JP2003257610A - 誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 アルミ鍋等を加熱できるとともに、鍋鳴り音
の少ない誘導加熱装置を提供すること。 【解決手段】 加熱コイル５９の発生する磁界が高導電
率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱するとスイッチング素
子５５または逆導通素子５６に流れる共振電流は、スイ
ッそれらの駆動期間より短い周期で共振し駆動期間にお
いて共振電流が所定以上の振幅で共振を維持すべく直流
電圧は昇圧平滑手段により昇圧かつ平滑され、加熱コイ
ル５９の発生する磁界が、鉄系または非磁性ステンレス
の負荷を加熱すると、共振電流はスイッチング素子５５
または５７の導通期間より長い周期で共振し、鉄系また
は非磁性ステンレス製の負荷を最大出力で加熱する場合
にスイッチング素子５５、５７に順方向に電流が流れて
いるタイミングでスイッチング素子５５，５７を遮断可
能とするように共振コンデンサを、高導電率かつ低透磁
率の負荷を加熱する場合よりも大きい容量に切り替える
誘導加熱装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、アルミ鍋のような
高導電率かつ低透磁率の被加熱物を効率良く誘導加熱で
きるようにした誘導加熱調理器や、誘導加熱式の湯沸か
し器、加湿器あるいはアイロンなどの誘導加熱装置に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来この種の誘導加熱装置として、例え
ば誘導加熱調理器に関してアルミ鍋を加熱しているとき
の鍋鳴り音を抑制するとともに、力率低下を抑制する技
術が開示されており（例えば、特許文献１参照。）、ま
た、スイッチング損失を抑制するとともに、アルミ鍋を
高周波で加熱するための技術が開示されている（例えば
特許文献２参照。）。

【０００３】図９は特許文献１に開示されている内容を
示す回路図である。図９において、サイリスタ３、サイ
リスタ４、ダイオード５及びダイオード６は１００Ｖの
交流電源１の電圧を入力して直流電圧に整流するブリッ
ジ回路２を構成する。サイリスタ３，サイリスタ４は導
通角を制御して、インバータの直流電源電圧をインバー
タ起動時約２０Ｖに低下させ出力電力を低い値に設定し
て負荷検知手段２４が適正な被加熱物が存在することを
判断すると出力制御回路２６が動作し、以降出力の変更
は直流電圧を変えて行われる。

【０００４】また、入力波形整形手段２３は入力設定手
段２５からの信号と、カレントトランス２２からの信号
に基づき、入力電流が決められた波形となるようにトラ
ンジスタ１０を駆動することにより力率が改善される。
これは、チョークコイル８はトランジスタ１０が導通す
るとチョークコイル８にエネルギーを蓄積し、トランジ
スタ１０がオフしたときにそのエネルギーをダイオード
９を介してコンデンサ１１に放出する作用により行われ
る。

【０００５】また、アルミニウム鍋を加熱するために、
加熱コイル１８の電流の周波数を２０ｋＨｚから５０ｋ
Ｈｚに切り替える。これは、加熱コイル１８の巻き数と
共振コンデンサ１９の容量を変更して行われる。

【０００６】しかしながら、上記従来の技術は、アルミ
ニウム鍋と鉄系の鍋を加熱するためには加熱コイルの巻
き数を切り替える必要があり構成的に複雑でコスト的に
も負担になる、また、共振周波数を５０ｋＨｚにするた
めにスイッチング素子１５、１７の駆動周波数も同一周
波数（５０ｋＨｚ）にする必要がありスイッチング損失
が大きくなる、そして、スイッチング損失を低減するた
めに共振点追尾方式を採用すると、そのための制御回路
や出力変更のための電源電圧変更手段が必要となる、と
いった課題があった。

【０００７】上記の課題を解決するための方法として、
特許文献２に開示されている技術がある。図１０の回路
図と、図１１及び図１２の波形はこの技術の内容を示す
ものである。

【０００８】この技術の特徴は、加熱コイル１８へ流れ
る電流を検出するカレントトランス３０により信号を受
け、トランジスタ１５とトランジスタ１７の駆動信号に
比べ、加熱コイル１８と共振コンデンサ１９で形成され
る共振電流の周波数を２倍以上に設定したことにより、
トランジスタ１５とトランジスタ１７のスイッチング損
失を抑制しながら、加熱コイルに供給する周波数を高く
してアルミニウムの鍋を加熱することができるようにし
たものである。

【０００９】図１１に波形にて示す出力制御方法は、電
力が小の場合には、トランジスタ１５はその電流が零点
に１回目に達した時点でオフし、トランジスタ１７はそ
の電流が３回目に達した時点でオフするように制御す
る。また、電力が大の場合には、トランジスタ１５はそ
の電流が零点に２回目に達した時点でオフし、トランジ
スタ１７はその電流が２回目に達した時点でオフするよ
うに制御する。

【００１０】図１２に示す出力制御方法は、電力が小の
場合には、トランジスタ１５は導通後ｔ１時間（共振電
流の１／２周期より短い時間）経過後オフし、トランジ
スタ１７はその電流が３回目に零点に下降して達した時
点でオフするように制御する。また、電力が大の場合に
は、トランジスタ１５はその電流が零点に１回目に下降
して達した時点（共振電流の１／２周期目）でオフし、
トランジスタ１７はその電流が３回目に達した時点でオ
フするように制御するものである。

【００１１】

【特許文献１】特開平１−２４６７８３号公報

【特許文献２】特開２００１−１６０４８４号公報

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】特許文献２に記載され
たような従来の誘導加熱装置には、図１１の制御方法で
は連続的に出力を調整することができないという課題が
あり、図１２の制御方法は、導通時間の変化に対する出
力の変化が大きくなりすぎて微妙な出力の制御ができな
いという課題があった。またいずれの制御方法でも、加
熱コイル１８の電流の包絡線が平滑化されていないの
で、商用周波数の２倍の周波数で生じるうなり音が鍋か
ら生じることになる（以下、鍋鳴り音）という課題もあ
った。鍋鳴り音を防ぐ方式としては、上記の特許文献１
に記載されたような技術が考えられるが、この技術は、
インバータの入力電源をそれ以下に降下させ出力を調節
する方法であり、この方法と上記の特記文献２に記載さ
れた方法と組み合わせても、共振電流が減衰して継続し
ないので十分な出力制御ができなかった。

【００１３】本発明は上記の課題を解決するもので、鍋
鳴り音を発生させず、インバータのスイッチング素子の
スイッチング損失を抑制するとともに、アルミ鍋を十分
大きな出力で連続的にかつ制御性よく出力制御して加熱
ができる誘導加熱装置を提供することを目的としてい
る。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明の誘導加熱装置は、特に、加熱コイルの発生す
る磁界が、鉄系の負荷または非磁性ステンレスの負荷を
加熱すると、共振電流は第１のスイッチング素子または
第２のスイッチング素子の導通期間より長い周期で共振
してなり、鉄系の負荷または非磁性ステンレス製の負荷
を最大出力で加熱する場合に第１のスイッチング素子及
び第２のスイッチング素子に順方向に電流が流れている
タイミングで前記スイッチング素子を遮断可能とするよ
うに共振コンデンサを、高導電率かつ低透磁率の負荷を
加熱する場合よりも大きい容量に切り替えてなるので、
共振コンデンサと補正用コンデンサは加熱コイルと直列
に接続されると共に容量を切り替え可能とし、鉄系の負
荷または非磁性ステンレス製の負荷を加熱する場合に共
振コンデンサを、高導電率、低透磁率の負荷を加熱する
場合よりも大きい容量に切り替えてなることにより、共
振周波数が長くなるとともに電流が増え、さらに昇圧手
段により直流電源電圧を昇圧しているので、共振電流値
が増えることから、スイッチング素子に順方向に電流が
流れているタイミングでスイッチング素子を遮断可能な
範囲で最大出力を設定してスイッチング素子のターンオ
ン時のスイッチング損失の増大を抑制しようとする場合
に、最大出力を従来の構成のものより大きくすることが
できる。また、アルミニウムなどの高導電率かつ低透磁
率製の被加熱物と鉄系の被加熱物を同一のインバータで
加熱しようとするときに、従来は加熱コイルの巻き数を
切り替えて被加熱物に放射する磁界の強さ（アンペアタ
ーン）を切り替えていたが、昇圧手段の昇圧によりその
作用を置き換えることができるので、加熱コイルの切換
をせずとも共振コンデンサの切り替えをすればアルミニ
ウムなどの高導電率かつ低透磁率製の被加熱物と鉄系の
被加熱物を加熱できるという作用がある。

【００１５】

【発明の実施の形態】請求項１に記載の発明は、第１の
スイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続
体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された
第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並
列に接続された第２の逆導通素子と、前記第１のスイッ
チング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に
接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路
とを有し直流電圧を入力して前記第１のスイッチング素
子と第２のスイッチング素子の導通により共振するイン
バータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のス
イッチング素子を排他的に導通制御する制御回路とを備
え、前記第１のスイッチング素子または前記第１の逆導
通素子に流れる共振電流は、前記加熱コイルの発生する
磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱すると前
記第１のスイッチング素子の駆動期間より短い周期で共
振するとともに前記駆動期間において前記共振電流が所
定以上の振幅で共振を維持すべく前記直流電圧は昇圧平
滑手段により昇圧されかつ平滑されて前記インバータに
供給されてなることにより、スイッチング素子が１石の
ものに比して、スイッチング素子が複数あるのでその責
務が小さくなるとともに、駆動時間比を変えたり駆動周
波数を変えることにより出力制御が負荷に応じてきめ細
かく行える。

【００１６】また、高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱
する場合において、共振電流の尖頭値がスイッチング素
子の駆動期間中に減衰して零とならないように、インバ
ータが入力する直流電圧を昇圧しかつ平滑する昇圧平滑
手段を設けているので、スイッチング素子の駆動期間中
に共振電流を１サイクル以上発生させた状態でスイッチ
ング素子の駆動期間を変更して出力を安定して制御す
る、あるいはスイッチング素子の責務（ターンオン損失
の発生）を大きくしないように制御することができるよ
うになる。

【００１７】また、特に、加熱コイルの発生する磁界
が、鉄系の負荷または非磁性ステンレスの負荷を加熱す
ると、共振電流は第１のスイッチング素子または第２の
スイッチング素子の導通期間より長い周期で共振してな
り、鉄系の負荷または非磁性ステンレス製の負荷を最大
出力で加熱する場合に第１のスイッチング素子及び第２
のスイッチング素子に順方向に電流が流れているタイミ
ングで前記スイッチング素子を遮断可能とするように共
振コンデンサを、高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱す
る場合よりも大きい容量に切り替えてなるので、共振コ
ンデンサと補正用コンデンサは加熱コイルと直列に接続
されると共に容量を切り替え可能とし、鉄系の負荷また
は非磁性ステンレス製の負荷を加熱する場合に共振コン
デンサを、高導電率、低透磁率の負荷を加熱する場合よ
りも大きい容量に切り替えてなることにより、共振周波
数が長くなるとともに電流が増え、さらに昇圧手段によ
り直流電源電圧を昇圧しているので、共振電流値が増え
ることから、スイッチング素子に順方向に電流が流れて
いるタイミングでスイッチング素子を遮断可能な範囲で
最大出力を設定してスイッチング素子のターンオン時の
スイッチング損失の増大を抑制しようとする場合に、最
大出力を従来の構成のものより大きくすることができ
る。また、アルミニウムなどの高導電率かつ低透磁率製
の被加熱物と鉄系の被加熱物を同一のインバータで加熱
しようとするときに、従来は加熱コイルの巻き数を切り
替えて被加熱物に放射する磁界の強さ（アンペアター
ン）を切り替えていたが、昇圧手段の昇圧によりその作
用を置き換えることができるので、加熱コイルの切換を
せずとも共振コンデンサの切り替えをすればアルミニウ
ムなどの高導電率かつ低透磁率製の被加熱物と鉄系の被
加熱物を加熱できるという作用がある。

【００１８】また、請求項２に記載の発明は、特に、容
量の小なる共振コンデンサで起動し、徐々に出力を増加
させ、その途中で鉄系の負荷か高導電率かつ低透磁率の
負荷かを判定し、鉄系の負荷であると判定した場合には
駆動停止後、容量が大となるよう共振コンデンサを切り
変え駆動周波数を低周波数で再駆動し、高導電率かつ低
透磁率の負荷であると判定した場合には継続して所定の
駆動時間比または所定の出力まで出力を増加した後駆動
時間比を略固定して導通時間を変更して出力を所定の出
力に到達させてなることにより、低出力で高導電率、低
透磁率の負荷と鉄系の負荷の判別を行い、その検知結果
に応じ適した共振コンデンサの選択と、駆動方法の選択
をして所定の出力に到達させることができるものであ
る。

【００１９】

【実施例】（実施例１）本発明の第１の実施例について
図面を参照しながら説明する。

【００２０】図１は本実施例の誘導加熱装置の回路構成
を示す図である。電源５１は低周波交流電源である２０
０Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回
路５２の入力端に接続される。整流回路５２の出力端間
に第１の平滑コンデンサ５３が接続される。整流回路５
２の出力端間には、さらに、チョークコイル５４と第２
のスイッチング素子５７の直列接続体が接続される。加
熱コイル５９は被加熱物であるアルミニウム製の鍋６１
と対向して配置されている。

【００２１】５０はインバータであり、第２の平滑コン
デンサ６２の低電位側端子（エミッタ）は整流回路５２
の負極端子に接続され、第２の平滑コンデンサ６２の高
電位側端子は第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）５５
の高電位側端子（コレクタ）に接続され、第１のスイッ
チング素子（ＩＧＢＴ）５５の低電位側端子はチョーク
コイル５４と第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）５７
の高電位側端子（コレクタ）との接続点に接続される。
加熱コイル５９と共振コンデンサ６０の直列接続体が第
２のスイッチング素子５７に並列に接続される。

【００２２】第１のダイオード５６（第１の逆導通素
子）は第１のスイッチング素子５７に逆並列に接続（第
１のダイオード５６のカソードと第１のスイッチング素
子５７のコレクタとを接続）され、第２のダイオード５
８（第２の逆導通素子）は第２のスイッチング素子５７
に逆並列に接続される。スナバコンデンサ６４は、第２
のスイッチング素子５７に並列に接続される。補正用共
振コンデンサ６５とリレー６６の直列接続体は共振コン
デンサ６０に並列に接続されている。制御回路６３は、
電源５１からの入力電流を検知するカレントトランス６
７と、加熱コイル５９の電流を検知するカレントトラン
ス６８の検知信号を入力するとともに、第１のスイッチ
ング素子５５と第２のスイッチング素子５７のゲートと
リレー６６の駆動コイル（図示せず）に信号を出力す
る。

【００２３】以上のように構成された誘導加熱装置にお
いて、以下動作を説明する。電源１は整流回路５２によ
り全波整流され、整流回路５２の出力端に接続された第
１の平滑コンデンサ５３に供給される。この第１の平滑
コンデンサ５３はインバータに高周波電流を供給する供
給源として働く。

【００２４】図２は上記回路における各部波形を示す図
であり、図２（Ａ）は出力が大出力である２ｋＷの時の
ものである。同図（ａ）は第１のスイッチング素子５５
及び第１のダイオード５６に流れる電流波形Ｉｃ１を、
同図（ｂ）は第２のスイッチング素子５７及び第２のダ
イオード５８に流れる電流波形Ｉｃ２を、同図（ｃ）は
第２のスイッチング素子５７のコレクタ−エミッタ間に
生じる電圧Ｖｃｅ２を、同図（ｄ）は第１のスイッチン
グ素子５５のゲートに加わる駆動電圧Ｖｇ１を、同図
（ｅ）は第２のスイッチング素子５７のゲートに加わる
駆動電圧Ｖｇ２を、同図（ｆ）は加熱コイル５９に流れ
る電流ＩＬをそれぞれ示している。

【００２５】出力が２ｋＷのとき（図２（Ａ））、制御
回路６３は時点ｔ０から時点ｔ１まで（ｅ）に示すよう
に第２のスイッチング素子５７のゲートに駆動期間がＴ
２（約２４μ秒）であるオン信号を出力する。この駆動
期間Ｔ２の間では第２のスイッチング素子５７及び第２
のダイオード５８と、加熱コイル５９と、共振コンデン
サ６０で形成される閉回路で共振し、鍋６１がアルミニ
ウム製の鍋であるときの共振周期（１／ｆ）が駆動期間
Ｔ２の約２／３倍（約１６μ秒）となるように加熱コイ
ル５９の巻き数（４０Ｔ）と共振コンデンサ６０の容量
（０．０４μＦ）と、駆動期間Ｔ２が設定されている。
チョークコイル５４はこの第２のスイッチング素子５７
の駆動期間Ｔ２において、平滑コンデンサ５３の静電エ
ネルギーを磁気エネルギーとして蓄える。

【００２６】次に、第２のスイッチング素子５７に流れ
る共振電流の第２番目のピークと共振電流が次に零とな
る間のタイミングである時点ｔ１、すなわち第２のスイ
ッチング素子５７の順方向にコレクタ電流が流れている
時点で第２のスイッチング素子５７の駆動が停止され
る。

【００２７】すると、第２のスイッチング素子５７がオ
フするので、第２のスイッチング素子５７のコレクタと
接続されたチョークコイル５４の端子の電位が立ち上が
り、この電位が第２の平滑コンデンサ６２の電位を越え
ると、第１のダイオード５６を通して第２の平滑コンデ
ンサ６２に充電して、チョークコイル５４に蓄えた磁気
エネルギーを放出する。第２の平滑コンデンサ６２の電
圧は整流器５２の直流出力電圧Ｖｄｃのピーク値（２８
３Ｖ）よりも高くなるように昇圧される（本実施例では
５００Ｖ）。昇圧されるレベルは第２のスイッチング素
子５８の導通時間に依存し、導通時間が長くなると第２
の平滑コンデンサ６２に発生する電圧が高くなる傾向に
ある。

【００２８】このように、第２の平滑コンデンサ６２−
第１のスイッチング素子５５あるいは第１のダイオード
５６−加熱コイル５９−共振コンデンサ６０で形成され
る閉回路で共振する際に直流電源として働く第２の平滑
コンデンサ６２の電圧レベルが昇圧されることにより、
図２（Ａ）の（ａ）に示す第１のスイッチング素子５５
に流れる共振電流の尖頭値（ピーク値）、および共振経
路を変えて、継続して共振する同図（ｂ）の第２のスイ
ッチング素子５７に流れる共振電流の尖頭値が零となら
ないように、あるいは小さくならないようにして、アル
ミニウム製の鍋を高出力で誘導加熱し、かつ、出力を連
続的に増減して制御するようにできる。

【００２９】そして、図２（Ａ）の（ｄ）及び（ｅ）で
示すように、制御回路６３は、時点ｔ１から両スイッチ
ング素子が同時に導通するのを防止するために設けた休
止期間後の時点ｔ２において、第１のスイッチング素子
５５のゲートに駆動信号を出力する。この結果、同図
（ａ）示すように加熱コイル５９−共振コンデンサ６０
−第１のスイッチング素子５５または第１のダイオード
５６−第２の平滑コンデンサ６２とからなる閉回路に経
路を変えて共振電流が流れることになる。この駆動信号
の駆動期間Ｔ２は、この場合にはＴ１とほぼ同じ期間に
設定されているので、第２のスイッチング素子５８が導
通していた場合と同様に、駆動期間Ｔ１の約２／３の周
期の共振電流が流れる。

【００３０】従って、加熱コイル５９に流れる電流ＩＬ
は、図２（Ａ）の（ｆ）に示すような波形となり、第１
及び第２のスイッチング素子の駆動周期（Ｔ１とＴ２と
休止期間の和）は共振電流の周期の約３倍となり、第１
及び第２の駆動周波数が約２０ｋＨｚであれば、加熱コ
イル５９に流れる共振電流の周波数は約６０ｋＨｚとな
る。

【００３１】図３は、商用電源５１の電圧波形を（ａ）
に、加熱コイル５９と共振コンデンサ６０の直列接続体
に加わる電圧Ｖｃｅ２を（ｂ）に、波形（ｃ）は加熱コ
イル５９に流れる電流ＩＬを示している。このように第
２の平滑コンデンサ６２により、整流器５２の出力電圧
は、図３（ａ）に示す商用電源を全波整流した脈流波形
であるのに対して、加熱コイル５９に流れる電流の包絡
線が図３（ｃ）のように平滑化されるため、従来例の図
１３（ｃ）で示す加熱コイル電流で生じるような商用電
源周波数の２倍の周波数で生じる鍋鳴り音が抑えられる
ことになる。

【００３２】図２（Ｂ）の波形は出力が低出力である４
５０Ｗの時のものである。図２（Ｂ）の（ａ’）〜
（ｅ’）は図２（Ａ）の（ａ）〜（ｅ）に対応する波形
である。出力電力の制御は、図２（Ｂ）に示すように、
第１のスイッチング素子５５の駆動時間（Ｔ１’）及び
第２のスイッチング素子５７の駆動時間（Ｔ２’）を２
ｋＷ出力時の各々の駆動時間Ｔ１、Ｔ２より短くするこ
とによりおこなう。

【００３３】図２（Ａ）において、第１のダイオード５
６に流れる電流がピークになる時点（図２（Ａ）の時点
ｔ５）で第２のスイッチング素子５８をターンオンした
場合には、出力電力は最小出力電力またはそれに近い値
となる。これに対して、第１のスイッチング素子５６に
２回目に流れ始めて（同図ｔ６で示す時点）から再度共
振で零になる時点（図示していない）で第１のスイッチ
ング素子５６をオフするとともに第２のスイッチング素
子５８をオンするように制御すると最大出力電力を得る
ことができる（共振点電力制御）。

【００３４】出力設定が低出力である４５０Ｗのときに
は上記の原理により、図２（Ｂ）の（ａ’）に示すよう
に、駆動時間（Ｔ１’）を出力設定が最大出力設定であ
る２ｋＷのときよりも短くするが、第１のスイッチング
素子５５に順方向電流が流れている時点（ｔ３’）で第
１のスイッチング素子５５がオフするようになってい
る。 このようにすることで、最大出力設定の時でも、
低出力設定の時でも、第１のスイッチング素子５５のタ
ーンオフに伴ない、加熱コイル５９に蓄積したエネルギ
ーでスナバコンデンサ６４と共振させて、第１のスイッ
チング素子５５のコレクタ電位を立ち下げ、かつそのコ
レクタエミッタ間の電圧の立ち上がりを緩やかにしてス
イッチング損失を低減することができる。

【００３５】その結果、引き続きターンオンすることに
なる第２のスイッチング素子５７のターンオン時に順方
向に電圧が印加しないようにまたは印加してもそのレベ
ルを小さくして、ターンオン損失を抑制するあるいはタ
ーンオン時の雑音の発生を防止することができるととと
もに、第１のスイッチング素子５５のターンオフ損失を
低減することができるものである。

【００３６】次に起動時においては、制御回路６３はリ
レー６６はオフ状態にし、一定の周波数（約２１ｋＨ
ｚ）で第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチン
グ素子５７を交互に駆動する。第１のスイッチング素子
５５の駆動期間は共振電流の共振周期よりも短いモード
で駆動し、駆動時間比を最小にして、最小の出力にして
から徐々に駆動時間比を増加し、その間に制御回路６３
はカレントトランス６７の検知出力とカレントトランス
６８の検知出力から、負荷鍋６１の材料を検知する。制
御回路６３は負荷鍋６１の材料が鉄系のものであると判
断すると、加熱を停止してからリレー６６を投入して、
再度低出力で加熱を開始する。このとき、制御回路６３
は第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素
子５７を一定の周波数（約２１ｋＨｚ）で再度最小駆動
時間比で最小出力からスタートして所定の出力まで徐々
に増加させる。

【００３７】一方、鉄系の負荷であると検知しない場合
には、所定の駆動時間比に到達すると、図２（Ｂ）に示
すような、第１のスイッチング素子５７の駆動期間より
共振電流の周期の短いモードに移行する。このとき、出
力は低出力状態になるように駆動期間が設定される。

【００３８】図４は第１のスイッチング素子５５と第２
のスイッチング素子５７の駆動周波数を一定（２０ｋＨ
ｚ）にしたときの第２のスイッチング素子５７のオン時
間と入力電力の関係を示す図である。この図が示すよう
に、本実施例においては、周期の１／２付近で約２ｋＷ
の加熱出力がえられ、その付近のピークから第２のスイ
ッチング素子の駆動期間を短くしていけば出力を線形的
に低下することができる。従って、図４に示すように駆
動時間あるいは駆動時間比のリミッタの下限Ｔｏｎｍｉ
ｎと上限Ｔｏｎｍａｘを設定すれば、安定した制御を行
うことができる。

【００３９】以上のように、本実施例によれば、加熱コ
イル５９の発生する磁界によりアルミニウムや銅など高
導電率、低透磁率の負荷を加熱すると、第１のスイッチ
ング素子５５、第１ダイオード５６を流れる加熱コイル
５９と共振コンデンサ６０による共振電流は、両スイッ
チング素子それぞれの駆動期間（Ｔ１）より短い周期で
共振してなるので、第１のスイッチング素子５５の駆動
周波数より高い周波数（この実施例では１．５倍）の電
流を加熱コイル５９に供給して加熱することができ、さ
らに、昇圧手段であるチョークコイル５４と平滑手段で
ある第２の平滑コンデンサ６２を設けて、高周波電源で
ある平滑コンデンサ６２の電圧を昇圧して平滑し、各駆
動期間（Ｔ及びＴ’）において共振電流の振幅を大きく
しているため、駆動開始後、共振電流が流れ始めてから
１周期目が終了し、２周期目に到達して以降においても
十分大きな振幅の共振電流を継続させ、２周期目以降に
おいて各スイッチング素子の駆動停止タイミングを変更
することにより大きな出力の可変範囲を得ることができ
るものである。

【００４０】また、昇圧手段であるチョークコイル５４
は、第２のスイッチング素子５８の駆動期間と関連性を
持たせて昇圧の大きさを変更してなる、すなわち、第２
のスイッチング素子５７の導通時間が例えば長くなる
と、チョークコイル５４の昇圧作用が大きくなり平滑手
段である平滑コンデンサ６２の電圧が高くなるので出力
制御に利用することができる。

【００４１】また、昇圧手段５４は、第２のスイッチン
グ素子５７の導通によりチョークコイル５４に蓄積され
たエネルギーを第１のダイオード５６を経由して第２の
平滑コンデンサ６２に移動してなることにより、簡単な
構成で脈流の入力直流電圧を平滑した高圧の電源とする
ことができ、この電源をもとに包絡線が平滑された高周
波電流に変換して加熱コイル５９に供給するので鍋鳴り
音を抑制することができる。

【００４２】また、第２のスイッチング素子５７または
第２のダイオード５８に流れる共振電流は、加熱コイル
５９の発生する磁界によりアルミニウムや銅等、高導電
率かつ低透磁率の負荷を加熱すると第２のスイッチング
素子５７の駆動期間（Ｔ２）より短い周期で共振してな
ることにより、第１のスイッチング素子５５または第１
のダイオード５６に流れる共振電流と合わせさらに第１
及び第２のスイッチング素子の駆動周期内の共振周波数
の波数を多くすることができる。

【００４３】また、第２のスイッチング素子５７が導通
した時、チョークコイル５４にエネルギーを与える第１
の平滑コンデンサ５３を有することにより、チョークコ
イル５４にエネルギーを蓄積する際の高周波成分が電源
５１に漏洩するのを抑制することができるものである。

【００４４】また、制御回路６３は、最大出力設定時
に、第１のスイッチング素子５５の駆動開始後、共振電
流が２周期目以降であって第１のスイッチング素子５５
に流れている期間内に第１のスイッチング素子５５の導
通を遮断する信号を出力してなる、または、第２のスイ
ッチング素子５７の駆動開始後共振電流が２周期目以降
であって第２のスイッチング素子５７に流れている期間
内に第２のスイッチング素子の導通を遮断する信号を出
力してなるので、最大出力時の第２のスイッチング素子
５７または第１のスイッチング素子５５のターンオン損
失の増大を抑制することができる。

【００４５】また、制御回路６３は、最大出力設定時
に、第１のスイッチング素子５５の駆動開始後共振電流
が２周期目以降のピーク位相を過ぎ零点に至るまでの間
に前記第１のスイッチング素子５５を遮断する信号を出
力してなる、または、第２のスイッチング素子５７の駆
動開始後共振電流が２周期目以降のピーク位相を過ぎ零
点に至るまでの間に前記第１のスイッチング素子５５を
遮断する信号を出力してなることにより、最大出力時の
第２のスイッチング素子５７または第１のスイッチング
素子５５のターンオン損失の発生を抑制するとともに、
それらの駆動期間を短くすると出力を低下させることが
できかつ、低出力にしても各スイッチング素子のターン
オンモードが起きにくくターンオン損失が発生しにくく
なる。

【００４６】また、第１のスイッチング素子５５と第２
のスイッチング素子５７の導通期間の比を略１すると共
に、加熱コイル５９の発生する磁界により高導電率かつ
低透磁率の負荷を加熱すると、第１のスイッチング素子
５５及び第１のダイオード５６に流れる共振電流は、第
１のスイッチング素子５５の駆動期間の略２／３倍の周
期で共振してなることにより、第１のスイッチング素子
５５と第２のスイッチング素子の駆動期間中に３個の共
振電流の波数を発生させることができ、駆動周波数の約
３倍の高周波電流を加熱コイル５９に供給することがで
きるとともに、第１のスイッチング素子５５の駆動を第
１のダイオード５６に電流が流れているタイミングで開
始し、駆動の停止を第１のスイッチング素子５５に順方
向に電流が流れているタイミングで行うことができ、第
２のスイッチング素子５７及び第２のダイオード５８に
ついても同様とすることができ制御が安定する。

【００４７】また、起動時、第１のスイッチング素子５
５と第２のスイッチング素子５７の駆動時間比を変え加
熱出力を増加させ、途中から駆動周波数を変え加熱出力
を増加させてなることにより、負荷の検知を行いやすく
することができる。すなわち、駆動時間比を変えること
により高導電率かつ低透磁率のアルミニウム等の材質の
負荷でも鉄系の負荷でも低出力状態で単調に出力を変化
させることができ、制御回路６３は負荷検知が正確にか
つ低出力状態でできる。また、所定の駆動時間比、駆動
時間あるいは加熱出力に到達後は、高導電率かつ低透磁
率の負荷の場合には特定の位相範囲でスイッチング素子
を駆動及び遮断できるように駆動時間比を一定にして遮
断位相を変え、駆動周波数を変えることによりスイッチ
ング素子の損失の急激な増加を抑制して出力を可変する
ことができるものである。

【００４８】また、起動時、第１のスイッチング素子５
５の駆動期間が共振電流の共振周期より短くなるように
して第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング
素子５７の駆動時間比を変え加熱出力を増加させ、所定
の駆動時間あるいは所定の駆動時間比に到達すると、第
１のスイッチング素子５５の駆動期間を共振電流の周期
より長くかつ低出力になるように離散的に長く変更して
から駆動期間を徐々に短くして加熱出力を低出力値から
所定出力値まで増加させてなることにより、所定の駆動
時間あるいは所定の駆動時間比に到達までに負荷６１が
高導電率かつ低透磁率の負荷かどうかを精度良くかつ安
定的に行い、負荷６１が高導電率かつ低透磁率の負荷で
ある場合には離散的に駆動期間を長くして、低出力状態
に移行しそこから所定の値まで安定に増加させ到達させ
ることができるものである。

【００４９】また、加熱コイル５９の発生する磁界によ
り、鉄系の負荷または非磁性ステンレスの負荷６１を加
熱すると共振電流は第１のスイッチング素子５５及び第
２のスイッチング素子５７の導通期間より長い周期で共
振してなり、鉄系の負荷または非磁性ステンレス製の負
荷６１を最大出力で加熱する場合に第１のスイッチング
素子５５及び第２のスイッチング素子５７に順方向に電
流が流れているタイミングで前記スイッチング素子を遮
断可能とするように補正用共振コンデンサ６５を共振コ
ンデンサ６０に並列に接続して、高導電率かつ低透磁率
の負荷を加熱する場合よりも大きい容量に切り替えてな
るので、共振コンデンサ６０と補正用コンデンサ６４は
加熱コイル５９と直列に接続されると共に容量を切り替
え可能とし、鉄系の負荷または非磁性ステンレス製の負
荷を加熱する場合に共振コンデンサ６０を、高導電率か
つ低透磁率の負荷を加熱する場合よりも大きい容量に切
り替えてなることにより、共振周波数が長くなるととも
に電流が増え、さらにチョークコイル５４により直流電
圧Ｖｄｃを昇圧しているので、共振電流の振幅が大きく
なることから、スイッチング素子に順方向に電流が流れ
ているタイミングでスイッチング素子を遮断可能な範囲
で最大出力を設定してスイッチング素子のターンオン時
のスイッチング損失の増大を抑制しようとする場合に、
最大出力を従来の構成のものより大きくすることができ
る。また、アルミニウム系の鍋と、鉄系の鍋を同一のイ
ンバータで加熱しようとするときに、従来は加熱コイル
５９の巻き数と共振コンデンサを同時に切り替えて共振
周波数と被加熱物６１に放射する磁界の強さ（アンペア
ターン）を切り替えていたが、チョークコイル５４と第
１のスイッチング手段５７の昇圧作用により前記のコイ
ル巻き数切り替えの作用を置き換えることができ、同一
の加熱コイル５９で共振コンデンサ６０の切り替えをす
ることで、広い範囲の材質の被加熱物を加熱できるとい
う効果がある。

【００５０】また、補正用共振コンデンサ６５を共振コ
ンデンサ６０に接続せずに起動し、すなわち、容量の小
なる共振コンデンサ６０ので起動し、徐々に出力を増加
させ、その途中で負荷６１が鉄系か、高導電率かつ低透
磁率のものかを判定し、鉄系の負荷であると判定した場
合には駆動停止後、リレー６０をオンして補正用共振コ
ンデンサ６５を並列に接続して、すなわち、共振コンデ
ンサ６０を容量が大となるよう切り変え、駆動周波数を
低周波数で再駆動するので、共振周波数が長くなるとと
もに電流が増え、さらに昇圧手段であるチョークコイル
５４と第２の平滑コンデンサ６２により直流電源電圧を
昇圧しているので、共振電流値が増えることから、第１
のスイッチング素子５５及びに順方向に電流が流れてい
るタイミングでスイッチング素子を遮断可能な範囲で最
大出力を設定してスイッチング素子５７のターンオン時
のスイッチング損失の増大を抑制しようとする場合に、
最大出力を従来の構成のものより大きくすることができ
る。また、高導電率、低透磁率の負荷であると判定した
場合には継続して所定の駆動時間比または所定の出力ま
で出力を増加した後駆動時間比を固定して導通時間を変
更して出力を所定の出力に到達させてなるので、いずれ
の負荷においても低出力で起動して負荷の判定をして、
安定的に所定の出力値あるいはリミット値へと到達させ
るいわゆるソフトスタート動作が可能となる。

【００５１】なお、図１において、第１の平滑コンデン
サと第２の平滑コンデンサの容量の比率は場合に応じて
適宜決定すればよい。例えば前者を１０００マイクロフ
ァラッド、後者を１５マイクロファラッドとすると加熱
コイル電流の包絡線の平滑度が高くなる。この場合には
第１の平滑コンデンサ５３の入力側の電源線にチョーク
コイルを挿入すればよい。逆に前者を１０マイクロファ
ラッド、後者を１００マイクロファラッド程度にすれ
ば、力率の低下を抑制できるが、後者は耐圧の大きなも
のを必要とするので高価となる場合がある。

【００５２】また、図１において、第２の平滑コンデン
サ６２は、低電位側を整流回路５２の正極に接続しても
良く、また、スナバコンデンサ６４は第１のスイッチン
グ素子５５に並列に接続しても同様の効果が得られる。

【００５３】また、共振コンデンサ６０の低電位側端子
は第１のスイッチング素子５５の高電位側端子（コレク
タ）に接続してもよく、容量を分割して第１のスイッチ
ング素子５５の高電位側と、第２のスイッチング素子５
７の低電位側端子（エミッタ）に同時に接続しても同様
の動作を行う。そして、第１のスイッチング素子５５ま
たは第２のスイッチング素子５７に並列に接続する共振
回路は本実施例のものには限らず適宜本実施例の技術を
応用できるものである。

【００５４】また、上記実施例では誘導加熱調理器につ
いて説明したがアルミニウムなどの高導電率かつ低透磁
率材料を加熱するアイロンや湯沸かし器など他の種の誘
導加熱装置にも応用できるものである。

【００５５】（実施例２）本発明の誘導加熱装置の第２
の実施例について図面を参照しながら説明する。図５は
本実施例の回路構成を示す図である。本実施例が実施例
１の構成と異なるのは第１の平滑コンデンサ７１及びチ
ョークコイル７２が電源５１と整流回路５２の間に配置
されている点である。

【００５６】本実施例における動作を説明する。５０は
インバータであり、制御回路６３の動作は実施例１と同
様に第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング
素子５７を必要な入力電力を確保するため交互にオン・
オフ動作を行う。この際、第１のスイッチング素子５５
のオン時には、実施例１では加熱コイル５９に電流が流
れるとともに、チョークコイル７２から第１の平滑コン
デンサ７１に電流に電流の一部が回生することになる。
そこで、本実施例の構成を取ることにより、整流回路５
２が回生電流を阻止する様に働くため、第１の平滑コン
デンサ７１に電流が回生することがなく、入力電力を加
熱コイル５９及び鍋６１に伝達することが可能になる。
なお、整流回路５２に使用されるダイオードは高周波電
流が通過するため、高速のダイオードが望ましいことに
なる。

【００５７】以上のように本実施例によれば、第１の平
滑コンデンサ７１に電流が回生しないために、入力電力
が無駄なく回路に供給されるため、効率の良いアルミ鍋
の加熱が可能な誘導加熱装置を実現できるものである。

【００５８】（本発明に関連する例）本発明の誘導加熱
装置に関連する例について図面を参照しながら説明す
る。図６は本例の回路構成を示す。電源５１は商用電源
であり整流回路５２により整流され、チョークコイル８
０とトランジスタ８７の直列回路に印加される。トラン
ジスタ８７のコレクタはダイオード８２のアノードに接
続されダイオード８２のカソードは平滑コンデンサ８１
の高電位側に接続される。平滑コンデンサ８１の低電位
側は整流器５２の負極側に接続される。

【００５９】７９はインバータであり、チョークコイル
８３とトランジスタ８８の直列接続体は平滑コンデンサ
８１の両端に接続される。加熱コイル８９と共振コンデ
ンサ９１の直列接続体はトランジスタ８８の両端に接続
され、共振コンデンサ９２とリレー９３の直列接続体は
共振コンデンサ９１に並列に接続される。制御回路８５
はトランジスタ８８を駆動するとともに、電源５１から
の入力電流を検知するカレントトランス６７と加熱コイ
ル８９の電流を検知するカレントトランス９４からの検
知信号を入力して負荷鍋９０の材質を判断する負荷検知
機能を有する。そして制御回路８５はその負荷検知機能
の検知結果に応じて、昇圧制御回路８６、リレー９３、
及びトランジスタ８８に制御信号または駆動信号を出力
する。昇圧制御回路８６は、制御回路８５の制御信号に
基づきトランジスタ８７の駆動信号を出力する。

【００６０】上記の構成について動作を説明する。制御
回路８５はチョークコイル８０が昇圧チョッパとして働
くようにトランジスタ８７をオンオフ制御する。この結
果、ダイオード８２を介して平滑コンデンサ８１の両端
に整流器５２の出力Ｖｄｃが昇圧されかつ平滑された電
圧が印加される。この平滑された電圧はインバータの高
周波電流を供給する供給源として働く。チョークコイル
８３は整流器５２の正極に接続され、トランジスタ８８
がターンオフ時に零電流スイッチングを行うことに使用
されている。

【００６１】また、トランジスタ８８にはダイオード８
４が逆並列に接続されており、共振電流がトランジスタ
８８と逆方向に流れる場合に電流を環流するために用い
られる。トランジスタ８８はオン状態の時に加熱コイル
８９と共振コンデンサ９１で決まる共振周波数で共振す
る共振電流を発生させ、鍋９０に高周波磁界を供給す
る。

【００６２】制御回路８５は、マイクロコンピュータな
どを用いて入力電力に応じた制御をトランジスタ８８に
行わせている。制御回路８５は負荷検知機能により加熱
コイル８９で加熱する鍋９０がアルミニウムなどの高導
電率かつ低透時率の材質であると判断するとリレー９３
をオフした状態で図７に示すような駆動制御をおこな
い、鍋９０が鉄系の鍋であると判断するとリレー９３を
オンし、共振コンデンサ９１の容量を増加させた状態
で、図８に示すような駆動制御をおこない最大出力を得
る。

【００６３】図７は本例における各部波形を示す図であ
る。波形（ａ）はトランジスタ８８及びダイオード８４
に流れる電流波形Ｉｃを示し、波形（ｂ）はトランジス
タ８８のコレクタ−エミッタ間に生じる電圧Ｖceを示
し、波形（ｃ）は加熱コイル８９に流れる電流ＩLを示
し、波形（ｄ）は制御回路８５によりトランジスタ８８
に与えられる駆動波形ＶGEを示している。

【００６４】制御回路８５はトランジスタ８８にゲート
信号を与え、トランジスタ８８を導通状態にする。この
時、トランジスタ８８には加熱コイル８９と共振コンデ
ンサ９１で生じた共振電流が流れることになる。ここ
で、共振電流の周波数は駆動周波数より２倍以上高いた
め、共振電流はやがて零になり、今度はダイオード８４
を通して電流は先ほどと逆方向に流れることになる。こ
の間加熱コイル８９には共振電流が流れ続けるため、鍋
９０には共振周波数決で決まる高周波磁界が供給される
ことになる。つまり、通常の２倍以上の周波数で駆動し
ている状態と同様な効果が得られることになる。

【００６５】この後、必要なパワーを供給した後、制御
回路８５はダイオード８４に電流が流れているタイミン
グでトランジスタ８８をオフし、一定周期後再びオン状
態に移り、これを繰り返すことになる。

【００６６】図８に示すように材質が鉄系の鍋の場合
に、トランジスタ８８の駆動周期（Ｔ’）は、すなわ
ち、加熱コイル８９のインダクタンスと共振コンデンサ
９１の容量に共振コンデンサ９２の容量を付加した容量
で決まる共振周期（Ｔ１’）と休止期間（Ｔ２’）の和
は、スイッチング損失などを考慮して、周波数（１／
Ｔ’）が通常２０〜３０ｋＨｚとなるように設定されて
いる。

【００６７】これに対して、制御回路８５が鍋９０がア
ルミニウムなどの材質であると判断した場合には、共振
コンデンサ９２を付加せず、共振周波数を高くするとと
もに、トランジスタ８６とチョークコイル８０による昇
圧レベルを上げる。

【００６８】これは、図７の（ａ）のＩｃの振動が減衰
により低下しないようにして、最大出力設定時におい
て、トランジスタ８８の駆動周期（Ｔ）の間、図７に示
すように共振電流を必要とする波数分所定以上の振幅で
継続させ、休止期間をＴ２を短くして最大出力を得る。

【００６９】このとき、鍋９０と結合した加熱コイル８
９のインダクタンスと共振コンデンサ９１の容量で決ま
る共振周波数を、トランジスタ８８の動作周波数（１／
Ｔ’）の２倍以上、すなわち２波形以上の共振電流が一
回のスイッチング動作で流れるような定数としている。
これは、アルミ鍋などを加熱を行う場合に鍋の表皮抵抗
が周波数の平方根に比例する特徴を用いて発熱を起こす
ことを目的としているものであり、表皮抵抗を上昇させ
かつスイッチング損失を増加させないものであり、この
ようにしてアルミ鍋や多層鍋などの加熱を可能にしてい
る。

【００７０】以上のように、本例によれば、加熱コイル
８９の発生する磁界により高導電率かつ低透磁率の負荷
９０を加熱すると、スイッチング素子８８とダイオード
８４を流れる共振電流は、スイッチング素子８８の駆動
期間より短い周期で共振してなり、かつ前記共振電流が
前記駆動期間継続すべく前記直流電圧Ｖｄｃを昇圧する
昇圧手段であるチョークコイル８０、スイッチング素子
８７，及びダイオード８２、そして昇圧手段で昇圧され
た電圧を平滑する平滑手段である平滑コンデンサ８１を
設けてなることにより、共振電流が零電流スイッチング
することを可能にして、スイッチング素子８８の駆動周
波数を共振周波数より低くし、かつ、零電流スイッチン
グをできるようにしてスイッチング損失を低下するとと
もに、鍋音を防止してアルミ鍋を加熱することができる
ものである。

【００７１】なお、本願には、次のような誘導加熱調理
器が含まれる。すなわち、電源に並列に接続された整流
回路と、前記整流回路の直流出力端に並列接続された第
一の平滑コンデンサと、前記整流回路の直流出力端の正
極側にその一端が接続がされたチョークコイルと、前記
チョークコイルの他端にそのエミッタが接続された第一
の半導体スイッチング素子と、前記チョークコイルの他
端にそのコレクタが接続され、前記直流端の負極側にそ
のエミッタが接続された第二の半導体スイッチング素子
と、前記第一の半導体スイッチング素子に並列に接続さ
れた第一のダイオードと、前記第二の半導体スイッチン
グ素子に並列に接続された第二のダイオードと、前記第
二の半導体スイッチング素子と並列に接続されて、互い
には直列接続された加熱コイルおよび共振コンデンサ直
列回路と、ならびに前記第一の半導体スイッチング素子
のコレクタおよび前記第二の半導体スイッチング素子の
エミッタに接続された第二の平滑コンデンサと、所定の
出力が得られる様に前記第一及び第二の半導体スイッチ
ング素子を制御する制御手段と、を備える誘導加熱調理
器、が含まれる。

【００７２】また、電源に並列に接続されたフィルタコ
ンデンサと、前記電源に直列に接続されたチョークコイ
ルと、前記チョークコイルに接続された整流回路と、前
記整流回路の直流出力端の正極側にそのエミッタが接続
された第一の半導体スイッチング素子と、前記整流回路
の直流出力端の正極側にそのコレクタが接続され、前記
直流端の負極側にそのエミッタが接続された第二の半導
体スイッチング素子と、前記第一の半導体スイッチング
素子に並列接続された第一のダイオードと、前記第二の
半導体スイッチング素子に並列接続された第二のダイオ
ードと、前記第二の半導体スイッチング素子と並列に接
続されて、互いには直列接続された加熱コイルと共振コ
ンデンサ直列回路と、ならびに前記第一の半導体スイッ
チング素子のコレクタおよび前記第二の半導体スイッチ
ング素子のエミッタに接続された第二の平滑コンデンサ
と、所定の出力が得られる様に前記第一及び第二の半導
体スイッチング素子を制御する制御手段と、を備える誘
導加熱調理器、が含まれる。

【００７３】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、加熱コ
イルに振幅の変化の少ない電流を供給して鍋鳴り音が生
じず騒音の少ない、またスイッチング素子の損失の少な
く加熱効率の高いアルミ鍋を加熱可能な誘導加熱装置を
提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１における誘導加熱装置の回路
構成を示す図

【図２】本発明の実施例１における誘導加熱装置の各部
の動作を示す波形図

【図３】本発明の実施例１における誘導加熱装置の各部
の動作を示す別の波形図

【図４】本発明の実施例１における誘導加熱装置の入力
電力制御特性を示す図

【図５】本発明の第２の実施例における誘導加熱装置の
回路構成を示す図

【図６】本発明に関連する例における誘導加熱装置の各
部の動作を示す波形図

【図７】本発明に関連する例における誘導加熱装置の回
路構成を示す図

【図８】本発明に関連する例における誘導加熱装置の各
部の波形を示す図

【図９】従来の誘導加熱装置の回路構成の例を示す図

【図１０】従来の誘導加熱装置の回路構成の例を示す図

【図１１】従来の誘導加熱装置の各部波形を示す図

【図１２】従来の誘導加熱装置の各部波形を示す図

【図１３】従来の誘導加熱装置の各部波形を示す図

【符号の説明】

５０ インバータ ５１ 交流電源 ５２ 整流回路 ５３ 第１の平滑コンデンサ ５４ チョークコイル（昇圧手段） ５５ 第１のスイッチング素子 ５６ 第１のダイオード（第１の逆導通素子） ５７ 第２のスイッチング素子 ５８ 第２のダイオード（第２の逆導通素子） ５９ 加熱コイル ６０ 共振コンデンサ ６１ 鍋（負荷） ６２ 第２の平滑コンデンサ（平滑手段） ６３ 制御回路 ７１ 第１の平滑コンデンサ ７２ チョークコイル ８０ チョークコイル ８１ 平滑コンデンサ ８３ チョークコイル ８４ ダイオード（整流素子） ８５ 制御回路 ８８ スイッチング素子 ８９ 加熱コイル ９０ 鍋（負荷） ９１ 共振コンデンサ

フロントページの続き (72)発明者 宮内 貴宏 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 北泉 武 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 藤井 裕二 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 新山 浩次 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 3K051 AA03 AA08 AB04 AC10 AC12 AD08 AD15 AD19 AD22 BD23 CD13 CD15

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１のスイッチング素子と第２のスイッ
   チング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素
   子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２の
   スイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子
   と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイ
   ッチング素子に並列に接続された加熱コイルと共振コン
   デンサを含む共振回路とを有し直流電圧を入力して前記
   第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導
   通により共振するインバータと、前記第１のスイッチン
   グ素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制
   御する制御回路とを備え、前記第１のスイッチング素子
   または前記第１の逆導通素子に流れる共振電流は、前記
   加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負
   荷を誘導加熱すると前記第１のスイッチング素子の駆動
   期間より短い周期で共振するとともに前記駆動期間にお
   いて前記共振電流が所定以上の振幅で共振を維持すべく
   前記直流電圧は昇圧平滑手段により昇圧されかつ平滑さ
   れて前記インバータに供給され、かつ加熱コイルの発生
   する磁界が、鉄系の負荷または非磁性ステンレスの負荷
   を加熱すると、共振電流は第１のスイッチング素子また
   は第２のスイッチング素子の導通期間より長い周期で共
   振してなり、鉄系の負荷または非磁性ステンレス製の負
   荷を最大出力で加熱する場合に第１のスイッチング素子
   及び第２のスイッチング素子に順方向に電流が流れてい
   るタイミングで前記スイッチング素子を遮断可能とする
   ように共振コンデンサを、高導電率かつ低透磁率の負荷
   を加熱する場合よりも大きい容量に切り替えてなる誘導
   加熱装置。
2. 【請求項２】 容量の小なる共振コンデンサで起動し、
   徐々に出力を増加させ、その途中で鉄系の負荷か高導電
   率かつ低透磁率の負荷かを判定し、鉄系の負荷であると
   判定した場合には駆動停止後、容量が大となるよう共振
   コンデンサを切り変え駆動周波数を低周波数で再駆動
   し、高導電率かつ低透磁率の負荷であると判定した場合
   には継続して所定の駆動時間比または所定の出力まで出
   力を増加した後駆動時間比を略固定して導通時間を変更
   して出力を所定の出力に到達させてなる請求項１に記載
   の誘導加熱装置。