JP2014089952A - 高周波誘電加熱用電力制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】マグネトロン及び二次側整流回路への過大電圧印加を生じることなく、マグネトロン発振開始までの所要時間を短縮できる電圧制御を簡単に実現すること。
【解決手段】マグネトロン１２及びリーケージトランス２の二次側整流回路への過大電圧の印加を防止し、マグネトロン発振開始までの所要時間を短縮するために、マグネトロンの発振開始を検知した後、所定時間の経過後にマグネトロン発振検知情報２３を有効とするマグネトロン発振検知部５４を備えており、マグネトロン発振検知情報に応じて、マグネトロンの印加電圧を制御する電圧制御、またはインバータ電源回路の入力電流を制御する電力制御に切り換え、かつ、スイッチング周波数の最低周波数を第１の周波数ｆ１または第１の周波数より高い第２の周波数ｆ１１に切り換える構成を有している。
【選択図】図２

Description

本発明は、電子レンジなどのようにマイクロ波発生装置であるマグネトロンを用いた高周波加熱に関するものであり、特にそのマグネトロンを駆動制御するためのインバータ電源回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置に関するものである。

高周波加熱装置に搭載されている従来の電源は重く、かつ大きいものであるため、その小型化、および軽量化が望まれてきた。電源の小型化、軽量化、および低コスト化は現在の様々な分野において積極的に進められてきている。マグネトロンで発生するマイクロ波により食品を調理する高周波加熱装置の分野においては、マグネトロンを駆動するための電源においては、小型化および軽量化がスイッチング素子を用いたインバータ電源回路により実現されてきている。

特に、本発明が対象としている高周波インバータ電源回路においては、２石のスイッチング素子（トランジスタ）でブリッジのアームを構成した共振型回路方式が用いられている（例えば、特許文献１参照）。

１石型のトランジスタインバータ（オン・オフの幅制御）であれば、トランジスタのコレクタ−エミッタ間の耐圧が１０００ボルト程度のトランジスタを使う必要がある。しかし、２石のブリッジアーム構成とすることにより、トランジスタのコレクタ−エミッタ間の耐圧は、１石型に比べて小さくなり、あまり耐圧を必要としないものとなる。したがって、ブリッジアーム構成にすると、トランジスタのコレクタ−エミッタ間の耐圧は６００Ｖ程度で十分であるため、安価なトランジスタを使用することが可能となり、装置の低コスト化において有利である。

次に、この種のインバータ電源回路における共振特性について説明する。図５は、インダクタンスＬとキャパシタンスＣで直列共振回路を構成するこの種のインバータ電源回路における共振特性を示す波形図である。

図５（ａ）はインバータ電源回路の直列共振回路に一定電圧を印加した場合の周波数−電流特性を示す図である。図５（ａ）において、横軸がスイッチング周波数[ｆ]、縦軸がリーケージトランスの一次側に流れる電流[Ｉ]に相当する。

また、図５（ｂ）は、図５（ａ）に示した場合における、周波数−電圧特性を示す図である。図５（ｂ）において、横軸がスイッチング周波数[ｆ]、縦軸がリーケージトランスの二次側に発生する電圧に相当する。

直列共振回路のインピーダンスは、共振周波数ｆ０の時に最小になり、その共振周波数ｆ０から遠ざかるに従い増加する。このため、図５（ａ）の特性曲線（Ａ）に示されるように、共振周波数ｆ０において電流Ｉ１が最大になり、周波数がｆ１，ｆ２，ｆ３へと高くなるにしたがって電流Ｉ１は減少する。

実際のインバータ動作においては、共振周波数ｆ０より高い特定の周波数範囲（例えば、ｆ１〜ｆ３）を使用範囲としている。また、入力される電源が商用電源のような交流の場合には、後述するようにマグネトロンの非線形負荷特性に合わせて、商用電源の位相に応じてスイッチング周波数を変化させている。

インバータ動作においては、例えば、図５（ａ）に示す特性曲線（Ａ）の共振特性を利用してスイッチング周波数が調整されており、商用電源電圧に対するマグネトロン印加電圧の昇圧比を比較的高くする必要のない、商用電源の瞬時電圧が最も高くなる９０度および２７０度近傍の位相では、スイッチング周波数が最も高い値に設定されている。

例えば、電子レンジの高周波出力を２００Ｗで使用する場合においてはスイッチング周波数がｆ３の近傍に設定されており、高周波出力が５００Ｗで使用する場合においては、２００Ｗで使用する場合に比べて低く設定されている。また、高周波出力が１０００Ｗで使用する場合においては、さらに低いスイッチング周波数に設定されている。

当然であるが、入力電力あるいは入力電流等が制御されているので、商用電源の電圧、マグネトロン温度等の変化により、このスイッチング周波数は変化している。

また、商用電源の瞬時電圧が最も低くなる０度および１８０度付近の位相においては、高電圧を印加しないと高周波発振しないマグネトロンの特性に合わせて、スイッチング周波数を共振周波数ｆ０の近傍まで低くして、商用電源電圧に対するマグネトロン印加電圧の昇圧比を高めて、マグネトロンからマイクロ波が出力される商用電源の位相幅を広くするよう設定されている。

上記のように、電源の位相ごとにインバータ動作のスイッチング周波数を変えることにより、基本波（商用電源周波数）成分の多い、また高調波成分の少ない電流波形を実現できる。

図６は、特許文献１に記載されている、２石のブリッジアーム構成であり、半導体スイッチング素子で駆動する共振型高周波加熱装置の１例を示している。図６において、高周波加熱装置は、直流電源回路１０１、リーケージトランス１０２、第１の半導体スイッチング素子１０３、第２の半導体スイッチング素子１０４、第１のコンデンサ１０５、第２のコンデンサ１０６、第３のコンデンサ１０７（平滑コンデンサ）、二次側整流回路（全波倍電圧整流回路）１１１、マグネトロン１１２、および駆動部１１３により構成されている。

直流電源回路１０１は、商用電源を全波整流して直流電圧ＶＤＣを形成し、形成された直流電圧ＶＤＣを第２のコンデンサ１０６とリーケージトランス１０２の一次巻線１０８との直列回路に第１の半導体スイッチング素子１０３を介して印加する。第１の半導体スイッチング素子１０３と第２の半導体スイッチング素子１０４とは直列に接続されており、リーケージトランス１０２の一次巻線１０８と第２のコンデンサ１０６との直列回路は第２の半導体スイッチング素子１０４に並列に接続されている。

第１のコンデンサ１０５は、第２の半導体スイッチング素子１０４に並列に接続されている。リーケージトランス１０２の二次巻線１０９で発生した高電圧出力は、二次側整流回路１１１で直流の高電圧に変換されて、マグネトロン１１２のアノード−カソード間に印加されている。リーケージトランス１０２の三次巻線１１０は、マグネトロン１１２のカソードに電流を供給する。

第１の半導体スイッチング素子１０３は、ＩＧＢＴと、それに並列に接続されるフライホイールダイオードとから構成されている。第２の半導体スイッチング素子１０４も同様にＩＧＢＴとフライホイールダイオードとから構成されている。

駆動部１１３は、その内部に第１の半導体スイッチング素子１０３と第２の半導体スイッチング素子１０４の駆動信号を形成するための発振部を有し、この発振部で所定周波数
の信号が形成される。駆動部１１３は、第１の半導体スイッチング素子１０３および第２の半導体スイッチング素子１０４に相補形式のオン・オフ駆動信号を供給している。

その結果、第１の半導体スイッチング素子１０３および第２の半導体スイッチング素子１０４は交互に駆動される。

ところが、電子レンジのインバータ電源回路の場合、インバータ電源回路の動作開始後、マグネトロン１１２の発振開始までの期間においては、マグネトロン１１２はその実効抵抗が略無限大（開放）である。

したがって、リーケージトランス１０２の二次側のインピーダンスは開放とみなされ、リーケージトランス１０２の一次巻線１０８の実効インダクタンスは大きくなる。その結果、第２のコンデンサ１０６との共振周波数は、例えば、図５（ａ）の特性曲線（Ｂ）に示されるｆ０１まで低下し、共振の先鋭度（＝Ｑ）は高くなる。

この場合のリーケージトランス１０２の二次側に発生する電圧は、図５（ｂ）に示される特性曲線（Ｄ）のように非常に高くなるため、マグネトロン１１２への過大電圧印加を防止するための電圧制御が必要となる。

また、リーケージトランス１０２の電圧制御においては、マグネトロン１１２の発振開始までの所要時間を短縮することを目的として、マグネトロン１１２のカソード電流（ヒータ電流）をより多く流す必要がある。

マグネトロン１１２への過大電圧の印加抑制と、マグネトロン１１２の発振開始までの所要時間の短縮という両者の課題を両立させるために、次のスイッチング周波数変調制御が行われている。商用電源の瞬時電圧が最も高くなる９０度および２７０度近傍の位相においては、スイッチング周波数を高く設定して、商用電源の電圧に対するリーケージトランス１０２の三次巻線１１０の電圧の昇圧比を抑制する。他方、商用電源の瞬時電圧が最も低くなる０度および１８０度付近の位相においては、スイッチング周波数を共振周波数ｆ０１近傍まで下げて、昇圧比を高める。

上記の電圧制御は、例えば、リーケージトランス１０２の一次巻線１０８と第２のコンデンサ１０６との共振回路の接続点（Ｅ）の最大電圧を一定値に制御する等の回路構成が用いられる。また、スイッチング周波数制御信号の基礎波形としては、例えば、商用電源の電圧の両波整流波形情報が用いられる。

しかし、前述したように、マグネトロン１１２の発振開始までの期間は、共振回路の先鋭度が非常に高いため、電圧制御が不安定になりやすく、マグネトロン１１２、および二次側整流回路１１１への過大電圧の印加が生じて、部品破壊に繋がる場合があった。

また、発振開始直後のマグネトロン１１２においては、発振が安定しないため、モーディング（異常発振）を起こしやすいという問題を有していた。

モーディング発生時のマグネトロン１１２は、その動作電圧（ｅｂｍ）が安定発振時に比べて非常に高くなり、あるいは瞬時的にその実効抵抗は略無限大（開放）になる場合もある。このため、二次側整流回路１１１への印加電圧が過大になりやすく、部品破壊に繋がる場合があった。

特開２０００−５８２５２号公報

本発明の課題は、マグネトロンの発振開始までの期間、すなわち共振回路の先鋭度の非常に高い期間において、マグネトロン、二次側整流回路（全波倍電圧整流回路）への過大電圧が印加されることを防止し、マグネトロンの発振開始までの所要時間を短縮することができる電圧制御を行うことである。本発明においては、極めて簡単な回路を付加することにより、マグネトロンの発振開始直後のモーディング発生期間においても、二次側整流回路への過大電圧の印加を未然に防止することを、簡単に実現することができる高周波誘電加熱用電力制御装置を提供することを目的とするものである。

本発明に係る高周波誘電加熱用電力制御装置においては、交流電源の電圧を整流して得られた直流電源と、２個の半導体スイッチング素子を有する少なくとも一組以上の直列回路と、リーケージトランスの一次巻線とコンデンサを直列接続した共振回路と、前記リーケージトランスの二次巻線に接続されマグネトロンに高電圧を供給する整流回路と、を備え、
前記半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動信号のスイッチング周波数を変調して高周波電力に変換し、リーケージトランスの二次側に発生する出力を前記マグネトロンに印加して当該マグネトロンを発振駆動するためのインバータ電源回路を制御する制御回路を備える高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記制御回路は、
前記交流電源の入力電流に基づいて前記マグネトロンの発振開始を検知し、前記マグネトロンの発振開始を検知した後、所定時間経過後にマグネトロン発振検知情報を有効にするマグネトロン発振検知部を備え、かつ
前記マグネトロンの印加電圧を制御する電圧制御、または前記インバータ電源回路の入力電流を制御する電力制御に切り換えて制御する電圧・電力制御機能と、
前記スイッチング周波数の最低周波数を、第１の周波数、あるいは前記第１の周波数より高い第２の周波数に切り換えて前記インバータ電源回路を制限する最低周波数制限機能と、を備え、
前記制御回路は、前記インバータ電源回路の動作開始時においては、前記電圧制御を実行するとともに前記スイッチング周波数の最低周波数を前記第２の周波数に設定し、そして
前記マグネトロン発振検知部が前記マグネトロン発振検知情報を有効にした後は、前記電力制御を実行するとともに前記スイッチング周波数の最低周波数を前記第１の周波数に切り換えて制御するよう構成されている。

本発明によれば、マグネトロンの安定発振までの期間において、少なくともマグネトロンに対する過大電圧の印加を確実に防止するとともに、マグネトロンの安定発振までの時間の短縮を実現する信頼性の高い高周波誘電加熱用電力制御装置を提供することができる。

本発明に係る実施の形態１における２石ブリッジアーム構成のインバータ電源回路、およびインバータ電源回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置の制御回路を示す回路図 （ａ）実施の形態１の制御回路における発振回路の１例を示す回路図、（ｂ）スイッチング周波数制御信号の電位に応じて三角波搬送波の周波数が変化する状態を示す波形図 （ａ）実施の形態１の制御回路においてマグネトロンの安定発振時に形成される各点における波形図、（ｂ）実施の形態１の制御回路においてマグネトロンの非安定発振時等に形成される各点における波形図 実施の形態１の制御回路におけるミックス回路と最低周波数制限回路の一部を示すブロック図 （ａ）インバータ電源回路の直列共振回路に一定電圧を印加した場合の周波数−電流特性を示す波形図、（ｂ）図５（ａ）に示した場合における、周波数−電圧特性を示す波形図 従来の２石ブリッジのスイッチング素子で駆動する共振型高周波加熱装置を示す回路図

本発明に係る第１の態様の高周波誘電加熱用電力制御装置は、
交流電源の電圧を整流した直流電源を形成する直流電源回路と、
少なくとも２個の半導体スイッチング素子を有し、前記直流電源が入力される少なくとも一組以上の直列回路と、
前記直列回路に接続され、リーケージトランスの一次巻線とコンデンサを直列接続した共振回路と、
前記リーケージトランスの二次巻線に接続されマグネトロンに高電圧を供給する整流回路と、を備えたインバータ電源回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記高周波誘電加熱用電力制御装置における制御回路は、
前記交流電源の入力電流を検出し、入力電流情報を出力する入力電流検出部、
前記交流電源の入力電圧を検出し、電源電圧波形情報を出力する入力電圧検出部、
前記リーケージトランスより取り出した共振回路電圧情報に基づいて共振電圧制御情報を出力する共振電圧比較部、
前記入力電流情報に基づいて電力制御情報を出力する入力電流比較部、
前記入力電流情報がマグネトロン発振比較情報と比較され、前記入力電流情報が所定の閾値を超えてから所定時間経過したとき、前記マグネトロンが安定発振であるとしてマグネトロン発振検知情報を有効とするマグネトロン発振検知部、
前記マグネトロン発振検知情報に応じて選択される前記共振電圧制御情報または前記電力制御情報により、前記電源電圧波形情報からスイッチング周波数制御信号を形成するミックス回路、
前記マグネトロン発振検知情報に応じて所定の最低周波数を選択して、前記ミックス回路から出力された前記スイッチング周波数制御情報の最低周波数を制限する最低周波数制限回路、および
前記最低周波数制限回路からの前記スイッチング周波数制御情報に基づいて、前記半導体スイッチング素子のそれぞれを駆動する駆動信号を形成し、前記半導体スイッチング素子のそれぞれに出力するスイッチングパルス作成部、を具備している。

上記のように構成された本発明に係る第１の態様の高周波誘電加熱用電力制御装置においては、マグネトロンの安定発振開始までの期間において、マグネトロン、およびリーケージトランスの二次側の整流回路への過大電圧の印加を防止するとともに、マグネトロンの安定発振開始までの所要時間の短縮を実現することができる。また、本発明に係る第１の態様の高周波誘電加熱用電力制御装置においては、簡単な回路の付加により、先鋭度の非常に高い共振回路の影響を排除することが可能となる。

本発明に係る第２の態様の高周波誘電加熱用電力制御装置は、前記の第１の態様において、前記マグネトロン発振検知部が前記マグネトロン発振検知情報を有効とするまでの非安定発振期間において、前記最低周波数制限回路は、前記ミックス回路から出力されたス
イッチング周波数制御情報における最低電位を、前記マグネトロンが安定発振しているときの電位より低い電位にクリップして、スイッチング周波数の最低周波数を制限するよう構成してもよい。

本発明に係る第３の態様の高周波誘電加熱用電力制御装置は、前記の第１または第２の態様において、前記マグネトロン発振検知部は、前記マグネトロン発振検知情報が有効となった安定発振期間において、前記最低周波数制限回路は、前記ミックス回路から出力されたスイッチング周波数制御情報における最低電位を、前記マグネトロンが非安定発振期間における電位より高い電位にクリップして、スイッチング周波数の最低周波数を非安定発振期間に比べて低くするよう構成してもよい。

本発明に係る第４の態様の高周波誘電加熱用電力制御装置において、前記の第１から第３の態様における前記マグネトロン発振検知情報が有効となるまでの非安定発振期間において、前記ミックス回路は、前記マグネトロン発振検知情報に基づいて、前記共振電圧制御情報が前記スイッチング周波数制御信号に作用するよう構成して、前記マグネトロンの非安定発振期間における前記マグネトロンの印加電圧を制御する電圧制御を実行する構成としてもよい。

本発明に係る第５の態様の高周波誘電加熱用電力制御装置において、前記の第１から第４の態様の前記マグネトロン発振検知部は、前記入力電流情報が前記マグネトロン発振比較情報と比較されて、前記入力電流情報を示す電位が前記所定の閾値を示す電位を超えることにより、前記マグネトロンの発振開始を検出し、当該発振開始から所定時間が経過した後、前記マグネトロンが安定発振であるとして前記マグネトロン発振検知情報を有効とするよう構成してもよい。

本発明に係る第６の態様の高周波誘電加熱用電力制御装置において、前記の第１から第５の態様の前記ミックス回路は、前記マグネトロン発振検知情報が有効とされると、前記電力制御情報がスイッチング周波数制御信号に作用するよう構成して、前記マグネトロンの安定発振時における前記インバータ電源回路への入力電流を制御する電力制御を実行するよう構成してもよい。

本発明に係る第７の態様の高周波誘電加熱用電力制御装置において、前記の第１から第６の態様の前記ミックス回路は、有効なマグネトロン発振検知情報が出力されている安定発振期間において、電源電圧波形情報の代わりに、前記交流電源の入力電流を整流して得られた入力電流波形情報を用いる構成としてもよい。

本発明に係る第８の態様の高周波誘電加熱用電力制御装置は、
交流電源の電圧を整流して得られた直流電源と、２個の半導体スイッチング素子を有する少なくとも一組以上の直列回路と、リーケージトランスの一次巻線とコンデンサを直列接続した共振回路と、前記リーケージトランスの二次巻線に接続されマグネトロンに高電圧を供給する整流回路と、を備え、
前記半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動信号のスイッチング周波数を変調して高周波電力に変換し、リーケージトランスの二次側に発生する出力を前記マグネトロンに印加して当該マグネトロンを発振駆動するためのインバータ電源回路を制御する制御回路を備える高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記制御回路は、
前記交流電源の入力電流に基づいて前記マグネトロンの発振開始を検知し、前記マグネトロンの発振開始を検知した後、所定時間経過後にマグネトロン発振検知情報を有効にするマグネトロン発振検知部を備え、
前記マグネトロンの印加電圧を制御する電圧制御、または前記インバータ電源回路の入
力電流を制御する電力制御に切り換えて制御する電圧・電力制御機能と、
前記スイッチング周波数の最低周波数を、第１の周波数、あるいは前記第１の周波数より高い第２の周波数に切り換えて前記インバータ電源回路を制限する最低周波数制限機能と、を備え、
前記制御回路は、前記インバータ電源回路の動作開始時においては、前記電圧制御を実行するとともに前記第２の周波数に切り換えて制御し、そして
前記マグネトロン発振検知部が前記マグネトロン発振検知情報を有効にした後は、前記電力制御を実行するとともに前記第１の周波数に切り換えて制御するよう構成してもよい。

上記のように構成された本発明に係る高周波誘電加熱用電力制御装置においては、マグネトロンの安定発振開始までの期間において、マグネトロンおよび二次側整流回路への過大電圧の印加防止と、マグネトロン発振開始までの所要時間の短縮とを実現することができ、かつ簡単な回路の付加により、先鋭度の非常に高い共振回路の影響を排除することが可能となる。

以下、本発明に係る実施の形態として高周波誘電加熱用電力制御装置について、添付の図面を参照しながら説明する。なお、本発明の高周波誘電加熱用電力制御装置は、以下の実施の形態に記載した高周波誘電加熱用電力制御装置の構成に限定されるものではなく、以下の実施の形態において説明する技術的思想と同等の技術的思想に基づく高周波誘電加熱用電力制御装置の構成を含むものである。

（実施の形態１）
図１は、マイクロ波発生装置であるマグネトロンを駆動するための２石ブリッジアーム構成のインバータ電源回路と、そのインバータ電源回路の動作を制御する本発明に係る実施の形態１の高周波誘電加熱用電力制御装置を示している。実施の形態１においては、２石ブリッジアーム構成のインバータ電源回路について説明するが、複数のトランジスタにより構成されたインバータ電源回路においても本開示は適用可能である。

図１に示すように、この２石ブリッジ構成のインバータ電源回路においては、商用電源を整流・平滑した直流電源を形成する直流電源回路１、リーケージトランス２、第１の半導体スイッチング素子３、第２の半導体スイッチング素子４、第１のコンデンサ５、第２のコンデンサ６、および第３のコンデンサ７（平滑コンデンサ）によりリーケージトランス２の一次側の主回路が構成されている。また、インバータ電源回路には、リーケージトランス２の二次側も含まれており、リーケージトランス２の二次側には二次側整流回路１１が接続されている。実施の形態１における二次側整流回路１１は、二つのコンデンサ６５，６７の直列体と、２つのダイオード６６，６８の直列体が並列に接続されて構成されている。２つのコンデンサ６５，６７の接続点と、２つのダイオード６６，６８の接続点との間にリーケージトランス２の二次巻線９が設けられている。この二次側整流回路１１はマグネトロン１２に高電圧が供給している。

直流電源回路１は、商用電源を全波整流して直流電圧ＶＤＣを形成し、形成された直流電圧ＶＤＣを第２のコンデンサ６とリーケージトランス２の一次巻線８との直列回路に第１の半導体スイッチング素子３を介して印加している。第１の半導体スイッチング素子３と第２の半導体スイッチング素子４とは直列に接続されており、リーケージトランス２の一次巻線８と第２のコンデンサ６との直列回路は第２の半導体スイッチング素子４に並列に接続されている。

第１のコンデンサ５は、第２の半導体スイッチング素子４に並列に接続されており、第２のコンデンサ６に比較して小さい容量に設定されている。第１のコンデンサ５は、スパ
イクノイズを抑制するスナバーの役割を有している。実施の形態１におけるインバータ電源回路においては、第１のコンデンサ５、第２のコンデンサ６およびリーケージトランス２の一次巻線８によりスナバー回路１３が構成されている。リーケージトランス２の二次巻線９で発生した高電圧出力は、二次側整流回路１１で直流の高電圧に変換されて、マグネトロン１２のアノード６９−カソード７０間に印加されている。リーケージトランス２の三次巻線１０は、マグネトロン１２のカソード７０に電流を供給する。

第１の半導体スイッチング素子３は、ＩＧＢＴと、それに並列に接続されるフライホイールダイオードとから構成されている。第２の半導体スイッチング素子４も同様にＩＧＢＴとフライホイールダイオードとから構成されている。

高周波誘電加熱用電力制御装置の制御回路１００は、第１の半導体スイッチング素子３および第２の半導体スイッチング素子４が相補的にオン・オフ駆動するように所望の駆動信号を出力している。

その結果、第１の半導体スイッチング素子３および第２の半導体スイッチング素子４は交互に、所望のスイッチング動作で駆動される。

図１に示すように、インバータ電源回路の半導体スイッチング素子３、４のスイッチング動作を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置の制御回路１００は、インバータ電源回路の商用電源の入力電流を検出する入力電流検出部５０、商用電源の入力電圧を検出する入力電圧検出部５１、共振電圧比較部５２、入力電流比較部５３、およびマグネトロン発振検知部５４を備えている。さらに、制御回路１００には、ミックス回路３４、最低周波数制限回路３５、および半導体スイッチング素子３、４のそれぞれをオン・オフする駆動信号を出力するスイッチングパルス作成部４１が設けられている。

制御回路１００における入力電流検出部５０は、商用電源の入力電流を検出するカレントトランス１４と、カレントトランス１４からの検出信号を整流する第１の整流回路１５と、第１の整流回路１５からの信号を平滑する平滑回路１６とにより構成されており、入力電流信号１７（入力電流情報）を形成している。

入力電圧検出部５１は、商用電源の入力電圧を検出する第２の整流回路２９、および分圧回路３０を備えており、電源電圧波形信号（電源電圧波形情報）３１を形成している。

共振電圧比較部５２は、リーケージトランス２の一次巻線８と第２のコンデンサ６との接続点（Ｅ）より取り出した共振回路電圧信号（共振回路電圧情報）２５を、共振電圧比較信号（共振電圧比較情報）２６と比較して、共振電圧制御信号（共振電圧制御情報）２７を出力する。なお、共振電圧比較部５２の比較回路においては、共振電圧比較信号２６として設定された電圧を閾値として電圧が比較される。

入力電流比較部５３は、高周波出力に応じて設定される入力電流比較信号（入力電流比較情報）１９と、入力電流検出部５０からの入力電流信号１７とを比較して、電力制御信号（電力制御情報）２０を形成している。なお、入力電流比較部５３の比較回路においては、入力電流比較信号１９として設定された電圧を閾値として電圧が比較される。

マグネトロン発振検知部５４は、入力電流信号１７がマグネトロン発振比較信号（マグネトロン発振比較情報）２２を超えたことにより、マグネトロン１２の発振開始を検知し、ラッチ回路および遅延回路４４を介してマグネトロン発振検知信号（マグネトロン発振検知情報）２３を出力する。なお、マグネトロン発振検知部５４の比較回路においては、マグネトロン発振比較信号２２の電圧を閾値として入力電流信号１７と比較される。

ミックス回路３４は、電源電圧波形信号３１を反転して、その交流成分と、マグネトロン発振検知信号２３に応じて選択される共振電圧制御情報２７と電力制御情報２０とに基づき、スイッチング周波数制御信号３３を形成する。

最低周波数制限回路３５は、ミックス回路３４から出力されるスイッチング周波数制御信号３３を、マグネトロン発振検知信号２３に応じて選択される第２の周波数、または第２の周波数より低い第１の周波数に切り換えて、最低周波数を制限する。

スイッチングパルス作成部４１は、入力されたスイッチング周波数制御信号３３により周波数制御されて三角波搬送波３６を作成する発振回路３７と、三角波搬送波３６をスライス信号３８と比較するコンパレータ３９と、コンパレータ３９の出力を第１の半導体スイッチング素子３および第２の半導体スイッチング素子４のそれぞれをオン・オフする駆動信号に変換するドライバ４０ａ、４０ｂとにより構成されている。

図２（ａ）は、スイッチング周波数制御信号３３に制御され、三角波搬送波３６を形成する発振回路３７の構成を示す回路図である。

図２（ａ）において、発振回路３７は、コンデンサ４３が電流Ｉ１２を反映するＩ１０、Ｉ１１により充放電され、参照電圧Ｖ１０、Ｖ２０でそれぞれ充放電が切り替わる構成である。なお、図２（ａ）に示すように、参照電圧Ｖ１０，Ｖ２０はそれぞれコンパレータ１６４，１６５に入力され、充放電を切り替えるラッチ回路１６６に入力されるよう構成されている。

この充放電電流Ｉ１０（充電）、Ｉ１１（放電）は、スイッチング周波数制御信号３３の電位を反映しており、電位のより低いとき、より大きい電流に変換するよう構成されている。

したがって、スイッチング周波数制御信号３３の電位に応じてその発振周波数は変化し、電位のより低いとき発振周波数はより高くなる。

図２（ｂ）の波形は、前記のスイッチング周波数制御信号３３の電位と、三角波搬送波３６の周波数との関係を示している。図２（ｂ）において、スイッチング周波数制御信号３３の電位が低いときを実線の三角波搬送波で示し、スイッチング周波数制御信号３３の電位が高いときを破線の三角波搬送波で示している。また、後述する図３においても、同様の線種でこの関係を示す。

図３（ａ），（ｂ）は、制御回路１００において形成される各点における波形図である。なお、図３（ａ），（ｂ）における波形図は、実施の形態１における制御回路１００の概念的な動作を示すものであり、実際の波形を示すものではない。図３（ａ）は、マグネトロン発振検知部５４からマグネトロン発振検知信号２３が出力された以降、すなわち、マグネトロン発振検知情報（２３）が有効となった以降における各点の波形図である。言い換えれば、マグネトロン１２が安定して発振している時における各点の波形図である。一方、図３（ｂ）は、マグネトロンの非安定発振時、および起動直後からマグネトロン発振検知信号２３がマグネトロン発振検知部５４から出力されるまでの期間における各点の波形図を示している。

図３（ａ）のマグネトロンの安定発振時の波形図において、（１）は入力電圧検出部５１から出力される電源電圧波形信号３１、（２）はミックス回路３４から出力されるスイッチング周波数制御信号３３、（３）はスイッチングパルス作成部４１において形成され
る三角波搬送波３６およびスライス信号３８、（４）は第１の半導体スイッチング素子３および第２の半導体スイッチング素子４の各駆動信号、および（５）は各半導体スイッチング素子３，４のスイッチング周波数、の例示を示している。なお、図３（ｂ）における（１）から（５）の波形図は、図３（ａ）における（１）から（５）の波形図に対応するものである。

図３（ａ）の波形図に示すように、ミックス回路３４に入力された電源電圧波形信号３１は反転され、入力電流比較部５３からの電力制御信号２０に応じて上下方向に電位変換されて、スイッチング周波数制御信号３３が形成される（図３（ａ）の（２）参照）。

さらに、スイッチング周波数制御信号３３の高電位側は、最低周波数制限回路３５による電位Ｖ１のクリップを受け、最低周波数はｆ１に制限される。

スイッチング周波数制御信号３３の電位に応じて、周波数が変化する三角波搬送波３６は、スライス信号３８と比較されて、第１の半導体スイッチング素子３および第２の半導体スイッチング素子４の各駆動信号に変換される（図３（ａ）の（４）参照）。

第１の半導体スイッチング素子３および第２の半導体スイッチング素子４の各駆動信号におけるスイッチング周波数の概略的な変化は、図３（ａ）の（５）に示すように、交流電源位相に応じて変化する。すなわち、交流電源の位相の０度（３６０度）、および１８０度の近傍においては、商用電源の瞬時電圧値が低いため、スイッチング周波数を下げて、瞬時入力電力の低下を補正するように作用させている。

一方、交流電源の位相の９０度、および２７０度の近傍は、商用電源の瞬時電圧値が高いため、スイッチング周波数を上げて、瞬時入力電力の増加を抑えるように作用させている。

上記のように構成することにより、交流電源の全位相において、入力電力のピークを抑制しつつ、入力電力の低下をより広い位相で抑制した構成、すなわち、入力電流波形歪を抑制した構成となる。

なお、図３（ａ）の（２），（５）において、スイッチング周波数制御信号３３および半導体スイッチング素子３，４のスイッチング周波数の波形において、実線の波形は、点線の波形に比べて低い入力電力に制御（補正）された場合を示している。図３（ａ）の（２），（５）に示す実線の波形と点線の波形との間の上下方向への変位は、入力電流比較部５３からの電力制御信号２０によるものである。

一方、図３（ｂ）に示すように、マグネトロン非安定発振時、およびマグネトロン発振検知信号２３が出力されるまでの期間においては、入力電圧検出部５１から出力される電源電圧波形信号３１は、反転され、共振電圧比較部５２からの共振電圧制御信号２７に応じて上下方向に電位変換される。また、電源電圧波形信号３１は、最低周波数制限回路３５による電位Ｖ２のクリップを受けて、最低周波数がｆ１１に制限される。このときの高電位側のクリップは、安定発振時（図３（ａ）に示すＶ１の場合）に比べ低い電位Ｖ２に設定されており、スイッチング周波数の最低周波数ｆ１１は高くなる。

以上のように、図３（ｂ）の波形図に示すように、ミックス回路３４に入力された電源電圧波形信号３１は反転され、共振電圧比較部５２からの共振電圧制御信号２７に基づいて上下方向に電位変換されて、スイッチング周波数制御信号３３が形成される（図３（ｂ）の（２）参照）。このとき、スイッチング周波数制御信号３３の高電位側は、最低周波数制限回路３５による電位Ｖ２のクリップを受けて、最低周波数はｆ１１に制限される。

スイッチング周波数制御信号３３の電位に応じて、周波数が変化する三角波搬送波３６は、スライス信号３８と比較されて、第１の半導体スイッチング素子３および第２の半導体スイッチング素子４の各駆動信号に変換される（図３（ｂ）の（４）参照）。

第１の半導体スイッチング素子３および第２の半導体スイッチング素子４の各駆動信号におけるスイッチング周波数の概略的な変化は、図３（ｂ）の（５）に示すように、交流電源位相に応じて変化する。すなわち、交流電源の位相の０度（３６０度）、および１８０度の近傍においては、商用電源の瞬時電圧値が低いため、スイッチング周波数を下げて、瞬時入力電力の低下を補正するように作用させている。

図３（ｂ）に示すように、マグネトロンの非安定発振時、およびマグネトロン発振検知信号２３が出力されるまでの期間においては、マグネトロンの安定発振時と同様、交流電源の位相の０度（３６０度）、および１８０度の近傍は商用電源の瞬時電圧値が低いため、スイッチング周波数を下げて、マグネトロンの瞬時ヒータ電力の低下を補うように作用させている。

また、交流電源の位相の９０度、および２７０度の近傍においては、商用電源の瞬時電圧値が高いため、スイッチング周波数を上げて、高圧トランス二次側の瞬時電圧増加を抑制、すなわち、マグネトロンの瞬時印加電圧を抑制するように作用させている。

上記のように構成することにより、交流電源の全位相において、マグネトロンへの印加電圧のピークを抑制しつつ、ヒータ電力の低下をより広い位相で補正することができる構成となる。すなわち、実施の形態１の高周波誘電加熱用電力制御装置においては、より多くの電力をマグネトロンの起動時に供給できる構成となり、マグネトロンの起動から安定発振までの所要時間を短縮することができる。

また、マグネトロン発振開始直後においては、共振電圧制御信号２７（共振電圧制御情報）を制御信号としてマグネトロンの瞬時印加電圧を抑制する構成であるため、入力電力を低く抑えることができる。

したがって、実施の形態１の高周波誘電加熱用電力制御装置を用いることにより、マグネトロン１２のカソード７０からの熱電子をあまり必要とせず、熱電子不足が生じにくいため、熱電子不足に起因するモーディングが発生しにくい構成となる。

なお、図３（ｂ）の（２），（５）において、スイッチング周波数制御信号３３および半導体スイッチング素子３，４のスイッチング周波数の波形において、実線の波形は、点線の波形に比べて、マグネトロンへの印加電圧を低く制御（補正）された場合を示している。図３（ｂ）の（２），（５）に示す、実線の波形と点線の波形との間の上下方向への変位は、後述するように、共振電圧比較部５２からの共振電圧制御情報２７によるものである。

図４は、ミックス回路３４および最低周波数制限回路３５の一例を示す回路図である。ミックス回路３４において、入力電圧検出部５１から入力された電源電圧波形信号３１（電源電圧波形情報）は、反転処理を受けた後、コンデンサカップリングにより、その交流成分が抽出される。

入力電流比較部５３において、入力電流検出部５０からの入力電流信号１７（入力電流情報）の値（電位）と、高周波出力に応じて設定される入力電流比較信号（入力電流比較情報）１９の閾値（電位）とが比較される。入力電流信号１７が入力電流比較信号１９に
比べて高い場合には、入力電流比較部５３は電力制御信号２０を出力する。出力された電力制御信号（電力制御情報）２０がミックス回路３４に入力されたとき、ミックス回路３４においては、スイッチＳＷ１を閉じて、スイッチング周波数制御信号３３の直流成分を下げ、スイッチング周波数を上げる方向、すなわち、入力電流を下げる方向に極性を制御する。

共振電圧比較部５２においては、リーケージトランス２の一次巻線８と第２のコンデンサ６との接続点（Ｅ）より取り出した共振回路電圧信号（共振回路電圧情報）２５の値（電位）が、共振電圧比較信号２６の閾値（電位）に比べて高い場合には、共振電圧制御信号２７を出力する。共振電圧比較部５２から共振電圧制御信号２７が入力されたミックス回路３４においては、スイッチＳＷ２を閉じて、スイッチング周波数制御信号３３の直流成分を下げ、スイッチング周波数を上げる方向、すなわち、共振回路電圧信号（共振電圧情報）２５を下げる方向の極性に制御する。この共振電圧は、リーケージトランス２等を通じて、マグネトロン１２の印加電圧に反映される。

実施の形態１におけるインバータ電源回路のスイッチング動作開始時（非安定発振時）においては、マグネトロン発振検知部５４がマグネトロン１２の発振を検知していないため、マグネトロン発振検知信号２３が出力されず、マグネトロン発振検知情報が有効ではないため、スイッチＳＷ３（ｂ）が閉じて、共振電圧制御信号２７のスイッチング周波数制御信号３３への作用を有効とする。このため、実施の形態１におけるインバータ電源回路は、マグネトロン発振開始時（非安定発振時）において、マグネトロン１２の印加電圧が制御される電圧制御機能が実行されている。

マグネトロン発振検知部５４においては、入力電流信号（入力電流情報）１７の値（電位）がマグネトロン発振比較信号（マグネトロン発振比較情報）２２の閾値（電位）を超えることにより、マグネトロン１２の発振開始を検出する。この発振開始の検出から遅延回路４４で設定される所定時間を経過するまでは、前記の電圧制御機能が継続される。

また、マグネトロン発振検知部５４は、入力電流信号１７がマグネトロン発振比較信号２２を超えることにより、マグネトロン１２の発振開始を検出して、遅延回路４４で設定される所定時間が経過した後、有効なマグネトロン発振検知情報であるマグネトロン発振検知信号２３を出力する。ミックス回路３４は、マグネトロン発振検知信号２３が出力されると、スイッチＳＷ３（ａ）を閉じて、電力制御信号２０のスイッチング周波数制御信号３３への作用を有効とする。このため、実施の形態１におけるインバータ電源回路においては、マグネトロン発振開始から所定時間経過後において、インバータ電源回路の入力電流を制御する電力制御機能が実行されている。

上記のように構成されたミックス回路３４においては、反転された電源電圧波形信号３１の交流成分が、共振電圧制御信号２７、あるいは電力制御信号２０により制御されて、最低周波数制限回路３５に入力される。

最低周波数制限回路３５において、マグネトロン発振検知信号２３が出力されていない期間（非安定発振期間）は、すなわち、マグネトロン発振検知情報が有効となっていない期間は、スイッチＳＷ４が（ｂ）側（図４参照）に接続され電圧Ｖ２が選択される。

上記のように、マグネトロン発振検知部５４からマグネトロン発振検知信号２３が出力されると、スイッチＳＷ４は（ａ）側（図４参照）に接続され、電圧Ｖ２より高い電圧Ｖ１が選択される。

したがって、マグネトロン１２の非安定発振／安定発振の状態に応じて、スイッチング
周波数制御信号３３の高電位側の制限値、すなわち、スイッチング周波数の最低側制限周波数が切り替わり、マグネトロン１２の非安定発振時、および発振開始時においては、第２の周波数（ｆ１１）に制御され、マグネトロン発振検知情報２３が出力された安定発振後は、第２の周波数（ｆ１１）より低い第１の周波数（ｆ１）に切り換えられて制御される。

上記のように、実施の形態１の高周波誘電加熱用電力制御装置においては、マグネトロン１２の非安定発振時、および発振開始時においては、最低周波数を、共振周波数ｆ０１を避けた第２の周波数（ｆ１１）に制限することにより、電圧制御機能を安定に動作するように、および、マグネトロン発振開始時のモーディングを抑制するように動作する。一方、マグネトロン１２の安定発振時においては、最低周波数を、第２の周波数（ｆ１１）より低く、かつ共振周波数（ｆ０１）を避けた第１の周波数（ｆ１）に制限することにより、電力制御機能が安定に動作すると同時に、入力電流波形歪を軽減することができる。

なお、実施の形態１の高周波誘電加熱用電力制御装置は、有効なマグネトロン発振検知情報（マグネトロン発振検知信号２３）が出力されている期間において、図４における電源電圧波形情報（電源電圧波形信号３１）の代わりに、図示していないが、図１に示したカレントトランス１４、および第１の整流回路１５を介して得られる入力電流波形信号４２（入力電流波形情報）を使用する構成としてもよい。このように構成された高周波誘電加熱用電力制御装置は、入力電源電流波形の歪補正により有効なものとなる。

上記のように、電源電圧波形情報の代わりに入力電流波形情報を用いるということは、入力電流波形情報に含まれる入力電源電流波形の歪情報を、逆極性で補正する（打ち消す）ことができるという原理に基づいている。

本発明においては、マグネトロンの安定発振開始までの期間において、マグネトロン、およびリーケージトランスの二次側の整流回路への過大電圧の印加防止と、マグネトロンの安定発振までの時間の短縮と、を実現することができる電圧制御を行い、かつ簡単な回路の付加により、先鋭度の非常に高い共振回路の影響を排除することが可能となる。

また、本発明によれば、マグネトロンの安定発振開始直後における、その発振が不安定な期間においても、マグネトロン、およびリーケージトランスの二次側の整流回路への過大電圧の印加防止を実現することができる。

さらに、本発明によれば、マグネトロンの安定発振期間においても、入力電流波形歪の低減を実現することができる電力制御を行い、かつ先鋭度の高い共振回路の影響を排除することが可能となる。

本発明の高周波誘電加熱用電力制御装置によれば、マグネトロンの非安定発振時、および発振開始時において、マグネトロン印加電圧のピーク値を制限しつつ、カソードの入力電力を増すように制御することができるため、マグネトロンおよび二次側整流回路への過大電圧の印加を防止しつつ、発振開始までの所要時間を短縮することが可能となる。

また、本発明によれば、マグネトロンの発振開始から所定時間経過するまで、すなわちマグネトロンの発振の不安定な期間においては、電圧制御機能を実行して、マグネトロンおよび二次側整流回路への過大電圧の印加を防止しつつ、モーディングの抑制が可能となる。

さらに、本発明によれば、マグネトロン発振時においては、瞬時入力電力のピーク値を抑制しつつ、商用電源におけるマグネトロン発振の位相幅を拡大するよう作用するため、
商用電源の電流波形の歪の抑制が可能となる。

本発明をある程度の詳細さをもって実施の形態において説明したが、実施の形態の開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、実施の形態における要素の組合せや順序の変化は請求された本発明の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。

本発明によれば、マグネトロンを短時間に安定して発振させることができる信頼性の高い高周波誘電加熱用電力制御装置を提供することができるため、電子レンジなどのようにマグネトロンを用いた高周波加熱において有用である。

１ 直流電源回路
２ リーケージトランス
３ 第１の半導体スイッチング素子
４ 第２の半導体スイッチング素子 ８ 一次巻線
９ 二次巻線
１０ 三次巻線
１１ 二次側整流回路
１２ マグネトロン
１７ 入力電流信号（入力電流情報）
１９ 入力電流比較信号（入力電流比較情報）
２０ 電力制御信号（電力制御情報）
２２ マグネトロン発振比較信号（マグネトロン発振比較情報）
２３ マグネトロン発振検知信号（マグネトロン発振検知情報）
２５ 共振回路電圧信号（共振回路電圧情報）
２６ 共振電圧比較信号（共振電圧比較情報）
２７ 共振電圧制御信号（共振電圧制御情報）
３１ 電源電圧波形信号（電源電圧波形情報）
３３ スイッチング周波数制御信号
３４ ミックス回路
４１ スイッチングパルス作成部
４２ 入力電流波形信号（入力電流波形情報）
５０ 入力電流検出部
５１ 入力電圧検出部
５２ 共振電圧比較部
５３ 入力電流比較部
５４ マグネトロン発振検知部
１００ 制御回路

Claims (8)

1. 交流電源の電圧を整流した直流電源を形成する直流電源回路と、
   少なくとも２個の半導体スイッチング素子を有し、前記直流電源が入力される少なくとも一組以上の直列回路と、
   前記直列回路に接続され、リーケージトランスの一次巻線とコンデンサを直列接続した共振回路と、
   前記リーケージトランスの二次巻線に接続されマグネトロンに高電圧を供給する整流回路と、を備えたインバータ電源回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記高周波誘電加熱用電力制御装置における制御回路は、
   前記交流電源の入力電流を検出し、入力電流情報を出力する入力電流検出部、
   前記交流電源の入力電圧を検出し、電源電圧波形情報を出力する入力電圧検出部、
   前記リーケージトランスより取り出した共振回路電圧情報に基づいて共振電圧制御情報を出力する共振電圧比較部、
   前記入力電流情報に基づいて電力制御情報を出力する入力電流比較部、
   前記入力電流情報がマグネトロン発振比較情報と比較され、前記入力電流情報が閾値を超えてから所定時間経過したとき、前記マグネトロンが安定発振であるとしてマグネトロン発振検知情報を有効とするマグネトロン発振検知部、
   前記マグネトロン発振検知情報に応じて選択される前記共振電圧制御情報または前記電力制御情報により、前記電源電圧波形情報からスイッチング周波数制御情報を形成するミックス回路、
   前記マグネトロン発振検知情報に応じて所定の最低周波数を選択して、前記ミックス回路から出力された前記スイッチング周波数制御情報の最低周波数を制限する最低周波数制限回路、および
   前記最低周波数制限回路からの前記スイッチング周波数制御情報に基づいて、前記半導体スイッチング素子のそれぞれを駆動する駆動信号を形成し、前記半導体スイッチング素子のそれぞれに出力するスイッチングパルス作成部、
   を具備した高周波誘電加熱用電力制御装置。
2. 前記マグネトロン発振検知部が前記マグネトロン発振検知情報を有効とするまでの非安定発振期間において、前記最低周波数制限回路は、前記ミックス回路から出力されたスイッチング周波数制御情報における最低電位を、前記マグネトロンが安定発振しているときの電位より低い電位にクリップして、スイッチング周波数の最低周波数を制限するよう構成された請求項１に記載の高周波誘電加熱用電力制御装置。
3. 前記マグネトロン発振検知部により前記マグネトロン発振検知情報が有効とされた安定発振期間において、前記最低周波数制限回路は、前記ミックス回路から出力されたスイッチング周波数制御情報における最低電位を、前記マグネトロンが非安定発振期間における電位より高い電位にクリップして、スイッチング周波数の最低周波数を非安定発振期間に比べて低くするよう構成された請求項１または２に記載の高周波誘電加熱用電力制御装置。
4. 前記マグネトロン発振検知情報が有効となるまでの非安定発振期間において、前記ミックス回路は前記マグネトロン発振検知情報に基づいて、前記共振電圧制御情報が前記スイッチング周波数制御情報に作用するよう構成して、前記マグネトロンの非安定発振期間における前記マグネトロンの印加電圧を制御する電圧制御を実行するよう構成された請求項１から３のいずれか一項に記載の高周波誘電加熱用電力制御装置。
5. 前記マグネトロン発振検知部は、前記入力電流情報が前記マグネトロン発振比較情報と比較されて、前記入力電流情報を示す電位が前記所定の閾値を示す電位を超えることによ
   り、前記マグネトロンの発振開始を検出し、当該発振開始から所定時間が経過した後、前記マグネトロンが安定発振であるとして前記マグネトロン発振検知情報を有効とするよう構成された請求項１から４のいずれか一項に記載の高周波誘電加熱用電力制御装置。
6. 前記ミックス回路は、前記マグネトロン発振検知情報が有効とされると、前記電力制御情報が前記スイッチング周波数制御情報に作用するよう構成して、前記マグネトロンの安定発振期間における前記インバータ電源回路への入力電流を制御する電力制御を実行するよう構成された請求項１から５のいずれか一項に記載の高周波誘電加熱用電力制御装置。
7. 前記ミックス回路は、有効なマグネトロン発振検知情報が出力されている安定発振期間において、電源電圧波形情報の代わりに、前記交流電源の入力電流を整流して得られた入力電流波形情報を用いるよう構成した請求項１から６のいずれか一項に記載の高周波誘電加熱用電力制御装置。
8. 交流電源の電圧を整流した直流電源を形成する直流電源回路と、２個の半導体スイッチング素子を有する少なくとも一組以上の直列回路と、リーケージトランスの一次巻線とコンデンサを直列接続した共振回路と、前記リーケージトランスの二次巻線に接続されマグネトロンに高電圧を供給する整流回路と、を備え、
   前記半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動信号のスイッチング周波数を変調して高周波電力に変換し、リーケージトランスの二次側に発生する出力を前記マグネトロンに印加して当該マグネトロンを発振駆動するためのインバータ電源回路を制御する制御回路を備える高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記制御回路は、
   前記交流電源の入力電流に基づいて前記マグネトロンの発振開始を検知し、前記マグネトロンの発振開始を検知した後、所定時間経過後にマグネトロン発振検知情報を有効にするマグネトロン発振検知部を備え、かつ
   前記マグネトロンの印加電圧を制御する電圧制御、または前記インバータ電源回路の入力電流を制御する電力制御に切り換えて制御する電圧・電力制御機能と、
   前記スイッチング周波数の最低周波数を、第１の周波数、あるいは前記第１の周波数より高い第２の周波数に切り換えて前記インバータ電源回路を制限する最低周波数制限機能と、を備え、
   前記制御回路は、前記インバータ電源回路の動作開始時においては、前記電圧制御を実行するとともに前記スイッチング周波数の最低周波数を前記第２の周波数に設定し、そして
   前記マグネトロン発振検知部が前記マグネトロン発振検知情報を有効にした後は、前記電力制御を実行するとともに前記スイッチング周波数の最低周波数を前記第１の周波数に切り換えて制御するよう構成された高周波誘電加熱用電力制御装置。

Images