WO2018203469A1 - コンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラム - Google Patents

コンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラム Download PDF

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switching
waveform
circuit
converter
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角藤　清隆
貴政 渡辺
高田　潤一
清水　健志
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三菱重工サーマルシステムズ株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a converter control device, a converter including the converter, an air conditioner, a converter control method, and a converter control program.
  • the converter device has a lower limit than the upper limit value in the upper and lower limit ranges with the switching frequency satisfying the harmonic regulation value as the lower limit value and the switching frequency satisfying the noise regulation value as the upper limit value at steady load.
  • a device whose value is a carrier frequency is known (see Patent Document 1 below).
  • the reactor vibrates at the carrier frequency.
  • the baffle plate to which the reactor is attached is generally vibrated, and sound is emitted at the carrier frequency and n times the carrier frequency. Since these frequencies are in the audible sound range, they become unpleasant sounds as the carrier sound and its n-th overtone.
  • Patent Document 2 proposes a technique for reducing the vibration of the reactor transmitted to the baffle plate by using a vibration isolation nut in the converter device provided in the air conditioner.
  • a converter control device includes a rectifier circuit that converts AC power input from an AC power source into DC power, and a smoothing circuit that is connected in parallel to the rectifier circuit on the DC output side of the rectifier circuit.
  • An inductive element provided between the rectifier circuit and the smoothing circuit, and a switching circuit including switching means connected in parallel with the rectifier circuit, and connected between the AC power supply and a load.
  • a converter control device for a converter wherein a reference waveform generating means for generating a reference waveform of a predetermined carrier frequency in an audible range, and a shape of the reference waveform generated by the reference waveform generating means are changed in a predetermined frequency range
  • the first waveform in which the shape of the reference waveform of the predetermined carrier frequency is deformed in a predetermined pattern is generated, and the ON / OFF duty ratio of the switching unit is determined using the first waveform and the voltage command. Output a signal. Based on the switching signal, opening and closing of the switching means of the switching circuit is controlled.
  • the switching means of the switching circuit can randomly compare with the case where the on / off duty is determined based on the reference waveform.
  • the duty ratio can be varied to spread the frequency.
  • vibration energy generated from the inductive element provided in the switching circuit is dispersed, noise generated from the inductive element due to the carrier frequency can be reduced.
  • a vibration isolating rubber or a vibration isolating nut that is attached to the inductive element to reduce the vibration of the inductive element is unnecessary. This aspect makes it possible to reduce costs and the number of parts.
  • the realized converter control device can be inexpensive and have a simple configuration.
  • a converter control device includes a rectifier circuit that converts AC power input from an AC power source into DC power, and a smoothing circuit that is connected in parallel to the rectifier circuit on the DC output side of the rectifier circuit.
  • An inductive element provided between the rectifier circuit and the smoothing circuit, and a switching circuit including switching means connected in parallel with the rectifier circuit, and connected between the AC power supply and a load.
  • a converter control device for a converter comprising: a reference waveform generating means for generating a reference waveform of a predetermined carrier frequency in an audible range; a voltage command generating means for generating a voltage command; and comparing the reference waveform and the voltage command.
  • a switching signal generating means for outputting a switching signal for determining an on / off duty ratio of the switching means, and a duty of the switching signal ; And a driving means for turning on and off the switching means on the basis of the center on the switching signal changed by shifting a predetermined amount.
  • the center of the duty is shifted by a predetermined amount with respect to the switching signal that generates the reference waveform of the predetermined carrier frequency and determines the on / off duty ratio of the switching means using the reference waveform and the voltage command.
  • the opening and closing of the switching means of the switching circuit is controlled.
  • the switching means is controlled based on the changed switching signal in which the center of the duty of the switching signal is shifted by a predetermined amount, so that the switching means of the switching circuit has the center of the duty of the switching signal. Compared with the case where it is not shifted, the frequency can be randomly spread.
  • vibration energy generated from the inductive element provided in the switching circuit is dispersed, noise generated from the inductive element due to the carrier frequency can be reduced.
  • a vibration isolating rubber or a vibration isolating nut that is attached to the inductive element to reduce the vibration of the inductive element is unnecessary. This aspect makes it possible to reduce costs and the number of parts.
  • the realized converter control device is inexpensive and can have a simple configuration.
  • the carrier frequency may include spectrum distribution means for distributing a frequency spectrum in a predetermined frequency range in a predetermined period.
  • the carrier frequency distributes the frequency spectrum in a predetermined frequency range over a predetermined period, so that vibration energy generated from the inductive element at each carrier frequency is dispersed. According to this aspect, the audibility can be improved by reducing the sound level.
  • the first waveform generating means may generate the first waveform by changing the amplitude and / or period of the reference waveform randomly or using a certain regularity.
  • the first waveform by generating the first waveform by changing the amplitude and / or the period of the reference waveform randomly or using a certain predetermined regularity.
  • a converter includes a converter control device according to any one of the above, a rectifier circuit that converts AC power input from an AC power source into DC power, and the rectifier circuit on a DC output side of the rectifier circuit.
  • a smoothing circuit connected in parallel, a switching circuit comprising an inductive element provided between the rectifier circuit and the smoothing circuit, and a switching means connected in parallel with the rectifier circuit, the AC power supply And connected to the load.
  • An air conditioner according to an aspect of the present disclosure includes an outdoor unit and the converter described above provided in the outdoor unit.
  • a converter control method includes a rectifier circuit that converts AC power input from an AC power source into DC power, and a smoothing circuit that is connected in parallel to the rectifier circuit on the DC output side of the rectifier circuit.
  • An inductive element provided between the rectifier circuit and the smoothing circuit, and a switching circuit including switching means connected in parallel with the rectifier circuit, and connected between the AC power supply and a load.
  • a converter control method for a converter the step of generating a reference waveform of a predetermined carrier frequency in the audible range, and the step of generating a first waveform in which the shape of the generated reference waveform is changed in a predetermined frequency range;
  • a step of generating a voltage command is compared with the first waveform and the voltage command, and a switching signal for determining an on / off duty ratio of the switching means is output.
  • a step for turning on and off the switching means on the basis of extent and the switching signal.
  • a converter control program includes a rectifier circuit that converts AC power input from an AC power source into DC power, and a smoothing circuit that is connected in parallel to the rectifier circuit on the DC output side of the rectifier circuit.
  • An inductive element provided between the rectifier circuit and the smoothing circuit, and a switching circuit including switching means connected in parallel with the rectifier circuit, and connected between the AC power supply and a load.
  • a converter control program for a converter a process for generating a reference waveform of a predetermined carrier frequency in an audible range, a process for generating a first waveform in which the shape of the generated reference waveform is changed in a predetermined frequency range, A process for generating a voltage command is compared with the first waveform and the voltage command, and a switching signal for determining an on / off duty ratio of the switching means is determined. On the basis of the switching signal and processing for outputting to execute a process of turning on and off the switching means to the computer.
  • a converter control method includes a rectifier circuit that converts AC power input from an AC power source into DC power, and a smoothing circuit that is connected in parallel to the rectifier circuit on the DC output side of the rectifier circuit.
  • An inductive element provided between the rectifier circuit and the smoothing circuit, and a switching circuit including switching means connected in parallel with the rectifier circuit, and connected between the AC power supply and a load.
  • a converter control method for a converter comprising: generating a reference waveform having a predetermined audible carrier frequency; generating a voltage command; comparing the reference waveform with the voltage command; and turning on / off the switching means A switching signal for determining a duty ratio of the switching signal, and a switching signal after change in which the center of the duty of the switching signal is shifted by a predetermined amount. And a step for turning on and off the switching unit based on.
  • a converter control program includes a rectifier circuit that converts AC power input from an AC power source into DC power, and a smoothing circuit that is connected in parallel to the rectifier circuit on the DC output side of the rectifier circuit.
  • An inductive element provided between the rectifier circuit and the smoothing circuit, and a switching circuit including switching means connected in parallel with the rectifier circuit, and connected between the AC power supply and a load.
  • a converter control program for a converter comprising: generating a reference waveform having a predetermined carrier frequency in the audible range; generating a voltage command; comparing the reference waveform with the voltage command; and turning on / off the switching means The process of outputting a switching signal for determining the duty ratio of the switching signal and the changed To execute a process of turning on and off the switching means on the basis of the quenching signal to the computer.
  • the present invention has the effect of reducing the noise generated from the inductive element while using the audible carrier frequency and providing an inexpensive converter device.
  • FIG. 1 shows an example of a schematic configuration of a motor drive device according to the present embodiment.
  • the motor drive device 1 includes a converter device (converter) 2 that converts AC power from an AC power source 4 into DC power and outputs it, and DC power output from the converter device 2 in three phases.
  • the inverter apparatus 3 which converts into alternating current power and outputs it to the compressor motor (load) 20 is provided as a main structure.
  • the motor drive device 1 demonstrates as a case which drives the compressor motor 20 provided in the outdoor unit of an air conditioner (illustration omitted), this indication is not limited to this. .
  • the converter device 2 includes a rectifier circuit 5 that converts AC power input from the AC power supply 4 into DC power, and a smoothing capacitor that is connected in parallel to the rectifier circuit 5 on the DC output side of the rectifier circuit 5 and smoothes the voltage. Smoothing circuit) 12, a switching circuit 10 provided between the rectifier circuit 5 and the smoothing capacitor 12, and a converter control unit (converter control device) 15 that controls the switching circuit 10. Between the AC power supply 4 and the rectifier circuit 5, an input current detection unit 27 that detects an input current is provided. An input current signal from the input current detection unit 27 is output to the converter control unit 15, whereby an input waveform S is obtained.
  • the switching circuit 10 includes a reactor (inductive element) 6 provided in series on a positive electrode bus Lp connecting the rectifier circuit 5 and the smoothing capacitor 12, and a diode 7 connected in series on the current output side of the reactor 6. And a switching element 8 having one end connected between the reactor 6 and the diode 7 and connected in parallel with the rectifier circuit 5.
  • the reactor 6 may be provided not only on the positive electrode bus Lp but also on the negative electrode bus, or may be provided on both the positive electrode bus Lp and the negative electrode bus.
  • Examples of the switching element 8 include an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a field effect transistor (FET). Switching of the switching element 8 is controlled by the converter control unit 15.
  • the AC power supply 4 is provided with a zero cross detection unit 17 for detecting a zero cross point.
  • the zero cross signal from the zero cross detection unit 17 is output to the converter control unit 15.
  • the inverter device 3 includes a bridge circuit 18 including six switching elements and an inverter control unit 19 that controls opening and closing of the switching elements in the bridge circuit 18.
  • the inverter control unit 19 generates a gate drive signal Spwm for each switching element based on a required rotation speed command input from a host device (not shown), for example, and supplies the generated signal to the bridge circuit 18.
  • Specific examples of the inverter control include vector control, sensorless vector control, V / F control, overmodulation control, and 1 pulse control.
  • the DC voltage detection unit 28 that detects the input DC voltage Vdc of the bridge circuit 18 and the motor current detection unit 29 that detects the phase currents iu, iv, and iw flowing through the compressor motor 20. Is provided. These detection values Vdc, iu, iv, and iw are input to the inverter control unit 19.
  • the motor current detection unit 29 may detect a current flowing in the negative power line between the bridge circuit 18 and the smoothing capacitor 12 and acquire each phase current iu, iv, iw from this detection signal.
  • the converter control unit 15 and the inverter control unit 19 are, for example, MPUs (Micro Processing Units), and have a computer-readable non-transitory recording medium in which a program for executing each process is recorded. However, each process is realized by reading the program recorded in the recording medium into a main storage device such as a RAM and executing the program. Examples of the computer-readable recording medium include a magnetic disk, a magneto-optical disk, and a semiconductor memory.
  • the converter control unit 15 and the inverter control unit 19 may be realized by one MPU or may be realized by individual MPUs.
  • the converter device 2 in FIG. 1 has an upper limit in a range of upper and lower limits with a switching frequency satisfying a harmonic regulation value as a lower limit and a switching frequency satisfying a noise regulation value as an upper limit at a steady load.
  • the lower limit than the value is the carrier frequency. 1 is switched at the carrier frequency, the reactor 6 vibrates at the carrier frequency. As a result, the baffle plate to which the reactor 6 is attached is vibrated, and a sound having an audible carrier frequency and its n-th overtone are emitted.
  • the carrier frequency in this embodiment is an audible carrier frequency.
  • the frequency characteristic of the reactor sound is shown with the horizontal axis as the carrier frequency (Hz) and the vertical axis as the measurement result of the reactor sound of the reactor 6.
  • the maximum value of the sound of the reactor 6 is large in the vicinity of 4 kHz and in the vicinity of 8 kHz.
  • the converter control unit 15 that reduces the sound emitted from the reactor 6 will be described.
  • FIG. 3 is a functional block diagram of the converter control unit 15 according to the present embodiment.
  • the converter control unit 15 includes a reference waveform generation unit (reference waveform generation unit) 30, a first waveform generation unit (first waveform generation unit) 31, and a voltage command generation unit (voltage command generation unit). (Means) 32, an absolute value processing unit 33, a switching signal generation unit (switching command generation unit) 34, and a drive unit (drive unit) 35.
  • the reference waveform generator 30 is, for example, a triangular wave transmitter, and generates a reference waveform (for example, a triangular wave) X having a predetermined carrier frequency (see FIG. 4A).
  • the carrier frequency is a frequency that is closer to the lower limit than the upper limit within the switching frequency range where the lower limit is the switching frequency that satisfies the harmonic regulation value and the upper limit is the switching frequency that satisfies the noise regulation value.
  • IEC61000-3-2 is given as an example as a standard for the regulation value of harmonics.
  • CISPR14-1 can be cited as an example.
  • the frequency close to the lower limit is adopted among the upper and lower limits of the switching frequency for clearing the corresponding noise regulation value and harmonic regulation value, in other words, switching by reducing the switching frequency as much as possible. It is possible to reduce the loss due to as much as possible.
  • FIG. 4B is an example of a switching signal generated based on the reference waveform X.
  • the switching signal Sg is generated in which the section where the first waveform X1 is larger than the sine wave voltage command R is turned on and the section where the first waveform X1 is smaller than the sine wave voltage command R is turned off.
  • the first waveform generation unit 31 generates a first waveform X1 in which the shape of the reference waveform X generated by the reference waveform generation unit 30 is changed within a predetermined frequency range. Specifically, the first waveform generation unit 31 changes the size of the reference waveform X at random or using a predetermined regularity. That is, the first waveform X1 is generated by changing the amplitude and / or period of the reference waveform X at random or using a predetermined regularity (see FIG. 5A).
  • FIG. 5A shows an example of a diagram in which the amplitude and period of the reference waveform X shown in FIG. 4A is changed randomly or using a certain regularity and a part thereof is enlarged and displayed. Yes.
  • the voltage command generation unit 32 generates a sine voltage command R based on the zero cross signal from the zero cross detection unit 17, the converter control phase (phase difference from the power supply voltage) registered in advance and the voltage command amplitude value. To do.
  • the absolute value processing unit 33 inverts the negative waveform in the voltage command R of the sine wave generated by the voltage command generation unit 32 to obtain a positive waveform. As a result, the waveform of the voltage command R as shown in FIGS. 4A and 5A is generated.
  • FIG. 5A shows a part of the first waveform X1 in an enlarged manner, so the whole is not shown, but the line of the voltage command R is a waveform of only the positive side as shown in FIG. Become.
  • the switching signal generation unit 34 outputs the first waveform X1 of the first waveform generation unit 31 and the voltage command after the negative waveform inversion output from the absolute value processing unit 33. R is compared, and based on the result, a switching signal Sg for controlling the switching circuit 10 is generated.
  • FIG. 5B shows a switching signal Sg that is turned on and off at the intersection of the triangular wave and sine wave voltage command R shown in FIG.
  • the switching signal generator 34 turns on a section where the first waveform X1 is larger than the sine wave voltage command R, and turns off a section where the first waveform X1 is smaller than the sine wave voltage command R.
  • the switching signal Sg for determining the on / off duty ratio is generated.
  • the drive unit 35 turns on / off the switching element 8 of the switching circuit 10 based on the switching signal Sg.
  • the switching signal Sg generated by the switching signal generation unit 34 is given to a gate circuit (not shown) that drives the switching element 8 by the driving unit 35, and the gate circuit is driven based on this signal, whereby the switching element 8 is driven. Is controlled to open and close.
  • the zero cross point of the AC power supply 4 is detected by the zero cross detection unit 17, and the zero cross signal is input to the converter control unit 15.
  • the voltage command generation unit 32 of the converter control unit 15 is based on the input zero-cross signal, the pre-registered converter control phase (phase difference information from the input voltage), and a preset voltage command amplitude value.
  • a sine wave voltage command R is generated.
  • the voltage command R is output to the absolute value processing unit 33, and a voltage command in which the negative waveform is inverted to the positive waveform is generated.
  • the reference waveform generation unit 30 generates a reference waveform X that is a triangular waveform of a predetermined carrier frequency, and the reference waveform X is output to the first waveform generation unit 31.
  • the first waveform generation unit 31 generates a first waveform X1 in which the period and / or amplitude of the reference waveform X is changed randomly or using a predetermined regularity, and the generated first waveform X1 generates a switching signal. Is output to the unit 34.
  • the switching signal generator 34 as shown in FIGS. 5A and 5B, the first waveform X1 and the voltage command R from the absolute value processor 24 are compared to generate the switching signal Sg. Thereby, opening / closing of the switching element 8 is controlled based on the switching signal Sg.
  • the shape of the reference waveform X of a predetermined carrier frequency is a predetermined pattern.
  • a first waveform X1 that is deformed (for example, the amplitude and / or period of the reference waveform X is randomly generated) is generated, and the on / off duty ratio of the switching element 8 is determined using the first waveform X1 and the voltage command R.
  • the switching signal Sg is output. Based on the switching signal Sg, opening / closing of the switching element 8 of the switching circuit 10 is controlled.
  • the switching element 8 of the switching circuit 10 is compared with the case where the on / off duty is determined based on the reference waveform X by changing the carrier frequency in a predetermined frequency range.
  • the duty ratio can be randomly varied to spread the frequency.
  • FIG. 6 shows a diagram showing an example of the simulation result of the input current waveform of the converter device according to the present embodiment at the rated load
  • FIG. 7 shows the input current waveform shown in FIG. It is the figure which compared and showed the result of frequency analysis, and the noise regulation value.
  • the vertical axis in FIG. 6 is current (A), and the horizontal axis is time.
  • the vertical axis represents current (A)
  • the horizontal axis represents order
  • the bar graph represents the result of frequency analysis of the input current waveform
  • the line graph represents the noise regulation value.
  • FIG. 6 according to the converter device 2 of the present embodiment, an input current waveform with little ripple is obtained.
  • FIG. 7 it turned out that the harmonic regulation value is cleared in all the orders (the bar graph is lower than the line graph).
  • FIG. 8 shows a state where a spectrum stands at a certain frequency.
  • the sound level (sound volume) of the reactor 6 obtained from a microphone or the like at a fixed frequency is shown.
  • FIG. 9 shows the movement of the spectrum waveform of the reactor 6 obtained from a microphone or the like when the frequency is changed.
  • a fundamental wave indicated by a dotted line in the figure represents a spectrum waveform emitted from the reactor at a fixed frequency.
  • the switching frequency is regularly spread by the frequency spread width ⁇ f
  • a waveform having a level indicated by a solid line is obtained (see FIG. 9).
  • D [dB] can be expected with respect to the frequency of the fundamental wave.
  • FIG. 10 shows a schematic configuration of the motor drive device according to the present embodiment.
  • the motor drive device 1 includes a converter device 2 that converts AC power from the AC power supply 4 into DC power and outputs the DC power output from the converter device 2 to three-phase AC power.
  • An inverter device 3 that converts and outputs to the compressor motor (load) 20 is provided as a main configuration.
  • the converter device 2 includes a rectifier circuit 5 that converts AC power input from the AC power supply 4 into DC power, and a smoothing capacitor that is connected in parallel to the rectifier circuit 5 on the DC output side of the rectifier circuit 5 and smoothes the voltage. Smoothing circuit) 12, two switching circuits 10a and 10b provided in parallel with each other between the rectifying circuit 5 and the smoothing capacitor 12, and a converter control unit (converter control device) 15 'for controlling the switching circuits 10a and 10b. And as a main component. Between the AC power supply 4 and the rectifier circuit 5, an input current detection unit 27 that detects an input current is provided. An input current signal from the input current detection unit 27 is output to the converter control unit 15, whereby an input waveform S is obtained.
  • the switching circuit 10a includes a reactor 6a provided in series on the positive electrode bus Lp connecting the rectifier circuit 5 and the smoothing capacitor 12, a diode 7a connected in series on the current output side of the reactor 6a, and the reactor 6a. One end of the switching element 8a is connected between the diode 7a and the rectifier circuit 5 in parallel.
  • the switching circuit 10b includes a reactor 6b provided in series on the positive electrode bus Lp connecting the rectifier circuit 5 and the smoothing capacitor 12, and a diode 7b connected in series on the current output side of the reactor 6b. One end is connected between the reactor 6b and the diode 7b, and the switching element 8b is connected in parallel with the rectifier circuit 5.
  • Examples of the switching elements 8a and 8b include an IGBT and a field effect transistor. Switching of the switching elements 8a and 8b is controlled by the converter control unit 15 ′.
  • the switching circuits 10a and 10b in FIG. 10 adopt a parallel PAM method (Pulse Amplitude Modulation) and have different conduction timings as an interleave circuit. In the following description, when distinguishing each switching circuit 10, either a or b is added to the end, and when not distinguishing each switching circuit 10, a or b is omitted.
  • the converter control unit 15 ′ includes a reference waveform generation unit 30, a first waveform generation unit 31, a voltage command generation unit 32, an absolute value processing unit 33, and a first signal generation unit 34a. And a second signal generation unit 34b and a drive unit 35. Since the reference waveform generation unit 30, the first waveform generation unit 31, the voltage command generation unit 32, the absolute value processing unit 33, and the drive unit 35 are the same as those in the first embodiment, description thereof is omitted.
  • the first waveform generation unit 31 generates first waveforms X1a and X1b in which the shape of the reference waveform X generated by the reference waveform generation unit 30 is changed in a predetermined frequency range.
  • the first waveform generation unit 31 changes the magnitudes of the first waveforms X1a and X1b at random or using a predetermined regularity, that is, a plurality of amplitudes and / or periods of the reference waveform X.
  • the first waveforms X1a and X1b are generated by changing the switching elements 8a and 8b on and off at random or using predetermined regularity.
  • the first signal generation unit 34 a uses the first waveform X1 of the first waveform generation unit 31 and the voltage after the negative waveform inversion output from the absolute value processing unit 33.
  • the first switching signal Sg1 for controlling the switching circuit 10 is generated based on the result of comparison with the command.
  • FIG. 5B shows a first switching signal Sg1 that is switched on and off at the intersection of the triangular wave and sine wave voltage command R shown in FIG.
  • the second signal generation unit 34b is different from the first waveform X1a generated by the first signal generation unit 25 (for example, the phase is 180 ° different), and the negative side output from the absolute value processing unit 33
  • the voltage command R after waveform inversion is compared, and based on the result, a second switching signal Sg2 for controlling the switching circuit 10b is generated.
  • the first waveform X1b used in the second signal generator 34b is different in amplitude and / or period from the first waveform X1a used in the first signal generator 34a, but the amplitude and / or period is random or has a predetermined regularity. Since it is the same as that shown in FIGS. 5A and 5B in terms of change by use, the second switching signal Sg2 is not shown.
  • each of the first switching signal Sg1 and the second switching signal Sg2 is generated based on the first waveforms X1a and X1b generated by changing the magnitude of the triangular wave randomly or using a predetermined regularity.
  • the waveforms of the first waveforms X1a and X1b are not limited as long as the phase of the first switching signal Sg1 and the phase of the second switching signal Sg2 are controlled to be inverted by 180 °. That is, the waveforms of the first waveforms X1a and X1b may be the same.
  • the element that changes the magnitude of the triangular wave for generating the first waveforms X1a and X1b at random or using a predetermined regularity may be common in the first waveforms X1a and X1b.
  • the first switching signal Sg1 and the second switching signal Sg2 generated by changing the magnitude of the triangular wave randomly or using a predetermined regularity are compared with the case where the magnitude of the triangular wave is constant.
  • the carrier frequency is dispersed.
  • the first switching signal Sg1 and the second switching signal Sg2 can disperse the vibration energy generated by the reactors 6a and 6b.
  • the converter apparatus 2 can be made inexpensive and simple, and the sound emitted from the reactors 6a and 6b can be reduced.
  • a converter control device including the converter, an air conditioner, a converter control method, and a converter control program will be described.
  • the way of giving a triangular wave is different from that of the first embodiment.
  • the description of the present embodiment will be omitted, omitting the description of the parts common to the first embodiment and the second embodiment described above, and the differences will be mainly described.
  • this embodiment may be applied when the number of switching circuits 10 is one as in the first embodiment, or is applied when the switching circuits 10a and 10b are connected in parallel as in the second embodiment. May be.
  • the first waveform X1 generated from the triangular wave serving as the reference waveform X will be described as a case where only the period is changed without changing the amplitude with respect to the reference waveform X.
  • FIG. 12 shows an example of the first waveform X1 according to the present embodiment.
  • the length of the base of the triangular wave of the reference waveform X as shown in FIG. 4A is changed randomly or using a predetermined regularity.
  • frequency spreading is performed by changing the period of the triangular wave randomly or using a predetermined regularity.
  • the first waveform X1 can be easily generated by changing the amplitude and / or the period of the reference waveform X at random or using a predetermined regularity to generate the first waveform X1.
  • a converter control device including the converter, an air conditioner, a converter control method, and a converter control program will be described.
  • the method of giving the duty is different from the first embodiment, the second embodiment, and the third embodiment.
  • the description of the present embodiment will be omitted, omitting the description of the portions common to the first embodiment, the second embodiment, and the third embodiment described above, and the differences will be mainly described.
  • FIG. 13 shows a functional block diagram of the converter control device in the present embodiment.
  • the converter control unit (converter control device) 15 ′′ includes a reference waveform generation unit (reference waveform generation unit) 30, a voltage command generation unit (voltage command generation unit) 32, and a switching signal generation unit (switching signal generation unit) 34. And an absolute value processing unit 33, a changed switching signal generating unit (post-change switching signal generating unit) 40, and a driving unit (driving unit) 35. Since the reference waveform generation unit 30, the voltage command generation unit 32, the switching signal generation unit 34, the absolute value processing unit 33, and the drive unit 35 are the same as those in the first to third embodiments, description will be made. Is omitted.
  • the changed switching signal generation unit 40 generates a changed switching signal in which the center of the duty of the switching signal Sg is shifted by a predetermined amount.
  • FIG. 14 shows an example of a switching signal according to the present embodiment.
  • the switching signal generator 34 compares the waveforms of the reference waveform X and the voltage command R, sets the section where the reference waveform X is larger than the sine wave voltage command R, and turns on the sine wave.
  • a switching signal Sg ′ for generating an off state in a section where the reference waveform X is smaller than the voltage command R is generated.
  • the post-change switching signal generation unit 40 outputs the switching signal Sg ′ generated by the switching signal generation unit 34 while shifting the center of the duty, and sets this as the post-change switching signal Sg ′′.
  • a reference waveform X having a predetermined carrier frequency is generated, and the center of the duty is set to a predetermined amount with respect to the switching signal Sg ′ that determines the on / off duty ratio of the switching element 8 using the reference waveform X and the voltage command R.
  • the opening / closing of the switching element 8 of the switching circuit 10 is controlled.
  • the switching element 8 of the switching circuit 10 is controlled by controlling the switching element 8 based on the changed switching signal Sg ′′ in which the center of the duty of the switching signal Sg ′ is shifted by a predetermined amount.
  • the frequency can be randomly spread.
  • a vibration-proof rubber or a vibration-proof nut that is attached to the reactor 6 to reduce the vibration of the reactor 6 is unnecessary, which leads to cost reduction and a reduction in the number of parts.
  • a spectrum distribution unit (spectrum distribution means) (not shown) is further provided.
  • the carrier frequency distributes the frequency spectrum in a predetermined frequency range in a predetermined period. In this way, the carrier frequency is distributed over a predetermined frequency range in a predetermined period, so that the vibration energy generated from the reactor 6 at each carrier frequency is dispersed. Therefore, by reducing the sound level, the audibility can be reduced. It improves.
  • FIG. 15 shows an example of the spectrum conversion of the carrier frequency according to the present embodiment.
  • the carrier frequency has a frequency spectrum distributed in a predetermined frequency range in a predetermined period.
  • the level of each carrier frequency decreases in a predetermined frequency range (frequency band).
  • a PFC power factor circuit
  • a triangular wave oscillator for PFC or a microcomputer or DSP (Digital Signal Processor) may be used as a single component, and various types including switching power supplies It may be used for electronic devices.
  • DSP Digital Signal Processor
  • first embodiment to the fifth embodiment may be combined as appropriate.
  • configuration of the first embodiment and the configuration of the third embodiment may be combined, or the configuration of the fourth embodiment and the configuration of the fifth embodiment may be combined.

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Abstract

可聴域のキャリア周波数を用いながら誘導性素子から発生する雑音を低減し、安価なコンバータ装置とする。コンバータのコンバータ制御装置（１５）であって、可聴域内の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成部（３０）と、基準波形生成部（３０）により生成した基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する第１波形生成部（３１）と、電圧指令を生成する電圧指令生成部（３２）と、第１波形と電圧指令とを比較し、スイッチング素子のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号Ｓｇを出力するスイッチング信号生成部（３４）と、スイッチング信号Ｓｇに基づいてスイッチング素子をオンオフする駆動部（３５）とを具備する。

Description

コンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラム
　本発明は、コンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムに関するものである。
　コンバータ装置は、定常負荷時において、高調波の規制値を満足するスイッチング周波数を下限値、かつ、ノイズの規制値を満足するスイッチング周波数を上限値とする上下限範囲内において、上限値よりも下限値をキャリア周波数とするものが知られている（下記特許文献１参照）。しかしながら、上記のキャリア周波数にてコンバータ装置をスイッチングさせると、リアクタがキャリア周波数にて振動する。その結果として一般にリアクタを取り付けるバッフル板を振動させ、キャリア周波数及びそのｎ倍の周波数で音が発される。これらの周波数は、可聴音域であるため、キャリア音及びそのｎ倍音として不快な音となる。
　こうした不快な音を軽減するため、特許文献２では、空気調和装置に設けられるコンバータ装置に防振ナットを使用して、バッフル板に伝わるリアクタの振動を軽減する技術が提案されている。
特開２０１４－１５０６２２号公報 特開２００２－２６７２１０号公報
　しかしながら、上記特許文献２の方法では、防振ナットに対し高精度な加工が求められる。防振ナットが高価となってコストがかかるので、コンバータ装置として簡素でないという課題があった。
　また、リアクタ振動を起因とする音、及びそれに類似する発生音を回避するためにキャリア音を可聴音域外（例えば、２０ｋＨｚ以上）に設定することも考えられる。しかし、そのような設定を行うにはコンバータ装置が高価となり、複雑なものとなってしまう。
　本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、可聴域のキャリア周波数を用いながら誘導性素子から発生する雑音を低減し、安価にできるコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムを提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
　本開示の一態様のコンバータ制御装置は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御装置であって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、前記基準波形生成手段により生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する第１波形生成手段と、電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成手段と前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする駆動手段とを具備する。
　本態様によれば、所定のキャリア周波数の基準波形の形状を所定パターンで変形させた第１波形を生成し、第１波形と電圧指令とを用いてスイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する。スイッチング信号に基づいて、スイッチング回路のスイッチング手段の開閉が制御される。
　このように、本態様によれば、キャリア周波数を所定の周波数範囲で変化させることにより、スイッチング回路のスイッチング手段は、基準波形に基づいてオンオフのデューティが決定される場合と比較して、ランダムにデューティ比にばらつきを生じさせ、周波数を拡散させることができる。
　これにより、スイッチング回路に設けられる誘導性素子から発生する振動エネルギーが分散されるので、キャリア周波数に起因する誘導性素子から発生する騒音を低減できる。
　また、本態様により、誘導性素子に取り付けて誘導性素子の振動を軽減する防振ゴムや防振ナット等を不要とする。本態様はコスト低減及び部品点数の削減を可能とする。
　可聴域のキャリア周波数を使用することにより、実現されるコンバータ制御装置は、安価なものとし、また簡素な構成とすることができる。
　本開示の一態様のコンバータ制御装置は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御装置であって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成手段と前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする駆動手段とを具備する。
　本態様によれば、所定のキャリア周波数の基準波形を生成し、基準波形と電圧指令とを用いてスイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号に対し、デューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて、スイッチング回路のスイッチング手段の開閉が制御される。
　このように、本態様は、スイッチング信号のデューティの中心が所定量ずらされた変更後スイッチング信号に基づいてスイッチング手段が制御されることにより、スイッチング回路のスイッチング手段は、スイッチング信号のデューティの中心がずらされない場合と比較して、ランダムに周波数を拡散することができる。
　これにより、スイッチング回路に設けられる誘導性素子から発生する振動エネルギーが分散されるので、キャリア周波数に起因する誘導性素子から発生する騒音を低減できる。
　また、本態様により、誘導性素子に取り付けて誘導性素子の振動を軽減する防振ゴムや防振ナット等を不要とする。本態様はコスト低減及び部品点数の削減を可能とする。
　可聴域のキャリア周波数を使用することにより、実現されるコンバータ制御装置は、安価であり、簡素な構成とすることができる。
　上記態様では、前記キャリア周波数は、所定期間において所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させるスペクトル分布手段を具備してもよい。
　キャリア周波数は、所定期間で所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させることにより、各キャリア周波数における誘導性素子から発生する振動エネルギーが分散される。本態様によれば、音レベルを低減することで、聴感を良化することができる。
　上記態様では、前記第１波形生成手段は、前記基準波形の振幅および／または周期をランダムにまたはある所定の規則性を用いて変化させ、前記第１波形を生成してもよい。
　本態様によれば、基準波形の振幅および／または周期をランダムにまたはある所定の規則性を用いて変化させて第１波形を生成することで、簡便に第１波形を生成することができる。
　本開示の一態様のコンバータは、上記いずれかに記載のコンバータ制御装置と、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続される。
　本開示の一態様の空気調和機は、室外機と、前記室外機に設けられ、上記に記載のコンバータとを備える。
　本開示の一態様のコンバータ制御方法は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御方法であって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する工程と、生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する工程と、電圧指令を生成する工程と、前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する工程と前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする工程とを有する。
　本開示の一態様のコンバータ制御プログラムは、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御プログラムであって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する処理と、生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する処理と、電圧指令を生成する処理と、前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する処理と前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする処理とをコンピュータに実行させる。
　本開示の一態様のコンバータ制御方法は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御方法であって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する工程と、電圧指令を生成する工程と、前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する工程と、前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする工程とを有する。
　本開示の一態様のコンバータ制御プログラムは、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御プログラムであって、可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する処理と、電圧指令を生成する処理と、前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する処理と前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする処理とをコンピュータに実行させる。
　本発明は、可聴域のキャリア周波数を用いながら誘導性素子から発生する雑音を低減し、安価なコンバータ装置を提供できるという効果を奏する。
本開示の第１実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。 誘導性素子から発せられる音の周波数特性の一例を示した図である。 本開示の第１実施形態に係るコンバータ制御装置の機能ブロック図である。 （ａ）本開示の第１実施形態に係る三角波の基準波形の一例を示した図であり、（ｂ）基準波形に基づくスイッチング信号を示した図である。 （ａ）本開示の第１実施形態に係る第１波形の一例を示した図であり、（ｂ）第１波形に基づくスイッチング信号を示した図である。 定格負荷時における本実施形態に係るコンバータ装置の入力電流波形のシミュレーション結果の一例を示した図である。 入力電流波形を周波数分析した結果とノイズ規制値とを比較して示した図である。 周波数でスペクトルが立っている様子を示している。 スペクトルを分散させた一例の図を示している。 本開示の第２実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。 本開示の第２実施形態に係るコンバータ制御装置の機能ブロック図である。 本開示の第３実施形態に係る三角波の一例を示した図である。 本開示の第４実施形態に係るコンバータ制御装置の機能ブロック図である。 本開示の第４実施形態に係るスイッチング信号の一例が示されている。 本開示の第５実施形態に係るスペクトル変換の一例が示されている。
　以下に、本開示の一態様にかかるコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムの実施形態について、図面を参照して説明する。
〔第１実施形態〕
　以下、本開示の第１実施形態について、図１を用いて説明する。
　図１は、本実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成の一例が示されている。
　図１に示されるように、モータ駆動装置１は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置（コンバータ）２と、コンバータ装置２から出力された直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ（負荷）２０に出力するインバータ装置３とを主な構成として備えている。
　なお、本実施形態においては、モータ駆動装置１は、空気調和機（図示略）の室外機に設けられる圧縮機モータ２０を駆動するものである場合として説明するが、本開示はこれに限定されない。
　コンバータ装置２は、交流電源４より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路５と、整流回路５の直流出力側に、整流回路５に並列に接続され電圧を平滑にする平滑コンデンサ（平滑回路）１２と、整流回路５と平滑コンデンサ１２との間に設けられたスイッチング回路１０と、スイッチング回路１０を制御するコンバータ制御部（コンバータ制御装置）１５とを備えている。
　交流電源４と整流回路５との間には、入力電流を検出する入力電流検出部２７が設けられている。入力電流検出部２７からの入力電流信号はコンバータ制御部１５に出力され、これにより入力波形Ｓが得られる。
　スイッチング回路１０は、整流回路５と平滑コンデンサ１２とを接続する正極母線Ｌｐに、直列的に設けられたリアクタ（誘導性素子）６と、リアクタ６の電流出力側に直列に接続されるダイオード７と、リアクタ６とダイオード７との間に一端が接続され、かつ、整流回路５と並列に接続されたスイッチング素子８とを有する。リアクタ６は、正極母線Ｌｐに限らず負極母線に設けられていてもよいし、正極母線Ｌｐ及び負極母線の両方に設けられていてもよい。
　スイッチング素子８の一例としては、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が挙げられる。スイッチング素子８は、コンバータ制御部１５によってスイッチングが制御される。
　交流電源４には、ゼロクロス点を検出するためのゼロクロス検出部１７が設けられている。ゼロクロス検出部１７からのゼロクロス信号はコンバータ制御部１５に出力される。
　インバータ装置３は、６個のスイッチング素子を備えるブリッジ回路１８と、ブリッジ回路１８におけるスイッチング素子の開閉を制御するインバータ制御部１９とを備える。インバータ制御部１９は、例えば、上位装置（図示略）から入力される要求回転数指令に基づいて、各スイッチング素子のゲート駆動信号Ｓｐｗｍを生成し、ブリッジ回路１８に与える。インバータ制御の具体的な手法の一例としては、ベクトル制御、センサレスベクトル制御、Ｖ／Ｆ制御、過変調制御、１パルス制御などが挙げられる。
　上記のような制御を実現するために、ブリッジ回路１８の入力直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出部２８、圧縮機モータ２０に流れる各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出するモータ電流検出部２９が設けられる。これらの検出値Ｖｄｃ、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗがインバータ制御部１９に入力される。ここで、モータ電流検出部２９は、ブリッジ回路１８と平滑コンデンサ１２の間の負極側電力線に流れる電流を検出し、この検出信号から各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを取得することとしてもよい。
　コンバータ制御部１５及びインバータ制御部１９は、例えばＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）であり、各処理を実行するためのプログラムが記録されたコンピュータ読み取り可能な非一時的な記録媒体を有しており、ＣＰＵがこの記録媒体に記録されたプログラムをＲＡＭ等の主記憶装置に読み出して実行することにより、各処理が実現される。コンピュータ読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気ディスク、光磁気ディスク、半導体メモリなどが挙げられる。
　コンバータ制御部１５及びインバータ制御部１９は、一つのＭＰＵによって具現化されてもよいし、個別のＭＰＵによって具現化されてもよい。
　図１におけるコンバータ装置２は、定常負荷時において、高調波の規制値を満足するスイッチング周波数を下限値、かつ、ノイズの規制値を満足するスイッチング周波数を上限値とする上下限範囲内において、上限値よりも下限値をキャリア周波数とする。図１のコンバータ装置２は、キャリア周波数にてスイッチングさせるとリアクタ６がキャリア周波数にて振動する。結果としてリアクタ６を取り付けるバッフル板を振動させ、可聴音域のキャリア周波数の音及びそのｎ倍音が発せられる。
　なお、本実施形態のキャリア周波数は、可聴域のキャリア周波数とする。
　図２には、横軸をキャリア周波数（Ｈｚ）とし、縦軸をリアクタ６のリアクタ音の計測結果として、リアクタ音の周波数特性が示されている。図２に示されるように、４ｋＨｚ近傍及び８ｋＨｚ近傍において、リアクタ６の音の最大値が大きくなっている。
　本実施形態においては、リアクタ６から発せられる音を低減するコンバータ制御部１５について説明する。
　図３には、本実施形態に係るコンバータ制御部１５の機能ブロック図が示されている。
　図３に示されるように、コンバータ制御部１５は、基準波形生成部（基準波形生成手段）３０と、第１波形生成部（第１波形生成手段）３１と、電圧指令生成部（電圧指令生成手段）３２と、絶対値処理部３３と、スイッチング信号生成部（スイッチング指令生成手段）３４と、駆動部（駆動手段）３５とを備えている。
　基準波形生成部３０は、例えば、三角波発信器であり、所定のキャリア周波数の基準波形（例えば、三角波）Ｘを生成する（図４（ａ）参照）。キャリア周波数は、高調波の規制値を満足するスイッチング周波数を下限値、かつ、ノイズの規制値を満足するスイッチング周波数を上限値とするスイッチング周波数の範囲内において、上限値よりも下限値に近い周波数に設定されている。ここで、空気調和機の場合には、高調波の規制値の規格として、ＩＥＣ６１０００－３－２が一例として挙げられる。ノイズの規制値の規格としては、ＣＩＳＰＲ１４－１が一例として挙げられる。このように、該当するノイズ規制値、高調波規制値をクリアするためのスイッチング周波数の上下限範囲のうち、下限値に近い周波数を採用する、換言すると、限りなくスイッチング周波数を下げることにより、スイッチングによる損失をできるだけ低減させることが可能となる。
　空気調和機の場合には、高調波規制が満足できればスイッチングを行わなくても良い。実際にスイッチングする場合には、例えば、スイッチング周波数は、約１００Ｈｚ以上５ｋＨｚ以下の範囲で決定されることが好ましい。
　図４（ｂ）は基準波形Ｘに基づいて生成されるスイッチング信号の一例である。例えば、正弦波の電圧指令Ｒより第１波形Ｘ１が大きい区間をオン状態とし、正弦波の電圧指令Ｒより第１波形Ｘ１が小さい区間をオフ状態とするスイッチング信号Ｓｇが生成される。
　第１波形生成部３１は、基準波形生成部３０により生成された基準波形Ｘの形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形Ｘ１を生成する。具体的には、第１波形生成部３１は、基準波形Ｘの大きさをランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させる。すなわち、基準波形Ｘの振幅および／または周期をランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させることにより第１波形Ｘ１を生成する（図５（ａ）参照）。図５（ａ）は、図４（ａ）で示されていた基準波形Ｘの振幅および周期をランダムにまたはある所定の規則性を用いて変化させ、一部分を拡大表示した図の一例を示している。
　電圧指令生成部３２は、ゼロクロス検出部１７からのゼロクロス信号及び予め登録されているコンバータ制御位相（電源電圧との位相差）及びその電圧指令振幅値に基づいて、正弦波の電圧指令Ｒを生成する。
　絶対値処理部３３は、電圧指令生成部３２によって生成された正弦波の電圧指令Ｒにおける負側波形を反転させて正側波形とする。これにより、図４（ａ）、図５（ａ）に示されるような電圧指令Ｒの波形が生成される。図５（ａ）は、第１波形Ｘ１の一部分を拡大表示しているので全体は示されていないが、電圧指令Ｒのラインは、図４（ａ）で示すように正側のみの波形となる。
　スイッチング信号生成部３４は、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、第１波形生成部３１の第１波形Ｘ１と絶対値処理部３３から出力された負側波形反転後の電圧指令Ｒとを比較し、その結果に基づいて、スイッチング回路１０を制御するためのスイッチング信号Ｓｇを生成する。具体的には、図５（ａ）で示される三角波と正弦波の電圧指令Ｒとの交点でオンオフが切り替えられるスイッチング信号Ｓｇが図５（ｂ）で示される。例えば、スイッチング信号生成部３４は、正弦波の電圧指令Ｒより第１波形Ｘ１が大きい区間をオン状態とし、正弦波の電圧指令Ｒより第１波形Ｘ１が小さい区間をオフ状態とし、スイッチング素子８のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号Ｓｇを生成する。
　駆動部３５は、スイッチング信号Ｓｇに基づいて、スイッチング回路１０のスイッチング素子８をオンオフする。スイッチング信号生成部３４によって生成されたスイッチング信号Ｓｇは、駆動部３５によってスイッチング素子８を駆動するゲート回路（図示略）に与えられ、この信号に基づいてゲート回路が駆動することにより、スイッチング素子８の開閉が制御される。
　以下に、本実施形態に係るコンバータ制御部１５の作用について図１から図５を用いて説明する。
　まず、交流電源４のゼロクロス点がゼロクロス検出部１７によって検出され、ゼロクロス信号がコンバータ制御部１５に入力される。コンバータ制御部１５の電圧指令生成部３２では、入力されたゼロクロス信号、及び、予め登録されているコンバータ制御位相（入力電圧との位相差情報）及び予め設定されている電圧指令振幅値に基づいて、正弦波の電圧指令Ｒが生成される。この電圧指令Ｒは絶対値処理部３３に出力され、負側波形が正側波形へ反転された電圧指令が生成される。
　一方、基準波形生成部３０では、所定のキャリア周波数の三角波形である基準波形Ｘが生成され、この基準波形Ｘが第１波形生成部３１に出力される。第１波形生成部３１では、基準波形Ｘの周期および／または振幅がランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させた第１波形Ｘ１が生成され、生成された第１波形Ｘ１がスイッチング信号生成部３４に出力される。
　スイッチング信号生成部３４では、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、第１波形Ｘ１と絶対値処理部２４からの電圧指令Ｒとが比較されて、スイッチング信号Ｓｇが生成される。これにより、スイッチング信号Ｓｇに基づいてスイッチング素子８の開閉が制御される。
　以上説明してきたように、本実施形態に係るコンバータ制御部１５、それを備えたコンバータ装置２、コンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムによれば、所定のキャリア周波数の基準波形Ｘの形状を所定パターンで（例えば、基準波形Ｘの振幅および／または周期をランダムに）変形させた第１波形Ｘ１を生成し、第１波形Ｘ１と電圧指令Ｒとを用いてスイッチング素子８のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号Ｓｇを出力する。スイッチング信号Ｓｇに基づいて、スイッチング回路１０のスイッチング素子８の開閉が制御される。
　このように、本実施形態によれば、キャリア周波数を所定の周波数範囲で変化させることにより、スイッチング回路１０のスイッチング素子８は、基準波形Ｘに基づいてオンオフのデューティが決定される場合と比較して、ランダムにデューティ比にばらつきを生じさせ、周波数を拡散させることができる。これにより、スイッチング回路１０に設けられるリアクタ６から発生する振動エネルギーが分散されるので、キャリア周波数に起因するリアクタ６から発生する騒音を低減できる。また、本実施形態により、リアクタ６に取り付けるリアクタ６の振動を軽減する防振ゴムや防振ナット等を不要とし、コスト低減及び部品点数の削減につながる。
　また、可聴域のキャリア周波数を使用することにより、実現されるコンバータ制御部１５は、安価なものとし、簡素な構成とすることができる。
　ここで、図６には、定格負荷時における本実施形態に係るコンバータ装置の入力電流波形のシミュレーション結果の一例を示した図を示しており、図７は、図６に示した入力電流波形を周波数分析した結果とノイズ規制値とを比較して示した図である。図６の縦軸は電流（Ａ）、横軸は時間である。図７の縦軸は電流（Ａ）、横軸は次数、棒グラフは入力電流波形を周波数分析した結果、線グラフはノイズ規制値である。
　図６に示すように、本実施形態のコンバータ装置２によれば、リップルが少ない入力電流波形が得られている。また、図７に示すように、全ての次数において、高調波規制値をクリアしている（棒グラフが線グラフを下回っている）ことがわかった。
　図８は、ある周波数でスペクトルが立っている様子を示しており、本実施形態においては、固定周波数でのマイクロホン等から取得されるリアクタ６の音レベル（音の大きさ）を示している。
　図９は、マイクロホン等から取得される、周波数を変化させた時のリアクタ６のスペクトル波形の動きを示している。図中の点線で示された基本波は、固定周波数でのリアクタから発せられるスペクトル波形を表している。そのスイッチング周波数を周波数拡散幅Δｆで規則的に拡散させると、実線で示されたレベルの波形になる（図９参照）。図９に示されるように、リアクタから発生される音を平均的に分散させた場合は、基本波の周波数に対してＤ［ｄＢ］だけの減衰効果が期待できる。
〔第２実施形態〕
　次に、本開示の第２実施形態に係るコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、コンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムについて説明する。本実施形態においては、スイッチング回路が複数並列に設けられている点で第１実施形態と異なる。以下、本実施形態のコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、コンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムについて、上述した第１実施形態と共通する部分は説明を省略し、異なる点について主に説明する。本実施形態においては、図１０、図１１、及び図５（ａ）、（ｂ）を用いて説明する。
　図１０には、本実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成が示されている。
　図１０に示されるように、モータ駆動装置１は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置２と、コンバータ装置２から出力された直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ（負荷）２０に出力するインバータ装置３とを主な構成として備えている。
　コンバータ装置２は、交流電源４より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路５と、整流回路５の直流出力側に、整流回路５に並列に接続され電圧を平滑にする平滑コンデンサ（平滑回路）１２と、整流回路５と平滑コンデンサ１２との間に互いに並列に設けられた２つのスイッチング回路１０ａ、１０ｂと、スイッチング回路１０ａ、１０ｂを制御するコンバータ制御部（コンバータ制御装置）１５´とを主な構成として備えている。
　交流電源４と整流回路５との間には、入力電流を検出する入力電流検出部２７が設けられている。入力電流検出部２７からの入力電流信号はコンバータ制御部１５に出力され、これにより入力波形Ｓが得られる。
　スイッチング回路１０ａは、整流回路５と平滑コンデンサ１２とを接続する正極母線Ｌｐに、直列的に設けられたリアクタ６ａと、リアクタ６ａの電流出力側に直列に接続されるダイオード７ａと、リアクタ６ａとダイオード７ａとの間に一端が接続され、かつ、整流回路５と並列に接続されたスイッチング素子８ａとを有する。
　同様に、スイッチング回路１０ｂは、整流回路５と平滑コンデンサ１２とを接続する正極母線Ｌｐに、直列的に設けられたリアクタ６ｂと、リアクタ６ｂの電流出力側に直列に接続されるダイオード７ｂと、リアクタ６ｂとダイオード７ｂとの間に一端が接続され、かつ、整流回路５と並列に接続されたスイッチング素子８ｂとを有する。
　スイッチング素子８ａ、８ｂの一例としては、ＩＧＢＴ、電界効果トランジスタ等が挙げられる。スイッチング素子８ａ、８ｂは、コンバータ制御部１５´によってスイッチングが制御される。
　図１０のスイッチング回路１０ａ，１０ｂは、並列ＰＡＭ方式（Ｐｕｌｓｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス振幅波形変調）を採用し、インターリーブ回路として互いの導通タイミングが異なっている。
　以下の説明において、各スイッチング回路１０を区別する場合は、末尾にａまたはｂのいずれかを付し、各スイッチング回路１０を区別しない場合は、ａまたはｂを省略する。
　図１１に示されるように、コンバータ制御部１５´は、基準波形生成部３０と、第１波形生成部３１と、電圧指令生成部３２と、絶対値処理部３３と、第１信号生成部３４ａと、第２信号生成部３４ｂと、駆動部３５とを備えている。基準波形生成部３０と、第１波形生成部３１と、電圧指令生成部３２と、絶対値処理部３３と、駆動部３５とは第１実施形態と同様なので説明を省略する。
　第１波形生成部３１は、基準波形生成部３０により生成された基準波形Ｘの形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形Ｘ１ａ，Ｘ１ｂを生成する。具体的には、第１波形生成部３１は、第１波形Ｘ１ａ，Ｘ１ｂの大きさをそれぞれランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させる、すなわち、基準波形Ｘの振幅および／または周期を複数のスイッチング素子８ａ，８ｂのオンオフ制御用にそれぞれランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させることにより第１波形Ｘ１ａ，Ｘ１ｂを生成する。
　第１信号生成部３４ａは、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、第１波形生成部３１の第１波形Ｘ１と絶対値処理部３３から出力された負側波形反転後の電圧指令とを比較し、その結果に基づいて、スイッチング回路１０を制御するための第１スイッチング信号Ｓｇ１を生成する。具体的には、図５（ａ）で示される三角波と正弦波の電圧指令Ｒとの交点でオンオフが切り替えられる第１スイッチング信号Ｓｇ１が図５（ｂ）で示される。
　第２信号生成部３４ｂは、第１信号生成部２５で生成された第１波形Ｘ１ａとは異なる（例えば１８０°位相が異なる）第１波形Ｘ１ｂと、絶対値処理部３３から出力された負側波形反転後の電圧指令Ｒとを比較し、その結果に基づいて、スイッチング回路１０ｂを制御するための第２スイッチング信号Ｓｇ２を生成する。
　第２信号生成部３４ｂで用いる第１波形Ｘ１ｂは、振幅および／または周期が第１信号生成部３４ａで用いる第１波形Ｘ１ａと異なるが、振幅および／または周期をランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させる点においては図５（ａ）、（ｂ）と同様であるため、第２スイッチング信号Ｓｇ２の図示を省略する。
　つまり、第１スイッチング信号Ｓｇ１と第２スイッチング信号Ｓｇ２のそれぞれは、三角波の大きさをランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させて生成された第１波形Ｘ１ａ，Ｘ１ｂに基づいて生成される信号である。
　インターリーブ回路における制御の場合は、第１スイッチング信号Ｓｇ１の位相と第２スイッチング信号Ｓｇ２の位相とが１８０°反転するように制御されるのであれば、第１波形Ｘ１ａ及びＸ１ｂの波形は問わない。すなわち、第１波形Ｘ１ａ及びＸ１ｂの波形は同一であってもよい。ここで、第１波形Ｘ１ａ及びＸ１ｂを生成するための三角波の大きさをランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させる要素は、第１波形Ｘ１ａ及びＸ１ｂにおいて共通であってもよい。
　このように、三角波の大きさをランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させて生成される第１スイッチング信号Ｓｇ１及び第２スイッチング信号Ｓｇ２は、三角波の大きさが一定である場合と比較して、キャリア周波数が分散される。第１スイッチング信号Ｓｇ１及び第２スイッチング信号Ｓｇ２は、リアクタ６ａ，６ｂの発生する振動エネルギーを分散させることができる。これにより、コンバータ装置２を安価で、かつ、簡素な構成とし、リアクタ６ａ，６ｂから発せされる音を低減することができる。
〔第３実施形態〕
　次に、本開示の第３実施形態に係るコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムについて説明する。本実施形態においては、三角波の与え方が第１実施形態と異なる。以下、本実施形態について、上述した第１実施形態、第２実施形態と共通する部分は説明を省略し、異なる点について主に説明する。
　なお、本実施形態は、第１実施形態のようにスイッチング回路１０が１つの場合に適用されてもよいし、第２実施形態のようにスイッチング回路１０ａ，１０ｂが並列に接続される場合に適用されてもよい。
　本実施形態においては、基準波形Ｘとなる三角波から生成される第１波形Ｘ１は、基準波形Ｘに対して振幅は変更せず、周期のみを変更する場合として説明する。
　図１２には、本実施形態に係る第１波形Ｘ１の一例が示されている。
　図１２に示されるように、本実施形態では、図４（ａ）に示されるような基準波形Ｘの三角波の底辺の長さをランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させる。つまり、三角波の周期をランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させ、周波数拡散をする。
　このように、基準波形Ｘの振幅および／または周期をランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させて第１波形Ｘ１を生成することで、簡便な第１波形Ｘ１の生成ができる。
〔第４実施形態〕
　次に、本開示の第４実施形態に係るコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムについて説明する。本実施形態においては、デューティの与え方が第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態と異なる。以下、本実施形態について、上述した第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態と共通する部分は説明を省略し、異なる点について主に説明する。
　図１３には、本実施形態におけるコンバータ制御装置の機能ブロック図が示されている。コンバータ制御部（コンバータ制御装置）１５´´は、基準波形生成部（基準波形生成手段）３０と、電圧指令生成部（電圧指令生成手段）３２と、スイッチング信号生成部（スイッチング信号生成手段）３４と、絶対値処理部３３と、変更後スイッチング信号生成部（変更後スイッチング信号生成手段）４０と、駆動部（駆動手段）３５とを備えている。基準波形生成部３０と、電圧指令生成部３２と、スイッチング信号生成部３４と、絶対値処理部３３と、駆動部３５とは、第１実施形態乃至第３実施形態と同様であるため、説明を省略する。
　変更後スイッチング信号生成部４０は、スイッチング信号Ｓｇのデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号を生成する。
　具体的には、図１４には、本実施形態に係るスイッチング信号の一例が示されている。
　図１４では、スイッチング信号生成部３４において、例えば、基準波形Ｘと、電圧指令Ｒとのそれぞれの波形が比較され、正弦波の電圧指令Ｒより基準波形Ｘが大きい区間をオン状態とし、正弦波の電圧指令Ｒより基準波形Ｘが小さい区間をオフ状態とするスイッチング信号Ｓｇ´を生成する。
　変更後スイッチング信号生成部４０は、スイッチング信号生成部３４において生成されたスイッチング信号Ｓｇ´のデューティの中心をずらして出力し、これを変更後スイッチング信号Ｓｇ´´とする。
　このように所定のキャリア周波数の基準波形Ｘを生成し、基準波形Ｘと電圧指令Ｒとを用いてスイッチング素子８のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号Ｓｇ´に対し、デューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号Ｓｇ´´に基づいて、スイッチング回路１０のスイッチング素子８の開閉が制御される。
　このように、本開示は、スイッチング信号Ｓｇ´のデューティの中心が所定量ずらされた変更後スイッチング信号Ｓｇ´´に基づいてスイッチング素子８が制御されることにより、スイッチング回路１０のスイッチング素子８は、スイッチング信号Ｓｇ´のデューティの中心がずらされない場合と比較して、ランダムに周波数を拡散することができる。これにより、スイッチング回路１０に設けられるリアクタ６から発生する振動エネルギーが分散されるので、キャリア周波数に起因するリアクタ６から発生する騒音を低減できる。
　また、本開示により、リアクタ６に取り付けてリアクタ６の振動を軽減する防振ゴムや防振ナット等を不要とし、コスト低減及び部品点数の削減につながる。
　なお、本実施形態は、スイッチング回路１０が１つである場合を例示して説明していたが、本開示はこれに限定されず、スイッチング回路１０が複数並列に接続されている構成においても適用できる。
〔第５実施形態〕
　次に、本開示の第５実施形態に係るコンバータ制御装置、それを備えたコンバータ、空気調和機、及びコンバータ制御方法並びにコンバータ制御プログラムについて説明する。本実施形態においては、キャリア周波数のスペクトル変換が、第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態、第４実施形態と異なる。以下、本実施形態について、上述した第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態、第４実施形態と共通の部分は説明を省略し、異なる点について主に説明する。
　本実施形態においては、さらに、スペクトル分布部（スペクトル分布手段）（図示略）を具備している。
　スペクトル分布部において、キャリア周波数は、所定期間において所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させる。
　このように、キャリア周波数は、所定期間で所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させることにより、各キャリア周波数におけるリアクタ６から発生する振動エネルギーが分散されるので、音レベルを低減することで、聴感を良化する。
　図１５は、本実施形態に係るキャリア周波数のスペクトル変換の一例が示されている。
　図１５に示されるように、キャリア周波数は、所定期間において所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させている。
　このように、各キャリア周波数のトータルに変化はないが、所定周波数範囲（周波数帯）において、各キャリア周波数のレベルが下がることが明らかである。
　以上、本開示の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本開示の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。例えば、ＰＦＣ（ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ;力率改善回路）コントローラとＰＦＣ用三角波発振器、またはマイクロコンピュータやＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を用いて１つの部品で構成してもよく、スイッチング電源を含めた種々の電子装置に使用してもよい。
　なお、第１実施形態から第５実施形態を適宜組み合わせて実施してもよい。　例えば、第１実施形態の構成と第３実施形態の構成を組み合わせてもよいし、第４実施形態の構成と第５実施形態の構成を組み合わせてもよい。
１　モータ駆動装置
２　コンバータ装置
３　インバータ装置
４　交流電源
５　整流回路
６，６ａ，６ｂ　リアクタ（誘導性素子）
１０，１０ａ，１０ｂ　スイッチング回路
１２　平滑コンデンサ（平滑回路）
１５　コンバータ制御部（コンバータ制御装置）
 

Claims (10)

  1. 　交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御装置であって、
    　可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、
    　前記基準波形生成手段により生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する第１波形生成手段と、
    　電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、
    　前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成手段と、
    　前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする駆動手段と
    を具備するコンバータ制御装置。
  2. 　交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御装置であって、
    　可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する基準波形生成手段と、
    　電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、
    　前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成手段と、
    　前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする駆動手段と
    を具備するコンバータ制御装置。
  3. 　前記キャリア周波数は、所定期間において所定周波数範囲に周波数スペクトルを分布させるスペクトル分布手段を具備する請求項１または請求項２に記載のコンバータ制御装置。
  4. 　前記第１波形生成手段は、前記基準波形の振幅および／または周期をランダムにまたは所定の規則性を用いて変化させ、前記第１波形を生成する請求項１に記載のコンバータ制御装置。
  5. 　請求項１から請求項４のいずれかに記載のコンバータ制御装置と、
    　交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
    　前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、
    　前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、
    　前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータ。
  6. 　室外機と、
    　前記室外機に設けられ、請求項５に記載されたコンバータとを備える空気調和機。
  7. 　交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御方法であって、
    　可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する工程と、
    　生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する工程と、
    　電圧指令を生成する工程と、
    　前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する工程と、
    　前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする工程と
    を有するコンバータ制御方法。
  8. 　交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御プログラムであって、
    　可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する処理と、
    　生成した前記基準波形の形状を所定の周波数範囲で変化させた第１波形を生成する処理と、
    　電圧指令を生成する処理と、
    　前記第１波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する処理と、
    　前記スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする処理と
    をコンピュータに実行させるためのコンバータ制御プログラム。
  9. 　交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御方法であって、
    　可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する工程と、
    　電圧指令を生成する工程と、
    　前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する工程と、
    　前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする工程と
    を有するコンバータ制御方法。
  10. 　交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に、該整流回路に並列に接続された平滑回路と、前記整流回路と前記平滑回路との間に設けられた誘導性素子及び前記整流回路と並列に接続されたスイッチング手段を備えるスイッチング回路とを備え、前記交流電源と負荷との間に接続されるコンバータのコンバータ制御プログラムであって、
    　可聴域の所定のキャリア周波数の基準波形を生成する処理と、
    　電圧指令を生成する処理と、
    　前記基準波形と前記電圧指令とを比較し、前記スイッチング手段のオンオフのデューティ比を決定するスイッチング信号を出力する処理と、
    　前記スイッチング信号のデューティの中心を所定量ずらした変更後スイッチング信号に基づいて前記スイッチング手段をオンオフする処理と
    をコンピュータに実行させるためのコンバータ制御プログラム。
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