JP2019193324A

JP2019193324A - スイッチング電源

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Publication number: JP2019193324A
Application number: JP2018079794A
Authority: JP
Inventors: 勁淺尾; Tsuyoshi Asao
Original assignee: Onkyo Corp
Current assignee: Onkyo Corp
Priority date: 2018-04-18
Filing date: 2018-04-18
Publication date: 2019-10-31
Also published as: US20190326822A1

Abstract

【課題】バーストモードに移行することがないスイッチング電源を提供すること。【解決手段】スイッチング電源１は、二次側に接続された蓄電池９（ダミー負荷）と、二次側に接続され蓄電池９に定電流を供給する充電回路１０と、スイッチ１２と、ネットワークスタンバイ回路１１と、を備える。スイッチ１２は、蓄電池９と充電回路１０、又は、蓄電池９とネットワークスタンバイ時のスタンバイ電源の供給源として機能するネットワークスタンバイ回路１１を接続する。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源に関する。

図６は、従来のフライバック方式のスイッチング電源を示す図である。スイッチング電源１０１は、ＥＭＩフィルター１０２と、整流回路１０３と、コンデンサＣ１０１と、スイッチング素子１０４と、制御ＩＣ１０５と、トランス１０６と、ダイオードＤ１０１と、コンデンサＣ１０２と、シャントレギュレーター１０７と、フォトカプラ１０８と、を備える。

ＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）フィルター１０２は、交流電源から入力される交流電圧からノイズを除去する。整流回路１０３は、交流電圧を整流する。コンデンサＣ１０１は、整流回路１０３が整流した電圧を平滑する。平滑された電圧は、スイッチング素子１０４に供給される。制御ＩＣ１０５（制御回路）は、スイッチング素子１０４を制御する。制御ＩＣ１０５の電源端子ＶＤＤは、トランス１０６の補助巻線１６３に接続されている。制御ＩＣ１０５は、補助巻線１６３から出力された電圧を整流した電源電圧によって動作する。スイッチング素子１０４は、制御ＩＣ１０５により制御され、任意の周波数でスイッチングすることにより、任意の周波数の交流電圧をトランス１０６の一次巻線１６１に供給する。スイッチング素子１０４は、例えば、ｎ型のＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子１０４は、コンデンサＣ１０１からの電圧、又は、接地電位の電圧を一次巻線１６１に供給する。トランス１０６は、一次巻線１６１に供給された電圧を変圧して二次巻線１６２から出力する。ダイオードＤ１０１は、二次巻線１６２からの交流電圧を整流する。コンデンサＣ１０２は、ダイオードＤ１０１が整流した電圧を平滑する。コンデンサＣ１０２が平滑した電圧が、スイッチング電源１０１の出力電圧である。

シャントレギュレーター１０７は、スイッチング電源１０１の二次側でフォトカプラ１０８に接続されている。また、シャントレギュレーター１０７は、スイッチング電源１０１の出力電圧に応じて、フォトカプラ１０８に流れる電流を変化させる。シャントレギュレーター１０７のリファレンス端子は、抵抗Ｒ１０２と抵抗Ｒ１０３との間に接続されている。シャントレギュレーター１０７のカソードは、フォトカプラ１０８（発光ダイオードのカソード）に接続されている。シャントレギュレーター１０７のアノードは、接地電位に接続されている。

フォトカプラ１０８（フィードバック素子）は、発光ダイオードと、フォトトランジスタと、を有する。発光ダイオードのアノードには、抵抗Ｒ１０１を介して、スイッチング電源１０１の出力電圧が供給される。発光ダイオードのカソードは、シャントレギュレーター１０７に接続されている。フォトトランジスタのコレクタは、制御ＩＣ１０５のフィードバック端子ＦＢに接続されている。フォトトランジスタのエミッタは、接地電位に接続されている。抵抗Ｒ１０４の一端には、スイッチング電源１０１の出力電圧が供給される。抵抗Ｒ１０４の他端は、シャントレギュレーター１０７に接続されている。制御ＩＣ１０５は、フォトカプラ１０８にスイッチング電源１０１の一次側で接続されている。

シャントレギュレーター１０７は、リファレンス端子に入力される、スイッチング電源１０１の出力電圧の抵抗Ｒ１０２と抵抗Ｒ１０３とによる分圧に応じて、カソードの吸い込み電流が増減する。シャントレギュレーター１０７は、リファレンス端子の電圧が高いほど、カソードの吸い込み電流が増加する。また、シャントレギュレーター１０７は、リファレンス端子の電圧が低いほど、カソードの吸い込み電流が減少する。

フォトカプラ１０８においては、シャントレギュレーター１０７の吸い込み電流の増減に応じて、発光ダイオードの電流が増減する。フォトトランジスタの電流の増減は、制御ＩＣ１０５のフィードバック端子ＦＢの電圧を変化させる。ここで、制御ＩＣ１０５のフィードバック端子ＦＢには、抵抗を介して、電源が接続されている。このため、フォトトランジスタの電流が増加するほど、フィードバック端子ＦＢの電圧は、減少する。制御ＩＣ１０５は、フィードバック端子ＦＢの電圧に応じて、スイッチング素子１０４によるオン／オフのデューティーを変化させて、スイッチング電源１０１の出力電圧を調整する。

制御ＩＣは、スタンバイ、及び、軽負荷時に、消費電力を軽減するために、スイッチングを停止させるバーストモードを搭載している（バーストモードについては、特許文献１参照。）。クラスＤアンプのオーディオ等は、大信号時に、大きな電力を消費するが、小信号時に、ほとんど電力を消費しない。バーストモードを搭載した制御ＩＣを備えるスイッチング電源は、小信号時に、軽負荷のため、バーストモードに移行する。バーストモードは、可聴帯域内の周波数となる周期で起こるため、音質（品質レベル）で悪影響を与える。

バーストモードを終わらせるためには、以下の条件を満たす必要がある。
連続動作時の一次側から二次側へ伝送する電力≦二次側から出力される電力
すなわち、スイッチング電源がオーディオシステムに電力を供給している場合、オーディオシステムの定常消費電力が、連続動作時の一次側から二次側へ伝送する電力よりも少なければ、バーストモードとなる。

制御ＩＣは、フィードバック端子の電圧Ｖ_ＦＢによって、ＰＷＭの周波数を制御している。図７は、ＰＷＭの周波数とフィードバック端子の電圧Ｖ_ＦＢとの関係を示す図である。横軸は、電圧Ｖ_ＦＢ、縦軸は、周波数を示している。電圧Ｖ_ＦＢがＶ_ＦＢ−Ｎ以上の場合、周波数は、６５ｋＨｚ固定となる。電圧Ｖ_ＦＢが、Ｖ_ＦＢ−ＮとＶ_ＦＢ−Ｇとの間である場合、スイッチング素子のオフ時間が変化することで、周波数が、２３ｋＨｚから６５ｋＨｚまでの間で変化する。電圧Ｖ_ＦＢが、Ｖ_ＦＢ−ＧとＶ_{ＦＢ−ＺＤＣ}との間である場合、周波数は、２３ｋＨｚである。電圧Ｖ_ＦＢが、Ｖ_{ＦＢ−ＺＤＣ}よりも小さくなると、スイッチング素子は、オフとなる。電圧Ｖ_ＦＢが、Ｖ_{ＦＢ−ＺＤＣＲ}となると、スイッチング素子がオンし、周波数が、２３ｋＨｚとなる。

ここで、出力電力が大きいほど、Ｖ_ＦＢが高くなる。出力電力が小さいとき、Ｖ_ＦＢが、所定の閾値（上述のＶ_{ＦＢ−ＺＤＣ}）よりも小さくなると、バースト（スイッチング停止）する。それによって、出力電圧が降下し、Ｖ_ＦＢが補正のために上昇する。Ｖ_ＦＢが所定の閾値（上述のＶ_{ＦＢ−ＺＤＣＲ}）より大きくなると、スイッチングを開始する。この繰り返しがバーストモードである。

図８は、図６の一部を示す図である。スイッチング素子１０４のソースには、電流検出抵抗Ｒ１０５が接続されている。また、制御ＩＣ１０５のセンス端子ＳＥＮＳＥは、抵抗Ｒ１０６を介して、スイッチング素子１０５のソースと、電流検出抵抗Ｒ１０５と、の間に接続されている。

制御ＩＣ１０５は、電流リミット機能を備えている。具体的には、制御ＩＣ１０５は、センス端子ＳＥＮＳＥの電圧Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}が０．８Ｖに達すると、電流プロテクトのため、スイッチング素子１０４の動作を停止する。また、制御ＩＣ１０５は、上述のように、ＰＷＭのデューティーを制御する機能を有する。制御ＩＣ１０５は、Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}とＶ_ＣＯＭＰとに基づいて、スイッチング素子のオン時間を決定している。ここで、Ｖ_ＣＯＭＰ＝（Ｖ_ＦＢ−０．６）／４である。制御ＩＣ１０５は、Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}がＶ_ＣＯＭＰに達すると、スイッチング素子１０４を即座にオフする。スイッチング素子１０４のオン時間が短いほど、１スイッチングあたりの二次側へ伝送する電力が小さい。すなわち、連続動作開始時の電流が小さくなる。問題としては、最大電流（電流リミット値）を増やすと、電流検出抵抗Ｒ１０５の抵抗値を下げなくてはならない。この場合、図９に示すように、Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}がＶ_ＣＯＭＰに達するまでの時間が伸びるので、スイッチング素子１０４のオン時間が伸びてしまう。

スイッチング素子のオン時間が長いと、連続動作時の一次側から二次側へ伝送する電力が、二次側から出力される電力よりも大きくなり、バーストモードに移行するという問題がある。出願人による特願２０１７−１７１７００に係る発明では、スイッチング素子のオン時間を短くすることで、バーストモードに移行することを回避している。

特開２０１０−２０６９４９号公報

しかしながら、制御ＩＣの仕様で、上記の発明を、センス端子ＳＥＮＳＥの電圧Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}が低いと使用できないため、デバイス選定の制限があった。

本発明の目的は、バーストモードに移行することがないスイッチング電源を提供することである。

第１の発明のスイッチング電源は、二次側に接続されたダミー負荷を備えることを特徴とする。

本発明では、スイッチング電源は、二次側に接続されたダミー負荷を備える。これにより、二次側での消費電力が小さくなることがないため、常に連続スイッチング動作が継続し、スイッチング電源が、バーストモードに移行することがない。なお、「ダミー負荷」とは、スイッチング電源が、本来、電源電圧を供給する負荷以外の負荷をいう。

第２の発明のスイッチング電源は、第１の発明のスイッチング電源において、前記ダミー負荷は、蓄電池であることを特徴とする。

本発明では、ダミー負荷は、蓄電池である。これにより、電力が蓄電池に蓄積されるため、電力を無駄に消費することがない。

第３の発明のスイッチング電源は、第２の発明のスイッチング電源において、二次側に接続され、前記蓄電池に定電流を供給する充電回路をさらに備えることを特徴とする。

第４の発明のスイッチング電源は、第３の発明のスイッチング電源において、スイッチをさらに備え、前記スイッチは、前記蓄電池と前記充電回路、又は、回路とを接続することを特徴とする。

第５の発明のスイッチング電源は、第４の発明のスイッチング電源において、前記回路は、ネットワークスタンバイ時のスタンバイ電源の供給源として機能するネットワークスタンバイ回路であることを特徴とする。

第６の発明のスイッチング電源は、第４の発明のスイッチング電源において、前記回路は、音楽再生回路であることを特徴とする。

第７の発明のスイッチング電源は、第４〜第６のいずれかの発明のスイッチング電源において、前記スイッチは、通常時、前記蓄電池と前記充電回路とを接続することを特徴とする。

第８の発明のスイッチング電源は、第５の発明のスイッチング電源において、前記スイッチは、ネットワークスタンバイ時、前記蓄電池と前記ネットワークスタンバイ回路とを接続することを特徴とする。

第９の発明のスイッチング電源は、第４の発明のスイッチング電源において、複数の前記蓄電池と、複数の前記スイッチと、をさらに備え、前記回路は、音楽再生回路であり、音楽再生時、いずれかの前記スイッチは、いずれかの前記蓄電池と前記音楽再生回路とを接続し、いずれかの前記スイッチは、いずれかの前記蓄電池と前記充電回路とを接続することを特徴とする。

本発明では、音楽再生時、スイッチは、いずれかの蓄電池と音楽再生回路とを接続する。これにより、スイッチング電源と絶縁された蓄電池からの電力が音楽再生回路に供給されるため、音楽再生回路は、スイッチング電源の電圧変動の影響を受けず、再生される音楽の音質が向上する。

第１０の発明のスイッチング電源は、第９の発明のスイッチング電源において、前記音楽再生回路と接続されている前記蓄電池の残量が所定値以下となった場合、いずれかの前記スイッチは、他の前記蓄電池と前記音楽再生回路とを接続し、いずれかの前記スイッチは、残量が所定値以下である前記蓄電池と前記充電回路とを接続することを特徴とする。

本発明では、音楽再生回路と接続されている蓄電池の残量が所定値以下となった場合、スイッチは、他の蓄電池と音楽再生回路とを接続する。これにより、音楽再生を継続することができる。

第１１の発明のスイッチング電源は、第４の発明のスイッチング電源において、複数の前記蓄電池と、複数の前記スイッチと、をさらに備え、前記回路は、ネットワークスタンバイ回路であり、ネットワークスタンバイ時、いずれかの前記スイッチは、いずれかの前記蓄電池と前記ネットワークスタンバイ回路とを接続し、他の前記スイッチは、他の前記蓄電池と前記充電回路とを接続しないことを特徴とする。

第１２の発明のスイッチング電源は、第１〜第１１のいずれかの発明のスイッチング電源において、フィードバック素子と、前記フィードバック素子に二次側で接続され、スイッチング電源の出力電圧に応じて前記フィードバック素子に流れる電流を変化させる電圧検出素子と、前記フィードバック素子に前記スイッチング電源の一次側で接続され、前記スイッチング素子を制御する制御回路と、前記スイッチング素子に接続された電流検出抵抗と、を備え、前記制御回路は、前記電流検出抵抗と前記スイッチング素子との間に接続された第１端子に生じる電圧と、前記フィードバック素子に接続された第２端子に生じる電圧に基づく値と、に基づいて、バーストモードと通常モードとに制御することを特徴とする。

本発明によれば、スイッチング電源がバーストモードに移行することがない。

本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源の回路構成を示す図である。本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源の回路構成を示す図である。本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源の回路構成を示す図である。本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源の回路構成を示す図である。本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源の回路構成を示す図である。従来のフライバック方式のスイッチング電源を示す図である。ＰＷＭの周波数とフィードバック端子の電圧との関係を示す図である。図６の一部を示す図である。センス端子の電圧を示す図である。

以下、本発明の実施形態について説明する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源の回路構成を示す図である。スイッチング電源１は、ＥＭＩフィルター２と、整流回路３と、コンデンサＣ１と、スイッチング素子４と、制御ＩＣ５と、トランス６と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ２と、シャントレギュレーター７と、フォトカプラ８と、を備える。

ＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）フィルター２は、交流電源から入力される交流電圧からノイズを除去する。整流回路３は、交流電圧を整流する。コンデンサＣ１は、整流回路３が整流した電圧を平滑する。平滑された電圧は、スイッチング素子４に供給される。制御ＩＣ５（制御回路）は、スイッチング素子４を制御する。制御ＩＣ５の電源端子ＶＤＤは、トランス６の補助巻線６３に接続されている。制御ＩＣ５は、補助巻線６３から出力された電圧を整流した電源電圧によって動作する。スイッチング素子４は、制御ＩＣ５により制御され、任意の周波数でスイッチングすることにより、任意の周波数の交流電圧をトランス６の一次巻線６１に供給する。スイッチング素子４は、例えば、ｎ型のＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子４は、コンデンサＣ１からの電圧、又は、接地電位の電圧を一次巻線６１に供給する。トランス６は、一次巻線６１に供給された電圧を変圧して二次巻線６２から出力する。ダイオードＤ１は、二次巻線６２からの交流電圧を整流する。コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１が整流した電圧を平滑する。コンデンサＣ２が平滑した電圧が、スイッチング電源１の出力電圧である。

スイッチング電源１からの出力電圧は、システム１０１に供給される。

シャントレギュレーター７（電圧検出素子）は、スイッチング電源１の二次側でフォトカプラ８に接続されている。また、シャントレギュレーター７は、スイッチング電源１の出力電圧に応じて、フォトカプラ８に流れる電流を変化させる。シャントレギュレーター７のリファレンス端子は、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との間に接続されている。シャントレギュレーター７のカソードは、フォトカプラ８（発光ダイオードのカソード）に接続されている。シャントレギュレーター７のアノードは、接地電位に接続されている。

フォトカプラ８（フィードバック素子）は、発光ダイオードと、フォトトランジスタと、を有する。発光ダイオードのアノードには、抵抗Ｒ１を介して、スイッチング電源１の出力電圧が供給される。発光ダイオードのカソードは、シャントレギュレーター７に接続されている。フォトトランジスタのコレクタは、制御ＩＣ５のフィードバック端子ＦＢに接続されている。フォトトランジスタのエミッタは、接地電位に接続されている。抵抗Ｒ４の一端には、スイッチング電源１の出力電圧が供給される。抵抗Ｒ４の他端は、シャントレギュレーター７に接続されている。制御ＩＣ５は、フォトカプラ８にスイッチング電源１の一次側で接続されている。

シャントレギュレーター７は、リファレンス端子に入力される、スイッチング電源１の出力電圧の抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とによる分圧に応じて、カソードの吸い込み電流が増減する。シャントレギュレーター７は、リファレンス端子の電圧が高いほど、カソードの吸い込み電流が増加する。また、シャントレギュレーター７は、リファレンス端子の電圧が低いほど、カソードの吸い込み電流が減少する。

フォトカプラ８においては、シャントレギュレーター７の吸い込み電流の増減に応じて、発光ダイオードの電流が増減する。フォトトランジスタの電流の増減は、制御ＩＣ５のフィードバック端子ＦＢの電圧を変化させる。ここで、制御ＩＣ５のフィードバック端子ＦＢには、抵抗を介して、電源が接続されている。このため、フォトトランジスタの電流が増加するほど、フィードバック端子ＦＢの電圧は、減少する。制御ＩＣ５は、フィードバック端子ＦＢの電圧に応じて、スイッチング素子４によるオン／オフのデューティーを変化させて、スイッチング電源１の出力電圧を調整する。

スイッチング素子４のソースには、電流検出抵抗Ｒ５が接続されている。制御ＩＣ５は、センス端子ＳＥＮＳＥ（第１端子）に生じる電圧Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}と、フィードバック端子ＦＢ（第２端子）に生じる電圧Ｖ_ＦＢに基づく値Ｖ_ＣＯＭＰと、に基づいて、通常モードとバースモードとに制御する。

スイッチング電源１は、蓄電池９と、充電回路１０と、ネットワークスタンバイ回路１１と、スイッチ１２と、をさらに備える。蓄電池９と充電回路１０とは、スイッチング電源１の二次側に接続されている。蓄電池９（ダミー負荷）は、充電回路１０から供給される定電流により充電される（充電）。また、蓄電池９は、ネットワークスタンバイ回路１１に電力を供給する（放電）。充電回路１０は、蓄電池９に定電流を供給する。ネットワークスタンバイ回路１１は、ネットワークスタンバイ時のスタンバイ電源の供給源として機能する。スイッチ１２は、蓄電池９と充電回路１０、又は、蓄電池９とネットワークスタンバイ回路１１を接続する。

通常時、スイッチ１２は、図１に示すように、蓄電池９と充電回路１０とを接続する。蓄電池９は、充電回路１０からの電力により、充電される。これにより、二次側での消費電力が小さくなることがないため、常に連続スイッチング動作が継続し、スイッチング電源１が、バーストモードに移行することがない。また、消費電力の低下を抑制するためのダミー負荷として、蓄電池９を用いることで、電力が蓄電池９に蓄積されるため、電力を無駄に消費することがない。

ネットワークスタンバイ時、スイッチ１２は、図２に示すように、蓄電池９とネットワークスタンバイ回路１１とを接続する。これにより、蓄電池９からネットワークスタンバイ回路１１に電力が供給される。

（第２実施形態）
図３〜図５は、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源の回路構成を示す図である。スイッチング電源１は、さらに、蓄電池１３と、オーディオ回路１４と、スイッチ１５と、を備える。蓄電池９は、充電回路１０から供給される定電流により充電される（充電）。蓄電池９は、ネットワークスタンバイ回路１１、又は、オーディオ回路１４に電力を供給する（放電）。充電回路１０は、蓄電池９、又は、蓄電池１０に定電流を供給する。スイッチ１２は、蓄電池９と充電回路１０、蓄電池９とネットワークスタンバイ回路１１、又は、蓄電池９とオーディオ回路１４を接続する。

蓄電池１３（ダミー負荷）は、充電回路１０から供給される定電流により充電される（充電）。また、蓄電池１３は、ネットワークスタンバイ回路１１、又は、オーディオ回路１４に電力を供給する（放電）。オーディオ回路１４（音楽再生回路）は、Ｄ／Ａコンバータ、増幅器等を備え、音楽再生をするための回路である。スイッチ１５は、蓄電池１３と充電回路１０、蓄電池１３とネットワークスタンバイ回路１１、又は、蓄電池１３とオーディオ回路１４を接続する。

音楽再生時、スイッチ１２は、図３に示すように、蓄電池９と充電回路１０とを接続する。また、スイッチ１５は、蓄電池１３とオーディオ回路１４とを接続する。これにより、スイッチング電源１と絶縁された蓄電池１３からの電力がオーディオ回路１４に供給されるため、オーディオ回路１４は、スイッチング電源１の電圧変動の影響を受けず、再生される音楽の音質が向上する。蓄電池１３の残量が少なくなると（例えば、残量０（所定値以下））、スイッチ１５は、図４に示すように、蓄電池１３と充電回路１０とを接続する。また、スイッチ１２は、蓄電池９とオーディオ回路１４とを接続する。これにより、音楽再生を継続することができる。

ネットワークスタンバイ時、スイッチ１５は、図５に示すように、蓄電池１３とネットワークスタンバイ回路１１とを接続する。スイッチ１２は、蓄電池９と充電回路１０とを接続しない。又は、ネットワークスタンバイ時、スイッチ１２は、蓄電池９とネットワークスタンバイ回路１１とを接続する。スイッチ１５は、蓄電池１３と充電回路１０とを接続しない。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明を適用可能な形態は、上述の実施形態には限られるものではなく、以下に例示するように、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更を加えることが可能である。

上述の実施形態においては、ダミー負荷として、蓄電池を例示した。これに限らず、ダミー負荷は、抵抗等であってもよい。なお、「ダミー負荷」とは、スイッチング電源１が、本来、電源電圧を供給する負荷（上記の実施形態では、システム１０１）以外の負荷をいう。

上述の第１実施形態においては、ネットワークスタンバイ回路１１に蓄電池９からの電力が供給されるが、オーディオ回路（音楽再生回路）等の他の回路に蓄電池からの電力が供給されるようになっていてもよい。

上述の第２実施形態では、スイッチング電源１は、２つの蓄電池９、１３を備える。これに限らず、スイッチング電源１は、３つ以上の蓄電池を備えていてもよい。また、１つの蓄電池に替えて、抵抗等のダミー負荷を設け、例えば、蓄電池が満充電になった場合、ダミー負荷に充電回路を接続するようになっていてもよい。

本発明は、スイッチング電源に関する。

１スイッチング電源
４スイッチング素子
５制御ＩＣ（制御回路）
７シャントレギュレーター（電圧検出素子）
８フォトカプラ（フィードバック素子）
９、１３蓄電池（ダミー負荷
１０充電回路
１１ネットワークスタンバイ回路
１２、１５スイッチ
１４オーディオ回路（音楽再生回路）
Ｒ５電流検出抵抗

Claims

二次側に接続されたダミー負荷を備えることを特徴とするスイッチング電源。
前記ダミー負荷は、蓄電池であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
二次側に接続され、前記蓄電池に定電流を供給する充電回路をさらに備えることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
スイッチをさらに備え、
前記スイッチは、前記蓄電池と前記充電回路、又は、回路とを接続することを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
前記回路は、ネットワークスタンバイ時のスタンバイ電源の供給源として機能するネットワークスタンバイ回路であることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源。
前記回路は、音楽再生回路であることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源。
前記スイッチは、通常時、前記蓄電池と前記充電回路とを接続することを特徴とする請求項４〜６のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
前記スイッチは、ネットワークスタンバイ時、前記蓄電池と前記ネットワークスタンバイ回路とを接続することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源。
複数の前記蓄電池と、
複数の前記スイッチと、をさらに備え、
前記回路は、音楽再生回路であり、
音楽再生時、
いずれかの前記スイッチは、いずれかの前記蓄電池と前記音楽再生回路とを接続し、
いずれかの前記スイッチは、いずれかの前記蓄電池と前記充電回路とを接続することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源。
前記音楽再生回路と接続されている前記蓄電池の残量が所定値以下となった場合、いずれかの前記スイッチは、他の前記蓄電池と前記音楽再生回路とを接続し、
いずれかの前記スイッチは、残量が所定値以下である前記蓄電池と前記充電回路とを接続することを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源。
複数の前記蓄電池と、
複数の前記スイッチと、をさらに備え、
前記回路は、ネットワークスタンバイ回路であり、
ネットワークスタンバイ時、
いずれかの前記スイッチは、いずれかの前記蓄電池と前記ネットワークスタンバイ回路とを接続し、
他の前記スイッチは、他の前記蓄電池と前記充電回路とを接続しないことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源。
フィードバック素子と、
前記フィードバック素子に二次側で接続され、スイッチング電源の出力電圧に応じて前記フィードバック素子に流れる電流を変化させる電圧検出素子と、
前記フィードバック素子に前記スイッチング電源の一次側で接続され、前記スイッチング素子を制御する制御回路と、
前記スイッチング素子に接続された電流検出抵抗と、を備え、
前記制御回路は、
前記電流検出抵抗と前記スイッチング素子との間に接続された第１端子に生じる電圧と、前記フィードバック素子に接続された第２端子に生じる電圧に基づく値と、に基づいて、バーストモードと通常モードとに制御することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載のスイッチング電源。