CN101754510B - 用于高频介质加热功率的功率控制单元 - Google Patents

Abstract

本发明提供了不受磁控管类型、特性变化、以及电源电压波动等影响的高频介质加热功率控制设备。该功率控制设备被提供有输入电流检测部分(71、72)，用于检测逆变器(10)的输入电流，其对交流电源电压(20)进行整流(31)，并通过执行电压的高频开关L来将其转换为高频功率。混合了来自输入电流检测部分的输入电流波形信息(90)和功率控制信息(91)的开关频率控制信号(92)被转换为逆变器的半导体开关元件(3、4)的驱动信号。

Description

用于高频介质加热功率的功率控制单元

本申请是申请日为2007年5月31日、申请号为200780020453.9、发明名称为“用于高频介质加热功率的功率控制单元、以及其控制方法”的发明专利申请的分案申请。 

技术领域

本发明涉及使用磁控管的高频介质加热功率控制，特别是不受磁控管的特性变化、磁控管类型，或磁控管的阳极温度等的差异影响的高频介质加热。 

背景技术

迄今为止，安装在高频加热设备中的电源变得巨大且笨重，因此，存在对电源进行小型化和缩减重量的要求。因此，在当前的各种领域中，积极地进行通过切换电源而达到小型化、缩减重量、成本减少。在用于通过磁控管中产生的微波烹制食物的高频加热设备中，需要对驱动磁控管的电源小型化和缩减重量，且通过可开关逆变器完成。 

具体地，本发明所针对的高频逆变器是桥式谐振型电路，其使用一对或两对桥臂，每个桥臂由串联连接的两个开关元件组成(例如，参照专利文献1)。 

上面所提到的切换仍旧包含这样的问题：结合图63中VAK(阳极阴极电压)-Ib特性指示的该磁控管是非线性负载的事实，提供给磁控管驱动电源的商用电源的电流波形变为大量包含谐波成分的波形。 

另一方面，随着磁控管驱动电源的功耗的增加、以满足减少微波炉的烹制时间的需要，谐波成分的绝对值变得更高，并且，其使得抑制电源谐波电流变得更加困难。 

建议了用于抑制谐波电流的各种控制方法(例如，参考专利文献2)。 

图62显示了高频加热设备的磁控管驱动电源(逆变器电源)的示例。该高频加热设备包括直流电源601、磁漏变压器602、第一半导体开关元件603、第二半导体开关元件604、第一电容器605(缓冲电容器)、第二电容器606(谐振电容器)、第三电容器607(平滑电容器)、驱动部分613、全波倍压整流器 611和磁控管612。 

该直流电源601全波整流商用电源，且向第二电容器606和磁漏变压器602的初级绕组608的串联电路施加直流电压VDC。该第一半导体开关元件603和第二半导体开关元件604串联连接，且将磁漏变压器602的初级绕组608和第二电容器606的串连电路(谐振电路)与第二半导体开关元件604并联连接。 

该第一电容器605与第二半导体开关元件604并联连接，且具有像缓冲器(snubber)那样的角色，以抑制切换中出现的涌入电流(电压)。由倍压整流器611将磁漏变压器602的次级绕组609中出现的交流高压输出转换为直流高压，且将该电压施加到磁控管612的阳极与阴极之间。磁漏变压器602的三级绕组610向磁控管612的阴极提供电流。 

第一半导体开关元件603和第二半导体开关元件604中的每一个由IGBT和与其并联连接的飞轮(fly-wheeling)二极管。当然，第一、第二半导体开关元件603、604并不限于该类型，并且，也可以使用半导体闸流管、GTO开关元件等。 

驱动部分613包含振荡部分，用于产生第一半导体开关元件603和第二半导体开关元件604的驱动信号，且该振荡部分产生预定频率的方波，并且向第一半导体开关元件603和第二半导体开关元件604提供DRIVE(驱动)信号。仅在第一半导体开关元件603或第二半导体开关元件604关断之后，跨越另一半导体开关元件的电压才是高的，因此，如果在该时间点关断该半导体开关元件，则将流过形状像长钉一样的过流，并出现不必要的损失和噪声。然而，提供了空载时间(dead time)，因此延迟关断该半导体开关元件，直到跨越该半导体开关元件的电压减小到大约0伏，使得可以防止不必要的损失和噪声。当然，在相反的切换操作时，也执行相似的操作。 

在专利文献1中描述了由驱动部分613给出的DRIVE信号的详细操作、以及在每个操作模式中的所述两个半导体开关元件的详细操作，因此将不再讨论。 

作为图62中的电路结构的特征，施加到第一半导体开关元件603、第二半导体开关元件604的电压等于直流电源电压VDC，也就是说，甚至在家用电源的最高电压的欧洲240伏下的 

伏。因此，如果假设是处于在从间接雷击、瞬时电力中断等中恢复时的异常时间中，则可以使用具有耐受电压大约为600伏的便宜的元件，作为第一半导体开关元件603和第二半导体开关元件604。

下面，图65显示此种逆变器电源电路中的谐振特性(由电感L和电容C构成的串联谐振电路)。 

图65显示当施加给定电压时的频率-电流特性的图；横轴对应于开关频率，而竖轴对应于流入磁漏变压器的初级侧的电流。 

在谐振频率f0处，串联谐振电路的阻抗变为最小，且随着其远离谐振频率而增加。因此，如该图所示，在谐振频率f0处，电流I1变为最大，且随着频率范围由f1到f3变高而减小。 

在实际的逆变器操作中，使用高于谐振频率f0的从f1到f3的频率范围(实线部分I1)，此外，如果输入电源是像商用电源那样的交流，则开关频率响应于商用电源的相位而改变，以符合随后描述的磁控管的非线性负载特性。 

使用图65中的谐振特性，对于相对不太需要磁控管施加电压对商用电源电压的升压比的商用电源的瞬时电压变为最高的、接近90度和270度的相位中，在高频输出中，将开关频率设置为最高。 

例如，为了在200W下使用微波炉，频率变为接近f3，为了在500W下使用微波炉，频率变得更低，为了在1000W下使用微波炉，频率将将进一步变低。 

当然，由于控制了输入功率、输入电流等，所以，频率随着商用电源电压、磁控管温度等的变化而改变。 

在商用电源的瞬时电压变为最低的0度和180度附近的相位中，所述开关频率被降低到谐振频率f0附近，磁控管施加的电压对商用电源电压的升压比(boosting ratio)增加，且加宽用于从磁控管发射无线电波的商用电源的相位宽度，以符合除非施加高压否则不执行高频振荡的磁控管的特性。 

因此，对于每个电源相位而改变逆变器操作频率，因此，可以实现包含大量基波(商用电源频率)成分和包含少量谐振成分的电流波形。 

然而，磁控管的非线性特性随着磁控管的类型而改变，且也由于磁控管温度和微波炉中所加热的物质(负载)而波动。 

图63A到63C是磁控管的阳极阴极施加电压-阳极电流特性图；图63A是显示基于磁控管类型的差异的图；图63B是显示基于与磁控管馈电匹配好或差的差异的图；且图63D是显示基于磁控管温度的差异的图。在图63A到

63C中，竖轴是阳极到阴极电压，而横轴是阳极电流。 

在图63A中，A、B和C是三种类型的磁控管的特性图；对于磁控管A，直到VAK变为VAK1(＝ebm)之前，只有IA1或更小的轻微电流流入。然而，当VAK超过VAK1时，电流IA迅速开始增加。在该区域中，IA很大程度上是由于VAK的轻微差异而改变。下面，对于磁控管B，VAK2(＝ebm)比VAK1更低；此外，对于磁控管C，VAK3(＝ebm)进一步比VAK2更低。由于磁控管的非线性特性依赖于磁控管类型A、B、C而变化，所以，在与具有低ebm的磁控管匹配的调制波形中，当使用具有高ebm的磁控管时，输入电流波形失真。背景技术中的设备无法解决该问题。因此，产生不受磁控管类型影响的高频介质加热电路是一个问题。 

在图63B中，磁控管的三种类型的特性图示出当从磁控管来看时，加热室的好的、差的阻抗匹配。如果阻抗匹配良好，则VAK1(＝ebm)为最大；随着阻抗匹配变差，VAK1(＝ebm)减少。由于磁控管的非线性特性很大程度上也依赖于阻抗匹配是良好还是差的而变化，所以，产生不受磁控管类型影响的高频介质加热电路是一个问题。 

在图63C中，三种类型的磁控管的特性图示出高的和低的磁控管温度。如果温度低，则VAK1(＝ebm)为最大；随着温度逐渐变得更高，ebm变得更低。因此，如果磁控管温度与低温相匹配，则当磁控管温度变高时，输入电流波形失真。 

由于磁控管的非线性特性很大程度上也由于为磁控管温度差异而变化，所以，产生不受磁控管类型影响的高频介质加热电路是一个问题。 

随后，为了解决这个问题，如图64所示，建议了一个系统，其中，作为调制部分621处理并整形由电源电压检测装置627所检测的商用电源电压波形而提供的调制波形被用于调制半导体开关元件603、604的驱动脉冲频率，且根据“预期控制系统”而执行波形整形，使得输入电流波形接近正弦波，从而驱动该半导体开关元件603、604。 

专利文献1：日本专利公开号：No.2000-58252 

专利文献2：日本专利公开号：No.2004-6384 

发明内容

本发明要解决的问题 

然而，已证明，即使采用了“预期控制系统”，该所述波形整形也不能跟随磁控管的特性变化、磁控管类型的变化、根据磁控管阳极温度或微波炉中的负载的ebm(阳极到阴极电压)波动、或电源电压波动。 

此外，在半导体开关元件603的第一个导通操作开始之前的平滑电路的输出电压波形变为独立于商用电源的相位的直流电流。因此，由于采用通过处理和整形商用电源电压波形而提供的调制波形，所以，控制导通操作开始处的商用电源的相位到从调制波形确定的导通时间宽度(1/频率)变为最小的相位(也就是说，为了防止过电压被施加于磁控管的90度、270度附近)是必要的。因此，针对该目的，存在控制调节复杂的问题。 

为了实现上面所描述的跟随磁控管特性波动等的电源电流波形整形，创建波形基准信号、并执行半导体开关元件的驱动脉冲频率的调制控制、使得输入电流波形遵循所述波形的系统也是可用的，但是，涉及到电路结构的复杂和向尺寸变大的问题。 

由于磁控管是一种已知的真空管，所以，出现从将电流提供到磁控管的加热器直到电磁波的振荡输出(其在下文中将被简称为启动时间)的延迟时间。尽管通过增加加热器电流而缩短启动时间，但磁控管的阳极和阴极之间的阻抗为无穷大，且因此恐怕在所述两端施加的电压将变得非常高，而存在有必要采取措施来防止损害的问题。 

因此，本发明的一个目的是简化单元的结构，以小型化该单元，并提供不受磁控管类型或特性的变化、根据磁控管阳极温度或微波炉中的负载的ebm(阳极-阴极电压)波动、或电源电压波动(如果有的话)影响的用于高频介质加热的功率控制单元及其控制方法。 

本发明的一个目的是提供高频介质加热方法和单元，用于防止对磁控管施加的电压对于每一部分的耐电压而言变得过大、并缩短启动时间。此外，当执行到小值的功率控制时，磁控管的非线性负载的效果变大，且本发明的目的是，提供能够当时抑止功率因子的恶化的高频介质加热控制单元及其控制方法。 

本发明的一个目的是提供这样的用于高频介质加热的功率控制单元及其控制方法，其不受磁控管类型或特性的变化、根据磁控管阳极温度或微波炉中的负载的ebm(阳极到阴极电压)波动、或电源电压波动(如果有的话)影响，并且，能够提高运行效率，同时防止对磁控管施加的电压对于每一部分的耐电压而言变得过大、并且，在磁控管的启动时间内的非振荡时间，缩短启动时间。

解决问题的手段 

本发明的一个方面是用于高频介质加热的功率控制单元，所述功率控制单元用于控制用于驱动磁控管的逆变器的，所述功率控制单元将一个或多个串联电路、谐振电路以及磁漏变压器连接到通过对交流电源的电压进行整流而提供的直流电源，其中，每个所述串联电路由至少两个半导体开关元件构成，并且所述功率控制单元调制所述半导体开关元件的开关频率，以将其转换到高频功率，并将在该磁漏变压器的次级侧上出现的输出施加到该磁控管，以便激励该磁控管，该用于高频介质加热的功率控制单元包括：输入电流检测部分，其检测从交流电源输入到该逆变器的输入电流，并输出输入电流波形信息；以及转换部分，其将该输入电流波形信息转换为逆变器的半导体开关元件的驱动信号，以便抑制输入电流波形信息的瞬时波动。 

本发明的另一方面是用于控制用于驱动磁控管的逆变器的用于高频介质加热的功率控制单元，将由至少两个半导体开关元件中的至少一组或更多构成的串联电路、谐振电路、以及磁漏变压器连接到通过对交流电源的电压进行整流而提供的直流电源，调制所述半导体开关元件的开关频率，以将其转换到高频功率，并将在该磁漏变压器的次级侧上出现的输出施加到该磁控管，以便激励该磁控管，该用于高频介质加热的功率控制单元包括：输入电流检测部分，其检测从交流电源输入到该逆变器的输入电流，并输出输入电流波形信息；输入电压检测部分，其检测从交流电源输入到该逆变器的输入电压，并输出输入电压波形信息；选择部分，其选择输入电流波形信息和输入电压波形信息中的较大的一个；以及转换部分，其将所选择的输入电流波形信息或输入电压波形信息转换为该逆变器的开关晶体管的驱动信号。 

本发明的另一方面是用于控制用于驱动磁控管的逆变器的用于高频介质加热的功率控制单元，将由至少两个半导体开关元件中的至少一组或更多构成的串联电路、谐振电路、以及磁漏变压器连接到通过对交流电源的电压进行整流而提供的直流电源，调制所述半导体开关元件的开关频率，以将其转换到高频功率，并将在该磁漏变压器的次级侧上出现的输出施加到该磁控管，以便激励该磁控管，该用于高频介质加热的功率控制单元包括：输入电流检测部分，其检测从交流电源输入到该逆变器的输入电流，并输出输入电流波 形信息；输入电压检测部分，其检测输入到逆变器的输入电压，并输出输入电压波形信息；振荡检测部分，用于检测磁控管的振荡；切换开关，其在直到该振荡检测部分检测到该磁控管的振荡的时段内，使该输入电压检测部分输出该输入电压波形信息；以及转换部分，其将输入电流波形信息、以及在直到检测到该磁控管的振荡的时段内输出的输入电压波形信息转换为该逆变器的半导体开关元件的驱动信号。 

本发明的另一方面是用于控制用于驱动磁控管的逆变器的用于高频介质加热的功率控制单元，将由至少两个半导体开关元件中的至少一组或更多构成的串联电路、谐振电路、以及磁漏变压器连接到通过对交流电源的电压进行整流而提供的直流电源，调制所述半导体开关元件的开关频率，以将其转换到高频功率，并将在该磁漏变压器的次级侧上出现的输出施加到该磁控管，以便激励该磁控管，该用于高频介质加热的功率控制单元包括：输入电流检测部分，其检测从交流电源输入到该逆变器的输入电流，并输出输入电流波形信息；输入电压检测部分，其检测从交流电源输入到该逆变器的输入电压，并输出输入电压波形信息；加法部分，用于将该输入电流波形信息和该输入电压波形信息相加；以及转换部分，其将相加后的输入电流波形信息和输入电压波形信息转换为该逆变器的开关晶体管的驱动信号。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，所述转换部分将该开关频率控制信号转换为驱动信号，使得在输入电流大的部分中提高开关频率，而在输入电流小的部分中降低开关频率。 

该选择部分还可包括连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息和输入电压波形信息中的任一个、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，并且，该转换部分将该开关频率控制信号转换为驱动信号，以便抑制施加到该磁控管的电压的峰值。 

 该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、在直到检测到磁控管的振荡的时段内输出的输入电压波形信息、以及用于进行控制使得 该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，该转换部分将该开关频率控制信号转换为驱动信号，以便抑制施加到该磁控管的电压的峰值。 

该加法部分还可包括连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、输入电压波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，并且，该转换部分将该开关频率控制信号转换为驱动信号，以便抑制施加到该磁控管的电压的峰值。 

该转换部分包括频率限制部分，其对高频开关频率设置上限和下限。 

该转换部分包括用于控制高频开关的导通占空比的占空比控制部分，其中，设置该占空比控制部分的操作范围，以便通过至少在将高频开关频率限制到该频率限制部分的上限的范围中的占空比控制，而进行补偿。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，该混合器混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号。 

该混合器可混合输入电流波形信息和输入电压波形信息中的任一个、以及用于进行控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号。 

该混合器混合可输入电流波形信息、输入电压波形信息、以及用于进行控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，将该输入电流波形信息直接输入到该混合器，并且，该混合器随后将直接输入的输入电流波形信息反相，并将反相的信息与该功率控制信息混合。 

可将该输入电流波形信息和该输入电压波形信息直接输入到该混合器，并且，该混合器随后选择直接输入的输入电流波形信息或直接输入的输入电 压波形信息，并将选择的信息与该功率控制信息混合。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可具有：连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，可以将输入电流波形信息和输入电压波形信息直接输入到混合器中，且随后，该混合器可将直接输入的输入电流波形信息和直接输入的输入电压波形信息相加并反相，以及将经相加并反相的信息与功率控制信息相混合。 

该输入电流检测部分具有：变流器，其检测输入电流；以及整流器，其整流所检测的输入电流，并输出整流后的电流。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：比较器，其在输入电流和输出设置信号之间进行比较，以输出功率控制信息。 

该输入电流检测部分具有这样的结构：在整流逆变器的输入电流之后，检测并输出单向电流。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，该输入电流检测部分具有在整流逆变器的输入电流之后检测单向电流的分流电阻器、以及放大跨越该分流电阻器出现的电压的放大器，将由该放大器提供的输出作为输入电流波形信息直接输入到该混合器，并且，该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括比较器，其在由放大器提供的输出和输出设置信号之间进行比较，并输出功率控制信息。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，该混合器可具有用于截去功率控制信息的高频成分的结构。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，该混合器可具有在输入电流的增大控制时间(用于进 行控制以便增大输入电流)和输入电流的减小控制时间(用于进行控制以便减小输入电流)之间切换的电路结构。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，并且，在该混合器中，时间常量在输入电流的增大控制时间增加，而在输入电流的减小控制时间减小。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，向该混合器输入用于将谐振电路电压控制到预定值的谐振电路电压控制信息，并且，响应于谐振电路电压的幅度而切换该混合器的电路结构。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，在该混合器中，时间常量在谐振电路电压低时间增加，而在谐振电路电压高时减小。 

输入电流检测部分具有滤波器电路，其衰减交流电源的高频谱区域和高开关频率的高频部分等。 

该输入电压检测部分包含：一组二极管，用于检测从交流电源输入到该逆变器的输入电压；以及整形电路，用于整形由所述二极管检测的输入电压的波形，并且输出整形后的电压。 

该整形电路具有用于衰减输入电压的高频谱区域的结构。 

该转换部分被实现为频率调制电路，用于叠加具有根据开关频率控制信号而设置的频率的载波、以及片控制信号，以产生半导体开关元件的驱动信号。 

该用于高频介质加热的功率控制单元还可包括：振荡检测器，用于检测该磁控管的振荡，响应于由该振荡检测器检测的磁控管的振荡、或磁控管的非振荡，切换来自输入电压检测部分的输入电压波形信息的幅度。 

该振荡检测部分可被实现为连接在该输入电流检测部分和该输入电压检 测部分之间的振荡检测器，且在该振荡检测器和该输入电压检测部分之间的连接点处提供切换开关。 

本发明的另一个方面是用于高频介质加热的功率控制方法，其控制用于对交流电源的电压进行整流的逆变器，调制半导体开关元件的高开关频率，并进行到高频功率的转换，该用于高频介质加热的功率控制方法包括：检测从该交流电源输入到该逆变器的输入电流；获取对应于该输入电流的输入电流波形信息；以及将该输入电流波形信息转换为该逆变器的半导体开关元件的驱动信号，以便抑制输入电流波形信息的瞬时波动。 

本发明的优势 

根据本发明，将用于将交流电源电压整流为预定频率的交流的逆变器的输入电流波形信息转换为逆变器的半导体开关元件的驱动信号，以便抑制瞬时波动。例如，根据所使用的频率调制系统，将输入电流波形信息转换为逆变器的半导体开关元件的导通和关断驱动信号。因此，形成用于通过在输入电流大的地方提高开关频率，在输入电流小的地方降低开关频率而校正输入电流的控制环路。因此，如果存在磁控管类型或特性的变化、根据磁控管阳极温度或微波炉中的负载的ebm(阳极到阴极电压)波动、或电源电压波动，则可以根据简单配置，来完成根据磁控管的简单配置和稳定输出而执行不受所述变化或波动影响的输入电流波形整形。 

由于输入电压波形信息也被输入到校正环路，所以，缩短了磁控管的启动时间，并提高在低输入电流时间的功率因子。 

附图说明

图1是根据本发明的实施例1到3的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图2是根据本发明的实施例1到3的具有被实现为放大器的输入电流检测部分的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图3是显示图1中所示锯齿波生成器的细节的电路图； 

图4(a)和4(b)是显示图2中所示的放大器的细节的电路图； 

图5(a)、5(b)和5(c)是根据本发明实施例4的混合器的电路图； 

图6(a)和6(b)是图1中所示的用于高频介质加热的功率控制单元的部件的波形图表； 

图7(a)、7(b)和7(c)是根据本发明实施例5的混合器的结构图； 

图8是根据本发明实施例6的混合器的结构图； 

图9是有关本发明实施例7和8的开关频率限制电路和片控制信号(slicecontrol signal)生成电路的结构图； 

图10是有关本发明实施例8的功率控制特性图； 

图11(a)-11(d)是示出有关本发明实施例7和8的各种信号之间关系的图； 

图12是可视化图11(a)-11(d)中所示的一些信号的变化的图； 

图13是根据本发明实施例9的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图14是根据本发明实施例10的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图15是根据本发明实施例11的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图16是根据本发明实施例12至14的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图17是根据本发明实施例12至14中的具有输入电流检测部分的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图18是显示图16中所示锯齿波生成器的细节的电路图； 

图19(a)和19(b)是图17中所示输入电流检测部分的细节图； 

图20(a)、20(b)和20(c)是根据本发明实施例15的混合器的电路图； 

图21(a)和21(b)是显示图16所示的用于高频介质加热的功率控制单元的部件的基本波形的图； 

图22(a)和22(b)是当加上输入电压波形信息时，图16所示的用于高频介质加热的功率控制单元的部件的波形图； 

图23是示出图20(a)-20(c)所示的比较和选择电路的示例的图； 

图24是图16所示的整形电路的详细电路图； 

图25(a)、25(b)和25(c)是根据本发明实施例16的混合器的结构图； 

图26是根据本发明实施例17的混合器的结构图； 

图27是示出根据本发明实施例18的输入电压波形信息的切换电路的图； 

图28是有关于磁控管的振荡检测的时序图； 

图29是有关本发明实施例19和20的开关频率限制电路和片控制信号生 成电路的结构图； 

图30是有关本发明实施例20的功率控制特性图； 

图31(a)-31(d)是示出有关本发明实施例19和20的各种信号之间关系图； 

图32是可视化图31(a)-31(d)中所示的部分信号变化的图； 

图33是根据本发明实施例21的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图34是根据本发明实施例22的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图35是根据本发明实施例23的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图36是根据本发明实施例24-26的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图37是根据本发明实施例24-26的具有输入电流检测部分的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图38是示出图36中所示的锯齿波生成器的细节的电路图； 

图39(a)和39(b)是图37所示的输入电流检测部分的细节图； 

图40(a)、40(b)和40(c)是根据本发明的实施例27的混合器的电路图； 

图41(a)和41(b)是示出图36所示用于高频介质加热的功率控制单元的部件的基本波形的图表； 

图42(a)和42(b)是当加上输入电压波形信息时，图36所示的用于高频介质加热的功率控制单元的部件的波形图表； 

图43是示出图40(a)-40(c)所示的加法反相电路(addition inversion circuit)的示例的图； 

图44是图36所示的整形电路的详细的电路图； 

图45(a)、45(b)和45(c)是根据本发明实施例28的混合器的结构图； 

图46是根据本发明实施例29的混合器的结构图； 

图47是相关于磁控管的振荡检测的时序图； 

图48是有关本发明实施例30和31的开关频率限制电路和片控制信号生成电路的结构图； 

图49是有关本发明实施例31的功率控制特性图； 

图50(a)-50(d)是示出有关本发明实施例30和31的各种信号之间关系图； 

图51是可视化图50(a)-50(d)中所示部分信号的变化的图； 

图52是根据本发明实施例32中的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图53是根据本发明实施例33中的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图54是根据本发明实施例34中的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图55是根据本发明实施例35中的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图56是根据本发明实施例37的具有输入电流检测部分的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图57是示出图55所示锯齿波生成器的细节的电路图； 

图58(a)、58(b)和58(c)是根据本发明实施例37的混合器的电路图； 

图59(a)和59(b)是示出图55所示用于高频介质加热的功率控制单元的部件的基本波形的图表； 

图60(a)和60(b)是当加上输入电压波形信息时，图55所示用于高频介质加热的功率控制单元的部件的波形图表； 

图61是示出图58(a)-58(c)所示加法反相电路的示例的图； 

图62是现有技术中的高频加热设备的结构图； 

图63(a)、63(b)和63(c)是磁控管的阳极阴极施加电压-阳极电流的特性图； 

图64是现有技术中的用于高频介质加热的功率控制单元的结构图； 

图65是用于高频介质加热的功率控制单元的谐振电路的特性图。 

附图标号的描述 

3、203、303、403 第一半导体开关元件 

4、204、304、404 第二半导体开关元件 

5、205、305、405 第一电容器 

6、206、306、406 第二电容器 

7、207、307、407 第三电容器 

8、208、308、408 初级绕组 

9、209、309、409 次级绕组 

10、210、310、410 三级绕组 

11、211、311、411 倍压整流器 

12、212、312、412 磁控管 

40、240、340、440 逆变器 

41、241、341、441 变压器 

42、242、342、442 谐振电路电压信息 

45、245、345、445 控制器 

46、246、346、446 二极管(输入电压检测部分) 

47、247、347、447 整形电路(输入电压检测部分) 

50、250、350、450 交流电源 

51、251、351、451 直流电源 

60、260、360、460 二极管桥式整流器 

61、261、361、461 平滑电路 

62、262、362、462 谐振电路 

63、263、363、463 二极管 

64、264、364、464 电感器 

65、265、365、465 电容器 

66、266、366、466 二极管 

67、267、367、467 电容器 

68、268、368、468 二极管 

69、269、369、469 阳极 

70、270、370、470 阴极 

71、271、371、471 电流检测部分(输入电流检测部分) 

72、272、372、472 整流器(输入电流检测部分) 

73、273、373、473 平滑电路 

74、274、374、474 比较器 

75、275、375、475 输出设置部分 

81、281、381、481 混合器(转换部分) 

82、282、382、482 比较器(转换部分) 

83、283、383、483 锯齿波生成器(转换部分) 

84、284、384、484 锯齿波 

85、285、385、485 放大器 

86、286、386、486 分流电阻器 

87、287、387、487 片控制信号 

90、290、390、490 输入电流波形信息 

91、291、391、491 功率控制信息 

92、292、392、492  开关频率控制信号 

93、293、393、493 谐振电压控制信息 

94、294、394、494 频率调制信号 

95、295、395、495 第一限制电路 

96、296、396、496 第二限制电路 

97、297、397、497 片控制信号生成电路 

98、298、398、498 谐振电路 

99、299、399、499 第一串联电路 

100、300、400    第二串联电路 

163、2163、3163、4163 电容器 

164、2164、3164、4164 比较器 

165、2165、3165、4165 比较器 

166、2166、3166、4166 SR触发器 

248、348 振荡检测器 

249、349、449 输入电压波形信息 

最佳实施方式 

下面，将通过参照附图来详细地讨论本发明的实施例： 

(实施例1) 

图1是根据本发明实施例1描述高频加热设备的框图。在图1中，高频加热设备包括逆变器40、用于控制逆变器的第一和第二半导体开关元件3和4的控制器45、以及磁控管12。该逆变器40包含交流电源50、二极管桥式整流器60、平滑电路61、谐振电路36、第一和第二半导体开关元件3和4以及倍压整流器11。 

在由四个二极管63构成的二极管桥式整流器60中，对交流电源50的交流电压进行整流，并经由电感器64和第三电容器7组成的平滑电路61将 其转换为直流电源51。随后，通过由第一电容器5、第二电容器6和变压器41的初级绕组8组成的谐振电路36、以及第一和第二半导体开关元件3和4，将其转换为高频交流，并且，经由变压器41，在次级绕组9中感生高频高压。 

通过由电容器65、二极管66、电容器67和二极管68组成的倍压整流器11，将在次级绕组9中感生的高频高压施加到磁控管12的阳极69和阴极70之间。该变压器41还包括用于加热磁控管12的加热器(阴极)70的三级绕组10。该逆变器40已被描述。 

下面，将讨论用于控制逆变器40的第一和第二半导体开关元件3和4的控制器45。首先，将在交流电源50和二极管桥式整流器60之间提供的由CT(变流器)71等构成的电流检测部分连接到整流器72和CT 71，并构成用于检测输入到逆变器的输入电流的输入电流检测部分。在CT 71中隔离并检测输入到逆变器的输入电流，且在整流器72中对输出整流，以产生输入电流波形信息90。 

在平滑电路73中，平滑由整流器72所提供的电流信号，且为了输出对应于其它加热输出设置的输出设置信号，比较器74在电流信号和来自输出设置部分75的信号之间进行比较。为了控制功率的幅度，比较器74对在平滑电路73中经平滑的输入电流信号和来自输出设置部分75的设置信号之间进行比较。因此，磁控管12的阳极电流信号、第一、第二半导体开关元件3、4的集电极电流信号等可被用作输入信号，以替代在平滑电路73中经平滑的输入电流信号。也就是说，比较器74输出用于控制的功率控制信息91，使得输入电流检测部分的输出变为预定值，但是，正如随后所描述的那样，该比较器74和功率控制信息91对于本发明而言，并非是必不可少的。 

同样，在图2所示的示例中，由在二极管桥式整流器60和平滑电路61之间提供的分流电阻器86组成的电流检测部分、以及用于放大跨越电流检测部分的电压的放大器85可以组成输入电流检测部分，且其输出可被用作输入电流波形信息90。在由二极管桥式整流器60沿信号方向进行整流之后，分流电阻器86检测输入电流。 

本实施例中，混合器81对输入电流波形信息90、以及来自比较器74的功率控制信息91进行混合并滤波，且输出开关频率控制信号92。由开关频率控制信号92对由锯齿波生成电路83输出的锯齿波84进行频率调制。 

比较器82在锯齿波84和随后描述的片控制信号87之间进行比较，将其 转换为方波，并经由驱动器(driver)将所提供的方波馈送到第一、第二半导体开关元件3、4的栅极。 

在这种情况中，通过比较器82比较由开关频率控制信号92频率调制的来自锯齿波生成器83的锯齿波，且为了简化输入电流波形信息检测系统，而执行逆变器的半导体开关元件的导通/关断控制。具体地，本实施例中，采用了简化配置，其中，直接向混合器81中输入该输入电流波形信息90。 

可将用于从开关频率控制信号92产生第一、第二半导体开关元件3、4的驱动信号的部分配置为用于将开关频率控制信号92转换为逆变器的半导体开关元件的驱动信号的转换部分，使得在来自交流电源50的输入电流大的部分，开关频率变高，而在输入电流小的部分，开关频率变低，且本实施例并不限于此配置。 

为了相对于输入电流波形信息90而控制导通/关断半导体开关元件3、4，将其在极性上进行转换，以当输入电流大时提高开关频率，而当输入电流小时降低开关频率。因此，为产生这样的波形，该输入电流波形信息在混合器81中经历反相处理，以便使用。 

图3是锯齿波(载波)生成器83的详细的电路图。将比较器164和165的输出输入到SR触发器(SR flip-flop)166的S端子和R端子。根据SR触发器166的非Q端子的输出极性，切换电容器163的充电和放电；当该端子为高时，电容器163在电流I10中充电，且当该端子为低时，电容器163在电流111中放电。当电容器163的电位超过V1时，一旦接收到比较器164的高输出，则SR触发器166的非Q端子被设置为低；当电容器163的电位下降到低于V2时，一旦接收到比较器165的高输出，则该非Q端子被复位为高。 

根据该配置，电容器163的电位变得像锯齿波(三角波)，且向比较器82传输该信号。 

电容器163的充电和放电电流I10和I11被确定为：反映将开关频率控制信号92的电压与Vcc之间的电位差除以电阻值而产生的电流I12。因此，由反映开关频率控制信号的I10、I11的幅度确定开关频率。 

图5A显示混合器81的示例。混合器81具有两个输入端子；如该图所示，将功率控制信息91加到一个端子，而将输入电流波形信息90加到另一端子，且它们将在内部电路中混合。向混合器81中输入该输入电流波形信息90，并在反相电路中反相，以产生校正信号。 

如图5B所示，在来自混合器81的交流等效电路中所示的功率控制信息91的输出之间形成高截止滤波器。因此，通过该滤波器而截去包含在功率控制中的高频成分，其作为对于输入电流波形信息90整形输入电流波形而言的障碍。 

如图5C所示，在来自混合器81的交流等效电路中所示的输入电流波形信息90的输出之间形成低截止滤波器。因此，将功率控制信息91转换为混合器81的输出的直流成分，并将输入电流波形信息90转换为交流成分。 

在实施例1中，如上所述，将输入电流波形信息转换为逆变器的半导体开关元件3和4的开关频率以便使用。通常，逆变器与微波炉等一起使用是已知的；将50到60个周期的商用交流电整流为直流，例如，通过逆变器将所提供的直流电源转换为大约20到50KHz的高频，并且，由变压器通过对所提供的高频进行升压、并进一步在倍压整流器中对其整流而提供的高压被应用到磁控管。 

存在两种类型的逆变器系统，例如：如本发明的图1等所示，使用所谓的单端电压(single-piece voltage)谐振型电路的导通时间调制系统(on timemodulation system)，用于使用用于切换并改变用于改变输出的开关脉冲的导通时间的一个半导体开关元件，其经常被用于商用电源为100V的区域等；以及(半)桥型电压谐振型电路系统((half)bridge voltage resonance type circuitsystem)，用于交替地导通串联连接的两个半导体开关元件3和4，并控制用于改变输出的开关频率。桥型电压谐振型电路系统是能够以这样的方式采用简单配置和控制的系统，该方式即：如果开关频率升高，则输出降低，而如果开关频率降低，则输出增大。 

图6A和6B是描述根据本发明实施例1提供的波形的图，图6A是输入电流大的情况，而图6B则是输入电流小的情况。如下所述，实线代表主要地在下面的描述中所使用的，在由本发明的功率控制单元校正之后的信号形状，而虚线代表校正之前来自交流电源50的瞬时波动输出的信号形状。 

在图6A中，上部的(a1)中的输入电流波形信息的波形是由图1中的整流器72和由图2中的放大器85输出的输入电流波形信息90，且虚线示出由磁控管的非线性负载特性引起的校正之前的波形。图6A的(a2)示出混合器81的校正输出的开关频率控制信号92。该开关频率控制信号92的大小则跟随输入电流波形信息90和功率控制信息91而变化，且进一步被输出为(a1)的反 相波形，以补偿并校正输入电流的失真成分。 

图6A的(a3)示出根据(a2)中所示的开关频率控制信号和片控制信号而被频率调制的锯齿波(载波)，并产生在(a4)所示的第一和第二半导体开关元件3和4的导通和关断信号的驱动信号。 

通过向比较器82输入片控制信号87和经频率调制的锯齿波84(载波)，并由比较器82在它们之间进行比较而提供的第一和第二半导体开关元件的驱动信号像如图6A的(a4)所示的锯齿波那样经历频率调制。所述两个驱动信号彼此具有导通和关断互补的关系。 

也就是说，如该图所示，在开关频率控制信号的幅值大的部分(0度、180度附近；输入电流小)中，锯齿波的频率低，且因此被校正到用以提高上面所描述的来自谐振特性的输入电流的极性。由于在开关频率控制信号的幅值小的部分(90度、270度附近；输入电流大)，锯齿波的频率高，所以，用来校正到用以降低上面所描述的来自谐振特性的输入电流的如(a4)中的频率的脉冲串被输出作为半导体开关元件的驱动信号。也就是说，由于开关频率控制信号(a2)被反相为相对于输入电流波形信息(a1)的校正波形，所以，以这样的方式对与(a1)相反的反相输出执行转换，该方式即：在输入电流波形信息(a1)的输入大的部分(90度、270度附近)，像(a4)中的脉冲串信号那样提高频率，而在输入电流波形信息(a1)的输入小的部分(0度、180度附近)，降低频率。因此，提供了输入波形的校正效果；在过零处附近，该效果特别显著。 

在底部处的(a5)中的波形示出第一、第二半导体开关元件3、4的开关频率。根据通过反相在(a1)中所示输入电流波形信息而提供的校正波形的开关频率控制信号(a2)，而频率调制高频锯齿波，以及在该经频率调制的锯齿波和片控制信号之间进行比较，因此，执行到20KHz到50KHz的高频的逆变器转换等，并产生(a4)中的驱动信号。响应于驱动信号(a4)，而导通和关断半导体开关元件39，并向变压器的初级侧输入高频功率，并且，在变压器的次级侧产生升高的高压。在(a5)中，为了显示在商用电源的周期内、导通和关断信号(a4)的每个脉冲的频率如何改变，在Y轴上绘出了频率信息，并连接这些点。 

上面所给出的描述示出了与在同等状态下提供来自交流电源50的输入电流的状态相同的信号(例如，正弦波)。然而，通常，来自交流电源50的输入电流偏离理想的正弦波，且从瞬时的视点看是波动的。虚线信号指示这样的实际状态。通常，实际信号偏离理想信号的状态，且如虚线所指示的，从 商用电源的半周期(0到180度)的瞬时时段的视点来看，发生瞬时波动。由于变压器和倍压电路的升压操作、倍压电路的平滑特性、仅当电压为ebm或更高时阳极电流才流动的磁控管特性等，而出现这样的信号形状。即，其可为：在用于磁控管的逆变器中，该波动不是必不可少的。 

在本发明的功率控制单元中，输入电流检测部分提供由反映输入电流的波动状态的虚线所指示的输入电流波形信息(见图6A(a1))，且基于输入电流波形信息而执行后面的控制。执行该控制，使得抑制在如半周期那样的时段内出现的输入电流波形信息的瞬时波动，从而接近如箭头所指示的理想信号。通过调整第一、第二半导体开关元件3、4的驱动信号而完成该抑制。具体地，如果输入电流波形信息90小于理想信号，则上面所描述的频率变低，且将进行校正以增加输入电流。如果输入电流波形信息大于理想信号，则上面所描述的频率将变高，且将进行校正以减少输入电流。同样，在较短时段的瞬时波动中，在频率信息上反映波动波形，并对其进行上面所描述的相似校正。 

通过被提供驱动信号的第一、第二半导体开关元件3、4的瞬时波动抑制操作，对输入电流波形信息90进行如箭头所指示的校正，并且，始终向磁控管提供接近理想波的输入。在图中省略了校正之后的(a2)和(a3)中的信号。理想信号是虚拟信号，且该信号变为正弦波。 

也就是说，在如商用电源的半周期那样的短时段内，由于通过另一个手段控制输入电流等的幅度(功率控制)，所以，理想信号波形和输入电流波形信息之间的瞬时误差或校正量的总和约为零。沿着允许输入电流流入的方向校正由于非线性负载而造成输入电流不流动的部分，且因此，减少输入电流大的部分，并完成上面所提到的约为零。这意味着：进行校正，使得甚至可将非线性负载的电流波形假设为线性负载，且由于商用电源电压波形为正弦波，所以，理想波形变为像流入线性负载的电流波形那样的正弦波。 

因此，为了消除输入电流波形中的变化、以及相对于理想波形的过度和不足，在与该波形相反的极性上校正输入电流。因此，在控制环路中消除了在由磁控管的非线性负载引起的商用电源周期的迅速电流变化(也就是失真)，并执行输入电流波形整形。 

此外，由于控制环路根据在输入电流的瞬时值之后跟随的输入电流波形信息而操作，所以，即使存在磁控管类型或磁控管特性的变化，或者即使发生由磁控管阳极温度或者微波炉中的负载引起的ebm(阳极-阴极电压)波动、 或电源电压波动，也可以独立于这些影响而执行输入电流波形整形。 

具体地，在本发明中，基于瞬时波动的输入电流波形信息，而控制半导体开关元件。以输入电流波形信息的形式，直接向混合器81输入该输入电流的瞬时波动，且也在开关频率控制信号92上反映该输入电流的瞬时波动，使得可以提供用于抑制输入电流波形失真和瞬时波动的、在跟踪性能方面优异的半导体开关元件的驱动信号。 

本发明的主题是将具有用于抑制输入电流波形的失真和瞬时波动的信息的输入电流波形信息转换为逆变器的半导体开关元件的驱动信号。由于功率控制信息91是用来在长时段内(也就是说，大约比商用电源周期长的时段内)控制功率波动的信息，且也不是本发明所针对的用于在像交流的半周期那样的短时段内校正瞬时波动的信息，所以，对于完成该目的来说，该功率控制信息91并不是必不可少的。因此，混合器81、比较器82和锯齿波生成器83的采用也仅仅是本实施例的一个示例，且相当于用于执行上面所述的转换的转换部分可以存在于输入电流检测部分和半导体开关元件之间。 

为了使用功率控制信息，是否像上面所描述的实施例中那样，将用于进行控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息91输入到混合器81中并不是必不可少的。也就是说，在上面所描述的实施例中，功率控制信息91源自用于检测输入电流的电流检测部分71和整流器72(图1中)、或者分流电阻器86和放大器85(图2中)，但是，可以向混合器81输入用于进行控制使得在逆变器40的任意点的电流或电压变为预定值的信息，作为功率控制信息。例如，可以完好地使用如图1和2中所示的谐振电路62的谐振电路电压信息42作为功率控制信息，或者，可使用在经历由平滑电路73的平滑、以及在比较器74中的与输出设置信号的比较之后所提供的信息，作为功率控制信息。 

接下来，图6B通过比较而显示相对于图6A而言输入电流小的情况；(b1)示出当输入小时的输入电流波形信息，且对应于图6A的(a1)；(b2)示出开关频率控制信号，且对应于图6A的(a2)；以及(b3)示出半导体开关元件的开关频率，且对应于图6A的(a5)。尽管未在该图中示出，但是，当然，也执行与图6A的(a3)和(a4)中所示的锯齿波的比较处理相同的处理。 

(实施例2) 

下面将讨论本发明的实施例2。本发明的实施例2涉及控制器的结构， 且具有图1中的结构，其中，来自比较器74的输入电流波形信息90和功率控制信息91被混合、滤波，且被转换为逆变器的半导体开关元件3、4的导通和关断驱动信号以便使用。因此，处理符合磁控管的非线性负载特性的商用电源电压波形信息是不必要的，简化了频率调制信号生成器，且相对于图64中的现有技术的示例，商用电源电压波形信息也变为不必要，从而，有助于机器结构的实际的小型化，简化了控制程序，并且可缩短处理时间，并由此可以提高机器的可靠性。 

采用上面所描述的结构，因此使用输入电流波形信息90的控制环路被专用于为输入电流的波形整形，而使用功率控制信息91的控制环路被专用于功率控制，并且，为了保持转换效率，在混合器81中，它们并不相互干扰。 

(实施例3) 

本发明的实施例3涉及输入电流检测部分。图1中，输入电流检测部分利用CT 71等检测逆变器的输入电流，并执行来自整流器72的整流输出。根据该结构，使用CT等检测输入电流，且因此可以在保持隔离性质的同时获得大信号，使得输入电流波形整形的效果大，并提高输入电流的质量。 

在图2所示的示例中，在逆变器的整流器61中整流之后，输入电流检测部分经由位于整流器60和平滑电路61之间的分流电阻器86检测单向电流，通过放大器(放大器)85放大跨越分流电阻器86出现的电压，并输出该电压。由于检测部分不需要与电子电路隔离，且也不需要执行整流，所以，该配置具有以低成本配置输入电流检测部分的优势。 

图2中所示的输入电流检测部分的放大器85衰减商用电源的高频谱区域和高频开关频率的高频部分等，以防止不必要的谐振。具体地，如图4的输入电流检测部分的详细图所示，放大器85使用如图4A中高频截止电容器，衰减商用电源的高频谱区域和高频开关频率的高频部分等。 

进而，对于如图4B的相位特性图中所示出现的相位延迟，通过插入放大器85的高频截止电容器，与该电容器串联地插入电阻器，且加入相位超前补偿，以防止过渡的时间延迟，从而确保控制环路的稳定性。同样，在图1的整流器72中，可以使用衰减高频部分的结构和加入相位超前补偿的结构，以便防止过渡的时间延迟。 

(实施例4) 

实施例4涉及图1和2中所示的混合器81。如图5A中的混合器81的结 构图中所示，向混合器81的两端输入输入波形信息90和功率控制信息91。为了校正输出，在反相电路中反相输入电流波形信息90。向由C、R1、R2组成的滤器波电路输入所述两个信号，并对其滤波，随后，作为开关频率控制信号92而将其输出到锯齿波生成器。滤波器电路截止如图5B的等效电路图中所示的功率控制输出91的高频成分。采用了这样的结构，因此，妨碍输入电流波形整形的高频成分被截止，使得输入电流波形的质量提高。另一方面，如图5C的等效电路图中所示，对于输入电流波形信息90，形成低截止滤波器，以保持该波形。 

(实施例5) 

本发明的实施例5控制用于合并输入电流检测部分的输入电流波形信息和功率控制信息的混合器的特性，如图7A到7C中有关实施例5的混合器的结构图所示，通过在输入电流增大控制时间和减小控制时间之间提供差异，来进行控制，使得输入电流检测部分的输出变为预定值。 

在图7A的结构图中，根据用于降低/提高开关频率控制信号92的功率控制信息91，来导通/关断SW1。如图7B中的等效电路所示，在输入电流增大控制时间，关断SW1，且为了降低半导体开关元件的开关频率，根据C*R2的时间常量逐渐地提高开关频率控制信号。 

如图7C中的等效电路所示，在输入电流减小控制时间，导通SW1，且为了提高半导体开关元件的开关频率，根据C*{R1*R2/(R1+R2)}的时间常量快速地降低开关频率控制信号。也就是说，在输入电流增大控制时间和输入电流减小控制时间之间切换混合器81的电路结构。具体地，在输入电流增大控制时间，将时间常量设置为大，而在输入电流减小控制时间，将时间常量设置为小。 

因此而提供了差异，由此，可以实现用于通常适度响应的控制特性、以及用于如果由于某种原因输入电流暂时上升则减小快速响应中的输入电流以便防止成分破坏的控制特性等。也可以确保用于磁控管的非线性负载的控制特性的安全。 

(实施例6) 

如图8中有关实施例6的混合器的结构图所示，本发明的实施例6将用于控制谐振电路的谐振电路电压信息26的谐振电压控制信息93输入到混合器81。 

如图8所示，根据在谐振电路的谐振电压和基准值之间进行比较而提供的谐振电压控制信息93，导通/关断SW2。如果谐振电压低，则关断SW2，且根据用于降低半导体开关元件的开关频率的时间常量C*R2而逐渐地提高开关频率控制信号。如果谐振电压高，则导通SW2，且根据用于提高半导体开关元件的开关频率的时间常量C*{R2*R3/(R2+R3)}而快速地降低开关频率控制信号。也就是说，响应于谐振电路的谐振电压的幅度，而切换混合器81的电路结构。具体地，如果谐振电压低，则该时间常量增加，而如果谐振电压高，则该时间常量减小。 

当磁控管不振荡、也就是功率控制并不起作用时，对于防止过多电压被应用于磁控管来说，这种控制是有效的。 

(实施例7) 

如图9中有关实施例7的开关频率限制电路的结构图所示，本发明的实施例7对开关频率加入限制。 

根据开关频率控制信号92，创建输入到锯齿波生成器83的频率调制信号94，经由依赖于固定电压V1的第一限制电路95和依赖于固定电压V2的第二限制电路96，接收最低电位和最高电位的限制。 

作为电位限制，根据开关频率控制信号92和开关频率之间的关系，在前者中，限制最高开关频率，而在后者中，限制最低开关频率。 

第一限制电路95限制最高频率，以防止当开关频率提高时，半导体开关元件3和4的切换损失增加。 

如果开关频率接近谐振频率，则谐振电路62将不正常地谐振，并且，该半导体开关元件将被损坏等。该第二限制电路96具有限制最低频率、以防止该现象的功能。 

(实施例8) 

如图9中有关实施例8的片控制信号生成电路的结构图所示，本发明的实施例8通过半导体开关元件(晶体管)的导通占空比(on duty)控制的功率控制，而补偿由第一限制电路95限制最高频率的范围。 

图10为示出第一半导体开关元件(晶体管)3的导通占空比和桥式谐振型逆变器的高频功率之间的关系的图。当导通占空比为50％时，该高频功率变为峰值，且随着导通占空比低于或超过50％，该高频功率降低。 

该第二半导体开关元件的导通占空比和该第一半导体开关元件的导通占 空比是互补的，且因此，在读取时，图10中X轴数值的0和100可替代。 

为了减少高频输出，也就是说，为了减小输入电流，沿着如上所述的用于增加开关频率的方向，改变开关频率控制信号92，但是，在由第一限制电路95对频率调制信号94施加频率限制的时段中，功率控制并不起作用。一旦像第一限制电路95那样，接收到相同的固定电压V1和开关频率控制信号92，则片控制信号生成电路97允许电流I20在上面提到的时段内流动，使得片控制信号87变化。 

图11中，在X轴上获取开关频率控制信号92的电位，且在Y轴上获取受该信号影响的各种信号。(a)显示开关频率和频率调制信号94；所述最高频率被限制在电压V1或更低，而最低频率则被限制在V2或更高。(b)显示片控制信号87在电压V1或更低的范围内变化。(c)和(d)显示下面所描述的一旦接收到片控制信号87，则第一和第二半导体开关元件3和4的导通占空比变化。 

图12显示图11(c)和(d)中的占空比变化；跟随片控制信号87中的变化，通过比较器82从该信号和锯齿波84导出的第一和第二半导体开关元件3和4的导通占空比改变。 

由于片控制信号87在上面所述的不通过第一限制电路95施加频率限制的时段内不改变，所以，导通占空比保持在大约50％附近；通过在施加频率限制的范围(也就是说，在基于频率调制的功率控制不起作用的范围)内降低导通占空比，而降低高频功率，以便补偿。 

为了完成该补偿，相对于开关频率控制信号92的电压的片控制信号87的变化开始点可以包括上面所述的基于频率调制的功率控制不起作用的V1，且并不限于V1。 

尽管参考电位重新变得必要，但如果从高于V1的电位起产生变化，则高开关频率的百分比降低，且因此，可以减轻半导体开关元件的切换损失。 

(实施例9) 

本发明的实施例9涉及谐振电路；如图13的结构图所示，通过从由第一电容器5、第二电容器6和变压器41的初级绕组8组成的谐振电路36中除去第一电容器5而提供谐振电路98。 

并且，如上面所描述的实施例那样，在该实施例中，将输入电流波形信息转换为开关频率控制信号，且调制逆变器的半导体开关元件的开关频率，因此，抑制电源谐波电流成为可能。 

(实施例10) 

本发明的实施例10涉及逆变器的结构；且如图14所示，将各自由两个半导体开关元件构成的第一和第二串联电路99和100与通过整流商用电源而提供的直流电源并联连接，并且，谐振电路98的一端连接到一个串联电路的中点，而相反端连接到另一串联电路的中点，在谐振电路98中，变压器41的初级绕组8与第二电容器6相连接。 

并且，如上面所描述的实施例那样，在该实施例中，将输入电流波形信息转换为开关频率控制信号，且调制逆变器的半导体开关元件的开关频率，因此，抑制电源谐波电流成为可能。 

(实施例11) 

本发明的实施例11涉及逆变器的结构；且如图15所示，将由两个半导体开关元件构成的第一串联电路99与通过整流商用电源而提供的直流电源并联连接，谐振电路98中的一端连接到第一串联电路99的中点，而相反端被连接到交流等效电路中的直流电源的一端，在谐振电路98中，变压器41的初级绕组8与第二电容器6相连接。 

并且，如上面所描述的实施例那样，在该实施例中，将输入电流波形信息转换为开关频率控制信号，且调制逆变器的半导体开关元件的开关频率，因此，抑制电源谐波电流成为可能。 

(实施例12) 

图16是根据本发明的实施例12描述高频加热设备的框图。在图16中，该高频加热设备包括逆变器240、用于控制逆变器的第一和第二半导体开关元件203和204的控制器245以及磁控管212。该逆变器240包括交流电源250、二极管桥式整流器260、平滑电路261、谐振电路236、第一和第二半导体开关元件203和204以及倍压整流器211。 

在由四个二极管263构成的二极管桥式整流器260中，整流交流电源250的交流电压，以及通过由电感器264和第三电容器207构成的平滑电路261，将其转换为直流电源251。随后，通过由第一电容器205、第二电容器206以及变压器241的初级绕组208构成的谐振电路236、以及第一与第二半导体开关元件203和204，来将其转换为高频交流，且通过变压器241，在变压器的次级绕组209中感生高频高压。 

通过由电容器265、二极管266、电容器267以及二极管268构成的倍压 整流器211，在磁控管212的阳极269和阴极270之间施加在该次级绕组209中感生的高频高压。该变压器241还包括用于加热磁控管212的加热器(阴极)270的三级绕组210。已经描述了逆变器240。 

下面，将讨论用于控制逆变器240的第一和第二半导体开关元件203和204的控制器245。首先，将在交流电源250和二极管桥式整流器260之间提供的由CT(变流器)271等组成的电流检测部分连接到整流器272，并且，该CT 271和整流器272组成用于检测逆变器的输入电流的输入电流检测部分。在CT 271中隔离且检测逆变器的输入电流，且在整流器272中对输出进行整流，以产生输入电流波形信息290。 

在平滑电路273中平滑由整流器272提供的电流信号，比较器274在该电流信号和来自用于输出对应于其它加热输出设置的输出设置信号的输出设置部分275的信号之间进行比较。为了控制功率的幅度，该比较器274在平滑电路273中平滑的输入电流信号和来自输出设置部分275的设置信号之间进行比较。因此，磁控管212的阳极电流信号、第一和第二半导体开关元件203和204的集电极电流信号等等也可以被用作输入信号，以替代在平滑电路273中被平滑的输入电流信号。也就是说，比较器274输出功率控制信息291，其用于进行控制，使得输入电流检测部分的输出变为预定值，但是，正如随后所描述的，对于本发明而言，比较器274和功率控制信息291并不是必不可少的。 

同样，如图17中示例所示，由在二极管桥式整流器260和平滑电路261之间提供的分流电阻器286和用于放大电流检测部分的电压的放大器285组成的电流检测部分可以组成输入电流检测部分，且其输出可以被用作输入电流波形信息290。在由二极管桥式整流器260沿信号方向整流之后，该分流电组器286检测输入电流。 

另一方面，本实施例中，控制器245还包括输入电压检测部分，其由用于检测交流电源250的电压并整流该电压的一对二极管246、以及用于整形经整流的电压的波形以产生输入电压波形信息249的整形电路247构成。 

在本实施例中，混合器281选择输入电流波形信息290或输入电压波形信息249中的较大的一个，且对所选信息和来自比较器274的功率控制信息291进行混合及滤波，并输出开关频率控制信号292。由开关频率控制信号292频率调制锯齿波生成器283输出的锯齿波284。 

比较器282在锯齿波284和下面描述的片控制信号287之间进行比较，将其转换为方波，以及经由驱动器，将所提供的方波馈送到第一、第二半导体开关元件203、204的栅极。 

在这种情况中，通过比较器282比较来自锯齿波生成器283的由开关频率控制信号292频率调制的锯齿波，且为了简化输入电流波形信息检测系统，执行逆变器的半导体开关元件的导通/关断控制。具体地，在该实施例中，采用简化的结构，其中，直接向混合器281输入输入电流波形信息290。 

可将用于从开关频率控制信号292产生第一、第二半导体开关元件203、204的驱动信号的部分配置为用于将开关频率控制信号292转换为逆变器的半导体开关元件的驱动信号的转换部分，使得在来自交流电源250的输入电流大的部分，开关频率变高，而在该输入电流小的部分，开关频率变低，但是，该实施例并不限于此。 

为了相对于输入电流波形信息290控制导通/关断半导体开关元件203、204，将其转换为当输入电流大时提高开关频率、而当输入电流小时降低开关频率的极性。同样，输入电压波形信息249也被转换为当输入电压大时提高开关频率、而当输入电压小时降低开关频率的极性。因此，为产生这样的波形，输入电流波形信息和输入电压波形信息在混合器中经历反相处理，以便使用。 

图18是锯齿波(载波)生成器283的详细的电路图。将比较器2164和2165的输出输入到SR触发器2166的S端子和R端子。根据SR触发器2166的非Q端子的输出极性，而切换电容器2163的充电和放电，当该端子为高时，以电流I10充电该电容器2163，而当该端子为低时，以电流I11为电容器2163放电。当电容器2163的电位超过V1时，一旦接收到比较器2164的高的输出，SR触发器2166的非Q端子被设置为低，而当电容器2163的电位下降到V2之下时，一旦接收到比较器2165的高的输出，非Q端子被复位为高。 

根据该配置，电容器2163的电压变得像锯齿波(三角波)，且将该信号传输到比较器282。 

电容器2163的充电和放电电流I10和I11被确定为：反映将开关频率控制信号292的电压和Vcc之间的电位差除以电阻值而产生的电流I12，且三角波的倾斜度随着电流的幅度而改变。因此，通过在其上反映开关频率控制信号的I10、I11的大小确定开关频率。 

图20A示出混合器281的示例。混合器281具有三个输入端子；向该三个端子加入功率控制信息291、输入电流波形信息290和输入电压波形信息249，且如该图所示，在内部电路中将它们混合。 

如图20B，如混合器281中的交流等效电路中所示，在来自功率控制信息291的输出之间形成高截止滤波器。因此，通过该滤波器而截去包含在功率控制中的高频成分，其作为对于输入电流波形信息290整形输入电流波形而言的障碍。 

如图20C，如混合器281中交流等效电路中所示，在来自输入电流波形信息290和输入电压波形信息249的输出之间形成低截止滤波器。因此，将功率控制信息291转换为混合器281的输出的直流成分，以及将输入电流波形信息290和输入电压波形信息249各自转换为交流成分。 

在实施例12中，如上所述，选择输入电流波形信息290或输入电压波形信息249的信号中较大的一个，且将其转换为逆变器的半导体开关元件203和204的开关频率以便使用。通常，与微波炉等一起使用逆变器是已知的；将50到60个周期的商用交流电源整流为直流，例如，通过逆变器将所提供的直流电源转换为大约20到50KHz的高频，并且，通过由变压器升高所提供的高频、且进一步在倍压整流器中对其整流而提供的高压被施加到磁控管。 

存在两种类型的逆变器系统，例如：如本发明的图16等所示，使用所谓的单端电压谐振型电路的导通时间调制系统，用于使用用于切换并改变用于改变输出的开关脉冲的导通时间的一个半导体开关元件，其经常被用于商用电源为100V的区域等；以及(半)桥型电压谐振型电路系统，用于交替地导通串联连接的两个半导体开关元件203和204，并控制用于改变输出的开关频率。桥型电压谐振型电路系统是能够以这样的方式采用简单配置和控制的系统，该方式即：如果开关频率升高，则输出降低，而如果开关频率降低，则输出增大。 

图21A和21B是描述根据本发明的实施例12所提供的波形的图。当磁控管正常地振荡时应用该示例，也就是说，显示在普通运行时间的状态，且将输入电流波形信息和输入电压波形信息两者均转换为半导体开关元件203和204(开关晶体管)的驱动信号以便使用。 

在图21A和21B中，图21A示出输入电流大的情况，而图21B则示出输入电流小的情况。实线代表下面的描述中主要使用的由本发明的功率控制 单元校正之后的信号形状，并且，如下面所描述的，虚线则代表校正之前，来自交流电源250的瞬时波动的输出的信号形状。 

在图21A中，上部的(a1)中的输入电流波形信息的波形为在图16中由整流器272输出和在图17中由放大器285输出的输入电流波形信息290，点状线示出校正之前，由磁控管的非线性负载特性引起的波形。(a1)中的输入电压波形信息的波形为从整形电路262中输出的输入电压波形信息294。图21A的(a2)示出混合器281的校正输出的开关频率控制信号292。该开关频率控制信号292具有随着输入电流波形信息290、输入电压波形信息294和功率控制信息291而变化的大小，且进一步被输出为(a1)的反相波形，以补偿并校正输入电流的失真成分。 

图21(A)的(a3)示出根据(a2)中所示开关频率控制信号被频率调制的锯齿波(载波)和片控制信号，并产生(a4)中所示的第一和第二半导体开关元件203和204的导通和关断信号的驱动信号。所述两个驱动信号彼此之间具有导通和关断互补关系。 

如图21A的(a4)那样，通过向比较器282输入经频率调制的锯齿波284(载波)和片控制信号287，且由比较器282在它们之间进行比较所提供的第一和第二半导体开关元件的驱动信号像锯齿波那样要经历频率调制。 

也就是说，如该图所示，在开关频率控制信号的幅值大的部分(0度、180度附近；输入电流小)，锯齿波的频率低，且因此被校正到用以提高上面所描述的来自谐振特性的输入电流的极性。由于在开关频率控制信号的幅值小的部分(90度、270度附近；输入电流大)，锯齿波的频率高，所以，输出如(a4)中的频率的脉冲串，作为半导体开关元件的驱动信号，以校正到用以降低上面所描述的来自谐振特性的输入电流的极性。也就是说，由于将开关频率控制信号(a2)反相，作为相对于输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的校正波形，所以，以这样的方式对与(a1)相反的反相输出执行转换，该方式即：在输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的输入大的部分(90度、270度附近)中，像(a4)中的脉冲串信号那样提高频率，而在输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的输入小的部分(0度、180度处的过零附近)中，降低频率。因此，提供输入波形的校正效果；尤其是在过零处附近，该效果显著。 

底部(a5)处的波形表示第一、第二半导体开关元件203、204的开关频率。根据通过反相示于(a1)中的输入电流波形信息和输入电压波形信息而提供的 校正波形的开关频率控制信号(a2)，而频率调制高频锯齿波，以及在经高频调制的锯齿波和片控制信号之间进行比较，因此，执行到20kHz至50KHz的高频等的逆变器转换，且产生(a4)中的驱动信号。响应于驱动信号(a4)，而导通和关断半导体开关元件203、204，向变压器的初级侧输入高频功率，而在该变压器的次级侧产生升压后的高压。在(a5)中，为了可视化在商用电源周期中、导通和关断信号(a4)的每个脉冲的频率如何改变，将频率信息绘制在Y轴上，并连接这些点。 

上面所给出的描述示出与在相同状态中提供来自交流电源250的输入电流的状态相同的信号(例如，正弦波)。然而，通常，来自交流电源250的输入电流偏离理想的正弦波，且从瞬时的视点看是波动的。虚线信号指示这样的实际状态。通常，实际信号偏离理想信号的状态，且如虚线所指示的，从商用电源的半周期(0到180度)的瞬时时段的视点来看，发生瞬时波动。由于变压器和倍压电路的升压操作、倍压电路的平滑特性、仅当电压为ebm或更高时阳极电流流入的磁控管特性等，而发生这样的信号波形。也就是说，对于磁控管而言，在逆变器中，波动并不是必不可少的。 

在本发明的功率控制单元中，当输入电流检测部分提供由在其上反映输入电流的波动状态的虚线所指示的输入电流波形信息(见图21A(a1))、且选择输入电流波形信息时，基于输入电流波形信息执行后面的控制。执行该控制，使得发生在例如半周期的时段内的输入电流波形信息的瞬时波动被抑制，以便如由箭头所指示的那样，接近理想信号。通过调整第一、第二半导体开关元件203、204的驱动信号而完成该抑制。具体地，如果输入电流波形信号290小于理想信号，则上面所描述的频率变低，并且，为了增加输入电流而进行校正。如果输入电流波形信息大于理想信号，则上面所描述的频率变高，并且，为了减小输入电流而进行校正。同样，在较短时段内的瞬时波动中，在频率信息上反映波动的波形，并对上面所描述的进行相似的校正。 

通过被提供驱动信号的第一、第二半导体开关元件203、204的瞬时波动抑制操作，而对输入电流波形信息290进行由箭头所指示的校正，并且，始终对磁控管提供接近理想波的输入。在图中并未示出校正之后的(a2)和(a3)中的信号。理想信号是虚拟信号，且该信号可变为正弦波。 

也就是说，在如商用电源的半周期那样的短时段内，由于通过另一个手段控制输入电流等的幅度(功率控制)，所以，理想信号波形和输入电流波形信 息之间的瞬时误差或校正量的总和约为零。沿着允许输入电流流入的方向校正由于非线性负载而造成输入电流不流动的部分，且因此，减少输入电流大的部分，并完成上面所提到的约为零。这意味着：进行校正，使得甚至可将非线性负载的电流波形假设为线性负载，且由于商用电源电压波形为正弦波，所以，理想波形变为像流入线性负载的电流波形那样的正弦波。 

因此，为了消除输入电流波形中的变化、以及相对于理想波形的过度和不足，在与该波形相反的极性上校正输入电流。因此，在控制环路中消除了在由磁控管的非线性负载引起的商用电源周期的迅速电流变化(也就是失真)，并执行输入电流波形整形。 

此外，由于控制环路根据在输入电流的瞬时值之后跟随的输入电流波形信息而操作，所以，即使存在磁控管类型或磁控管特性的变化，或者即使发生由磁控管阳极温度或者微波炉中的负载引起的ebm(阳极到阴极电压)波动、或电源电压波动，也可以独立于这些影响而执行输入电流波形整形。 

具体地，在本发明中，基于瞬时波动的输入电流波形信息，而控制半导体开关元件。以输入电流波形信息的形式，直接向混合器281输入该输入电流的瞬时波动，且也在开关频率控制信号292上反映该输入电流的瞬时波动，使得可以提供用于抑制输入电流波形失真和瞬时波动的、在跟踪性能方面优异的半导体开关元件的驱动信号。 

本发明的主题是将具有信息的输入电流波形信息或输入电压波形信息转换为逆变器的半导体开关元件的驱动信号，以抑制输入电流波形的失真和瞬时波动。由于功率控制信息291是用来在长时段内(也就是说，大约比商用电源周期长的时段内)控制功率波动的信息，且也不是本发明所针对的用于在像交流的半周期那样的短时段内校正瞬时波动的信息，所以，对于完成该目的来说，该功率控制信息291并不是必不可少的。因此，混合器281、比较器282和锯齿波生成器283的采用也仅仅是本实施例的一个示例，至少等价于用于选择输入电流波形信息或输入电压波形信息中较大的一个的选择部分，并且，用于执行上面所描述的转换的转换部分可以存在于输入电流检测部分和半导体开关元件之间。 

为了使用功率控制信息，是否像上面所描述的实施例中那样，将用于进行控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息291输入到混合器281中并不是必不可少的。也就是说，在上面所描述的实施例中，功 率控制信息291源自用于检测输入电流的电流检测部分271和整流器272(图16中)、或者分流电阻器286和放大器285(图17中)，但是，可以向混合器281输入用于进行控制使得在逆变器240的任意点的电流或电压变为预定值的信息，作为功率控制信息。例如，可以完好地使用如图16和17中所示的谐振电路262的谐振电路电压信息242作为功率控制信息，或者，可使用在经历由平滑电路273的平滑、以及在比较器274中的与输出设置信号的比较之后所提供的信息，作为功率控制信息。 

接下来，图21B通过比较而显示相对于图21A而言输入电流小的情况；(b1)示出当输入小时的输入电流波形信息，且对应于图21A的(a1)；(b2)示出开关频率控制信号，且对应于图21A的(a2)；以及(b3)示出半导体开关元件的开关频率，且对应于图21A的(a5)。尽管未在该图中示出，但是，当然，也执行与图21A的(a3)和(a4)中所示的锯齿波的比较处理相同的处理。 

顺便提及，如图21B所示，如果输入电流相对较小，则输入电流波形信息的值也变小，因此，输入电流的波形整形性能将恶化。随后，本发明中，如果输入电压波形信息(点状线)大于输入电流波形信息，则如图21B所示，输入电压波形信息被用于波形整形。在该实施例中，衰减输入电压，并提供输入电压波形信息，以及将输入电流转换为电压，并提供输入电流波形信息，因此，可在两者的幅度之间进行直接比较。 

因此，当将输入电流控制为小时，输入电流波形信息变小，且输入电流波形整形性能恶化。然而，选择大于电流波形的输入电压波形信息，并执行输入电流波形整形，使得抑制输入电流波形整形性能的恶化。因此，如果输入电流小，也可以防止功率因子的急剧恶化。例如，可以通过设置根据商用电源电压波形的衰减因子(分压比)而实现输入电压波形信息的振幅(确定输入电流是否为小的阈值)，使得该振幅大约变为在最大输入电流的50％到20％时的输入电流波形信息的振幅。 

基于上面所给出的图21A和21B的描述涉及磁控管的普通运行时间。下面，将讨论磁控管启动时间的操作。启动时间表示尽管将电压施加于磁控管(对应于非振荡时间)，在磁控管开始振荡之前的准备阶段的状态。此时，不像普通运行时间，磁控管的阳极和阴极之间的阻抗变为等于无穷大。 

顺便提及，在本发明中，基于开关频率控制系统，通过功率控制来对来自商用交流电源250的电压进行乘法操作，也就是说，基于开关频率控制系 统，在功率控制下，对该商用交流电源电压进行振幅调制，且将其施加到变压器241的初级侧。施加到初级侧的电压的峰值与施加到磁控管212的电压与从所施加的电压定义的区域相关联，并且，所流逝的时间与提供给加热器的功率相关。 

本发明中，在输入电流波形信息290小的启动时间，也将输入电压波形信息249输入到混合器281。也就是说，采用这样的模式：特别是在启动时，输入电压作为参考信号补偿输入电流的不足。 

图22A和22B是通过比较来描述当加入输入电压波形信息时的操作和当不加入输入电压波形信息时的操作的图；图22A以从顶部开始的顺序显示当不加入输入电压波形信息时，开关频率控制信号、开关频率、施加到变压器的初级侧的电压、施加到磁控管的电压以及加热器输入功率的波形。 

图22B描述当加入输入电压波形信息时(在启动时间)的操作。图22A和22B均示出根据随后描述的实施例18等的结构，限制施加到变压器的初级侧的电压的峰值的情况。此外，在图22B中，通过所加入的输入电压波形信息的操作抑制施加到磁控管的电压和施加到变压器的初级侧的电压的峰值，且波形显示为梯形。像图21A那样，图22B同样以从顶部开始的顺序示出开关频率控制信号、开关频率、片控制信号、施加到变压器的初级侧的电压、施加到磁控管的电压、以及加热器输入功率的波形。 

如图22A和22B所示，在0度和180度的相位附近，半导体开关元件的开关频率低，因此，施加到变压器的初级侧的电压和施加到磁控管的电压的振幅宽度变得相对较大。另一方面，由于在90度、270度相位附近，半导体开关元件的开关频率高，所以，相对抑制振幅宽度，并且，波形的整个图变为梯形，从与在0度和180度的相位处的振幅宽度的相对关系显示具有受抑制的峰值的形状。 

在图22A和图22B中的施加到磁控管的电压之间进行比较，如果施加到磁控管的电压相同，则图22B中的指示加热器输入功率的波形面积更大。因此，相比于图22A，图22B中的加热器输入功率增加，使得在短时间内加热该加热器，并使缩短启动时间变为可能。 

图23是显示本发明实施例12中所使用的用于选择并反相输入电流波形信息或输入电压波形信息中较大的一个的比较反相电路(比较选择电路；大于、等于、小于关系比较、切换、反相电路)。如图20、25、26所示，在该 混合器281中提供该比较选择电路。 

向缓冲晶体管中输入输入电流波形信息290和输入电压波形信息249，且将其输出输入到具有公共的发射极电阻器和公共的集电极电阻器的两个晶体管。提供该缓冲晶体管，以防止输入电流波形信息290和输入电压波形信息249的干扰。根据晶体管的二极管特性，选择较大的输入信号，并向两个晶体管的公共的发射极电阻器的公共连接点输出，并且，被输入所选信号的晶体管导通。导通的晶体管的发射极电流和集电极电流反映输入信号的幅度。在公共集电极电阻的公共连接点的电位上反映集电极电流的幅度。 

当发射极电压变高时，集电极电流增加，且公共集电极电阻的压降增大。也就是说，集电极电压降低，且因此使得极性相对于输入信号反相。信号转换系数同样根据集电极电阻和发射极电阻之间的电阻值比率而改变。从与功率控制信号干扰的观点来看，经由缓冲器执行公共集电极电阻的信号的阻抗转换、且随后将该信号连接到电容器是更加有效的。因此，在电路中，自动执行两个信号的幅度判定和任一信号的选择，将所选信号反相并输出。 

(实施例13) 

本发明的实施例13涉及控制器(转换部分)的结构，且具有这样的结构，其中，在图16中，选择输入电流波形信息290或输入电压波形信息249的信号中较大的，且将所选信号和来自比较器274的功率控制信息混合、滤波，并转换为逆变器的半导体开关元件203、204的导通和关断驱动信号以便使用。 

根据该结构，处理符合磁控管的非线性负载特性的商用电源电压波形信息不是必要的，并简化频率调制信号生成器，从而完成简化和小型化。进而，根据该简单的配置，缩短了启动时间，以及也加入用于防止过多的电压被施加到磁控管的阳极269和阴极270之间的安全措施，以便改进产品的可靠性。 

采用上面所描述的结构，因此，使用输入电流波形信息290的控制环路被专用于波形整形，使用功率控制信息291的控制环路被专用于功率控制，并且，为了保持转换效率，在混合器281中，它们并不互相干扰。 

(实施例14) 

本发明的实施例14涉及输入电流检测部分。在图16中，输入电流检测部分使用CT 271等检测逆变器的输入电流，并对整流器272的输出执行整流。根据该配置，使用CT等检测该输入电流，且因此在保持隔离属性的同时， 可以取得大的信号，使得输入电流波形整形的作用大，且提高输入电流的质量。 

在图17所示的示例中，输入电流检测部分经由被置于整流器260和平滑电路261之间的分流电阻器286，在逆变器的整流器260中整流之后，检测单向电流，通过放大器(放大器)285放大跨越分流电阻器286出现的电压，且输出该电压。由于该检测部分不需要与电子线路隔离，且也不需要执行整流，所以，该配置具有以低成本配置该输入电流检测部分的优势。 

示于图17中的输入电流检测部分的放大器285衰减商用电源的高频谱区域和高频开关频率的高频部分等，以防止不必要的谐振。具体地，如图19A和19B中输入电流检测部分的详细的图所示，如在图19A中，放大器285使用高频截止电容器衰减商用电源的高频谱区域和高频开关频率的高频部分等。 

此外，对于如在图19B的相位特性图中所示的、由插入放大器285的高频截止电容器所发生的相位延迟，与该电容器串联地插入电阻器，并加入相位超前补偿，以防止过渡的时间延迟，从而确保控制环路的稳定性。同样，在图16的整流器272中，使用用来衰减高频部分的结构和用来加入相位超前补偿、以防止过渡的时间延迟的结构。如图24所示，相似的结构也可以用于输入电压波形信息创建部分的整形电路247。 

(实施例15) 

实施例15涉及图16和17中所示的混合器281。该混合器被提供有三个端子，如图20A所示，对所述端子输入输入电流波形信息290、输入电压波形信息249和功率控制信息291。 

输入电流波形信息290和输入电压波形信息249被输入到图23中所示的加法和反相电路，并被相加和反相。经历处理之后的信号和功率控制信息291被输入到由C、R1和R2组成的滤波器电路，并被滤波，且随后，作为开关频率控制信号292被输出到锯齿波生成器。如图20B的等效电路图所示，该滤波器电路截止功率控制输出291的高频成分。采用这样的结构，因此，妨碍输入电流波形整形的高频成分被截止，使得输入电流波形的质量提高。另一方面，如图20C的等效电路图所示，对于输入电流波形信息290和输入电压波形信息249，形成低截止滤波器，以保护波形。 

(实施例16) 

如图25中有关实施例16的混合器的结构图所示，本发明的实施例16控制用于合并输入电流检测部分的输入电流波形信息、输入电压检测部分的输入电压波形信息、以及功率控制信息的混合器的特性，其用于进行控制，以通过提供输入电流增大控制时间和减小控制时间之间的差而使输入电流检测部分的输出变为预定值，并减小控制时间。 

在图25A的结构图中，根据用于降低/提高开关频率控制信号292的功率控制信息291而导通/关断SW21。如图25B中等效电路所示，在输入电流增大控制时间，为了降低半导体开关元件的开关频率，关断SW21，并且根据时间常量C*R2，逐渐地提高开关频率控制信号。 

如图25C中的等效电路所示，在输入电流减小控制时间，为了提高半导体开关元件的开关频率，导通SW21，并且根据时间常量C*{R1*R2/(R1+R2)}，快速地降低开关频率控制信号。也就是说，在输入电流增大控制时间和输入电流减小控制时间之间切换混合器281的电路结构。具体地，在输入电流增大控制时间，将时间常量设置为大，而在输入电流减小控制时间，将时间常量设置为小。 

因此而提供了差异，由此，可以实现用于通常适度响应的控制特性、以及用于如果由于某种原因输入电流暂时上升则减小快速响应中的输入电流以便防止成分破坏的控制特性等。也可以确保用于磁控管的非线性负载的控制特性的安全。 

(实施例17) 

如图26中有关实施例17的混合器的结构图所示，本发明的实施例17将用于控制谐振电路的谐振电路电压信息226的谐振电压控制信息293输入到混合器281。 

如图26所示，根据在谐振电路的谐振电压和基准值之间进行比较而提供的谐振电压控制信息293，导通/关断SW22。如果谐振电压低，则关断SW22，且根据用于降低半导体开关元件的开关频率的时间常量C*R2而逐渐地提高开关频率控制信号。如果谐振电压高，则导通SW22，且根据用于提高半导体开关元件的开关频率的时间常量C*{R2*R3/(R2+R3)}而快速地降低开关频率控制信号。也就是说，响应于谐振电路的谐振电压的幅度，而切换混合器281的电路结构。具体地，如果谐振电压低，则该时间常量增加，而如果谐振电压高，则该时间常量减小。 

当磁控管不振荡、也就是功率控制并不起作用时，对于防止过多电压被应用于磁控管来说，这种控制是有效的。在磁控管的振荡开始之后，优选地，与在磁控管的振荡开始之前相比，将与谐振电压相比的基准值设置为大，以使控制无效，并对功率控制不产生影响。 

(实施例18) 

本发明的图27中的实施例18采用这样的配置，其中，在磁控管振荡之前和之后之间切换输入电压波形信息到输入电流波形信息的添加量。在实施例18中，在图16中的整形电路247和混合器281之间提供切换开关S23，并提供用于从整流器272的输出检测磁控管的振荡启动的振荡检测器248。根据振荡检测器248的输出，切换切换开关S23与整形电路247的连接点A和B。该整形电路247具有在二极管246和地之间串联连接的三个分压电阻，用于从商用电源电压划分并输出电源电压信息。由于与接近于地的连接点B相比，从商用电源电压的衰减量小，所以，在更接近于商用电源250的连接点A处的电源电压信息大。在整形电路247中提供的电容器抑制来自商用电源的噪声进入到电源电压信息中。 

当从振荡检测器248的输出中检测磁控管被启动时，SW23被切换到连接点A。在这种情况中，向混合器281中输入更大的信号(输入电压波形信息)，且由于与上面所描述的将SW23切换到连接点B相比，启动时间被缩短。 

当振荡检测器248检测到振荡启动时，该SW23被切换到用于衰减信号的连接点B，使得当输入电流大时的输入电流波形整形不受妨碍，且改善了当输入电流小时的功率因子。因此，包括在磁控管振荡启动之前和之后间的电源电压信息的振幅切换方式，使得如果在振荡启动之后的电源电压信息的振幅被设置为与不包括振幅切换方式的情况相同，则可将振荡启动之前的振幅设置为大，因此，上面所描述的缩短启动时间的效果变得更为显著。 

图28是相关于磁控管的振荡检测的时序图，也示出随着输入电流的变化，谐振电路的阳极电流和谐振电压中的变化。在磁控管212的振荡启动之前，变压器241的次级侧的阻抗非常大，也就是说，磁控管的阳极与阴极之间的阻抗为无穷大。因此，在变压器的次级侧负载中几乎不消耗功率，且将反映谐振电路的谐振电压的谐振电压控制信息293控制(限制)为预定值，且因此，振荡检测器248的输入电流小(图28中的lin1)。 

另一方面，在磁控管212的振荡启动之后，磁控管的阳极和阴极之间的 阻抗减小，变压器的次级侧的阻抗也减少。因此，由被控制(限制)为预定值的谐振电路的谐振电压驱动重负载(磁控管)，因此，相比于振荡启动之前，振荡检测器248的输入电流变大(图28中lin2)。 

存在振荡检测器248的这样的结构：使用当将谐振电路的谐振电压保持在给定级别时、在磁控管的振荡启动之前和之后间发生清楚的差异的特性，并且，由比较器等在图28中所示lin1和lin2之间的预设振荡检测阈值电平和输入电流检测部分的输出之间进行比较，并锁存输出，等等。 

(实施例19) 

本发明的实施例19对开关频率加入限制，如图29中有关实施例19的开关频率限制电路的结构图所示。 

根据开关频率控制信号292，创建输入到锯齿波生成器283的频率调制信号294，经由依赖于固定电压V1的第一限制电路295和依赖于固定电压V2的第二限制电路296，接收最低电压和最高电压的限制。 

作为电位限制，根据开关频率控制信号292和开关频率之间的关系，在前者中，限制最高开关频率，而在后者中，限制最低开关频率。 

第一限制电路295限制最高频率，以防止当开关频率提高时，半导体开关元件203和204的切换损失增加。 

如果开关频率接近谐振频率，则谐振电路262不正常地谐振，并且，该半导体开关元件将被损坏等。该第二限制电路296具有限制最低频率、以防止该现象的功能。 

(实施例20) 

如图29中有关实施例20的片控制信号生成电路的结构图所示，本发明的实施例20通过半导体开关元件(晶体管)的导通占空比控制的功率控制，而补偿由第一限制电路295限制最高频率的范围。 

图30为示出第一半导体开关元件(晶体管)203的导通占空比和桥式谐振型逆变器的高频功率之间的关系的图。当导通占空比为50％时，该高频功率变为峰值，且随着导通占空比低于或超过50％，该高频功率降低。 

该第二半导体开关元件的导通占空比和该第一半导体开关元件的导通占空比是互补的，且因此，在读取时，图30中X轴数值的0和100可替代。 

为了减少高频输出，也就是说，为了减小输入电流，沿着如上所述的用于增加开关频率的方向，改变开关频率控制信号292，但是，在由第一限制 电路295对频率调制信号294施加频率限制的时段中，功率控制并不起作用。一旦像第一限制电路295那样，接收到相同的固定电压V1和开关频率控制信号292，则片控制信号生成电路297允许电流I20在上面提到的时段内流动，使得片控制信号287变化。 

图31中，在X轴上获取开关频率控制信号292的电位，且在Y轴上获取受该信号影响的各种信号。(a)显示开关频率和频率调制信号294；所述最高频率被限制在电压V1或更低，而最低频率则被限制在V2或更高。(b)显示片控制信号287在电压V1或更低的范围内变化。(c)和(d)显示下面所描述的一旦接收到片控制信号287，则第一和第二半导体开关元件203和204的导通占空比变化。 

图32显示图31(c)和(d)中的占空比变化；跟随片控制信号287中的变化，通过比较器282从该信号和锯齿波284导出的第一和第二半导体开关元件203和204的导通占空比改变。 

由于片控制信号287在上面所述的不通过第一限制电路295施加频率限制的时段内不改变，所以，导通占空比保持在大约50％附近；通过在施加频率限制的范围(也就是说，在基于频率调制的功率控制不起作用的范围)内降低导通占空比，而降低高频功率，以便补偿。 

为了完成该补偿，相对于开关频率控制信号292的电压的片控制信号287的变化开始点可以包括上面所述的基于频率调制的功率控制不起作用的V1，且并不限于V1。 

尽管参考电位重新变得必要，但如果从高于V1的电位起产生变化，则高开关频率的百分比降低，且因此，可以减轻半导体开关元件的切换损失。 

(实施例21) 

本发明的实施例21涉及谐振电路，如图33中的结构图所示，通过从由第一电容器205、第二电容器206，和变压器241的初级绕组208组成的谐振电路236中去掉第一电容器205而提供谐振电路298。 

同样，在该实施例中，如同上面所述的实施例，选择输入电流波形信息290或输入电压波形信息249中较大的一个，且将所选信息转换为开关频率控制信号，并调制逆变器的半导体开关元件的开关频率，因此，使得抑制电源谐波电流成为可能。 

(实施例22) 

本发明的实施例22涉及逆变器的结构，如图34所示，各自由两个半导体开关元件构成的第一和第二串联电路299和300与通过整流商用电源而提供的直流电源并联连接，且其中连接变压器241的初级绕组208和第二电容器206的谐振电路298的一端被连接到一个串联电路的中点，而相反端被连接到另一个串联电路的中点。 

同样，在该实施例中，如同上面所述的实施例，选择输入电流波形信息290或输入电压波形信息249中较大的一个，且将所选信息转换为开关频率控制信号，并调制逆变器的半导体开关元件的开关频率，因此，使得抑制电源谐波电流成为可能。 

(实施例23) 

本发明的实施例23涉及逆变器的结构，如图35所示，由两个半导体开关元件构成的第一串联电路299与通过整流商用电源而提供的直流电源并联连接，且其中连接变压器241的初级绕组208和第二电容器206的谐振电路298的一端被连接到第一串联电路299的中点，而相反端被连接到交流等效电路的直流电源的一端。 

同样在该实施例中，如同上面所述的实施例，选择输入电流波形信息290或输入电压波形信息249中较大的一个，且将所选信息转换为开关频率控制信号，并调制逆变器的半导体开关元件的开关频率，因此，使得抑制电源谐波电流成为可能。 

(实施例24) 

图36是根据本发明的实施例24描述高频加热设备的框图。在图36中，该高频加热设备包括逆变器340、用于控制逆变器的第一和第二半导体开关元件303和304的控制器345以及磁控管312。该逆变器240包括交流电源350、二极管桥式整流器360、平滑电路361、谐振电路336、第一和第二半导体开关元件303和304以及倍压整流器211。 

在由四个二极管363构成的二极管桥式整流器360中，整流交流电源350的交流电压，以及通过由电感器364和第三电容器307构成的平滑电路361，将其转换为直流电源351。随后，通过由第一电容器305、第二电容器306以及变压器341的初级绕组308构成的谐振电路336、以及第一与第二半导体开关元件303和304，来将其转换为高频交流，且通过变压器341，在变压器的次级绕组309中感生高频高压。 

通过由电容器365、二极管366、电容器367以及二极管368构成的倍压整流器311，在磁控管312的阳极369和阴极370之间施加在该次级绕组209中感生的高频高压。该变压器341还包括用于加热磁控管312的加热器(阴极)370的三级绕组310。已经描述了逆变器340。 

下面，将讨论用于控制逆变器340的第一和第二半导体开关元件303和304的控制器345。首先，将在交流电源350和二极管桥式整流器360之间提供的由CT(变流器)371等组成的电流检测部分连接到整流器372，并且，该CT 371和整流器372组成用于检测逆变器的输入电流的输入电流检测部分。在CT 371中隔离且检测逆变器的输入电流，且在整流器372中对输出进行整流，以产生输入电流波形信息390。 

在平滑电路373中平滑由整流器372提供的电流信号，并且，比较器374在该电流信号和来自用于输出对应于其它加热输出设置的输出设置信号的输出设置部分375的信号之间进行比较。为了控制功率的幅度，该比较器374在平滑电路373中平滑的输入电流信号和来自输出设置部分375的设置信号之间进行比较。因此，磁控管312的阳极电流信号、第一和第二半导体开关元件303和304的集电极电流信号等等也可以被用作输入信号，以替代在平滑电路373中被平滑的输入电流信号。也就是说，比较器374输出功率控制信息391，其用于进行控制，使得输入电流检测部分的输出变为预定值，但是，正如随后所描述的，对于本发明而言，比较器374和功率控制信息391并不是必不可少的。 

同样，如图37中示例所示，由在二极管桥式整流器360和平滑电路361之间提供的分流电阻器386和用于放大电流检测部分的电压的放大器385组成的电流检测部分可以组成输入电流检测部分，且其输出可以被用作输入电流波形信息390。在由二极管桥式整流器360沿信号方向整流之后，该分流电阻器386检测输入电流。 

另一方面，本实施例中，控制器345还包括输入电压检测部分，其由用于检测交流电源350的电压并整流该电压的一对二极管346、以及用于整形经整流的电压的波形以产生输入电压波形信息349的整形电路347构成。该控制器345进一步包括实现用于检测由整流器372所提供的电流信号是否处于预定级别和磁控管是否振荡的振荡检测部分的振荡检测器348。该振荡检测器348根据电流信号的电平，检测开始振荡的磁控管，并以时间点作为界 限，而将检测之前的状态分类为非振荡状态，而将检测之后的状态分类为振荡状态。如果状态被确定为非振荡，则振荡检测器348将位于整形电路347和混合器381之间的切换开关SW33导通。换句话说，该切换开关SW33在直到振荡检测器348检测磁控管的振荡的时段内，使得输入电压检测部分输出输入电压波形信号349。注意到，尽管磁控管依然按照商用电源的周期重复振荡和非振荡，但是，根据此处所提到的非振荡而导通切换开关SW33，也就是说，在振荡启动之后的非振荡并不与本发明相关。 

本实施例中，混合器381混合并滤波来自比较器374的输入电流波形信息390和功率控制信息391和输入电压波形信息349(当SW33导通时)，并输出开关频率控制信号392。通过该开关频率控制信号392频率调制由锯齿波生成器383输出的锯齿波384。 

比较器382在锯齿波384和随后描述的片控制信号387之间进行比较，并转换为方波，以及经由驱动器将所提供的方波传输到第一、第二半导体开关元件303、304的栅极。在这种情况中，通过比较器382比较由开关频率控制信号392频率调制的来自锯齿波生成器383的锯齿波，且为了简化输入电流波形信息检测系统，而执行逆变器半导体开关元件的导通/关断。具体地，在该实施例中，采用在其中直接向混合器381输入输入电流波形信息390的简化配置。 

用于从开关频率控制信号392中产生第一、第二半导体开关元件303、304的驱动信号的部分可以被配置为用于将开关频率控制信号392转换为逆变器的半导体开关元件的驱动信号的转换部分，使得在来自交流电源350的输入电流大的部分中，开关频率变高，而在输入电流小的部分中，开关频率变低，而该实施例并不限于此配置。 

具体地，本发明中，转换部分将在直到检测磁控管312的振荡的时段内输出的输入电流波形信息390和输入电压波形信息349转换为逆变器的半导体开关元件303、304的驱动信号。 

为了相对于输入电流波形信息390控制导通/关断半导体开关元件303、304，将其转换为当输入电流大时提高开关频率、而当输入电流小时降低开关频率的极性。因此，为产生这样的波形，输入电流波形信息和输入电压波形信息在混合器中经历反相处理，以便使用。 

图38是锯齿波(载波)生成器283的详细的电路图。将比较器3164和3165 的输出输入到SR触发器3166的S端子和R端子。根据SR触发器3166的非Q端子的输出极性，而切换电容器3163的充电和放电；当该端子为高时，以电流I10充电该电容器3163，而当该端子为低时，以电流I11为电容器3163放电。当电容器3163的电位超过V1时，一旦接收到比较器3164的高的输出，SR触发器2166的非Q端子被设置为低；当电容器3163的电位下降到V2之下时，一旦接收到比较器3165的高的输出，非Q端子被复位为高。 

根据该配置，电容器3163的电压变得像锯齿波(三角波)，且将该信号传输到比较器382。 

电容器3163的充电和放电电流I10和I11被确定为：反映将开关频率控制信号392的电压和Vcc之间的电位差除以电阻值而产生的电流I12，且三角波的倾斜度随着电流的幅度而改变。因此，通过在其上反映开关频率控制信号的I10、I11的大小，来确定开关频率。 

图40A示出混合器381的示例。混合器381具有三个输入端子；向一个端子加入功率控制信息391，向另一个端子输入电流波形信息390，通过SW33向另一个端子输入电压波形信息349，且如该图所示，在内部电路中将它们混合。向混合器381输入输入电流波形信息390，并在反相电路中反相，以产生校正信号。 

如图40B，如混合器381中的交流等效电路中所示，在来自功率控制信息391的输出之间形成高截止滤波器。因此，通过该滤波器而截去包含在功率控制中的高频成分，其作为对于输入电流波形信息390整形输入电流波形而言的障碍。 

如图40C，如混合器381中交流等效电路中所示，在来自输入电流波形信息390和输入电压波形信息349的输出之间形成低截止滤波器。因此，将功率控制信息391转换为混合器381的输出的直流成分，以及将输入电流波形信息390和输入电压波形信息349转换为交流成分。 

在实施例24中，如上所述，将输入电流波形信息390或通过在磁控管的非振荡时间向输入电流波形信息390加入输入电压波形信息349而提供的信号转换为逆变器的半导体开关元件303和304的开关频率以便使用。通常，与微波炉等一起使用逆变器是已知的；将50到60个周期的商用交流电源整流为直流，例如，通过逆变器将所提供的直流电源转换为大约20到50KHz的高频，并且，通过由变压器升高所提供的高频、且进一步在倍压整流器中 对其整流而提供的高压被施加到磁控管。 

存在两种类型的逆变器系统，例如：如本发明的图36等所示，使用所谓的单端电压谐振型电路的导通时间调制系统，用于使用用于切换并改变用于改变输出的开关脉冲的导通时间的一个半导体开关元件，其经常被用于商用电源为100V的区域等；以及(半)桥型电压谐振型电路系统，用于交替地导通串联连接的两个半导体开关元件303和304，并控制用于改变输出的开关频率。桥型电压谐振型电路系统是能够以这样的方式采用简单配置和控制的系统，该方式即：如果开关频率升高，则输出降低，而如果开关频率降低，则输出增大。 

图41是描述根据本发明的实施例24所提供的波形的图。当磁控管正常地振荡时应用该示例，也就是说，显示在普通运行时间的状态。此时，振荡检测器348根据由整流器372所提供的电流值，确定磁控管处于普通运行之下，并关断SW 33。因此，在运行时，二极管346和整形电路347不操作，也不产生输入电压波形信息349。 

在图41A和41B中，图41A示出输入电流大的情况，而图41B示出输入电流小的情况。实线代表下面的描述中主要使用的由本发明的功率控制单元校正之后的信号形状，并且，如下面所描述的，虚线则代表校正之前，来自交流电源350的瞬时波动的输出的信号形状。 

在图41A中，上部的(a1)中的输入电流波形信息的波形为在图36中由整流器372输出和在图37中由放大器385输出的输入电流波形信息390，并且，点状线示出校正之前，由磁控管的非线性负载特性引起的波形。图41A的(a2)示出混合器381的校正输出的开关频率控制信号392。该开关频率控制信号392具有随着输入电流波形信息390、输入电压波形信息394和功率控制信息391而变化的大小，且进一步被输出为(a1)的反相波形，以补偿并校正输入电流的失真成分。 

图41(A)的(a3)示出根据(a2)中所示开关频率控制信号被频率调制的锯齿波(载波)和片控制信号，并产生(a4)中所示的第一和第二半导体开关元件303和304的导通和关断信号的驱动信号。所述两个驱动信号彼此之间具有导通和关断互补关系。 

如图41A的(a4)那样，通过向比较器382输入经频率调制的锯齿波384(载波)和片控制信号387，且由比较器382在它们之间进行比较所提供的第一和 第二半导体开关元件的驱动信号像锯齿波那样要经历频率调制。 

也就是说，如该图所示，在开关频率控制信号的幅值大的部分(0度、180度附近；输入电流小)，锯齿波的频率低，且因此被校正到用以提高上面所描述的来自谐振特性的输入电流的极性。由于在开关频率控制信号的幅值小的部分(90度、270度附近；输入电流大)，锯齿波的频率高，所以，输出如(a4)中的频率的脉冲串，作为半导体开关元件的驱动信号，以校正到用以降低上面所描述的来自谐振特性的输入电流的极性。也就是说，由于将开关频率控制信号(a2)反相，作为相对于输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的校正波形，所以，以这样的方式对与(a1)相反的反相输出执行转换，该方式即：在输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的输入大的部分(90度、270度附近)中，像(a4)中的脉冲串信号那样提高频率，而在输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的输入小的部分(0度、180度处的过零附近)中，降低频率。因此，提供输入波形的校正效果；尤其是在过零处附近，该效果显著。 

底部(a5)处的波形表示第一、第二半导体开关元件303、304的开关频率。根据通过反相示于(a1)中的输入电流波形信息和输入电压波形信息而提供的校正波形的开关频率控制信号(a2)，而频率调制高频锯齿波，以及在经高频调制的锯齿波和片控制信号之间进行比较，因此，执行到20kHz至50KHz的高频等的逆变器转换，且产生(a4)中的驱动信号。响应于驱动信号(a4)，而导通和关断半导体开关元件303、304，向变压器的初级侧输入高频功率，而在该变压器的次级侧产生升压后的高压。在(a5)中，为了可视化在商用电源周期中、导通和关断信号(a4)的每个脉冲的频率如何改变，将频率信息绘制在Y轴上，并连接这些点。 

上面所给出的描述示出与在相同状态中提供来自交流电源350的输入电流的状态相同的信号(例如，正弦波)。然而，通常，来自交流电源350的输入电流偏离理想的正弦波，且从瞬时的视点看是波动的。虚线信号指示这样的实际状态。通常，实际信号偏离理想信号的状态，且如虚线所指示的，从商用电源的半周期(0到180度)的瞬时时段的视点来看，发生瞬时波动。由于变压器和倍压电路的升压操作、倍压电路的平滑特性、仅当电压为ebm或更高时阳极电流流入的磁控管特性等，而出现这样的信号波形。也就是说，对于磁控管而言，在逆变器中，波动并不是必不可少的。 

在本发明的功率控制单元中，当输入电流检测部分提供由在其上反映输 入电流的波动状态的虚线所指示的输入电流波形信息(见图41A(a1))时，基于输入电流波形信息执行后面的控制。执行该控制，使得发生在例如半周期的时段内的输入电流波形信息的瞬时波动被抑制，以便如由箭头所指示的那样，接近理想信号。通过调整第一、第二半导体开关元件303、304的驱动信号而完成该抑制。具体地，如果输入电流波形信号390小于理想信号，则上面所描述的频率变低，并且，为了增加输入电流而进行校正。如果输入电流波形信息大于理想信号，则上面所描述的频率变高，并且，为了减小输入电流而进行校正。同样，在较短时段内的瞬时波动中，在频率信息上反映波动的波形，并对上面所描述的进行相似的校正。 

通过被提供驱动信号的第一、第二半导体开关元件303、304的瞬时波动抑制操作，而对输入电流波形信息390进行由箭头所指示的校正，并且，始终对磁控管提供接近理想波的输入。在该图中并未示出校正之后的(a2)和(a3)中的信号。理想信号是虚拟信号，且该信号可变为正弦波。 

也就是说，在如商用电源的半周期那样的短时段内，由于通过另一个手段控制输入电流等的幅度(功率控制)，所以，理想信号波形和输入电流波形信息之间的瞬时误差或校正量的总和约为零。沿着允许输入电流流入的方向校正由于非线性负载而造成输入电流不流动的部分，且因此，减少输入电流大的部分，并完成上面所提到的约为零。这意味着：进行校正，使得甚至可将非线性负载的电流波形假设为线性负载，且由于商用电源电压波形为正弦波，所以，理想波形变为像流入线性负载的电流波形那样的正弦波。 

因此，为了消除输入电流波形中的变化、以及相对于理想波形的过度和不足，在与该波形相反的极性上校正输入电流。因此，在控制环路中消除了在由磁控管的非线性负载引起的商用电源周期的迅速电流变化(也就是失真)，并执行输入电流波形整形。 

此外，由于控制环路根据在输入电流的瞬时值之后跟随的输入电流波形信息而操作，所以，即使存在磁控管类型或磁控管特性的变化，或者即使发生由磁控管阳极温度或者微波炉中的负载引起的ebm(阳极到阴极电压)波动、或电源电压波动，也可以独立于这些影响而执行输入电流波形整形。 

具体地，在本发明中，基于瞬时波动的输入电流波形信息，而控制半导体开关元件。以输入电流波形信息的形式，直接向混合器381输入该输入电流的瞬时波动，且也在开关频率控制信号392上反映该输入电流的瞬时波动， 使得可以提供用于抑制输入电流波形失真和瞬时波动的、在跟踪性能方面优异的半导体开关元件的驱动信号。 

本发明的主题是将具有用于抑制输入电流波形的失真和瞬时波动的信息的输入电流波形信息或输入电压波形信息转换为逆变器的半导体开关元件的驱动信号。由于功率控制信息391是用来在长时段内(也就是说，大约比商用电源周期长的时段内)控制功率波动的信息，且也不是本发明所针对的用于在像交流的半周期那样的短时段内校正瞬时波动的信息，所以，对于完成该目的来说，该功率控制信息391并不是必不可少的。因此，混合器381、比较器382和锯齿波生成器383的采用也仅仅是本实施例的一个示例，至少用于执行上面所描述的转换的转换部分的等价物可以存在于输入电流检测部分和半导体开关元件之间。 

为了使用功率控制信息，是否像上面所描述的实施例中那样，将用于进行控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息391输入到混合器381中并不是必不可少的。也就是说，在上面所描述的实施例中，功率控制信息391源自用于检测输入电流的电流检测部分371和整流器372(图36中)、或者分流电阻器386和放大器385(图37中)，但是，可以向混合器381输入用于进行控制使得在逆变器340的任意点的电流或电压变为预定值的信息，作为功率控制信息。例如，可以完好地使用如图36和37中所示的谐振电路362的谐振电路电压信息342作为功率控制信息，或者，可使用在经历由平滑电路373的平滑、以及在比较器374中的与输出设置信号的比较之后所提供的信息，作为功率控制信息。 

接下来，图41B通过比较而显示相对于图41A而言输入电流小的情况；(b1)示出当输入小时的输入电流波形信息，且对应于图41A的(a1)；(b2)示出开关频率控制信号，且对应于图41A的(a2)；以及(b3)示出半导体开关元件的开关频率，且对应于图41A的(a5)。尽管未在该图中示出，但是，当然，也执行与图41A的(a3)和(a4)中所示的锯齿波的比较处理相同的处理。 

基于上面所给出的图41A和41B的描述涉及磁控管的普通运行时间。下面，将讨论在磁控管启动时间的操作。启动时间表示尽管将电压加入到磁控管(相应于非振荡时间)，磁控管开始振荡之前的准备阶段的状态。 

在磁控管启动时(相应于非振荡时间)，不像普通运行时间，磁控管的阳极和阴极之间的阻抗变为等于无穷大。由于普通运行时间和启动时间之间的差 异经由变压器341对输入电流的状态起作用，所以，振荡检测器348可以根据由整流器372所提供的电流值，确定磁控管是否处于启动时间。如果振荡检测器348确定磁控管处于启动时间，则其关断SW 33。因此，在启动时间，二极管346和整形电路347运行，并产生输入电压波形信息349。 

顺便提及，在本发明中，基于开关频率控制系统，通过功率控制来对来自商用交流电源350的电压进行乘法操作，也就是说，基于开关频率控制系统，在功率控制下，对该商用交流电源电压进行振幅调制，且将其施加到变压器341的初级侧。施加到初级侧的电压的峰值和施加到磁控管312的电压与从所施加的电压定义的区域相关联，并且，所流逝的时间与提供给加热器的功率相关。 

在本发明中，在输入电流波形信息390小的启动时间，也将输入电压波形信息349输入到混合器381。也就是说，采用这样的模式：特别是在启动时，输入电压作为参考信号补偿输入电流的不足。 

图42是通过比较来描述当加入输入电压波形信息时的操作和当不加入输入电压波形信息时的操作的图；图42A以从顶部开始的顺序显示当不加入输入电压波形信息时，开关频率控制信号、开关频率、施加到变压器的初级侧的电压、施加到磁控管的电压以及加热器输入功率的波形。 

图42B描述当加入输入电压波形信息时(在启动时间)的操作。图42A和42B均示出根据随后描述的实施例30等的结构而限制施加到变压器的初级侧的电压的峰值的情况。此外，在图42B中，通过所加入的输入电压波形信息的操作，抑制施加到磁控管的电压和施加到变压器的初级侧的电压的峰值，且波形显示为梯形。像图41A那样，图42B同样以从顶部开始的顺序示出开关频率控制信号、开关频率、施加到变压器的初级侧的电压、施加到磁控管的电压、以及加热器输入功率的波形。 

如图42A和42B所示，在0度和180度的相位附近，半导体开关元件的开关频率低，因此，施加到变压器的初级侧的电压和施加到磁控管的电压的振幅宽度变得相对较大。另一方面，由于在90度、270度相位附近，半导体开关元件的开关频率高，所以，相对抑制振幅宽度，并且，波形的整个图变为梯形，从与在0度和180度的相位处的振幅宽度的相对关系显示具有受抑制的峰值的形状。 

在图42A和图42B中的施加到磁控管的电压之间进行比较，如果施加到 磁控管的电压相同，则图42B中的指示加热器输入功率的波形面积更大。也就是说，相比于图42A，图42B中的加热器输入功率增加，使得在短时间内加热该加热器，并使缩短启动时间变为可能。 

在这种情况中，存在振荡检测器的这样的结构：使用具有当磁控管开始振荡时输入电流增加、且通过比较器等比较输入电流检测部分的输出和振荡检测阈值电平并锁存输出等等的特性。 

图43是显示本发明实施例24中所使用的用于添加输入电流波形信息和输入电压波形信息的加法和反相电路。如图40A到40C、45A到45C和46所示，在该混合器381中提供该加法和反相电路。 

向缓冲晶体管中输入输入电流波形信息390和输入电压波形信息349，且将其输出输入到具有公共的集电极电阻器的两个晶体管。提供该缓冲晶体管，以防止输入电流波形信息390和输入电压波形信息349的干扰。响应于输入信号的幅度的电流(发射极电流)流入到两个晶体管的发射极电阻器，而响应于发射极电流的增量，在公共的集电极电阻器中发生压降。 

当发射极电压变高时，上述电流增加，且压降增大。也就是说，集电极电压降低，且因此使得极性相对于输入信号反相。信号转换系数也根据集电极电阻和发射极电阻之间的电阻值比率而改变。从功率控制信号干扰的观点来看，经由缓冲器执行公共集电极电阻的信号的阻抗转换、且随后将该信号连接到电容器是更加有效的。因此，所述电路将两个信号相加，并反相，且输出所得到的信号。 

(实施例25) 

本发明的实施例25涉及控制器(转换部分)的结构，且具有这样的结构，其中，将输入电流波形信息和在磁控管的非振荡时间通过进一步添加输入电压波形信息提供的信号、以及来自比较器374的功率控制信息混合并滤波，并转换为逆变器的半导体开关元件303、304的导通和关断驱动信号以便使用。 

根据该结构，处理符合磁控管的非线性负载特性的商用电源电压波形信息不是必要的，简化频率调制信号生成器，从而完成简化和小型化。进而，根据该简化配置，将输入电压波形信息349加到输入电流波形信息390，且为了缩短启动时间，而增加在启动时的加热器功率，并加入用于防止过量电压被施加到磁控管的阳极369和阴极370之间的安全措施，以改善产品的可 靠性。 

采用上面所描述的结构，因此，使用输入电流波形信息390的控制环路被专用于输入电流的波形整形，使用功率控制信息391的控制环路被专用于功率控制，以及为了保持转换效率，在混合器381中，它们并不互相干扰。 

(实施例26) 

本发明的实施例26涉及输入电流检测部分。如图36所示，输入电流检测部分使用CT 371等检测逆变器的输入电流，并对整流器372的输出执行整流。根据该配置，使用CT等检测该输入电流，且因此在保持隔离属性的同时，可以取得大的信号，使得输入电流波形整形的作用大，且提高输入电流的质量。 

在图37所示的示例中，输入电流检测部分经由被置于整流器360和平滑电路361之间的分流电阻器386，在逆变器的整流器360中整流之后，检测单向电流，通过放大器(放大器)385放大跨越分流电阻器386出现的电压，且输出该电压。由于该检测部分不需要与电子线路隔离，且也不需要执行整流，所以，该配置具有以低成本配置该输入电流检测部分的优势。 

示于图37中的输入电流检测部分的放大器385衰减商用电源的高频谱区域和高频开关频率的高频部分等，以防止不必要的谐振。具体地，如图39A和39B中输入电流检测部分的详细的图所示，如在图39A中，放大器385使用高频截止电容器来衰减商用电源的高频谱区域和高频开关频率的高频部分等。 

此外，对于如在图39B的相位特性图中所示的、由插入放大器385的高频截止电容器所发生的相位延迟，与该电容器串联地插入电阻器，并加入相位超前补偿，以防止过渡的时间延迟，从而确保控制环路的稳定性。同样，在图36的整流器372中，使用用来衰减高频部分的结构和用来加入相位超前补偿、以防止过渡的时间延迟的结构。如图44所示，相似的结构也可以用于输入电压波形信息创建部分的整形电路347。 

(实施例27) 

实施例27涉及图36和37中所示的混合器381。如图40A所示，该混合器被提供有三个输入端子，用于输入电流波形信息390、输入电压波形信息349和功率控制信息391。根据该配置，补偿加热器输入功率，且可以缩短启动时间。 

输入电流波形信息390和输入电压波形信息349(当SW3为导通时)被输入到图43中所示的加法和反相电路，并被相加和反相。经历处理之后的信号和功率控制信息391被输入到由C、R1和R2组成的滤波器电路，并被滤波，且随后，作为开关频率控制信号392被输出到锯齿波生成器。如图40B的等效电路图所示，该滤波器电路截止功率控制输出391的高频成分。采用这样的结构，因此，妨碍输入电流波形整形的高频成分被截止，使得输入电流波形的质量提高。另一方面，如图40C的等效电路图所示，对于输入电流波形信息390和输入电压波形信息349，形成低截止滤波器，以保护波形。 

(实施例28) 

如图45A至45C中有关实施例28的混合器的结构图所示，本发明的实施例28控制用于合并输入电流检测部分的输入电流波形信息、输入电压检测部分的输入电压波形信息、以及功率控制信息的混合器的特性，其用于进行控制，以通过提供输入电流增大控制时间和减小控制时间之间的差而使输入电流检测部分的输出变为预定值，并减小控制时间。 

在图45A的结构图中，根据用于降低/提高开关频率控制信号392的功率控制信息391而导通/关断SW31。如图25B中等效电路所示，在输入电流增大控制时间，为了降低半导体开关元件的开关频率，关断SW31，并且根据时间常量C*R2，逐渐地提高开关频率控制信号。 

如图45C中的等效电路所示，在输入电流减小控制时间，为了提高半导体开关元件的开关频率，导通SW31，并且根据时间常量C*{R1*R2/(R1+R2)}，快速地降低开关频率控制信号。也就是说，在输入电流增大控制时间和输入电流减小控制时间之间切换混合器381的电路结构。具体地，在输入电流增大控制时间，将时间常量设置为大，而在输入电流减小控制时间，将时间常量设置为小。 

因此而提供了差异，由此，可以实现用于通常适度响应的控制特性、以及用于如果由于某种原因输入电流暂时上升则减小快速响应中的输入电流以便防止成分破坏的控制特性等。也可以确保用于磁控管的非线性负载的控制特性的安全。 

(实施例29) 

如图46中有关实施例29的混合器的结构图所示，本发明的实施例29将用于控制谐振电路的谐振电路电压信息326的谐振电压控制信息393输入到 混合器381。 

如图46所示，根据在谐振电路的谐振电压和基准值之间进行比较而提供的谐振电压控制信息393，导通/关断SW32。如果谐振电压低，则关断SW32，且根据用于降低半导体开关元件的开关频率的时间常量C*R2而逐渐地提高开关频率控制信号。如果谐振电压高，则导通SW32，且根据用于提高半导体开关元件的开关频率的时间常量C*{R2*R3/(R2+R3)}而快速地降低开关频率控制信号。也就是说，响应于谐振电路的谐振电压的幅度，而切换混合器381的电路结构。具体地，如果谐振电压低，则该时间常量增加，而如果谐振电压高，则该时间常量减小。 

图47是相关于磁控管的振荡检测的时序图，并也示出随着输入电流的变化的阳极电流和谐振电路的谐振电压的变化。在磁控管312的振荡开始之前，变压器341的次级侧的阻抗非常大，也就是说，磁控管的阳极和阴极之间的阻抗为无穷大。因此，在变压器的次级侧负载中几乎不消耗功率，且将反映谐振电路的谐振电压的谐振电压控制信息393控制(限制)为预定值，因此，振荡检测器348的输入电流小(图47中的lin1)。 

另一方面，在磁控管312的振荡开始之后，磁控管的阳极和阴极之间的阻抗减少，且变压器的次级侧的阻抗也减少。因此，使用被控制(限制)在预定值的谐振电路的谐振电压驱动重负载(磁控管)，因此，相比于振荡开始之前，振荡检测器348的输入电路变大(图47中的lin2)。 

在上面所提到的lin1和lin2之间预设上面所描述的振荡检测器348的振荡检测阈值电平。也就是说，采用当谐振电路的谐振电压保持在给定值时、在振荡开始前和振荡开始后之间的输入电流中的清楚的差异的发生，作为确定材料。在该图中所示的示例中，假设随着阳极电流的增加，在振荡检测器348的输入电流开始增加之后到达阈值电平的时间为t1，以及用于振荡检测器348随后确定振荡开始所需的时间为t2。此时，尽管振荡开始，谐振电路的谐振电压控制也工作t3＝t1+t2的时间，直到确定振荡开始为止。 

当磁控管不振荡、也就是功率控制并不起作用时，对于防止过多电压被应用于磁控管来说，这种控制是有效的。在磁控管的振荡开始之后，优选地，与在磁控管的振荡开始之前相比，将与谐振电压相比的基准值设置为大，以使控制无效，并对功率控制不产生影响。 

(实施例30) 

本发明的实施例30对开关频率加入限制，如图48中有关实施例30的开关频率限制电路的结构图所示。 

根据开关频率控制信号392，创建输入到锯齿波生成器383的频率调制信号394，经由依赖于固定电压V1的第一限制电路395和依赖于固定电压V2的第二限制电路396，接收最低电压和最高电压的限制。 

作为电位限制，根据开关频率控制信号392和开关频率之间的关系，在前者中，限制最高开关频率，而在后者中，限制最低开关频率。 

第一限制电路395限制最高频率，以防止当开关频率提高时，半导体开关元件303和304的切换损失增加。 

如果开关频率接近谐振频率，则谐振电路362不正常地谐振，并且，该半导体开关元件将被损坏等。该第二限制电路396具有限制最低频率、以防止该现象的功能。 

(实施例31) 

如图48中有关实施例31的片控制信号生成电路的结构图所示，本发明的实施例31通过半导体开关元件(晶体管)的导通占空比控制的功率控制，而补偿由第一限制电路395限制最高频率的范围。 

图49为示出第一半导体开关元件(晶体管)303的导通占空比和桥式谐振型逆变器的高频功率之间的关系的图。当导通占空比为50％时，该高频功率变为峰值，且随着导通占空比低于或超过50％，该高频功率降低。 

该第二半导体开关元件的导通占空比和该第一半导体开关元件的导通占空比是互补的，且因此，在读取时，图49中X轴数值的0和100可替代。 

为了减少高频输出，也就是说，为了减小输入电流，沿着如上所述的用于增加开关频率的方向，改变开关频率控制信号392，但是，在由第一限制电路395对频率调制信号394施加频率限制的时段中，功率控制并不起作用。一旦像第一限制电路395那样，接收到相同的固定电压V1和开关频率控制信号392，则片控制信号生成电路397允许电流I20在上面提到的时段内流动，使得片控制信号387变化。 

图50中，在X轴上获取开关频率控制信号392的电位，且在Y轴上获取受该信号影响的各种信号。(a)显示开关频率和频率调制信号394；所述最高频率被限制在电压V1或更低，而最低频率则被限制在V2或更高。(b)显示片控制信号387在电压V1或更低的范围内变化。(c)和(d)显示下面所描述的 一旦接收到片控制信号387，则第一和第二半导体开关元件303和304的导通占空比变化。 

图51显示图50(c)和(d)中的占空比变化；跟随片控制信号387中的变化，通过比较器382从该信号和锯齿波384导出的第一和第二半导体开关元件303和304的导通占空比改变。 

由于片控制信号387在上面所述的不通过第一限制电路395施加频率限制的时段内也不改变，所以，导通占空比保持在大约50％附近；通过在施加频率限制的范围(也就是说，在基于频率调制的功率控制不起作用的范围)内降低导通占空比，而降低高频功率，以便补偿。 

为了完成该补偿，相对于开关频率控制信号392的电压的片控制信号387的变化开始点可以包括上面所述的基于频率调制的功率控制不起作用的V1，且并不限于V1。 

尽管参考电位重新变得必要，但如果从高于V1的电位起产生变化，则高开关频率的百分比降低，且因此，可以减轻半导体开关元件的切换损失。 

(实施例32) 

本发明的实施例32涉及谐振电路，如图52中的结构图所示，通过从由第一电容器305、第二电容器306和变压器341的初级绕组308组成的谐振电路336中去掉第一电容器305而提供谐振电路398。 

并且，在该实施例中，如同上面所述的实施例，将输入电流波形信息转换为开关频率控制信号，且调制逆变器的半导体开关元件的开关频率，因此，使得抑制电源谐波电流成为可能。 

(实施例33) 

本发明的实施例33涉及逆变器的结构，如图53所示，各自由两个半导体开关元件构成的第一和第二串联电路399和400与通过整流商用电源而提供的直流电源并联连接，且其中连接变压器341的初级绕组308和第二电容器306的谐振电路398的一端被连接到一个串联电路的中点，而相反端被连接到另一个串联电路的中点。 

并且，在该实施例中，如同上面所述的实施例，将输入电流波形信息转换为开关频率控制信号，且调制逆变器的半导体开关元件的开关频率，因此，使得抑制电源谐波电流成为可能。 

(实施例34) 

本发明的实施例34涉及逆变器的结构，如图54所示，由两个半导体开关元件构成的第一串联电路399与通过整流商用电源而提供的直流电源并联连接，且其中连接变压器341的初级绕组308和第二电容器306的谐振电路398的一端被连接到第一串联电路399的中点，而相反端被连接到交流等效电路的直流电源的一端。 

同样，在该实施例中，如同上面所述的实施例，将输入电流波形信息转换为开关频率控制信号，且调制逆变器的半导体开关元件的开关频率，因此，使得抑制电源谐波电流成为可能。 

(实施例35) 

图55是描述根据本发明的实施例35的高频加热设备的框图。下面所描述的实施例35到37是在其中部分地改变上面所描述的实施例24到34的结构、且删除在启动时的切换操作并产生方向连接(direction connection)的示例。也就是说，实施例24到34的切换部分与上面所描述的实施例12到23的切换部分相似。可以根据这些实施例而引用的部分将不再讨论，将只讨论基本部分。在图55中，高频加热设备由逆变器440、用于控制逆变器的第一和第二半导体开关元件403和404的控制器445以及磁控管412组成。该逆变器440包括交流电源450、二极管桥式整流器460、平滑电路461、谐振电路436、第一和第二半导体开关元件403和404以及倍压整流器411。 

在由四个二极管463组成的二极管桥式整流器460中整流交流电源450的交流电压，且经由电感器464和第三电容器407组成的平滑电路461将其转换为直流电源451。随后，通过由第一电容器405、第二电容器406和变压器441的初级绕组408构成的谐振电路436、以及第一和第二半导体开关元件403和404，将其转换为高频交流，且经由变压器441，在变压器的次级绕组409中感生高频高压。 

经由电容器465、二极管466、电容器467和二极管468组成的倍压整流器411，将在次级绕组409中感生的高频高压施加在磁控管412的阳极469和阴极470之间。变压器441还包括用于加热磁控管412的加热器(阴极)470的三级绕组410。已经描述了逆变器440。 

下面，将讨论用于控制逆变器440的第一和第二半导体开关元件403和404的控制器445。首先，在交流电源450和二极管桥式整流器460之间提供的由CT(变流器)471等组成的电流检测部分被连接到整流器472，且该CT 471 和整流器472组成用于检测逆变器的输入电流的输入电流检测部分。在CT471中隔离并检测逆变器的输入电流，且在整流器472中整流输出，以产生输入电流波形信息490。 

在平滑电路473中平滑由整流器472提供的电流信号，比较器474在该电流信号和来自输出设置部分475的用于输出对应于其它加热输出设置的输出设置信号的信号之间进行比较。为了控制功率的幅度，比较器474在经平滑电路473平滑的输入电流信号和来自输出设置部分475的设置信号之间进行比较。因此，磁控管412的阳极电流信号、第一、第二半导体开关元件403、404的集电极电流信号等等也可以用作输入信号，以替代在平滑电路473中经平滑的输入电流信号。也就是说，比较器474输出用于控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息491，但是，对于下面描述的本发明而言，比较器474和功率控制信息491并不是必不可少的。 

同样，如图56所示，由在二极管桥式整流器460和平滑电路461之间提供的分流电阻器486和用于放大跨越电流检测部分的电压的放大器485组成的电流检测部分可以构成输入电流检测部分，且其输出可被用作输入电流波形信息490。该分流电阻器486检测在由二极管桥式整流器460沿信号方向整流之后的输入电流。 

另一方面，在该实施例中，控制器445还包括：由一对二极管446构成的用于检测交流电源450的电压并整流该电压的输入电压检测部分；和整形电路447，用于整形经整流的电压的波形，以产生输入电压波形信息449。 

本实施例中，混合器481混合并滤波来自比较器474的输入电流波形信息490和来自比较器电路474的功率控制信息491、和输入电压波形信息449，并输出开关频率控制信号492。通过该开关频率控制信号492频率调制由锯齿波生成器483输出的锯齿波484。 

比较器482在锯齿波484和随后描述的片控制信号487之间进行比较，将其转换为方波，以及经由驱动器将所提供的方波传输到第一、第二半导体开关元件403、404的栅极。 

在这种情况中，通过比较器482比较由开关频率控制信号492频率调制的来自锯齿波生成器483的锯齿波，且为了简化输入电流波形信息检测系统，而执行逆变器半导体开关元件的导通/关断。具体地，在该实施例中，采用在其中直接向混合器481输入输入电流波形信息490的简化配置。 

用于从开关频率控制信号492中产生第一、第二半导体开关元件403、404的驱动信号的部分可以被配置为用于将开关频率控制信号492转换为逆变器的半导体开关元件的驱动信号的转换部分，使得在来自交流电源450的输入电流大的部分中，开关频率变高，而在输入电流小的部分中，开关频率变低，而该实施例并不限于此配置。 

为了相对于输入电流波形信息490控制导通/关断半导体开关元件403、404，将其转换为当输入电流大时提高开关频率、而当输入电流小时降低开关频率的极性。同样，输入电压波形信息449也被转换为当输入电压大时提高开关频率、而当输入电压小时降低开关频率的极性。因此，为产生这样的波形，输入电流波形信息和输入电压波形信息在混合器481中经历反相处理，以便使用。 

图57是锯齿波(载波)生成器483的详细的电路图。将比较器4164和4165的输出输入到SR触发器4166的S端子和R端子。根据SR触发器4166的非Q端子的输出极性，而切换电容器4163的充电和放电，当该端子为高时，以电流I10充电该电容器4163，而当该端子为低时，以电流I11为电容器4163放电。当电容器4163的电压超过V1时，一旦接收到比较器4164的高的输出，SR触发器4166的非Q端子被设置为低，而当电容器4163的电压下降到V2以下时，一旦接收到比较器4165的高的输出，非Q端子被复位为高。 

根据该配置，电容器4163的电压变得像锯齿波(三角波)，且将该信号传输到比较器482。 

电容器4163的充电和放电电流I10和I11被确定反映为将开关频率控制信号492的电压和Vcc之间的电位差除以电阻值而产生的电流I12，且三角波的倾斜度随着电流的大小而改变。因此，通过其上反映开关频率控制信号的I10、I11的幅度来确定开关频率。 

图58A示出混合器481的示例。混合器481具有三个输入端子；功率控制信息491、输入电流波形信息490和输入电压波形信息449加到这些端子上，且在如图所示的内部电路中混合。向混合器481输入输入电流波形信息490和输入电压波形信息449，并在反相电路中反相，以产生校正信号。 

如图58B，如交流等效电路所示，在来自功率控制信息491的混合器481的输出之间形成高截止滤波器。因此，为了整形输入电流波形，经由过滤器而截止作为输入电流波形信息490的障碍的包含在功率控制中的高频成分。 

如图58C，如混合器481中的交流等效电路中所示，在来自输入电流波形信息490和输入电压波形信息449的输出之间形成低截止滤波器。因此，将功率控制信息491转换为混合器481的输出的直流成分，以及将输入电流波形信息490和输入电压波形信息449转换为交流成分。 

在实施例35中，如上所述，将输入电流波形信息490和输入电压波形信息449转换为逆变器的半导体开关元件303和304的开关频率以便使用。通常，与微波炉等一起使用逆变器是已知的；将50到60个周期的商用交流电源整流为直流，例如，通过逆变器将所提供的直流电源转换为大约20到50KHz的高频，并且，通过由变压器升高所提供的高频、且进一步在倍压整流器中对其整流而提供的高压被施加到磁控管。 

存在两种类型的逆变器系统，例如：如本发明的图55等所示，使用所谓的单端电压谐振型电路的导通时间调制系统，用于使用用于切换并改变用于改变输出的开关脉冲的导通时间的一个半导体开关元件，其经常被用于商用电源为100V的区域等；以及(半)桥型电压谐振型电路系统，用于交替地导通串联连接的两个半导体开关元件403和404，并控制用于改变输出的开关频率。桥型电压谐振型电路系统是能够以这样的方式采用简单配置和控制的系统，该方式即：如果开关频率升高，则输出降低，而如果开关频率降低，则输出增大。 

图59A和59B是描述根据本发明的实施例35提供的波形的图。当磁控管正常地振荡时，应用该示例，也就是说，显示普通运行时间的状态，此时，将输入电流波形信息和输入电压波形信息均转换为半导体开关元件(开关晶体管)403和404的驱动信号，以便使用。 

在图59A和59B中，图59A示出输入电流大的情况，而图59B示出输入电流小的情况。如随后所述，实线代表主要地在下面的描述中所使用的、由本发明的功率控制单元校正之后的信号波形，而虚线代表来自交流电源450的在校正之前的瞬时波动输出的信号波形。 

在图59A中，顶部(a1)中的输入电流波形信息的波形为在图55中由整流器472输出和在图56中由放大器485输出的输入电流波形信息490，且点状线示出校正之前、由磁控管的非线性负载特性引起的波形。图59A的(a2)示出混合器481的校正输出的开关频率控制信号492。该开关频率控制信号492具有随着输入电流波形信息490和功率控制信息491而变化的大小，且进一 步被输出为(a1)的反相波形，以补偿并校正输入电流的失真成分。 

图59A的(a3)示出(a2)中所示根据开关频率控制信号而经频率调制的锯齿波(载波)和片控制信号，并产生(a4)中所示的第一和第二半导体开关元件403和404的导通和关断信号的驱动信号。所述两个驱动信号彼此之间具有导通和关断互补关系。 

通过向比较器482输入经频率调制的锯齿波484(载波)和片控制信号487、并通过比较器482在它们之间进行比较而提供的第一和第二半导体开关元件的驱动信号像该图中的(a4)中的锯齿波那样经历频率调制。 

也就是说，如该图所示，在开关频率控制信号的幅值大的部分(0度、180度附近；输入电流小)，锯齿波的频率低，且因此被校正到用以提高上面所描述的来自谐振特性的输入电流的极性。由于在开关频率控制信号的幅值小的部分(90度、270度附近；输入电流大)，锯齿波的频率高，所以，输出如(a4)中的频率的脉冲串，作为半导体开关元件的驱动信号，以校正到用以降低上面所描述的来自谐振特性的输入电流的极性。也就是说，由于将开关频率控制信号(a2)反相，作为相对于输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的校正波形，所以，以这样的方式对与(a1)相反的反相输出执行转换，该方式即：在输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的输入大的部分(90度、270度附近)中，像(a4)中的脉冲串信号那样提高频率，而在输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的输入小的部分(0度、180度处的过零附近)中，降低频率。因此，提供输入波形的校正效果；尤其是在过零处附近，该效果显著。 

底部(a5)处的波形表示第一、第二半导体开关元件403、404的开关频率。根据通过反相示于(a1)中的输入电流波形信息和输入电压波形信息而提供的校正波形的开关频率控制信号(a2)，而频率调制高频锯齿波，以及在经高频调制的锯齿波和片控制信号之间进行比较，因此，执行到20kHz至50KHz的高频等的逆变器转换，且产生(a4)中的驱动信号。响应于驱动信号(a4)，而导通和关断半导体开关元件403、404，向变压器的初级侧输入高频功率，而在该变压器的次级侧产生升压后的高压。在(a5)中，为了可视化在商用电源周期中、导通和关断信号(a4)的每个脉冲的频率如何改变，将频率信息绘制在Y轴上，并连接这些点。 

上面所给出的描述示出与在相同状态中提供来自交流电源450的输入电流的状态相同的信号(例如，正弦波)。然而，通常，来自交流电源450的输入 电流偏离理想的正弦波，且从瞬时的视点看是波动的。虚线信号指示这样的实际状态。通常，实际信号偏离理想信号的状态，且如虚线所指示的，从商用电源的半周期(0到180度)的瞬时时段的视点来看，发生瞬时波动。由于变压器和倍压电路的升压操作、倍压电路的平滑特性、仅当电压为ebm或更高时阳极电流流入的磁控管特性等，而出现这样的信号波形。也就是说，对于磁控管而言，在逆变器中，波动并不是必不可少的。 

在本发明的功率控制单元中，当输入电流检测部分提供由在其上反映输入电流的波动状态的虚线所指示的输入电流波形信息(见图59A(a1))时，基于输入电流波形信息执行后面的控制。执行该控制，使得发生在例如半周期的时段内的输入电流波形信息的瞬时波动被抑制，以便如由箭头所指示的那样，接近理想信号。通过调整第一、第二半导体开关元件403、404的驱动信号而完成该抑制。具体地，如果输入电流波形信号490小于理想信号，则上面所描述的频率变低，并且，为了增加输入电流而进行校正。如果输入电流波形信息大于理想信号，则上面所描述的频率变高，并且，为了减小输入电流而进行校正。同样，在较短时段内的瞬时波动中，在频率信息上反映波动的波形，并对上面所描述的进行相似的校正。 

通过被提供驱动信号的第一、第二半导体开关元件403、404的瞬时波动抑制操作，而对输入电流波形信息490进行由箭头所指示的校正，并且，始终对磁控管提供接近理想波的输入。在该图中并未示出校正之后的(a2)和(a3)中的信号。理想信号是虚拟信号，且该信号可变为正弦波。 

也就是说，在如商用电源的半周期那样的短时段内，由于通过另一个手段控制输入电流等的幅度(功率控制)，所以，理想信号波形和输入电流波形信息之间的瞬时误差或校正量的总和约为零。沿着允许输入电流流入的方向校正由于非线性负载而造成输入电流不流动的部分，且因此，减少输入电流大的部分，并完成上面所提到的约为零。这意味着：进行校正，使得甚至可将非线性负载的电流波形假设为线性负载，且由于商用电源电压波形为正弦波，所以，理想波形变为像流入线性负载的电流波形那样的正弦波。 

因此，为了消除输入电流波形中的变化、以及相对于理想波形的过度和不足，在与该波形相反的极性上校正输入电流。因此，在控制环路中消除了在由磁控管的非线性负载引起的商用电源周期的迅速电流变化(也就是失真)，并执行输入电流波形整形。 

此外，由于控制环路根据在输入电流的瞬时值之后跟随的输入电流波形信息而操作，所以，即使存在磁控管类型或磁控管特性的变化，或者即使发生由磁控管阳极温度或者微波炉中的负载引起的ebm(阳极到阴极电压)波动、或电源电压波动，也可以独立于这些影响而执行输入电流波形整形。 

具体地，在本发明中，基于瞬时波动的输入电流波形信息，而控制半导体开关元件。以输入电流波形信息的形式，直接向混合器481输入该输入电流的瞬时波动，且也在开关频率控制信号492上反映该输入电流的瞬时波动，使得可以提供用于抑制输入电流波形失真和瞬时波动的、在跟踪性能方面优异的半导体开关元件的驱动信号。 

本发明的主题是将具有信息的输入电流波形信息或输入电压波形信息转换为逆变器的半导体开关元件的驱动信号，以便抑制输入电流波形的失真和瞬时波动。由于功率控制信息491是用来在长时段内(也就是说，大约比商用电源周期长的时段内)控制功率波动的信息，且也不是本发明所针对的用于在像交流的半周期那样的短时段内校正瞬时波动的信息，所以，对于完成该目的来说，该功率控制信息491并不是必不可少的。因此，混合器481、比较器482和锯齿波生成器483的采用也仅仅是本实施例的一个示例，至少用于执行上面所描述的转换的转换部分的等价物可以存在于输入电流检测部分和半导体开关元件之间。 

为了使用功率控制信息，是否像上面所描述的实施例中那样，将用于进行控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息491输入到混合器481中并不是必不可少的。也就是说，在上面所描述的实施例中，功率控制信息491源自用于检测输入电流的电流检测部分471和整流器472(图55中)、或者分流电阻器486和放大器485(图56中)，但是，可以向混合器481输入用于进行控制使得在逆变器440的任意点的电流或电压变为预定值的信息，作为功率控制信息。例如，可以完好地使用如图55和56中所示的谐振电路462的谐振电路电压信息442作为功率控制信息，或者，可使用在经历由平滑电路473的平滑、以及在比较器474中的与输出设置信号的比较之后所提供的信息，作为功率控制信息。 

接下来，图59B通过比较而显示相对于图59A而言输入电流小的情况；(b1)示出当输入小时的输入电流波形信息，且对应于图59A的(a1)；(b2)示出开关频率控制信号，且对应于图59A的(a2)；以及(b3)示出半导体开关元件的 开关频率，且对应于图59A的(a5)。尽管未在该图中示出，但是，当然，也执行与图59A的(a3)和(a4)中所示的锯齿波的比较处理相同的处理。 

顺便提及，当图59B中输入电流相对小时，输入电流波形信息的值也变小，且因此输入电流波形整形性能恶化。此处，注意力再次聚焦在输入电压波形信息。考虑到如果减少输入电流，则输入电压基本上恒定。因此，可以期望总是可以获得给定幅度的输入电压波形信息，而无论输入电流是大还是小(在图59A的(a1)和图59B的(b1)之间比较)。 

在本发明中，不但将输入电流波形信息、而且将输入电压波形信息输入到混合器481中。因此，如果输入电流相对小，则在根据输入电压波形信息执行粗略的输入电流波形整形(长时段内的波动的校正)的同时，根据输入电流波形信息来执行良好的输入电流波形整形(像半周期那样的短时段内的波动的校正)，并抑制输入电流波形整形性能的恶化。也就是说，通过参考输入电压波动和相对于输入电压减少的输入电流的相位偏移，而跟踪实际的输入电流波动。因此，如果输入电流小，则也可以防止功率因子的恶化。 

基于上面所给出的图59A和59B的描述涉及磁控管的普通运行时间。下面，将讨论在磁控管启动时间的操作。启动时间表示尽管将电压加入到磁控管(对应于非振荡时间)，磁控管开始振荡之前的准备阶段的状态。此时，不像普通运行时间，磁控管的阳极和阴极之间的阻抗变为等于无穷大。 

顺便提及，在本发明中，基于开关频率控制系统，通过功率控制来对来自商用交流电源450的电压进行乘法操作，也就是说，基于开关频率控制系统，在功率控制下，对该商用交流电源电压进行振幅调制，且将其施加到变压器441的初级侧。施加到初级侧的电压的峰值和施加到磁控管412的电压与从所施加的电压定义的区域相关联，并且，所流逝的时间与提供给加热器的功率相关。 

在本发明中，在输入电流波形信息490小的启动时间，也将输入电压波形信息449输入到混合器481。也就是说，采用这样的模式：特别是在启动时，输入电压作为参考信号补偿输入电流的不足。 

图60A和60B是通过比较来描述当加入输入电压波形信息时的操作和当不加入输入电压波形信息时的操作的图；图60A以从顶部开始的顺序显示当不加入输入电压波形信息时，开关频率控制信号、开关频率、施加到变压器的初级侧的电压、施加到磁控管的电压以及加热器输入功率的波形。 

图60B描述当加入输入电压波形信息时(在启动时间)的操作。图60A和60B均示出根据随后描述的实施例41等的结构而限制施加到变压器的初级侧的电压的峰值的情况。此外，在图60B中，通过所加入的输入电压波形信息的操作，抑制施加到磁控管的电压和施加到变压器的初级侧的电压的峰值，且波形显示为梯形。像图59A那样，图60B同样以从顶部开始的顺序示出开关频率控制信号、开关频率、施加到变压器的初级侧的电压、施加到磁控管的电压、以及加热器输入功率的波形。 

如图60A和60B所示，在0度和180度的相位附近，半导体开关元件的开关频率低，因此，施加到变压器的初级侧的电压和施加到磁控管的电压的振幅宽度变得相对较大。另一方面，由于在90度、270度相位附近，半导体开关元件的开关频率高，所以，相对抑制振幅宽度，并且，波形的整个图变为梯形，从与在0度和180度的相位处的振幅宽度的相对关系显示具有受抑制的峰值的形状。 

在图60A和图60B中的施加到磁控管的电压之间进行比较，如果施加到磁控管的电压相同，则图60B中的指示加热器输入功率的波形面积更大。也就是说，相比于图60A，图60B中的加热器输入功率增加，使得在短时间内加热该加热器，并使缩短启动时间变为可能。 

图61是显示本发明实施例35中所使用的用于添加输入电流波形信息和输入电压波形信息的加法和反相电路的例子。如图58所示，在该混合器481中提供该加法和反相电路。 

向缓冲晶体管中输入输入电流波形信息490和输入电压波形信息449，且将其输出输入到具有公共的集电极电阻器的两个晶体管。提供该缓冲晶体管，以防止输入电流波形信息490和输入电压波形信息449的干扰。响应于输入信号的幅度的电流(发射极电流)流入到两个晶体管的发射极电阻器，而响应于发射极电流的添加值，在公共的集电极电阻器中发生压降。 

当发射极电压变高时，上述电流增加，且压降增大。也就是说，集电极电压降低，且因此使得极性相对于输入信号反相。信号转换系数也根据集电极电阻和发射极电阻之间的电阻值比率而改变。从功率控制信号干扰的观点来看，经由缓冲器执行公共集电极电阻的信号的阻抗转换、且随后将该信号连接到电容器是更加有效的。因此，所述电路将两个信号相加，并反相，且输出所得到的信号。 

(实施例36) 

本发明的实施例36涉及控制器(转换部分)的结构，且具有这样的结构，其中，将输入电流波形信息和在磁控管的非振荡时间通过进一步添加输入电压波形信息提供的信号、以及来自比较器474的功率控制信息混合并滤波，并转换为逆变器的半导体开关元件403、404的导通和关断驱动信号以便使用。 

根据该结构，处理符合磁控管的非线性负载特性的商用电源电压波形信息不是必要的，简化频率调制信号生成器，从而完成简化和小型化。进而，根据该简化配置，将输入电压波形信息449加到输入电流波形信息490，且为了缩短启动时间，而增加在启动时的加热器功率，并加入用于防止过量电压被施加到磁控管的阳极469和阴极470之间的安全措施，以改善产品的可靠性。 

采用上面所描述的结构，因此，使用输入电流波形信息490的控制环路被专用于输入电流的波形整形，使用功率控制信息491的控制环路被专用于功率控制，以及为了保持转换效率，在混合器481中，它们并不互相干扰。 

(实施例37) 

实施例37涉及图55和56所示的混合器481。如图58A所示，该混合器被提供有三个端子，其被输入输入电流波形信息490、输入电压波形信息449，以及功率控制信息491。 

输入电流波形信息490和输入电压波形信息449被输入到图61中所示的加法和反相电路，并被相加和反相。经历处理之后的信号和功率控制信息491被输入到由C、R1和R2组成的滤波器电路，并被滤波，且随后，作为开关频率控制信号492被输出到锯齿波生成器。如图58B的等效电路图所示，该滤波器电路截止功率控制输出491的高频成分。采用这样的结构，因此，妨碍输入电流波形整形的高频成分被截止，使得输入电流波形的质量提高。另一方面，如图58C的等效电路图所示，对于输入电流波形信息490和输入电压波形信息449，形成低截止滤波器，以保护波形。 

已经描述了本发明的各种实施例，应当了解的是，本发明并不限于在实施例中公开的项目，本发明也针对本领域技术人员基于说明书和广泛的已知技术而作出的修改、改变和应用，且所述修改、改变，以及应用同样包含在将被保护的范围之内。 

已经详细地参考特定实施例描述本发明，对于本领域技术人员而言，在不背离本发明的精神和范围的情况下作出的各种改变和修改都是显而易见的。 

本申请是基于日本专利申请(No.2006-154275)，递交于2006年6月2日、日本专利申请(No.2006-158196)，递交于2006年6月7日、日本专利申请(No.2006-158197)，递交于2006年6月7日、日本专利申请(No.2006-158198)，递交于2006年6月7日，其内容在此全文引用。 

工业实用性 

根据本发明中的高频介质加热功率控制，形成这样的控制环路，其用于通过反相而校正输入电流、以便减少输入电流大的部分，并增加输入电流小的部分。因此，如果存在磁控管类型或特性、阳极到阴极电压波动、电源电压波动等变化，则可根据简单配置执行不受该变化或波动影响的输入电流波形整形，且根据该简单配置，完成磁控管的稳定输出。由于也向控制环路中输入输入电压波形信息，所以，磁控管的启动时间缩短，且提高低输入电流时的功率因子。 

Claims (20)

1.用于高频介质加热的功率控制单元，所述功率控制单元用于控制用于驱动磁控管的逆变器，所述功率控制单元将一个或多个串联电路、谐振电路以及磁漏变压器连接到通过对交流电源的电压进行整流而提供的直流电源，其中，每个所述串联电路由至少两个半导体开关元件构成，并且所述功率控制单元调制所述半导体开关元件的开关频率，以将其转换到高频功率，并将在该磁漏变压器的次级侧上出现的输出施加到该磁控管，以便激励该磁控管，该用于高频介质加热的功率控制单元包括：

输入电流检测部分，其检测从交流电源输入到该逆变器的输入电流，并输出输入电流波形信息；

输入电压检测部分，其检测从交流电源输入到该逆变器的输入电压，并输出输入电压波形信息；

加法部分，用于将该输入电流波形信息和该输入电压波形信息相加；以及

转换部分，其将相加后的输入电流波形信息和输入电压波形信息转换为该逆变器的开关晶体管的驱动信号。

2.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，还包括：

连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，

所述转换部分将该开关频率控制信号转换为驱动信号，使得在输入电流大的部分中提高开关频率，而在输入电流小的部分中降低开关频率。

3.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，

该加法部分还包括连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、输入电压波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，并且，

该转换部分将该开关频率控制信号转换为驱动信号，以便抑制施加到该磁控管的电压的峰值。

4.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，

该转换部分包括频率限制部分，其对高频开关频率设置上限和下限。

5.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，

该转换部分还包括用于控制高频开关的导通占空比的占空比控制部分，并且，

设置该占空比控制部分的操作范围，以便通过至少在将高频开关频率限制到该频率限制部分的上限的范围中的占空比控制，而进行补偿。

6.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，还包括：

连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，

该混合器混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号。

7.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，

输入电流检测部分具有：变流器，其检测输入电流；以及整流器，其整流所检测的输入电流，并输出整流后的电流。

8.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，还包括：

比较器，其在输入电流和输出设置信号之间进行比较，以输出功率控制信息。

9.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，

在整流逆变器的输入电流之后，输入电流检测部分检测并输出单向电流。

10.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，还包括：

连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，

该输入电流检测部分具有在整流逆变器的输入电流之后检测单向电流的分流电阻器、以及放大跨越该分流电阻器出现的电压的放大器，

将由该放大器提供的输出作为输入电流波形信息直接输入到该混合器，并且，

该用于高频介质加热的功率控制单元还包括比较器，其在由放大器提供的输出和输出设置信号之间进行比较，并输出功率控制信息。

11.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，还包括：

连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，

该混合器具有用于截去功率控制信息的高频成分的结构。

12.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，还包括：

连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，

该混合器具有在输入电流的增大控制时间和输入电流的减小控制时间之间切换的电路结构。

13.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，还包括：

连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，

在该混合器中，时间常量在输入电流的增大控制时间增加，而在输入电流的减小控制时间减小。

14.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，还包括：

连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，

向该混合器输入用于将谐振电路电压控制到预定值的谐振电路电压控制信息，并且，响应于谐振电路电压的幅度而切换该混合器的电路结构。

15.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，还包括：

连接在该输入电流检测部分和该转换部分之间的混合器，用来混合输入电流波形信息、以及用于进行控制使得该逆变器的任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，以产生开关频率控制信号，

在该混合器中，时间常量在谐振电路电压低时间增加，而在谐振电路电压高时减小。

16.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，

输入电流检测部分具有滤波器电路，其衰减交流电源的高频谱区域和高开关频率的高频部分等。

17.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，

该输入电压检测部分包含：

一组二极管，用于检测从交流电源输入到该逆变器的输入电压；以及

整形电路，用于整形由所述二极管检测的输入电压的波形，并且输出整形后的电压。

18.根据权利要求17中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，

该整形电路具有用于衰减输入电压的高频谱区域的结构。

19.根据权利要求1中所述的用于高频介质加热的功率控制单元，

该转换部分被实现为频率调制电路，用于叠加具有根据开关频率控制信号而设置的频率的载波、以及片控制信号，以产生半导体开关元件的驱动信号。

20.根据权利要求1所述的用于高频介质加热的功率控制单元，还包括：

振荡检测器，用于检测该磁控管的振荡，

响应于由该振荡检测器检测的磁控管的振荡、或磁控管的非振荡，切换来自输入电压检测部分的输入电压波形信息的幅度。

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