JP2011041398A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】商用電源に接続される電力変換装置の台数によらず、常に最適な高調波低減が可能な運転状態を実現できる電力変換装置を提供することである。
【解決手段】商用電源１１から入力される交流電圧をリアクトル１２を介して入力し整流回路１３で整流し、さらに平滑コンデンサ１４で平滑した直流電圧をインバータ１５で交流電圧に変換して負荷に供給するとともに、整流回路１３をバイパスして商用電源１１をリアクトル１２を介して短絡する短絡スイッチ１６を有した電力変換装置であり、商用電源１１から入力される交流電圧の電圧零クロス点を電圧零クロス点検出部１８で検出し、交流電流の電流歪み率を電流歪み率検出部１９で検出し、短絡スイッチ開閉制御部２０は電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において電流歪み率が最小になるように短絡スイッチ１６の開閉時間を制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、商用電源から供給される交流電圧を整流平滑して直流電圧に変換し、変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置に関するものである。

例えば、家庭電気機器への電源として、商用電源から入力される交流電圧を一旦直流電圧に変換し、変換された直流電圧を再度交流電圧に変換して負荷に供給するようにした電力変換装置がある。これにより、負荷に供給する電力を負荷の大きさに応じて供給し、無駄な電力の消費を抑制し省エネルギーを図るようにしている。このような電力変換装置では、入力される交流電力の力率改善及び高調波低減を図るために、各種の工夫がなされている（例えば、非特許文献１参照）。

非特許文献１に示されるパッシブフィルタ方式は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する回路中にリアクトルを挿入し、交流電圧を直流電圧に変換する際の急激な電流変化を抑えることで、力率改善と高調波低減とを図っている。パッシブフィルタ方式では、交流電圧に対する入力電流が遅れるため、十分な力率改善や高調波低減が図れないことあり、用いるリアクトルが大きくなる。

また、アクティブフィルタ方式は、パッシブフィルタ方式のリアクトルの後段にリアクトルを介して交流電源を短絡する短絡スイッチを追加して設け、適切なタイミングで短絡スイッチを開閉し力率改善や高調波低減を図っている。このアクティブフィルタ方式では、数ｋＨｚの高頻度スイッチングを行うので、高頻度スイッチングによる損失及び発熱の増大を招くことになり、ノイズ抑制用の部品を多く必要とする。

一方、部分スイッチング方式は、アクティブフィルタ方式と同様の回路方式であり、短絡スイッチの開閉を少なくして、高頻度スイッチングによる損失及び発熱の増大を抑制し、力率改善や高調波電流の低減を図るものである。部分スイッチング方式の電力変換装置として、短絡スイッチの短絡通電時間を交流電源の電圧、リアクトルのインダクタンス、交流を直流変換する順変換部の回路構成及び入力電力のいずれか一つ又は複数の相違に応じて設定し、電源力率を向上させると共に電源高調波を十分に低減できるようにしたものがある（例えば、特許文献１参照）。

図８は、従来の部分スイッチング方式の電力変換装置の構成図である。商用電源１１から入力された交流電圧は、リアクトル１２を介して整流回路１３に入力され、整流回路１３で整流されて直流電圧に変換される。整流回路１３で整流された直流電圧は平滑コンデンサ１４で平滑され、平滑コンデンサ１４で平滑された直流電圧は、インバータ１５で交流電圧に変換され、図示省略の負荷に供給される。

短絡スイッチ１６はリアクトル１２を介して商用電源１１を短絡するように整流回路１３に並列に接続されている。短絡スイッチ１６は駆動部１７からのオンオフ指令信号により開閉する。すなわち、電圧零クロス点検出部１８は、電圧検出器１０で検出した交流電圧の電圧零クロス点のタイミングを検出し、駆動部１７にオンオフ指令信号の発生のタイミングを与える。駆動部１７は、交流電圧の電圧零クロス点のタイミング毎に所定時間Ｔ０経過後に予め定めた設定値Ｔｓの時間幅のパルスを発生して、その設定値Ｔｓの期間だけ短絡スイッチ１６を閉させる。設定値Ｔｓが短絡スイッチ１６の短絡通電時間となる。この設定値Ｔｓを調整して、力率改善や高調波低減を図ることになる。

図９は、従来の電力変換装置を１台運転したときの入力した交流電圧Ｖ、交流電流Ｉ及び交流電流の基本波成分Ｉ０の一例を示す波形図である。この一例では、リアクトル１２が１６ｍＨで、交流電源１１の電源インピーダンスが０．１２２Ω＋０．２ｍＨであり、交流電流Ｉの基本波成分Ｉ０が交流電圧Ｖと同相になるように、つまり、位相遅れが零となるように短絡通電時間Ｔｓを設定し力率改善を図った場合を示している。

いま、交流電圧が時点ｔ１０で電圧零クロス点となったとすると、電圧零クロス点検出部１８は、電圧零クロス点として時点ｔ１０を検出する。駆動部１７は電圧零クロス点（時点ｔ１０）から所定時間Ｔ０経過後の時点ｔ１１において、予め定めた設定値Ｔｓの時間幅のパルスを発生する。すなわち、時点ｔ１１で短絡スイッチを閉じ、その設定値Ｔｓの期間を経過した時点ｔ１２で短絡スイッチ１６を開く。これにより、短絡スイッチ１６は予め定めた設定値（短絡通電時間）Ｔｓだけ閉じた状態となる。

短絡スイッチ１６が閉じた状態（ｔ１１〜ｔ１２）では、商用電源１１、リアクトル１２、短絡スイッチ１６の閉回路が形成され、リアクトル１２のインダクタンスの値に応じて交流電流Ｉが流れリアクトル１２の両端に電圧が発生する。時点ｔ１２で短絡スイッチ１６が開かれると、商用電源１１の電圧Ｖとリアクトル１２の電圧ＶＬとの電圧和Ｖ＋ＶＬが整流回路１３に印加されることになり、この電圧和Ｖ＋ＶＬが整流回路１３の直流電圧より高い状態である限りは交流電流Ｉが流れ続ける。

時点ｔ１３で電圧和Ｖ＋ＶＬが整流回路１３の直流電圧より低くなると、交流電流Ｉは流れなくなる。

そして、次のタイミングの時点ｔ２０で交流電圧が零クロス点となったとすると、同様に、駆動部１７は電圧零クロス点（時点ｔ２０）から所定時間Ｔ０経過後の時点ｔ２１において、予め定めた設定値Ｔｓの時間幅のパルスを時点ｔ２２まで発生し、以下同様の動作を繰り返し行う。

交流電流Ｉは、整流回路１３の容量や商用電源１１の電圧や整流回路１３の直流電圧によって、所定時間Ｔ０、短絡通電時間Ｔｓ、リアクトル１２のインピーダンスで決まる。従って、力率改善を図る場合には、交流電流Ｉの基本波成分Ｉ０が交流電圧Ｖと同相になるように短絡通電時間Ｔｓを予め設定する。一方、高調波低減を図る場合には、交流電流Ｉの電流歪み率が最小になるように短絡通電時間Ｔｓを予め設定することになる。

特開平１１−１６４５６２号公報

東芝レビューＶｏｌ．５７ Ｎｏ．７（２００２）

しかし、従来の電力変換装置では、リアクトル１２のインピーダンスの値は固定であるので、複数台の電力変換装置が商用電源１１に並列接続され、同時に運転されたときには、負荷である家庭電機器から見た場合の商用電源１１の電源インピーダンスが変化し、交流電流Ｉの電流歪み率が最小になるように短絡通電時間Ｔｓを予め設定していたとしても、交流電流Ｉの電流歪み率が最小になるとは限らない。

すなわち、商用電源１１は低圧の配電線から家庭電機器に供給されるので、なにがしかの交流電源のインピーダンスが存在する。そのため、多数の部分スイッチング方式の電力変換装置が用いられた場合、家庭電機器から見た交流電源のインピーダンスが増大することになる。これは、電力変換装置のリアクトル１２と直列に商用電源１１の電源インピーダンスが接続されたことと等価であり、部分スイッチング方式の電力変換装置が適切なリアクトルの値からずれた状態で運転することを意味する。

従って、電力変換装置の単体特性では適切な値のリアクトル１２を用いた電力変換装置であっても、複数台が並列運転される場合には、最適な状態ではない運転が強いられることになり、高調波低減が阻害されるという問題が発生する。

本発明の目的は、商用電源に接続される電力変換装置の台数によらず、常に最適な高調波低減が可能な運転状態を実現できる電力変換装置を提供することである。

請求項１の発明に係わる電力変換装置は、商用電源から入力される交流電圧をリアクトルを介して入力し整流する整流回路と、前記整流回路で整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサで平滑された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、前記整流回路をバイパスして前記商用電源を前記リアクトルを介して短絡する短絡スイッチとを備えた電力変換装置において、前記商用電源から入力される交流電圧の電圧零クロス点を検出する電圧零クロス点検出部と、前記商用電源から入力される交流電流の電流歪み率を検出する電流歪み率検出部と、前記電圧零クロス点検出部で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において前記電流歪み率が最小になるように前記短絡スイッチの開閉時間を制御する短絡スイッチ開閉制御部とを備えたことを特徴とする。

請求項２の発明に係わる電力変換装置は、請求項１の発明において、前記電流歪み率検出部に代えて、前記商用電源から入力される交流電圧の電圧歪み率を検出する電圧歪み率検出部を設け、前記短絡スイッチ開閉制御部は、前記電圧零クロス点検出部で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において前記電圧歪み率が最小になるように前記短絡スイッチの開閉時間を制御することを特徴とする。

請求項３の発明に係わる電力変換装置は、商用電源から入力される交流電圧をリアクトルを介して入力し整流する整流回路と、前記整流回路で整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサで平滑された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、前記整流回路をバイパスして前記商用電源を前記リアクトルを介して短絡する短絡スイッチとを備えた電力変換装置において、前記商用電源から入力される交流電圧の電圧零クロス点を検出する電圧零クロス点検出部と、前記商用電源から入力される交流電流または交流電圧の代表高調波成分に基づいて代表高調波含有率を求める代表高調波含有率検出部と、前記電圧零クロス点検出部で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において前記代表高調波含有率が最小になるように前記短絡スイッチの開閉時間を制御する短絡スイッチ開閉制御部とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、商用電源から入力される交流電圧の電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において、電力変換装置に入力される交流電流の電流歪み率または交流電圧の電圧歪み率が最小になるように短絡スイッチの開閉時間を制御するので、商用電源の変化や同時に運転される電力変換装置の台数にかかわらず、電力変換装置の高周波低減を図ることができる。

また、電力変換装置に入力される交流電流または交流電圧の代表高調波含有率を用いた場合には、電力変換装置の高周波低減を図ることができ、しかも演算負荷が軽減される。

本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換装置の構成図。 本発明の第１の実施の形態における電流歪み率Ｄと短絡スイッチの短絡通電時間Ｔｓとの関係の一例を示す特性図。 本発明の第１の実施の形態における短絡スイッチ開閉制御部の制御内容を示すフローチャート。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置と従来例と対比した交流電流の高調波分析結果の分布図。 本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換装置の構成図。 本発明の第２の実施の形態における３次５次高調波検出部の一例を示す構成図。 本発明の第２の実施の形態における３次５次高調波含有率Ｅ及び電流歪み率Ｄと短絡スイッチの短絡通電時間Ｔｓとの関係の一例を示す特性図。 従来の部分スイッチング方式の電力変換装置の構成図。 従来の電力変換装置を１台運転したときの入力した交流電圧Ｖ、交流電流Ｉ及び交流電流の基本波成分Ｉ０の一例を示す波形図。

以下本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換装置の構成図である。この第１の実施の形態は、図８に示した従来例に対し、商用電源１１から入力される交流電流の電流歪み率を検出する電流歪み率検出部１９と、電流歪み率検出部１９で検出された電流歪み率が最小になるように短絡スイッチ１６の開閉時間を制御する短絡スイッチ開閉制御部２０とを追加して設け、商用電源の変化や同時に運転される電力変換装置の台数にかかわらず、電力変換装置の高周波低減を図ることができるようにしたものである。図８と同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。

商用電源１１から電力変換装置に入力される交流電流は電流検出器２１で検出され、電流歪み率検出部１９に入力される。電流歪み率検出部１９は、電流検出器２１から入力された交流電流の電流歪み率を検出して短絡スイッチ開閉制御部２０に出力するものであり、短絡スイッチ開閉制御部２０は、交流電流の電流歪み率が最小になるように、短絡スイッチ１６の開閉時間（短絡通電時間）を可変に制御する。

電流歪み率検出部１９は、交流電流の高調波成分の振幅値二乗和を基本波成分の振幅値二乗で除算し、その平方根をとって電流歪み率を求めるものである。まず、交流電流をフーリエ展開して各次数の高調波電流の振幅値を求め、その高調波電流の振幅値の二乗和を加算し、交流電流の高調波成分の振幅値二乗和を求める。一方、交流電流の基本波の振幅値を求め、その基本波の振幅値二乗を求める。そして、高調波成分の振幅値二乗和を基本波成分の振幅値二乗で除算してその平方根をとって電流歪み率を求める。この電流歪み率検出部１９は、市販されている製品を用いることが可能である。

短絡スイッチ開閉制御部２０は、電流歪み率検出部１９で検出された電流歪み率が小さくなる方向に短絡通電時間を変化させる制御を行い、最終的には交流電流の電流歪み率が最小になるように短絡スイッチ１６の短絡通電時間を制御する。

図２は、電流歪み率Ｄと短絡スイッチ１６の短絡通電時間Ｔｓとの関係の一例を示す特性図である。図２に示すように、電流歪み率Ｄは短絡通電時間Ｔｓの下に凸の関数で示され、Ｔｓ＝Ｔｓｍのときに極小値Ｄｍを有する。短絡通電時間ＴｓがＴｓ＜Ｔｓｍの領域では短絡通電時間Ｔｓを増やすと電流歪み率が減少し、短絡通電時間ＴｓがＴｓ＞Ｔｓｍの領域では短絡通電時間Ｔｓを増やすと電流歪み率が増大する特性を有する。従って、短絡スイッチ開閉制御部２０は、制御方向と制御結果とを照合しながら、電流歪み率Ｄが最小となるように短絡通電時間Ｔｓを制御することになる。

図３は短絡スイッチ開閉制御部２０の制御内容を示すフローチャートである。まず、電流歪み率検出部１９で検出した電流歪み率Ｄを入力し（Ｓ１）、前回の電流歪み率Ｄ１と今回検出した電流歪み率Ｄとの差Ｅを求める（Ｓ２）。そして、前回の制御出力Ｃ１と前々回の制御出力Ｃ２との差分の極性Ｐｃを求める（Ｓ３）。これは、短絡通電時間ＴｓがＴｓ＜Ｔｓｍの領域であるのか、Ｔｓ＞Ｔｓｍの領域であるのかを判定するためである。前回の制御出力Ｃ１が前々回の制御出力Ｃ２よりも大きい場合は極性Ｐｃを−１とし、小さい場合は極性Ｐｃを＋１とする。

次に、制御出力の増分ΔＣをΔＣ＝Ｐｃ×Ｅとして求めて、前回の制御出力Ｃ１にΔＣを加算して、今回出力する制御出力ＣをＣ＝Ｃ１＋ΔＣとして求めて駆動部１７に出力する（Ｓ４）。そして、次回の制御に備えて、今回検出した電流歪み率Ｄを前回歪み率Ｄ１とし、前回制御出力Ｃ１を前々回の制御出力Ｃ２とし、今回の制御出力Ｃを前回制御出力Ｃ１として保存する（Ｓ５）。電力変換装置は運転停止か否かを判定し（Ｓ６）、運転停止の場合には処理を終了し、運転停止でない場合には規定時間待機して（Ｓ７）、規定時間が経過したら、ステップＳ１に戻り以下同様の動作を繰り返す。これにより、短絡スイッチ１６の短絡通電時間Ｔｓは、制御出力の増分ΔＣが零になる即ち電流歪み率Ｄが最小となるように制御されることになる。

第１の実施の形態の場合は、電力変換装置の運転台数によらず、その時の運転状態で得られる最小の電流歪み率Ｄになるように制御されるので、高調波の低減を図ることができる。

図４は、本発明の第１の実施の形態の電力変換装置と従来例と対比した交流電流の高調波分析結果の分布図である。図４において、特性Ａ１は電力変換装置の１台運転時に交流電流の位相遅れを零に制御した場合の高調波分布特性、特性Ａ２は電力変換装置の１台運転時に電流歪み率Ｄが最小となる設定（固定設定）をして１台運転をした場合の高調波分布特性、特性Ａ３は各々の電力変換装置の電流歪み率Ｄを最小となる設定（固定設定）をして１０台運転をした場合の高調波分布特性、特性Ａ４は各々の電力変換装置の電流歪み率Ｄを最小となるように制御して１０台運転をした場合（本発明の場合）の高調波分布特性である。電流歪み率Ｄを大きくしている５次調波成分が、Ａ４の場合は小さくなっている。

各次数の高調波を加算した総合電流歪み率は、特性Ａ１の場合は２０．８％、特性Ａ２の場合は１７．３％、特性Ａ３は１４．５％、特性Ａ４は１３．８％であり、本発明の特性Ａ４の場合が総合電流歪み率は最も低減されている。すなわち、交流電流の位相遅れを零に制御した場合（特性Ａ１の場合）は、交流電流の電流歪み率Ｄは最小にならないことが分かる。また、交流電流の電流歪み率Ｄが最小になるように固定設定した場合（Ａ２の場合、Ａ３の場合）は、運転台数が変わると交流電流の電流歪み率Ｄが変動し必ずしも最小にならないことが分かる。

なお、電力変換装置の運転台数が増えると、電源回路を含めた等価的な電源インピーダンスが増えることにより、同一の調整でも電流歪み率は小さくなる。一方、電圧歪み率は運転台数分増えるので、運転台数が増えた場合は、電圧歪み率を低減するためには、僅かな電流歪み率の低減でも電圧歪み率を低減する効果は大きい。

以上の説明では、電力変換装置に入力される交流電流の電流歪み率Ｄを検出し、その電流歪み率Ｄを最小にするように短絡スイッチ１６の短絡通電時間Ｔｓを可変制御する場合について説明したが、電力変換装置に入力される交流電圧を検出して、交流電圧の電圧歪み率を検出し、その電圧歪み率を最小にするように短絡スイッチ１６の短絡通電時間Ｔｓを可変制御するようにしても同等の効果が得られる。これは、高調波電流による電源インピーダンスでの電圧降下が、入力される交流電圧の歪みとなるからである。このため、電流歪み率と入力される交流電圧の電圧歪み率には強い相関関係があり、電流歪み率の代わりに交流電圧の電圧歪み率を用いてもよいことは明らかである。

第１の実施の形態によれば、商用電源１１から入力される交流電圧の電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において、電力変換器装置に入力された交流電流の電流歪み率または交流電圧の電圧歪み率に基づいて、その歪み率が最小になるように短絡スイッチの開閉時間を制御するので、商用電源１１の変化や同時に運転される電力変換装置の台数にかかわらず、電力変換装置の高周波低減を図ることができる。

次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。図５は本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換装置の構成図である。この第２の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対し、電流歪み率検出部１９に代えて、商用電源１１から入力される交流電流の代表高調波含有率を求める代表高調波含有率検出部２２を設け、短絡スイッチ開閉制御部２０は、代表高調波含有率が最小になるように短絡スイッチ１６の開閉時間を制御するようにしたものである。図１と同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。

電流検出器２１は商用電源１１から入力される交流電流を入力し、電流検出器２１で検出された交流電流は代表高調波含有率検出部２２に入力される。代表高調波含有率検出部２２は、入力した交流電流の代表高調波成分に基づいて代表高調波含有率を求め、求めた代表高調波含有率を短絡スイッチ開閉制御部２０に出力する。短絡スイッチ開閉制御部２０は、電圧零クロス点検出部１８で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において、代表高調波含有率が最小になるように短絡スイッチ１６の開閉時間（短絡通電時間Ｔｓ）を制御する。

図６は代表高調波検出部２２の一例を示す構成図であり、代表高調波を３次５次高調波とした場合を例にして図示している。代表高調波検出部２２は、３次高調波の正弦波信号ｓｉｎ３ωｔ及び余弦波信号ｃｏｓ３ωｔを発生する３次高調波基準波形発生部２３と、３次高調波成分振幅値二乗Ｉ₃ ²を算出する３次高調波成分振幅値二乗算出部２４と、５次高調波の正弦波信号ｓｉｎ５ωｔ及び余弦波信号ｃｏｓ５ωｔを発生する５次高調波基準波形発生部２５と、５次高調波成分振幅値二乗Ｉ₅ ²を算出する５次高調波成分振幅値二乗算出部２６と、３次高調波成分振幅値二乗Ｉ_３ ^２と５次高調波成分振幅値二乗Ｉ_５ ^２とを加算して３次５次高調波成分振幅値二乗（Ｉ_３ ^２＋Ｉ_５ ^２）を求める加算器２７と、交流電流の基本波を検出する基本波成分検出部２８と、交流電流の基本波成分振幅値二乗Ｉ_１ ^２を算出する基本波成分振幅値二乗算出部２９と、３次５次高調波成分振幅値二乗（Ｉ_３ ^２＋Ｉ_５ ^２）を交流電流の基本波成分振幅値二乗Ｉ_１ ^２で除算しその平方根をとって３次５次高調波含有率を求める演算部３０とから構成される。

３次高調波基準波形発生部２３の正弦波基準波形発生部３１は、３次高調波周波数の正弦波信号ｓｉｎ３ωｔを発生し、３次高調波成分振幅値二乗算出部２４の乗算部３２に出力する。乗算部３２は交流電流と正弦波信号ｓｉｎ３ωｔとを乗算する。乗算部３２の出力のうち、３次高調波電流の項は下記の（１）式のようになる。但し、交流電流に含まれる３次高調波電流はＩ_３ｓｉｎ（３ωｔ＋θ）で表されるとする。Ｉ_３は振幅、θは３次高調波電流の正弦波基準波形ｓｉｎ３ωｔとの位相差、ωは基本角周波数である。

Ｉ_３ｓｉｎ（３ωｔ＋θ）・ｓｉｎ３ωｔ
＝Ｉ_３（ｓｉｎ３ωｔ・ｃｏｓθ＋ｃｏｓ３ωｔ・ｓｉｎθ）・ｓｉｎ３ωｔ
＝Ｉ_３（ｓｉｎ^２３ωｔ・ｃｏｓθ＋ｃｏｓ３ωｔ・ｓｉｎ３ωｔ・ｓｉｎθ）
＝（１／２）・Ｉ_３｛（１−ｃｏｓ６ωｔ）・ｃｏｓθ＋ｓｉｎ６ωｔ・ｓｉｎθ｝
＝（１／２）・Ｉ_３｛−ｃｏｓ（６ωｔ＋θ）＋ｃｏｓθ｝ …（１）
一方、乗算部３２の出力のうち、３次高調波以外の電流の項は下記の（２）式のようになる。但し、交流電流に含まれる３次以外のＮ次高調波電流はＩ_Ｎｓｉｎ（Ｎωｔ＋θ）で表されるとする。Ｉ_Ｎは振幅、θ_Ｎは３次高調波電流の正弦波基準波形ｓｉｎ３ωｔとの位相差である。

Ｉ_Ｎｓｉｎ（Ｎωｔ＋θ_Ｎ）・ｓｉｎ３ωｔ
＝（１／２）・Ｉ_Ｎ｛−ｃｏｓ（Ｎ’ωｔ＋θ）＋ｃｏｓ（Ｎ”ωｔ＋θ）｝ …（２）
但し、Ｎ’＝Ｎ＋３，Ｎ”＝Ｎ−３
乗算部３２の出力は、（１）式と（２）式との和となり、乗算部３２の出力には、（１）式に示すように、直流化された３次高調波成分Ｉ_３ｃｏｓθが含まれる。そこで、ローパスフィルタ３３を介して３次高調波成分Ｉ_３ｃｏｓθのみを抽出し、二乗演算部３４で二乗して３次高調波成分の二乗（１／４）・（Ｉ_３ｃｏｓθ）^２を得る。

同様に、３次高調波基準波形発生部２３の余弦波基準波形発生部３５は、３次高調波周波数の余弦波信号ｃｏｓ３ωｔを発生し、３次高調波成分振幅値二乗算出部２４の乗算部３６に出力する。乗算部３６は交流電流と正弦波信号ｃｏｓ３ωｔとを乗算する。乗算部３６の出力のうち、３次高調波電流の項は下記の（３）式のようになる。

Ｉ_３ｓｉｎ（３ωｔ＋θ）・ｃｏｓ３ωｔ
＝Ｉ_３（ｓｉｎ３ωｔ・ｃｏｓθ＋ｃｏｓ３ωｔ・ｓｉｎθ）・ｃｏｓ３ωｔ
＝Ｉ_３（ｓｉｎ３ωｔ・ｃｏｓ３ωｔ・ｃｏｓθ＋ｃｏｓ^２３ωｔ・ｓｉｎθ）
＝（１／２）・Ｉ_３｛ｓｉｎ６ωｔ・ｃｏｓθ＋（１＋ｃｏｓ６ωｔ）・ｓｉｎθ｝
＝（１／２）・Ｉ_３｛ｓｉｎ（６ωｔ＋θ）＋ｓｉｎθ｝ …（３）
一方、乗算部３６の出力のうち、３次以外高調波の電流の項は下記の（４）式のようになる。

Ｉ_Ｎｓｉｎ（Ｎωｔ＋θ）・ｃｏｓ３ωｔ
＝（１／２）・Ｉ_Ｎ｛ｓｉｎ（Ｎ’ωｔ＋θ）＋ｓｉｎ（Ｎ”ωｔ＋θ）｝ …（４）
乗算部３２の出力は、（３）式と（４）式との和となり、乗算部３６の出力には、（３）式に示すように、直流化された３次高調波成分Ｉ_３ｓｉｎθが含まれる。そこで、ローパスフィルタ３７を介して３次高調波成分Ｉ_３ｓｉｎθのみを抽出し、二乗演算部３８で二乗して３次高調波成分の二乗（１／４）・（Ｉ_３ｓｉｎθ）^２を得る。

二乗演算部３４の出力（１／４）・（Ｉ_３ｃｏｓθ）^２ と二乗演算部３８の出力（１／４）・（Ｉ_３ｓｉｎθ）^２とを加算器３９で加算すると、加算器３９の出力は（１／４）・Ｉ_３ ^２となり、係数器４９で４倍されて３次高調波電流の振幅の二乗値Ｉ_３ ^２となる。

一方、５次高調波電流の振幅の二乗値Ｉ_５ ^２も同様にして求められる。５次高調波基準波形発生部２５の正弦波基準波形発生部４０は、５次高調波周波数の正弦波信号ｓｉｎ５ωｔを発生し、５次高調波成分振幅値二乗算出部２６の乗算部４１に出力する。乗算部４１は交流電流と正弦波信号ｓｉｎ５ωｔとを乗算する。乗算部４１の出力のうち、５次高調波電流の項は下記の（５）式のようになる。但し、交流電流に含まれる５次高調波電流はＩ_５ｓｉｎ（５ωｔ＋θ）で表されるとする。Ｉ_５は振幅、θは５次高調波電流の正弦波基準波形ｓｉｎ５ωｔとの位相差、ωは基本角周波数である。

Ｉ_５ｓｉｎ（５ωｔ＋θ）・ｓｉｎ５ωｔ
＝（１／２）・Ｉ_５（−ｃｏｓ（１０ωｔ＋θ）＋ｃｏｓθ） …（５）
一方、乗算部４１の出力のうち、５次以外高調波の電流の項は下記の（６）式のようになる。

Ｉ_Ｎｓｉｎ（Ｎωｔ＋θ_Ｎ）・ｓｉｎ５ωｔ
＝（１／２）・Ｉ_Ｎ｛−ｃｏｓ（Ｎ’ωｔ＋θ）＋ｃｏｓ（Ｎ”ωｔ＋θ）｝ …（６）
但し、Ｎ’＝Ｎ＋５，Ｎ”＝Ｎ−５
乗算部４１の出力は、（５）式と（６）式との和となり、乗算部４１の出力には、（５）式に示すように、直流化された５次高調波成分Ｉ_５ｃｏｓθが含まれるので、ローパスフィルタ４２を介して３次高調波成分Ｉ_５ｃｏｓθのみを抽出し、二乗演算部４３で二乗して５次高調波成分の二乗（１／４）・（Ｉ_５ｃｏｓθ）^２を得る。

同様に、５次高調波基準波形発生部２５の余弦波基準波形発生部４４は、５次高調波周波数の余弦波信号ｃｏｓ５ωｔを発生し、５次高調波成分振幅値二乗算出部２６の乗算部４５に出力する。乗算部４５は交流電流と余弦波信号ｃｏｓ５ωｔとを乗算する。乗算部４５の出力のうち、５次高調波電流の項は下記の（７）式のようになる。

Ｉ_３ｓｉｎ（５ωｔ＋θ）・ｃｏｓ５ωｔ
＝（１／２）・Ｉ_３｛ｓｉｎ（１０ωｔ＋θ）＋ｓｉｎθ） …（７）
一方、乗算部４５の出力のうち、５次以外高調波の電流の項は下記の（８）式のようになる。

Ｉ_Ｎｓｉｎ（Ｎωｔ＋θ）・ｃｏｓ５ωｔ
＝（１／２）・Ｉ_Ｎ｛ｓｉｎ（Ｎ’ωｔ＋θ）＋ｓｉｎ（Ｎ”ωｔ＋θ）｝ …（８）
乗算部４５の出力は、（７）式と（８）式との和となり、乗算部４５の出力には、（７）式に示すように、直流化された５次高調波成分Ｉ_５ｓｉｎθが含まれる。そこで、ローパスフィルタ４６を介して５次高調波成分Ｉ_５ｓｉｎθのみを抽出し、二乗演算部４７で二乗して５次高調波成分の二乗（１／４）・（Ｉ_５ｓｉｎθ）^２を得る。

二乗演算部４３の出力（１／４）・（Ｉ_５ｃｏｓθ）^２ と二乗演算部４７の出力（１／４）・（Ｉ_５ｓｉｎθ）^２とを加算器４８で加算すると、加算器４８の出力は（１／４）・Ｉ_５ ^２となり、係数器５０で４倍されて５次高調波電流の振幅の二乗値Ｉ_５ ^２となる。

加算器２７は、３次高調波成分振幅値二乗算出部２４で算出された３次高調波成分振幅値二乗Ｉ_３ ^２と、５次高調波成分振幅値二乗算出部２６で算出された５次高調波成分振幅値二乗Ｉ_５ ^２とを加算して、３次５次高調波成分振幅値二乗（Ｉ_３ ^２＋Ｉ_５ ^２）を求め演算部３０に出力する。一方、基本波成分振幅値二乗算出部２９は、基本波成分検出部２８で検出された交流電流の基本波の基本波成分振幅値二乗Ｉ_１ ^２を算出し演算部３０に出力する。そして、演算部３０は、３次５次高調波成分振幅値二乗（Ｉ_３ ^２＋Ｉ_５ ^２）を交流電流の基本波成分振幅値二乗Ｉ_１ ^２で除算し３次５次高調波含有率の二乗値を求め、平方根をとって高調波含有率を求める。なお、演算部３０での演算で平方根をとる開平演算を省略してもよい。これは、高調波含有率は正の値であり、高調波含有率が最小になる場合に高調波含有率の二乗値も最小になるので、演算を簡略化するために開平演算を省略しても差し支えないからである。

電流歪み率に占める割合は、３次高調波成分Ｉ_３と５次高調波成分Ｉ_５とが大きいので、３次５次高調波含有率は電流歪み率に近い値となる。

図７は、３次５次高調波含有率Ｆ及び電流歪み率Ｄと短絡スイッチ１６の短絡通電時間Ｔｓとの関係の一例を示す特性図である。スケールを合わせるため、３次５次高調波含有率Ｆは、二乗値ではなく高調波含有率で表している。

図７に示すように、３次５次高調波含有率Ｆは、電流歪み率Ｄと同様に短絡通電時間Ｔｓの下に凸の関数で示され、Ｔｓ＝Ｔｓｎのときに極小値Ｆｎを有し、電流歪み率Ｄが最小値となる短絡通電時間Ｔｓｍとほぼ一致している。

従って、交流電流の電流歪み率Ｄに代えて、３次５次高調波含有率Ｆの場合であっても第１の実施の形態と同等の効果が得られる。また、第１の実施の形態に比較して、多くの高調波のうち３次５次高調波だけを処理すればよいので処理が容易となる。

以上は、３次５次高調波を代表高調波とした場合で説明したが、代表高調波は３次５次高調波に限定されるものではなく、５次高調波のみとか、３次５次７次高調波とか、他の高調波を代表高調波としても同様の効果が期待できる。例えば、商用電源側のインピーダンスが６次近傍の共振特性がある場合には、５次７次高調波を代表高調波とすることが望ましい。

１０…電圧検出器、１１…商用電源、１２…リアクトル、１３…整流回路、１４…平滑コンデンサ、１５…インバータ、１６…短絡スイッチ、１７…駆動部、１８…電圧零クロス点検出部、１９…電流歪み率検出部、２０…短絡スイッチ開閉制御部、２１…電流検出器、２２…３次５次高調波含有率検出部、２３…３次高調波基準波形発生部、２４…３次高調波成分振幅値二乗算出部、２５…５次高調波基準波形発生部、２６…５次高調波成分振幅値二乗算出部、２７…加算器、２８…基本波成分検出部、２９…基本波成分振幅値二乗算出部、３０…演算部、３１…正弦波基準波形発生部、３２…乗算部、３３…ローパスフィルタ、３４…二乗演算部、３５…余弦波基準波形発生部、３６…乗算部、３７…ローパスフィルタ、３８…二乗演算部、３９…加算器、４０…正弦波基準波形発生部、４１…乗算部、４２…ローパスフィルタ、４３…二乗演算部、４４…余弦波基準波形発生部、４５…乗算部、４６…ローパスフィルタ、４７…二乗演算部、４８…加算器、４９…係数器、５０…係数器

Claims (3)

1. 商用電源から入力される交流電圧をリアクトルを介して入力し整流する整流回路と、前記整流回路で整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサで平滑された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、前記整流回路をバイパスして前記商用電源を前記リアクトルを介して短絡する短絡スイッチとを備えた電力変換装置において、前記商用電源から入力される交流電圧の電圧零クロス点を検出する電圧零クロス点検出部と、前記商用電源から入力される交流電流の電流歪み率を検出する電流歪み率検出部と、前記電圧零クロス点検出部で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において前記電流歪み率に基づいて電流歪み率が最小になるように前記短絡スイッチの開閉時間を制御する短絡スイッチ開閉制御部とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電流歪み率検出部に代えて、前記商用電源から入力される交流電圧の電圧歪み率を検出する電圧歪み率検出部を設け、前記短絡スイッチ開閉制御部は、前記電圧零クロス点検出部で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において前記電圧歪み率が最小になるように前記短絡スイッチの開閉時間を制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 商用電源から入力される交流電圧をリアクトルを介して入力し整流する整流回路と、前記整流回路で整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサで平滑された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、前記整流回路をバイパスして前記商用電源を前記リアクトルを介して短絡する短絡スイッチとを備えた電力変換装置において、前記商用電源から入力される交流電圧の電圧零クロス点を検出する電圧零クロス点検出部と、前記商用電源から入力される交流電流または交流電圧の代表高調波成分に基づいて代表高調波含有率を求める代表高調波含有率検出部と、前記電圧零クロス点検出部で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において前記代表高調波含有率が最小になるように前記短絡スイッチの開閉時間を制御する短絡スイッチ開閉制御部とを備えたことを特徴とする電力変換装置。

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