JP2014150622A - コンバータ装置及び空気調和機 - Google Patents
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Abstract
【課題】装置の小型化及び簡素化を図ることを目的とする。
【解決手段】コンバータ制御部１５は、予め定められたキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成部２１と、電圧指令を生成する電圧指令生成部２３と、基準波形と電圧指令とを比較することにより、一方のスイッチング回路用の第１スイッチング信号を生成する第１信号生成部２５と、基準波形の位相を１８０度ずらした反転基準波形と電圧指令とを比較することにより、他方のスイッチング回路用の第２スイッチング信号を生成する第２信号生成部２６とを有する。コンバータ制御部１５によって生成された第１スイッチング信号及び第２スイッチング信号に基づいてスイッチング素子の開閉を制御することにより、直流電圧の昇圧と交流側入力電流の高調波低減を図り、よって装置の小型化及び簡素化を実現する。
【選択図】図２
【解決手段】コンバータ制御部１５は、予め定められたキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成部２１と、電圧指令を生成する電圧指令生成部２３と、基準波形と電圧指令とを比較することにより、一方のスイッチング回路用の第１スイッチング信号を生成する第１信号生成部２５と、基準波形の位相を１８０度ずらした反転基準波形と電圧指令とを比較することにより、他方のスイッチング回路用の第２スイッチング信号を生成する第２信号生成部２６とを有する。コンバータ制御部１５によって生成された第１スイッチング信号及び第２スイッチング信号に基づいてスイッチング素子の開閉を制御することにより、直流電圧の昇圧と交流側入力電流の高調波低減を図り、よって装置の小型化及び簡素化を実現する。
【選択図】図２
Description
本発明は、コンバータ装置及びそれを備える空気調和機に関するものである。
従来、コンバータ装置として、特許文献１に開示される装置が知られている。特許文献１に開示されているコンバータ装置は、交流電力を直流電力に変換する装置であり、高調波成分の低減及び力率改善を目的として、基本スイッチング回路と増設スイッチング回路からなる２つのスイッチング回路を有している。そして、負荷の小さいときには基本スイッチング回路のみを作動させ、負荷が大きい場合に基本スイッチング回路と増設スイッチング回路の両方を作動させる。
より具体的には、特許文献１に開示されるコンバータ装置は、整流器から出力される電流が基準電流よりも小さいか否かを判定する比較回路と、平滑コンデンサの両端電圧が基準電圧よりも大きいか否かを判定する比較回路と、これら二つの比較回路からの出力信号に応じてオンオフされる制御信号スイッチとを有している。制御信号スイッチは、増設スイッチング回路とコンバータ装置との接続を切断させるためのスイッチである。
特許文献１に開示されているコンバータ装置は、増設スイッチング回路を作動させるか否かを判定するのに、整流器から出力される電流を検出する電流検出器、及び平滑コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出器を必要とする。更に、増設スイッチング回路をコンバータ装置から切り離すための制御信号スイッチを有しており、装置構成が多く、装置が大型化する等の問題が生ずる。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、装置の小型化及び簡素化を図ることのできるコンバータ装置及び空気調和機を提供することを目的とする。
本発明の第１の態様は、交流電源と負荷との間に接続され、前記交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置であって、前記交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流手段と、前記整流手段の直流出力側に、該整流手段に並列に接続された平滑手段と、前記整流手段と前記平滑手段との間に、互いに並列に設けられた２つのスイッチング回路と、前記スイッチング回路を制御する制御手段とを備え、各前記スイッチング回路は、前記整流手段と前記平滑手段とを接続する正極母線に、直列的に設けられた誘導性素子と、前記誘導性素子の電流出力側に、前記整流手段と並列に接続されたスイッチング手段とを有し、前記制御手段は、予め定められたキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、前記基準波形と前記電圧指令とを比較することにより、一方のスイッチング回路用の第１スイッチング信号を生成する第１信号生成手段と、前記基準波形の位相を１８０度ずらした反転基準波形と前記電圧指令とを比較することにより、他方のスイッチング回路用の第２スイッチング信号を生成する第２信号生成手段とを有するコンバータ装置である。
本態様によれば、所定のキャリア周波数の基準波形を反転させた反転基準波形を生成し、基準波形と電圧指令とを用いて第１スイッチング信号を生成するとともに、反転基準波形と電圧指令とを用いて第２スイッチング信号を生成する。そして、これら第１スイッチング信号に基づいて一方のスイッチング回路のスイッチング素子の開閉を制御し、第２スイッチング信号に基づいて他方のスイッチング回路のスイッチング素子の開閉を制御する。これにより、２つのスイッチング手段のスイッチング位相を互いに約１８０度ずらすことが可能となる。これにより、スイッチングにより生じる高調波を打ち消す効果が得られ。そして、この効果により、スイッチング周波数を低減させることが可能となり、スイッチング損失を低減させることができるとともに、誘導性素子の小型化、低コスト化を図ることが可能となる。
更に、基準波形を反転させた反転基準波形を用いて第２スイッチング信号を生成することにより、簡便な処理により、第１スイッチング信号と位相が１８０°ずれた第２スイッチング信号を生成することができる。また、上記構成によれば、オープンループによる制御が可能となることから、フィードバックさせるパラメータを検出するための高精度なセンサなどを不要とすることができる。
また、入力電流信号よりその位相を把握すれば、コンバータ制御位相の最適化を図ることができるので、入力電流歪が低減し、高調波低減効果を高めることができる。
更に、基準波形を反転させた反転基準波形を用いて第２スイッチング信号を生成することにより、簡便な処理により、第１スイッチング信号と位相が１８０°ずれた第２スイッチング信号を生成することができる。また、上記構成によれば、オープンループによる制御が可能となることから、フィードバックさせるパラメータを検出するための高精度なセンサなどを不要とすることができる。
また、入力電流信号よりその位相を把握すれば、コンバータ制御位相の最適化を図ることができるので、入力電流歪が低減し、高調波低減効果を高めることができる。
本発明の第２の態様は、交流電源と負荷との間に接続され、前記交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置であって、前記交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流手段と、前記交流電源と前記整流手段との間に、互いに並列に設けられた２つのスイッチング回路と、前記スイッチング回路を制御する制御手段とを備え、各前記スイッチング回路は、前記交流電源と前記整流手段とを接続するいずれかの電力線に、直列的に設けられた誘導性素子と、前記誘導性素子において前記交流電源の反対側に、前記整流手段と並列に接続されたスイッチング手段とを有し、前記制御手段は、予め定められたキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、前記基準波形と前記電圧指令とを比較することにより、一方のスイッチング回路用の第１スイッチング信号を生成する第１信号生成手段と、前記基準波形の位相を１８０度ずらした反転基準波形と前記電圧指令とを比較することにより、他方のスイッチング回路用の第２スイッチング信号を生成する第２信号生成手段とを有するコンバータ装置である。
本態様によれば、所定のキャリア周波数の基準波形を反転させた反転基準波形を生成し、基準波形と電圧指令とを用いて第１スイッチング信号を生成するとともに、反転基準波形と電圧指令とを用いて第２スイッチング信号を生成する。そして、これら第１スイッチング信号に基づいて一方のスイッチング回路のスイッチング素子の開閉を制御し、第２スイッチング信号に基づいて他方のスイッチング回路のスイッチング素子の開閉を制御する。これにより、２つのスイッチング手段のスイッチング位相を互いに約１８０度ずらすことが可能となる。これにより、スイッチングにより生じる高調波を打ち消す効果が得られ。そして、この効果により、スイッチング周波数を低減させることが可能となり、スイッチング損失を低減させることができるとともに、誘導性素子の小型化、低コスト化を図ることが可能となる。
更に、基準波形を反転させた反転基準波形を用いて第２スイッチング信号を生成することにより、簡便な処理により、第１スイッチング信号と位相が１８０°ずれた第２スイッチング信号を生成することができる。また、上記構成によれば、オープンループによる制御が可能となることから、フィードバックさせるパラメータを検出するためのセンサなどを不要とすることができる。
また、本態様によれば、第１の態様に係るコンバータ装置と比較して、コンバータ制御位相の最適化を行わなくとも、入力電流波形の歪みを抑制することが可能である。
更に、基準波形を反転させた反転基準波形を用いて第２スイッチング信号を生成することにより、簡便な処理により、第１スイッチング信号と位相が１８０°ずれた第２スイッチング信号を生成することができる。また、上記構成によれば、オープンループによる制御が可能となることから、フィードバックさせるパラメータを検出するためのセンサなどを不要とすることができる。
また、本態様によれば、第１の態様に係るコンバータ装置と比較して、コンバータ制御位相の最適化を行わなくとも、入力電流波形の歪みを抑制することが可能である。
上記コンバータ装置において、前記キャリア周波数は、定常負荷時において、高調波の規制値を満足するスイッチング周波数を下限値、かつ、ノイズの規制値を満足するスイッチング周波数を上限値とする上下限範囲内において、前記上限値よりも前記下限値に近い周波数に設定されることが好ましい。
このように、定常負荷時において、ノイズ規制及び高調波規制をクリアする周波数範囲内で、できるだけ小さい周波数に、スイッチング周波数を設定するので、スイッチング損失を可能な限り低減することが可能となる。空気調和機の場合、高調波の規制とは、例えば、ＩＥＣ６１０００−３−２である。また、空気調和機の場合、ノイズの規制とは、例えば、ＣＩＳＰＲ１４−１である。
上記コンバータ装置において、前記制御手段は、前記負荷が予め設定されている所定の閾値以下である低負荷時の場合において、ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の１周期において、スイッチング手段を開閉する回数を予め設定しておき、そのスイッチング回数に基づいて前記スイッチング素子を開閉させる位相とパルス幅とを制御する部分スイッチング方式を実行し、前記負荷が前記閾値を超える場合に、前記第１スイッチング信号及び前記第２スイッチング信号に基づくスイッチング制御を実行することとしてもよい。
或いは、前記制御手段は、前記負荷が予め設定されている所定の閾値以下である低負荷時の場合において、いずれか一つの前記スイッチング回路のスイッチングを停止するとともに、他方のスイッチング回路のスイッチング周波数を増加させ、前記負荷が前記閾値を超える場合に、前記第１スイッチング信号及び前記第２スイッチング信号に基づくスイッチング制御を実行することとしてもよい。
或いは、前記制御手段は、前記負荷が予め設定されている所定の閾値以下である低負荷時の場合において、いずれか一つの前記スイッチング回路のスイッチングを停止するとともに、他方のスイッチング回路のスイッチング周波数を増加させ、前記負荷が前記閾値を超える場合に、前記第１スイッチング信号及び前記第２スイッチング信号に基づくスイッチング制御を実行することとしてもよい。
スイッチング周波数を低く設定した場合、低負荷時において、所定のノイズ規制または所定の高調波規制をクリアできない場合がある。このような場合に、低負荷時におけるスイッチング制御方法を切り替えることにより、低負荷時においてもノイズ規制及び高調波規制をクリアすることが可能となる。
上記コンバータ装置において、前記整流手段の入力側または出力側に設けられた電流検出手段を備え、前記電圧指令生成手段は、入力電流が大きくなるほど、前記電圧指令の位相を遅らせるとともに、ゼロクロス近傍における入力電流の変化率が所定値以上の場合に、該変化率に応じて前記電圧指令の位相を調整することとしてもよい。
このように、入力電流信号を検出することとし、この入力電流信号に応じて電圧指令の位相が調整される。これにより、入力電流のゼロクロス近傍における電流歪を小さくすることができ、高調波低減制御の効果を高めることができる。
上記コンバータ装置において、前記平滑手段の両端電圧を検出する直流電圧検出手段を備え、前記電圧指令生成手段は、予め設定されている基準直流電圧と前記直流電圧検出手段によって検出された電圧値との差を算出し、該差が大きいほど、前記電圧指令の振幅を増加させることとしてもよい。
このように、平滑手段の両端電圧の直流電圧を検出することとし、この直流電圧の検出値に基づいて電圧指令の振幅を調整する。具体的には、基準直流電圧と直流電圧検出手段によって検出された電圧値との差が大きいほど、電圧指令の振幅を増加させ、コンバータの高調波の上昇率を低下させる。これにより、直流電圧に含まれるリップルを抑制することができるとともに、インバータの制御性を向上させることができる。
上記コンバータ装置において、各前記スイッチング回路は、前記スイッチング素子に流れる電流を一方向または双方向とするためのダイオードを有し、更に、このダイオードとして、ＳｉＣ素子を用いたダイオードを採用することとしてもよい。
ＳｉＣ素子を用いたダイオードを採用することにより、スイッチング素子に流れる逆回復電流を低減させることが可能となる。これにより、スイッチング損失を効果的に低減することが可能となる。
本発明の第３の態様は、上記のコンバータ装置を有する空気調和機である。
本発明によれば、装置の小型化及び簡素化を図ることができるという効果を奏する。
以下に、本発明のコンバータ装置を空気調和機の圧縮機モータを駆動するモータ駆動装置に適用した場合の各実施形態について、図面を参照して説明する。なお、本発明のコンバータ装置の適用先は、空気調和機に限られず、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して用いるような装置に対して広く適用可能である。
〔第１実施形態〕
図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。図１に示すように、モータ駆動装置１は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置２と、コンバータ装置２から出力された直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ（負荷）２０に出力するインバータ装置３とを主な構成として備えている。
図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。図１に示すように、モータ駆動装置１は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置２と、コンバータ装置２から出力された直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ（負荷）２０に出力するインバータ装置３とを主な構成として備えている。
コンバータ装置２は、交流電源４より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路５と、整流回路５の直流出力側に、整流回路５に並列に接続された平滑コンデンサ（平滑手段）１２と、整流回路５と平滑コンデンサ１２との間に、互いに並列に設けられた２つのスイッチング回路１０ａ、１０ｂと、スイッチング回路１０ａ、１０ｂを制御するコンバータ制御部（制御手段）１５とを主な構成として備えている。
スイッチング回路１０ａは、整流回路５と平滑コンデンサ１２とを接続する正極母線Ｌｐに、直列的に設けられたインダクタ（誘導性素子）６ａと、インダクタ６ａの電流出力側に直列に接続されるダイオード７ａと、インダクタ６ａとダイオード７ａとの間に一端が接続され、かつ、整流回路５と並列に接続されたスイッチング素子８ａとを有する。
同様に、スイッチング回路１０ｂは、整流回路５と平滑コンデンサ１２とを接続する正極母線Ｌｐに、直列的に設けられたインダクタ６ｂと、インダクタ６ｂの電流出力側に直列に接続されるダイオード７ｂと、インダクタ６ｂとダイオード７ｂとの間に一端が接続され、かつ、整流回路５と並列に接続されたスイッチング素子８ｂとを有する。
スイッチング素子８ａ、８ｂの一例としては、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等が挙げられる。
同様に、スイッチング回路１０ｂは、整流回路５と平滑コンデンサ１２とを接続する正極母線Ｌｐに、直列的に設けられたインダクタ６ｂと、インダクタ６ｂの電流出力側に直列に接続されるダイオード７ｂと、インダクタ６ｂとダイオード７ｂとの間に一端が接続され、かつ、整流回路５と並列に接続されたスイッチング素子８ｂとを有する。
スイッチング素子８ａ、８ｂの一例としては、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等が挙げられる。
交流電源４には、ゼロクロス点を検出するためのゼロクロス検出部１７が設けられている。ゼロクロス検出部１７からのゼロクロス信号はコンバータ制御部１５に出力される。
インバータ装置３は、６個のスイッチング素子を備えるブリッジ回路１８と、ブリッジ回路１８におけるスイッチング素子の開閉を制御するインバータ制御部１９とを備える。インバータ制御部１９は、例えば、上位装置（図示略）から入力される要求回転数指令に基づいて、各スイッチング素子のゲート駆動信号Ｓｐｗｍを生成し、ブリッジ回路１８に与える。インバータ制御の具体的な手法の一例としては、ベクトル制御、センサレスベクトル制御、Ｖ／Ｆ制御、過変調制御、１パルス制御などが挙げられる。
上記のような制御を実現するために、ブリッジ回路１８の入力直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出部２８、圧縮機モータ２０に流れる各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出するモータ電流検出部２９が設けられ、これらの検出値Ｖｄｃ、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗがインバータ制御部１９に入力されるようになっている。ここで、モータ電流検出部２９は、ブリッジ回路１８と平滑コンデンサ１２の間の負極側電力線に流れる電流を検出し、この検出信号から各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを取得することとしてもよい。
インバータ装置３は、６個のスイッチング素子を備えるブリッジ回路１８と、ブリッジ回路１８におけるスイッチング素子の開閉を制御するインバータ制御部１９とを備える。インバータ制御部１９は、例えば、上位装置（図示略）から入力される要求回転数指令に基づいて、各スイッチング素子のゲート駆動信号Ｓｐｗｍを生成し、ブリッジ回路１８に与える。インバータ制御の具体的な手法の一例としては、ベクトル制御、センサレスベクトル制御、Ｖ／Ｆ制御、過変調制御、１パルス制御などが挙げられる。
上記のような制御を実現するために、ブリッジ回路１８の入力直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出部２８、圧縮機モータ２０に流れる各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出するモータ電流検出部２９が設けられ、これらの検出値Ｖｄｃ、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗがインバータ制御部１９に入力されるようになっている。ここで、モータ電流検出部２９は、ブリッジ回路１８と平滑コンデンサ１２の間の負極側電力線に流れる電流を検出し、この検出信号から各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを取得することとしてもよい。
コンバータ制御部１５及びインバータ制御部１９は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）であり、以下に記載する各処理を実行するためのプログラムが記録されたコンピュータ読み取り可能な記録媒体を有しており、ＣＰＵがこの記録媒体に記録されたプログラムをＲＡＭ等の主記憶装置に読み出して実行することにより、以下の各処理が実現される。コンピュータ読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気ディスク、光磁気ディスク、半導体メモリ等が挙げられる。
コンバータ制御部１５及びインバータ制御部１９は、一つのＭＰＵによって具現化されてもよいし、個別のＭＰＵによって具現化されてもよい。
コンバータ制御部１５及びインバータ制御部１９は、一つのＭＰＵによって具現化されてもよいし、個別のＭＰＵによって具現化されてもよい。
図２は、コンバータ制御部１５の機能ブロック図である。図２に示すように、コンバータ制御部１５は、基準波形生成部２１、反転基準波形生成部２２、電圧指令生成部２３、絶対値処理部２４、第１信号生成部２５、及び第２信号生成部２６を備えている。
基準波形生成部２１は、予め定められたキャリア周波数の基準波形（例えば、三角波）を生成する（図３の（ａ）参照）。ここで、キャリア周波数は、高調波の規制値を満足するスイッチング周波数を下限値、かつ、ノイズの規制値を満足するスイッチング周波数を上限値とする範囲内において、上限値よりも下限値に近い周波数に設定されている。ここで、空気調和機の場合には、高調波の規制値の規格として、ＩＥＣ６１０００−３−２が一例として挙げられる。また、ノイズの規制値の規格としては、ＣＩＳＰＲ１４−１が一例として挙げられる。このように、該当するノイズ規制値、高調波規制値をクリアするためのスイッチング周波数の上下限範囲のうち、下限値に近い周波数を採用、換言すると、限りなくスイッチング周波数を下げることにより、スイッチングによる損失をできるだけ低減させることが可能となる。空気調和機の場合には、高調波規制が満足できればスイッチングを行わなくとも良い。実際にスイッチングする場合には、例えば、スイッチング周波数は、約１００Ｈｚ以上５ｋＨｚ以下の範囲で決定されることが好ましい。
反転基準波形生成部２２は、基準波形生成部２１によって生成された基準波形の位相を１８０°ずらすことにより、反転基準波形を生成する（図３の（ｃ）参照）。電圧指令部２３は、ゼロクロス検出部１７からのゼロクロス信号及び予め登録されているコンバータ制御位相（電源電圧との位相差）及びその電圧指令振幅値に基づいて、正弦波の電圧指令を生成する。
絶対値処理部２４は、電圧指令生成部２３によって生成された正弦波の電圧指令における負側波形を反転させて正側波形とする。これにより、図３（ａ）、（ｃ）に示されるような電圧波形が生成される。
絶対値処理部２４は、電圧指令生成部２３によって生成された正弦波の電圧指令における負側波形を反転させて正側波形とする。これにより、図３（ａ）、（ｃ）に示されるような電圧波形が生成される。
第１信号生成部２５は、図３（ａ）、（ｂ）に示すように、基準波形と絶対値処理部２４から出力された負側波形反転後の電圧指令とを比較し、その結果に基づいて、スイッチング回路１０ａを制御するための第１スイッチング信号Ｓｇ１を生成する。
第２信号生成部２６は、図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、反転基準波形と負側波形反転後の電圧指令とを比較し、その結果に基づいて、スイッチング回路１０ｂを制御するための第２スイッチング信号Ｓｇ２を生成する。
第１信号生成部２５によって生成された第１スイッチング信号Ｓｇ１及び第２信号生成部２６によって生成された第２スイッチング信号Ｓｇ２は、スイッチング素子８ａ、８ｂを駆動するゲート回路（図示略）にそれぞれ与えられ、この信号に基づいてゲート回路が駆動することにより、スイッチング素子８ａ、８ｂの開閉が制御される。
第２信号生成部２６は、図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、反転基準波形と負側波形反転後の電圧指令とを比較し、その結果に基づいて、スイッチング回路１０ｂを制御するための第２スイッチング信号Ｓｇ２を生成する。
第１信号生成部２５によって生成された第１スイッチング信号Ｓｇ１及び第２信号生成部２６によって生成された第２スイッチング信号Ｓｇ２は、スイッチング素子８ａ、８ｂを駆動するゲート回路（図示略）にそれぞれ与えられ、この信号に基づいてゲート回路が駆動することにより、スイッチング素子８ａ、８ｂの開閉が制御される。
次に、上記構成を備えるコンバータ装置２の動作について図１から図３を参照して説明する。
まず、入力電源４のゼロクロス点がゼロクロス検出部１７によって検出され、ゼロクロス信号がコンバータ制御部１５に入力される。コンバータ制御部１５の電圧指令生成部２３では、入力されたゼロクロス信号、及び、予め登録されているコンバータ制御位相（入力電圧との位相差情報）及び予め設定されている電圧指令振幅値に基づいて、正弦波の電力指令が生成される。この電力指令は絶対値処理部２４に出力され、負側波形が正側波形へ反転された電力指令が生成される。
まず、入力電源４のゼロクロス点がゼロクロス検出部１７によって検出され、ゼロクロス信号がコンバータ制御部１５に入力される。コンバータ制御部１５の電圧指令生成部２３では、入力されたゼロクロス信号、及び、予め登録されているコンバータ制御位相（入力電圧との位相差情報）及び予め設定されている電圧指令振幅値に基づいて、正弦波の電力指令が生成される。この電力指令は絶対値処理部２４に出力され、負側波形が正側波形へ反転された電力指令が生成される。
一方、基準波形生成部２１では、所定のキャリア周波数の三角波形である基準波形が生成され、この基準波形が第１信号生成部２５及び反転基準波形生成部２２に出力される。反転基準波形生成部２２では、基準波形の位相が１８０度ずれた反転基準波形が生成され、これが第２信号生成部２６に出力される。
第１信号生成部２５では、図３（ａ）、（ｂ）に示すように、基準波形と絶対値処理部２４からの電圧指令とが比較されて、第１スイッチング信号Ｓｇ１が生成される。これにより、この第１スイッチング信号Ｓｇ１に基づいてスイッチング素子８ａの開閉が制御される。
また、第２信号生成部２６では、図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、反転基準波形と絶対値処理部２４からの電圧指令とが比較されて、第２スイッチング信号Ｓｇ２が生成される。これにより、この第２スイッチング信号Ｓｇ２に基づいてスイッチング素子８ｂの開閉が制御される。
また、第２信号生成部２６では、図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、反転基準波形と絶対値処理部２４からの電圧指令とが比較されて、第２スイッチング信号Ｓｇ２が生成される。これにより、この第２スイッチング信号Ｓｇ２に基づいてスイッチング素子８ｂの開閉が制御される。
以上のように、本実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機によれば、所定のキャリア周波数の三角波形を反転させた反転基準波形を生成し、基準波形を用いて第１スイッチング信号Ｓｇ１を生成するとともに、反転基準波形を用いて第２スイッチング信号Ｓｇ２を生成するので、スイッチング素子８ａ、８ｂのスイッチング位相を約１８０度ずらすことが可能となる。これにより、スイッチングにより生じる高調波が打ち消す効果が得られ、この効果を利用して、スイッチング周波数を例えば、約１００Ｈｚ以上約５ｋＨｚ以下のレベルまで低下させることができる。この結果、スイッチング損失を低減させることができるとともに、インダクタ６ａ、６ｂの小型化、低コスト化を図ることが可能となる。
また、基準波形を反転させた反転基準波形を用いて第２スイッチング信号Ｓｇ２を生成することにより、簡便な処理により、第１スイッチング信号Ｓｇ１と位相が１８０°ずれた第２スイッチング信号Ｓｇ２を容易に生成することができる。
また、基準波形を反転させた反転基準波形を用いて第２スイッチング信号Ｓｇ２を生成することにより、簡便な処理により、第１スイッチング信号Ｓｇ１と位相が１８０°ずれた第２スイッチング信号Ｓｇ２を容易に生成することができる。
図４に、定格負荷時における本実施形態に係るコンバータ装置の入力電流波形のシミュレーション結果の一例を示した図、図５は、図４に示した入力電流波形を周波数分析した結果とノイズ規制値とを比較して示した図である。
図４に示すように、リップルが少なく、きれいな入力電流波形が得られている。また、図５に示すように、全ての次数において、高調波規制値をクリアしていることがわかる。
図４に示すように、リップルが少なく、きれいな入力電流波形が得られている。また、図５に示すように、全ての次数において、高調波規制値をクリアしていることがわかる。
〔第２実施形態〕
次に、本発明の第２実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。上述した第１実施形態に係るコンバータ装置２において、スイッチング素子８ａ，８ｂのスイッチング周波数を約１００Ｈｚ以上５ｋＨｚ以下のレベルまで下げた場合、定常負荷時であれば、図４、図５に示したように、高調波の観点及びノイズの観点の両方において、良好な結果が得られるが、低負荷時においては、図６及び図７に示すように、入力電流波形が歪み、高調波規制をクリアできなくなる可能性がある。そこで、本実施形態においては、低負荷時と低負荷時以外の場合とで、スイッチング制御の方式を切り替えることにより、低負荷時に生ずる入力電流波形の歪みを回避することとした。
次に、本発明の第２実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。上述した第１実施形態に係るコンバータ装置２において、スイッチング素子８ａ，８ｂのスイッチング周波数を約１００Ｈｚ以上５ｋＨｚ以下のレベルまで下げた場合、定常負荷時であれば、図４、図５に示したように、高調波の観点及びノイズの観点の両方において、良好な結果が得られるが、低負荷時においては、図６及び図７に示すように、入力電流波形が歪み、高調波規制をクリアできなくなる可能性がある。そこで、本実施形態においては、低負荷時と低負荷時以外の場合とで、スイッチング制御の方式を切り替えることにより、低負荷時に生ずる入力電流波形の歪みを回避することとした。
具体的には、低負荷時においては、ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の１周期において、スイッチング素子８ａ、８ｂを開閉する回数を登録しておき、このスイッチング回数に基づいて、スイッチング素子８ａ、８ｂを開閉させる位相とパルス幅とを制御する、いわゆる部分スイッチング方式と呼ばれる公知の制御方式を採用する。
例えば、低負荷時においては、国際公開第２０１１／００７５６８号に記載される制御方法を採用する。
低負荷時か否かの判定については、例えば、入力電流やモータ出力に基づいて判定する。具体的には、低負荷時と判定するための入力電流の閾値を予め登録しておき、入力電流が閾値以下となった場合に低負荷時と判定し、入力電流が閾値を超えた場合に低負荷時以外と判定する。
低負荷時か否かの判定については、例えば、入力電流やモータ出力に基づいて判定する。具体的には、低負荷時と判定するための入力電流の閾値を予め登録しておき、入力電流が閾値以下となった場合に低負荷時と判定し、入力電流が閾値を超えた場合に低負荷時以外と判定する。
また、モータ出力については、モータ回転数とトルクとを乗じた値や、モータ電圧とモータ電流とを乗じた値を評価値として用い、この評価値に基づいて判定を行う。この場合も、低負荷時と判定するための閾値を予め登録しておき、評価値が閾値以下となった場合に低負荷時と判定し、評価値が閾値を超えた場合に低負荷時以外と判定する。なお、モータ回転数、モータ電圧、モータ電流等、判定に必要となる各種情報については、これらを検出するセンサを設け、これらセンサによる検出値を直接的にコンバータ制御部１５に入力することとしてもよいし、例えば、インバータ制御部１９から得ることとしても良い。
また、上記閾値にはヒステリシスを持たせることが好ましい。これにより、制御方式が頻繁に切り替わることを回避することができる。
また、上記閾値にはヒステリシスを持たせることが好ましい。これにより、制御方式が頻繁に切り替わることを回避することができる。
以上のように、本実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機によれば、低負荷時においては部分スイッチング方式が採用され、低負荷時以外の領域、例えば、中負荷領域及び高負荷領域においては、上述した第１実施形態に係るスイッチング制御手法が採用される。これにより、中負荷領域及び高負荷領域におけるスイッチング周波数を、高調波規制をクリアする範囲で可能な限り低い周波数に設定することができるとともに、高調波規制が満足できないと懸念された低負荷時においても他のスイッチング制御方式を採用することにより、ノイズ規制をクリアすることが可能となる。
〔第３実施形態〕
次に、本発明の第３実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。上述した第２実施形態では、低負荷時において、部分スイッチング制御方式を採用することとしたが、本実施形態においては、一方のスイッチング素子、例えば、スイッチング素子６ｂの開閉を停止するとともに、他方のスイッチング素子６ａのスイッチング周波数を増加させる。例えば、低負荷時と判定した場合には、コンバータ制御部は、第２スイッチング信号に基づくスイッチング素子８ｂの開閉制御を停止するとともに、基準波形生成部におけるキャリア周波数を増加させ、スイッチング素子８ａのスイッチング周波数を増加させる。例えば、キャリア周波数を２倍に増加させて、スイッチング素子８ａのスイッチング周波数を約２倍にする。これにより、スイッチング素子８ａの働きにより、低負荷時においても、入力電流波形を正弦波形に近づけることができ、高調波規制をクリアすることが可能となる。なお、低負荷時か否かの判定については、上述した第２実施形態と同様である。
なお、低負荷時においては、いずれか一方のスイッチング素子の作動を停止させればよく、上記例に代えて、スイッチング素子８ａの作動を停止させて、スイッチング素子８ｂのスイッチング周波数を増加させることとしてもよい。
次に、本発明の第３実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。上述した第２実施形態では、低負荷時において、部分スイッチング制御方式を採用することとしたが、本実施形態においては、一方のスイッチング素子、例えば、スイッチング素子６ｂの開閉を停止するとともに、他方のスイッチング素子６ａのスイッチング周波数を増加させる。例えば、低負荷時と判定した場合には、コンバータ制御部は、第２スイッチング信号に基づくスイッチング素子８ｂの開閉制御を停止するとともに、基準波形生成部におけるキャリア周波数を増加させ、スイッチング素子８ａのスイッチング周波数を増加させる。例えば、キャリア周波数を２倍に増加させて、スイッチング素子８ａのスイッチング周波数を約２倍にする。これにより、スイッチング素子８ａの働きにより、低負荷時においても、入力電流波形を正弦波形に近づけることができ、高調波規制をクリアすることが可能となる。なお、低負荷時か否かの判定については、上述した第２実施形態と同様である。
なお、低負荷時においては、いずれか一方のスイッチング素子の作動を停止させればよく、上記例に代えて、スイッチング素子８ａの作動を停止させて、スイッチング素子８ｂのスイッチング周波数を増加させることとしてもよい。
〔第４実施形態〕
次に、本発明の第４実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。上述した第１実施形態では、スイッチング回路１０ａ、１０ｂを整流回路５と平滑コンデンサ１２との間に設けていたが、本実施形態に係るコンバータ装置においては、入力電源４と整流回路５´との間にスイッチング回路１０ｃ、１０ｄを備える。
次に、本発明の第４実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。上述した第１実施形態では、スイッチング回路１０ａ、１０ｂを整流回路５と平滑コンデンサ１２との間に設けていたが、本実施形態に係るコンバータ装置においては、入力電源４と整流回路５´との間にスイッチング回路１０ｃ、１０ｄを備える。
以下、本実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について図８を参照して説明する。
スイッチング回路１０ｃは、交流電源４と整流回路５´とを接続する電力線Ｌ１に、直列的に接続されたインダクタ６ｃと、インダクタ６ｃにおいて交流電源４の反対側に、整流回路５´と並列に接続されたスイッチング素子８ｃとを備える。ここで、整流回路５´よりも入力電源４側にスイッチング回路１０ｃを設けた場合には、スイッチング回路１０ｃには交流電圧が印加されることとなるから、スイッチング素子８ｃを双方向にする必要がある。そこで、スイッチング素子８ｃによる双方向スイッチングを可能とするために、４つのダイオード７ｃが設けられている。
同様に、スイッチング回路１０ｄは、交流電源４と整流回路５´とを接続する電力線Ｌ１に、直列的に接続されたインダクタ６ｄと、インダクタ６ｄにおいて交流電源４の反対側に、整流回路５´と並列に接続されたスイッチング素子８ｄとを備える。また、スイッチング素子８ｄによる双方向スイッチングを可能とするために、４つのダイオード７ｄが設けられている。
また、本実施形態においては、整流回路５´がスイッチング回路１０ｃ、１０ｄにそれぞれ対応する形で設けられている。
なお、図８では、電力線Ｌ１側にスイッチング回路１０ｃ、１０ｄを接続したが、電力線Ｌ１に代えて、電力線Ｌ２側にスイッチング回路１０ｃ、１０ｄを接続することとしてもよい。
スイッチング回路１０ｃは、交流電源４と整流回路５´とを接続する電力線Ｌ１に、直列的に接続されたインダクタ６ｃと、インダクタ６ｃにおいて交流電源４の反対側に、整流回路５´と並列に接続されたスイッチング素子８ｃとを備える。ここで、整流回路５´よりも入力電源４側にスイッチング回路１０ｃを設けた場合には、スイッチング回路１０ｃには交流電圧が印加されることとなるから、スイッチング素子８ｃを双方向にする必要がある。そこで、スイッチング素子８ｃによる双方向スイッチングを可能とするために、４つのダイオード７ｃが設けられている。
同様に、スイッチング回路１０ｄは、交流電源４と整流回路５´とを接続する電力線Ｌ１に、直列的に接続されたインダクタ６ｄと、インダクタ６ｄにおいて交流電源４の反対側に、整流回路５´と並列に接続されたスイッチング素子８ｄとを備える。また、スイッチング素子８ｄによる双方向スイッチングを可能とするために、４つのダイオード７ｄが設けられている。
また、本実施形態においては、整流回路５´がスイッチング回路１０ｃ、１０ｄにそれぞれ対応する形で設けられている。
なお、図８では、電力線Ｌ１側にスイッチング回路１０ｃ、１０ｄを接続したが、電力線Ｌ１に代えて、電力線Ｌ２側にスイッチング回路１０ｃ、１０ｄを接続することとしてもよい。
このような構成を備えるコンバータ装置において、各スイッチング回路１０ｃ，１０ｄのスイッチング素子８ｃ、８ｄの開閉制御は、上述した第１実施形態と同様の制御によって実行される。これにより、スイッチング素子８ｃと８ｄとは、位相差約１８０°でスイッチングされることとなる。
以上説明してきたように、本実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機によれば、第１実施形態と同様に、スイッチング周波数を、例えば、約１００Ｈｚ以上約５ｋＨｚ以下のレベルまで低下させることができ、スイッチング損失を低減させることができるとともに、インダクタ６ｃ、６ｄの小型化、低コスト化を図ることが可能となる。
また、基準波形を反転させた反転基準波形を用いて第２スイッチング信号Ｓｇ２を生成することにより、簡便な処理により、第１スイッチング信号Ｓｇ１と位相が１８０°ずれた第２スイッチング信号Ｓｇ２を容易に生成することができる。
更に、スイッチング回路１０ｃ、１０ｄを入力電源４と整流回路５´との間に設けることにより、電源電圧と制御電圧との制御位相差が所定の値からずれた場合でも、入力電流ゼロクロス時の電流の歪みが小さくなり、高調波低減制御の効果を高めることができる。
例えば、図９、図１０は、電源電圧と制御電圧との制御位相差が、適切な状態からずれた場合を示したものである。図９は、上述した第１実施形態のように、スイッチング回路１０ａ、１０ｂを整流回路５と平滑コンデンサ１２との間に設けた場合を示しており、図９（ａ）は整流回路５の入力側での電流波形、図９（ｂ）は整流回路５の出力側での電流波形を示している。図１０は本実施形態に係るコンバータ装置における入力電流波形を示した図である。
図９に示すように、スイッチング回路１０ａ、１０ｂを整流回路５と平滑コンデンサ１２との間に設けた場合には、ゼロクロス近傍の電流波形に大きな歪みがあるのに対し、図１０に示すように、本実施形態に係るコンバータ装置では、入力電流のゼロクロス近傍の電流波形歪は小さくなっており、高調波低減制御の効果が高いことがわかる。
更に、スイッチング回路１０ｃ、１０ｄを入力電源４と整流回路５´との間に設けることにより、電源電圧と制御電圧との制御位相差が所定の値からずれた場合でも、入力電流ゼロクロス時の電流の歪みが小さくなり、高調波低減制御の効果を高めることができる。
例えば、図９、図１０は、電源電圧と制御電圧との制御位相差が、適切な状態からずれた場合を示したものである。図９は、上述した第１実施形態のように、スイッチング回路１０ａ、１０ｂを整流回路５と平滑コンデンサ１２との間に設けた場合を示しており、図９（ａ）は整流回路５の入力側での電流波形、図９（ｂ）は整流回路５の出力側での電流波形を示している。図１０は本実施形態に係るコンバータ装置における入力電流波形を示した図である。
図９に示すように、スイッチング回路１０ａ、１０ｂを整流回路５と平滑コンデンサ１２との間に設けた場合には、ゼロクロス近傍の電流波形に大きな歪みがあるのに対し、図１０に示すように、本実施形態に係るコンバータ装置では、入力電流のゼロクロス近傍の電流波形歪は小さくなっており、高調波低減制御の効果が高いことがわかる。
〔第５実施形態〕
次に、本発明の第５実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。本実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機は、上述した第１実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機と略構成を同じくするが、図１１に示すように、交流電源４と整流回路５との間に、入力電流を検出する入力電流検出部２７を設け、検出した入力電流信号をコンバータ制御部１５ａに出力する点が異なる。
以下、本実施形態に係るコンバータ装置２ａについて、図１１及び図１２を参照して説明する。図１１は、本発明の第５実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図、図１２は、本実施形態に係るコンバータ制御部の機能ブロック図である。
次に、本発明の第５実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。本実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機は、上述した第１実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機と略構成を同じくするが、図１１に示すように、交流電源４と整流回路５との間に、入力電流を検出する入力電流検出部２７を設け、検出した入力電流信号をコンバータ制御部１５ａに出力する点が異なる。
以下、本実施形態に係るコンバータ装置２ａについて、図１１及び図１２を参照して説明する。図１１は、本発明の第５実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図、図１２は、本実施形態に係るコンバータ制御部の機能ブロック図である。
コンバータ制御部１５ａには、ゼロクロス検出部１７によって検出されたゼロクロス信号と、入力電流検出部２７によって検出された入力電流信号とが入力される。コンバータ制御部１５ａの電圧指令生成部２３ａでは、入力されたゼロクロス信号と入力電流信号を利用してデータテーブルの参照や所定の演算が行われることで、コンバータ制御位相（電源電圧との位相差）が導出され、導出されたコンバータ制御位相及び予め設定されている所定の電圧振幅値に基づいて、正弦波の電圧指令が生成される。
ここで、データテーブルとは、例えば、インダクタ６ａ、６ｂによる位相ズレを考慮して、入力電流が大きくなるほどコンバータの制御位相を遅らせるように設定したものである。また、所定の演算とは、例えば、電源電圧のゼロクロス近傍における入力電流信号の変化率（増加率または減少率）に応じて制御位相を調整する演算処理であり、より具体的には、増加レートが所定の閾値を超えた場合に制御位相を所定量増加させ、減少レートが所定の閾値を超えた場合に制御位相を所定量減少させる。
また、電圧指令の電圧振幅値は、例えば、モータ負荷が大きく、比較的大きなリップルが発生する場合であっても、圧縮機モータ２０の失速を引き起こさない直流電圧が確保できる値に設定されている。
また、電圧指令の電圧振幅値は、例えば、モータ負荷が大きく、比較的大きなリップルが発生する場合であっても、圧縮機モータ２０の失速を引き起こさない直流電圧が確保できる値に設定されている。
以上のように、本実施形態に係るコンバータ装置２ａ及び空気調和機によれば、入力電流信号を検出することとし、この入力電流信号に応じてコンバータ制御位相を調整し、調整後のコンバータ制御位相に基づいて電圧指令が生成される。これにより、入力電流のゼロクロス近傍における電流歪を小さくすることができ、高調波低減制御の効果を高めることができる。
また、電圧指令の電圧振幅値は、モータ負荷が大きく、比較的大きなリップルが発生する場合であっても、圧縮機モータ２０が失速しない直流電圧が確保できる値に設定されているので、圧縮機モータ２０の運転に十分不可欠な直流電圧を常にインバータ３に供給することができ、圧縮機モータ２０の失速を回避することができる。
また、電圧指令の電圧振幅値は、モータ負荷が大きく、比較的大きなリップルが発生する場合であっても、圧縮機モータ２０が失速しない直流電圧が確保できる値に設定されているので、圧縮機モータ２０の運転に十分不可欠な直流電圧を常にインバータ３に供給することができ、圧縮機モータ２０の失速を回避することができる。
図１３は、本発明の第５実施形態に係るモータ駆動装置の他の構成例を示した図であり、具体的には、図８に示した第４実施形態に係るコンバータ装置に第５実施形態の主要構成を組み合わせた場合の概略構成を示した図である。図１３に示すように、交流電源４と整流回路５´との間に入力電流検出部２７が設けられ、上述のコンバータ装置２ａと同様の処理が実行される。なお、図１３では、コンバータ制御部１５ａからスイッチング回路１０ｃに出力される第１スイッチング信号Ｓｇ１及びコンバータ制御部１５ａからスイッチング回路１０ｄに出力される第２スイッチング信号Ｓｇ２が省略されている。
〔第６実施形態〕
次に、本発明の第６実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。本実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機は、上述した第５実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機と略構成を同じくするが、図１４に示すように、直流電圧検出部２８によって検出された平滑コンデンサ１２の両端電圧の検出信号である直流電圧信号Ｖｄｃが、コンバータ制御部１５ｂに入力される点が異なる。
以下、本実施形態に係るコンバータ装置２ｂについて、図１４及び図１５を参照して説明する。図１４は、本発明の第６実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図、図１５は、本実施形態に係るコンバータ制御部の機能ブロック図である。
次に、本発明の第６実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。本実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機は、上述した第５実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機と略構成を同じくするが、図１４に示すように、直流電圧検出部２８によって検出された平滑コンデンサ１２の両端電圧の検出信号である直流電圧信号Ｖｄｃが、コンバータ制御部１５ｂに入力される点が異なる。
以下、本実施形態に係るコンバータ装置２ｂについて、図１４及び図１５を参照して説明する。図１４は、本発明の第６実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図、図１５は、本実施形態に係るコンバータ制御部の機能ブロック図である。
コンバータ制御部１５ｂには、ゼロクロス検出部１７によって検出されたゼロクロス信号と、入力電流検出部２７によって検出された入力電流信号と、直流電圧検出部２８によって検出された直流電圧信号Ｖｄｃが入力される。コンバータ制御部１５ｂの電圧指令生成部２３ｂでは、入力されたゼロクロス信号と入力電流信号と直流電圧信号とを利用して所定の演算が行われ、コンバータ制御位相（電源電圧との位相差）とその電圧指令振幅が導出され、これらに基づいて、正弦波の電圧指令が生成される。
ここで、コンバータ制御位相については、上述の第５実施形態と同じく、インダクタ６ａ、６ｂによる位相ズレを考慮して入力電流が大きくなるほどコンバータの制御位相を遅らせる処理、電源電圧のゼロクロス近傍における入力電流信号の変化率（増加率または減少率）に応じて制御位相を調整する。
また、上記コンバータ制御位相に加えて、本実施形態では、電圧指令振幅も調整される。具体的には、上述のように、負荷が大きく、比較的大きなリップルが発生する場合であってもモータの失速を回避できる直流電圧を確保できる電圧指令振幅の値が初期値として設定されており、この初期値を直流電圧検出部２８によって検出された直流電圧に基づいて調整する。具体的には、基準となる基準直流電圧を有し、この基準直流電圧と直流電圧の検出値との差が大きいほど、電圧指令振幅を増加させ、コンバータによる昇圧量を減らす。これにより、直流電圧に含まれるリップルを抑制することが可能となる。
このようにして生成された電力指令は、絶対値処理部２４に出力され、これ以降、第１実施形態と同様の処理が行われる。
また、上記コンバータ制御位相に加えて、本実施形態では、電圧指令振幅も調整される。具体的には、上述のように、負荷が大きく、比較的大きなリップルが発生する場合であってもモータの失速を回避できる直流電圧を確保できる電圧指令振幅の値が初期値として設定されており、この初期値を直流電圧検出部２８によって検出された直流電圧に基づいて調整する。具体的には、基準となる基準直流電圧を有し、この基準直流電圧と直流電圧の検出値との差が大きいほど、電圧指令振幅を増加させ、コンバータによる昇圧量を減らす。これにより、直流電圧に含まれるリップルを抑制することが可能となる。
このようにして生成された電力指令は、絶対値処理部２４に出力され、これ以降、第１実施形態と同様の処理が行われる。
以上のように、本実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機によれば、直流電圧検出部２８によって検出された直流電圧をコンバータ制御部１５ｂに入力させ、この直流電圧の検出値に基づいて電圧指令振幅を調整するので、直流電圧に含まれるリップルを抑制することができる。これにより、コンバータの高調波低減制御の効果を高めることができるとともに、インバータの制御性を向上させることができる。
また、第５実施形態及び第６実施形態に係るコンバータ装置においても、上述した第２実施形態または第３実施形態における低負荷時の制御方式を適用することで、低負荷時においても良好な入力電流波形を得ることが可能となる。
また、図８に示した第４実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機に対しても、同様に、本実施形態が適用できる。
また、図８に示した第４実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機に対しても、同様に、本実施形態が適用できる。
〔第７実施形態〕
次に、本発明の第７実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。本実施形態に係るコンバータ装置においては、上述した各実施形態で示したスイッチング回路１０ａ〜１０ｄに用いられるダイオード７ａ〜７ｄとして、ＳｉＣ素子を用いたダイオードを使用する。
図１６に、例えば、ＳｉＣ素子を用いたダイオード７ａ、７ｂに流れる電流波形及びスイッチング素子８ａ、８ｂに流れる電流波形のシミュレーション結果を示す。図１６において（ａ）は、ＳｉＣ素子で構成されたダイオード７ａに流れる電流波形、（ｂ）はＳｉＣ素子で構成されたダイオード７ｂに流れる電流波形、（ｃ）はスイッチング素子８ａに流れる電流波形、（ｄ）はスイッチング素子８ｂに流れる電流波形を示している。図１６から、スイッチング素子８ａ、８ｂに流れる電流に比べて、ダイオード７ａ、７ｂに流れる電流が大きいことがわかる。
このように、ダイオード７ａ〜７ｄとしてＳｉＣ素子を利用することにより、スイッチング特性やオン損失特性を向上させることが可能となる。
次に、本発明の第７実施形態に係るコンバータ装置及び空気調和機について説明する。本実施形態に係るコンバータ装置においては、上述した各実施形態で示したスイッチング回路１０ａ〜１０ｄに用いられるダイオード７ａ〜７ｄとして、ＳｉＣ素子を用いたダイオードを使用する。
図１６に、例えば、ＳｉＣ素子を用いたダイオード７ａ、７ｂに流れる電流波形及びスイッチング素子８ａ、８ｂに流れる電流波形のシミュレーション結果を示す。図１６において（ａ）は、ＳｉＣ素子で構成されたダイオード７ａに流れる電流波形、（ｂ）はＳｉＣ素子で構成されたダイオード７ｂに流れる電流波形、（ｃ）はスイッチング素子８ａに流れる電流波形、（ｄ）はスイッチング素子８ｂに流れる電流波形を示している。図１６から、スイッチング素子８ａ、８ｂに流れる電流に比べて、ダイオード７ａ、７ｂに流れる電流が大きいことがわかる。
このように、ダイオード７ａ〜７ｄとしてＳｉＣ素子を利用することにより、スイッチング特性やオン損失特性を向上させることが可能となる。
本発明は、上述の実施形態のみに限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲において、例えば、上述した各実施形態を部分的または全体的に組み合わせる等して、種々変形実施が可能である。
１ モータ駆動装置
２、２ａ，２ｂ コンバータ装置
３ インバータ装置
４ 交流電源
５、５´ 整流回路
６ａ〜６ｄ インダクタ
７ａ〜７ｄ ダイオード
８ａ〜８ｄ スイッチング素子
１０ａ〜１０ｄ スイッチング回路
１２ 平滑コンデンサ
１５、１５ａ、１５ｂ コンバータ制御部
１７ ゼロクロス検出部
２１ 基準波形生成部
２２ 反転基準波形生成部
２３、２３ａ、２３ｂ 電圧指令生成部
２４ 絶対値処理部
２５ 第１信号生成部
２６ 第２信号生成部
２７ 入力電流検出部
２８ 直流電圧検出部
２９ モータ電流検出部
Ｌｐ 正極母線
Ｌ１ 電力線
２、２ａ，２ｂ コンバータ装置
３ インバータ装置
４ 交流電源
５、５´ 整流回路
６ａ〜６ｄ インダクタ
７ａ〜７ｄ ダイオード
８ａ〜８ｄ スイッチング素子
１０ａ〜１０ｄ スイッチング回路
１２ 平滑コンデンサ
１５、１５ａ、１５ｂ コンバータ制御部
１７ ゼロクロス検出部
２１ 基準波形生成部
２２ 反転基準波形生成部
２３、２３ａ、２３ｂ 電圧指令生成部
２４ 絶対値処理部
２５ 第１信号生成部
２６ 第２信号生成部
２７ 入力電流検出部
２８ 直流電圧検出部
２９ モータ電流検出部
Ｌｐ 正極母線
Ｌ１ 電力線
Claims (9)
- 交流電源と負荷との間に接続され、前記交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置であって、
前記交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流手段と、
前記整流手段の直流出力側に、該整流手段に並列に接続された平滑手段と、
前記整流手段と前記平滑手段との間に、互いに並列に設けられた２つのスイッチング回路と、
前記スイッチング回路を制御する制御手段と
を備え、
各前記スイッチング回路は、
前記整流手段と前記平滑手段とを接続する正極母線に、直列的に設けられた誘導性素子と、
前記誘導性素子の電流出力側に、前記整流手段と並列に接続されたスイッチング手段と
を有し、
前記制御手段は、
予め定められたキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、
電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、
前記基準波形と前記電圧指令とを比較することにより、一方のスイッチング回路用の第１スイッチング信号を生成する第１信号生成手段と、
前記基準波形の位相を１８０度ずらした反転基準波形と前記電圧指令とを比較することにより、他方のスイッチング回路用の第２スイッチング信号を生成する第２信号生成手段とを有するコンバータ装置。 - 交流電源と負荷との間に接続され、前記交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置であって、
前記交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流手段と、
前記交流電源と前記整流手段との間に、互いに並列に設けられた２つのスイッチング回路と、
前記スイッチング回路を制御する制御手段と
を備え、
各前記スイッチング回路は、
前記交流電源と前記整流手段とを接続するいずれかの電力線に、直列的に設けられた誘導性素子と、
前記誘導性素子において前記交流電源の反対側に、前記整流手段と並列に接続されたスイッチング手段と
を有し、
前記制御手段は、
予め定められたキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、
電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、
前記基準波形と前記電圧指令とを比較することにより、一方のスイッチング回路用の第１スイッチング信号を生成する第１信号生成手段と、
前記基準波形の位相を１８０度ずらした反転基準波形と前記電圧指令とを比較することにより、他方のスイッチング回路用の第２スイッチング信号を生成する第２信号生成手段とを有するコンバータ装置。 - 前記キャリア周波数は、定常負荷時において、高調波の規制値を満足するスイッチング周波数を下限値、かつ、ノイズの規制値を満足するスイッチング周波数を上限値とする上下限範囲内において、前記上限値よりも前記下限値に近い周波数に設定される請求項１または請求項２に記載のコンバータ装置。
- 前記制御手段は、
前記負荷が予め設定されている所定の閾値以下である低負荷時の場合において、ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の１周期において、スイッチング手段を開閉する回数を予め設定しておき、そのスイッチング回数に基づいて前記スイッチング素子を開閉させる位相とパルス幅とを制御する部分スイッチング方式を実行し、
前記負荷が前記閾値を超える場合に、前記第１スイッチング信号及び前記第２スイッチング信号に基づくスイッチング制御を実行する請求項３に記載のコンバータ装置。 - 前記制御手段は、
前記負荷が予め設定されている所定の閾値以下である低負荷時の場合において、いずれか一つの前記スイッチング回路のスイッチングを停止するとともに、他方のスイッチング回路のスイッチング周波数を増加させ、
前記負荷が前記閾値を超える場合に、前記第１スイッチング信号及び前記第２スイッチング信号に基づくスイッチング制御を実行する請求項３に記載のコンバータ装置。 - 前記交流電源と前記整流手段との間に設けられた電流検出手段を備え、
前記電圧指令生成手段は、入力電流が大きくなるほど、前記電圧指令の位相を遅らせるとともに、ゼロクロス近傍における入力電流の変化率が所定値以上の場合に、該変化率に応じて前記電圧指令の位相を調整する請求項１から請求項５のいずれかに記載のコンバータ装置。 - 前記平滑手段の両端電圧を検出する直流電圧検出手段を備え、
前記電圧指令生成手段は、予め設定されている基準直流電圧と前記直流電圧検出手段によって検出された電圧値との差を算出し、該差が大きいほど、前記電圧指令の振幅を増加させる請求項１から請求項６のいずれかに記載のコンバータ装置。 - 各前記スイッチング回路は、前記スイッチング素子に流れる電流を一方向または双方向とするためのダイオードを有し、
前記ダイオードは、ＳｉＣ素子を用いて構成されている請求項１から請求項７のいずれかに記載のコンバータ装置。 - 請求項１から請求項８のいずれかに記載のコンバータ装置を有する空気調和機。
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