 때 도 2c의 전압(V2)이 발생된다.

도 1a의 편향 권선(Ly) 양단에서 발생한 조합된 리트레이스 펄스 전압(VLy)은 리트레이스 콘덴서(C1a)에서 발생한 도 1a의 리트레이스 펄스 전압(V1a)과 리트레이스 콘덴서(C2)에서 발생한 도 1b의 리트레이스 펄스 전압(V2)의 합과 같다. 펄스 전압(VLy)은 도 1a의 펄스 전압 V2과 펄스 전압 V1 각각보다 높다. 그러므로, 유리한 점은, 스위칭 트랜지스터(Q1)를 거쳐 발생한 펄스 전압(V1)의 피크는 사실상 전압(VLy)보다 낮다는 것이다. 따라서, 도 1b의 권선(Ly)의 정해진 인덕턴스와 도 1a의 스위칭 트랜지스터(Q1)의 파괴 전압에 대해, 이용 가능한 주사 주파수는 유리하게 더 높다. 이용할 수 있는 주사 주파수는 도 1b의 리트레이스 펄스 전압(VLy)이 도 1a의 스위칭 트랜지스터(Q1)에서 완전하게 발생한 경우보다 더 높다. 그 결과 리트레이스 정전 용량 변환이 이루어지는 것이다.

도 1b의 회로(100b)와 결합하는 도 1a의 회로(100)는 수직 트레이스 동안, 유리하게 일정해지는 용량성 변환을 제공한다. 편의상, 권선(W1) 인덕턴스는 높거나 무한값이라고 가정한다. 따라서, 도 1a의 콘덴서(Cs) 양단의 평균 전압(VCs)은 다음과 같이 표현할 수 있다.

VCs의 평균=(전압 B+과 전압 VmAv의 차)x·

항 VmAv는 전압 Vm의 평균값을 나타낸다. 항

는 용량성 변환율을 나타낸다.

그러므로, 전술한 용량성 변환율에 의해 측정되는 리트레이스 정전 용량 변환 때문에, 전압(VCs)은 전압 B+와, 전압 Vm의 평균값 사이에 일정한 차이가 있는 경우에 보다 커진다. 전압(VCs)의 평균값 증대로 일정한 진폭의 편향 전류(iy)를 고편향 주파수에서 형성할 수 있다. 또한, 리트레이스 정전 용량 변환 때문에, 실효 리트레이스 정전 용량은 작아진다. 리트레이스 정전 용량이 작아지면 도 2a 내지 도 2d의 리트레이스 간격(TRET)이 짧아진다.

트레이스의 전반부에, 다이오드(D1a, D1b)는 통상의 방식으로 도통한다. 게다가, 도 1b의 트랜지스터(Qw)에 일체 형성된 댐퍼 다이오드(도시 생략)도 도통한다. 트레이스의 후반부에, 도 1a의 트랜지스터(Q1)는 통상의 방식으로 턴온된다.

도 1a의 댐퍼 다이오드(D1a, D1b)와, 도 1b의 트랜지스터(Q2)에 일체로 형성된 다이오드(도시 생략)가 도통하는 즉시 도 1a의 단자는 접지 전위에 클램프된다. 콘덴서(C3)에 병렬로 연결되어 있는 도 1b의 다이오드(D3)를 경유하여 전압(V+ 12)이 인가된다. 결과적으로, 다이오드(D3)가 순방향 바이어스되어, 트랜지스터(Q3)는 턴오프되고, 전류(도시 생략)는 저항 R2와 저항 R1를 경유하여 트랜지스터(Q2)의 게이트-소스 정전 용량(도시 생략)을 충전한다. 다이오드(D4)는 트랜지스터(Q3)가 역방향 베이스-이미터 전압에 의해 도통하는 것을 막는다.

트랜지스터(Q2)의 게이트-소스 정전 용량(도시 생략)에 의해 결정되는 짧은 지연 시간 후에, 트랜지스터(Q2)는 턴온되어 낮은 드레인-소스 저항을 형성한다. 이렇게 낮은 저항은 도 1a의 트랜지스터(Q1)의 턴온 간격과 유사한 트레이스 간격 일부에 대해 트랜지스터(Q2)에 일체로 형성되어 순방향 바이어스된 댐퍼 다이오드(도시 생략)와 병렬적으로 배치되어 있다. 도 1b의 다이오드(D5)는 과잉 게이트 전압으로부터 트랜지스터(Q2)를 보호한다.

본 발명의 또다른 특징을 달성하는데 있어서, 도 2c의 리트레이스 전압(V1)과 리트레이스 전압(V2) 사이의 위상은 수직 간격(V) 내내 각각의 수평 편향 사이클에서 동일하다. 그 결과 리트레이스 간격(TRER)은 동일한 폭을 갖는다. 그러므로, 유리한 점은 리트레이스 시간 변조를 피할 수 있다는 것이다.

제2의 선택적 실시예에 있어서, 도 1a의 편향 회로(100)는 도 1b의 회로(100b) 대신에, 도 1c의 부스터 회로(100c) 배치와 연결된다. 프라임 기호(')를 제외하고, 도 1c와 도 1a, 도 1b, 도 2a 내지 도 2d에서의 유사한 기호와 숫자는 유사한 아이템이나 기능을 나타낸다.

도 1c의 편향 권선(Ly')은 도 1a의 콘덴서 C2'와 콘덴서 C1a 사이에 삽입된다. 유리한 점은, 도 1c의 회로(100c)는 권선(Ly') 양단의 리트레이스 펄스 전압(VLy')을, 단자 51에서 접지에 대해 정전압으로 분할하고, 단자 54에서 접지에 대해 대칭적인 부전압으로 분할한다는 것이다. 그러므로, 대칭적으로 구동되는 배치가 이루어진다. 접지에 대해 단자(51, 54)에서의 각 리트레이스 펄스 전압의 피크는 이들의 합 피크보다 낮다. 따라서, 유리한 점은, 비대칭 구동 회로로 설치된 도 1a과 도 1b의 조합 회로보다 전기적 절연을 덜 필요하다는 것이다.

도 1c의 콘덴서(C3')는 도 1b에서 이루어진 방식과 유사하게, 단자 51에서 리트레이스 펄스 전압(V1)의 발생을 감지하는데 이용된다. 콘덴서 C3', 콘덴서 C4'와 직렬로 연결된, 도 1c의 순방향 바이어스된 다이오드(D4')는 콘덴서(C4')를 충전시킴으로써 트랜지스터(Q3')가 도통되게 한다. 결과적으로, 트랜지스터(Q2')의 정전하의 게이트-소스 정전 용량(도시 생략)은 저항(R1')과 트랜지스터(Q3')를 경유하여 신속하게 방전된다. 트랜지스터(Q2')는 턴오프되고 나머지 리트레이스의 전체에 대해 턴오프를 유지한다. 수평 리트레이스의 후반부 동안, 도 2c의 전압(V1)이 그 피크값에서부터 감소될 때, 도 1c의 콘덴서(C3')는 다이오드(D3'), 저항(R1'), 순방향 바이어스된 다이오드(D5')와 편향 권선(Ly')을 경유하여 방전된다. 콘덴서 C4'가 콘덴서 C3'의 리트레이스 방전 전류 경로에 포함되지 않기 때문에, 콘덴서(C4')의 에너지는 리트레이스 동안 축적된다. 트랜지스터(Q3')는 리트레이스의 후반부 동안 베이스 전류가 형성되지 않기 때문에 비도통 상태를 유지한다.

리트레이스의 종료를 나타내는, 콘덴서 C3'의 완전 방전이 이루어지자 마자, 콘덴서 C4'의 방전이 시작된다. 트랜지스터(Q3')의 베이스와 권선(Ly') 사이에 연결된 다이오드(D6')는 순방향으로 바이어스된다. 콘덴서(C4'), 곧 전압원은 저항(R2')을 경유하여 트랜지스터(Q2')의 게이트-소스 정전 용량(도시 생략)을 충전한다. 트랜지스터(Q2')는 도 1b에서의 유사한 지연 시간 후에 턴온된다. 다이오드(D5') 역시 도 1b의 다이오드(D5)와 관련하여 설명한 유사한 보호 기능을 수행한다.

본 발명의 특징을 구현하는 수평 편향 회로는 핀쿠션(pincushion) 라스터 왜곡을 보정하는 좌우 라스터 왜곡 보정 회로를 포함한다. 스위치형의 제1, 제2 리트레이스 콘덴서는 전술한 용량성 변환을 제공하기 위해 설치되어, 정해진 수직 트레이스 간격 동안, 각각의 스위칭 트랜지스터의 리트레이스 스위칭 타이밍은 다른 스위칭 트랜지스터의 그것과 동일하게 유지된다. 그러므로, 리트레이스 시간을 변조하지 않고 좌우 라스터 왜곡 보정을 달성할 수 있다.

Claims

비디오 디스플레이 편향 장치에 있어서,

제1 리트레이스 콘덴서(C1a; 도 1a)와,

제2 리트레이스 콘덴서(C2; 도 1b)와,

상기 제1, 제2 리트레이스 콘덴서에 연결되어 리트레이스 동안 상기 제1, 제2 리트레이스 콘덴서와 함께 공진 회로를 형성하는 편향 권선(Ly)과,

상기 제1 리트레이스 콘덴서에 연결되어 제1 리트레이스 펄스 전압(V1)을 상기 공진 회로에 발생시키는 제1 스위칭 트랜지스터(Q1; 도 1b)와,

상기 제2 리트레이스 콘덴서에 연결되어 제2 리트레이스 펄스 전압(V2)을 상기 제2 리트레이스 콘덴서에 발생시키는 제2 스위칭 트랜지스터(Q2; 도 1b)

를 포함하고,

상기 제1, 제2 리트레이스 펄스 전압은 리트레이스 정전 용량 변환을 위해 상기 편향 권선에 인가되며, 상기 제2 스위칭 트랜지스터는 상기 제1 스위칭 트랜지스터에 의해 생성된 타이밍 신호에 응답하여, 상기 타이밍 신호에 따라 상기 제2 스위칭 트랜지스터의 주파수들의 스위칭을 제어하는 것을 특징으로 하는 비디오 디스플레이 편향 장치.
제1항에 있어서, 수직 편향 주파수에 관련된 주파수를 갖는 주기적인 제어 신호(E/W-DRIVE)에 응답하여 상기 편향 권선(Ly)에서 편향 전류를 변조하는 좌우 변조기(QEW, Lew, Cew; 도 1a)를 더 포함하고, 상기 제1, 제2 리트레이스 펄스 전압 사이의 위상차는 수직 트레이스 간격(V) 동안 실질적으로 동일하게 유지되는 것을 특징으로 하는 비디오 디스플레이 편향 장치.
제2항에 있어서, 상기 좌우 변조기(QEW, Lew, Cew)는 다이오드 변조기를 포함하는 것을 특징으로 하는 비디오 디스플레이 편향 장치.
제1항에 있어서, 상기 제1 리트레이스 콘덴서(C1a), 제2 리트레이스 콘덴서(C2)는 직렬로 연결되어 상기 편향 권선(Ly)과 병렬로 연결되는 회로 분기를 형성하는 것을 특징으로 하는 비디오 디스플레이 편향 장치.
제1항에 있어서, 상기 제1 리트레이스 펄스 전압(V1)은 상기 제1 리트레이스 콘덴서(C1a)에서 발생하는 것을 특징으로 하는 비디오 디스플레이 편향 장치.
비디오 디스플레이 편향 장치에 있어서,

제1 리트레이스 콘덴서(C1a; 도 1a)와,

제2 리트레이스 콘덴서(C2; 도 1b)와,

상기 제1, 제2 리트레이스 콘덴서에 연결되어 리트레이스 동안 상기 제1, 제2 리트레이스 콘덴서와 함께 공진 회로를 형성하는 편향 권선(Ly)과,

제1 편향 주파수(fH)에 관련된 주파수에서 입력 신호(HOR.DRIVE)에 응답하고 상기 제1 리트레이스 콘덴서에 연결되어 공진성의 제1 리트레이스 펄스 전압(V1)을 상기 제1 리트레이스 콘덴서에 발생시키는 제1 스위칭 트랜지스터(Q1; 도 1b)와,

상기 입력 신호에 응답하고 상기 제2 리트레이스 콘덴서에 연결되어 제2 리트레이스 펄스 전압(V2)을 상기 제2 리트레이스 콘덴서에 발생시키는 제2 스위칭 트랜지스터(Q2; 도 1b)와,

제2 편향 주파수(V)에 관련된 주파수를 갖는 주기적인 제어 신호(E/W DRIVE)에 응답하여, 상기 제어 신호의 주기 동안 상기 제1, 제2 리트레이스 펄스 전압 사이의 위상차를 변화시키는 일없이 라스터 왜곡을 보정하기 위해 상기 편향 권선에서 편향 전류를 변조하는 변조기(QEW, Lew, Cew; 도 1a)

를 포함하고,

상기 제1, 제2 리트레이스 펄스 전압은 상기 편향 권선에 결합되어, 리트레이스 정전 용량 변환을 위해 상기 편향 권선에 편향 전류를 형성하는 것을 특징으로 하는 비디오 디스플레이 편향 장치.
제6항에 있어서, 상기 변조기(QEW, Lew, Cew)는 좌우 라스터 왜곡 보정을 위해 설치되는 것을 특징으로 하는 비디오 디스플레이 편향 장치.
제6항에 있어서, 상기 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)는 상기 제1 리트레이스 펄스 전압(V1)에 응답하여, 상기 제1 리트레이스 펄스 전압에 따라 스위칭 동작이 상기 제2 스위칭 트랜지스터에서 일어날 때를 제어하는 것을 특징으로 하는 비디오 디스플레이 편향 장치.
제6항에 있어서, 상기 제1 리트레이스 콘덴서(C1a), 제2 리트레이스 콘덴서(C2)가 직렬로 연결되어 상기 편향 권선(Ly)에 병렬로 연결되는 회로 분기를 형성하는 것을 특징으로 하는 비디오 디스플레이 편향 장치.