WO2007061002A1

WO2007061002A1 - 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法

Info

Publication number: WO2007061002A1
Application number: PCT/JP2006/323344
Authority: WO
Inventors: Haruo Suenaga; Kenji Yasui; Shinichi Sakai; Nobuo Shirokawa; Hideaki Moriya; Manabu Kinoshita
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-11-25
Filing date: 2006-11-22
Publication date: 2007-05-31
Also published as: EP2205044A1; US20100089908A1; US20090289056A1; CN101695206B; US8642934B2; EP2160074A2; CN101695205A; CN101695206A; CN101695205B; US8492687B2; EP2160074B1; EP1954098A4; EP2160073B1; EP2160074A3; CN101692750A; US20100065554A1; EP1954098A1; US8338762B2; US20100065553A1; EP1954098B1

Abstract

　マグネトロンの種類、特性のバラツキや電源電圧変動等の影響を受けない高周波誘電加熱用電力制御装置を提供する。　交流電源電圧２０を整流３１し高周波スイッチングして高周波電力に変換するインバータ回路１０の入力電流を検知する入力電流検出部７１、７２を有し、該入力電流検出部の入力電流波形情報９０と、入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報９１とをミックス回路８１にてミックスしてＯＮ電圧情報９２を出力し、ノコギリ波発生回路８３からのノコギリ波とＰＷＭコンパレータ８２で比較して、パルス幅変調し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ３９をオン・オフ制御する駆動信号を出力する。

Description

明細書

高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法

技術分野

[0001] 本発明は、電子レンジなどのように、マグネトロンを用いた高周波誘電加熱用電力制御に関するものであり、特にマグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノードの温度等の差異に影響されない高周波誘電加熱に関するものである

背景技術

[0002] 従来の公知の高周波加熱装置は、マグネトロンに供給する電力の調節をインバータ制御回路の出力パルス幅によって行っている。信号重畳手段の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路の出力パルス幅は広くなり、マグネトロンに供給する電力は大きくなる構成となっていた。この構成によって信号重畳手段の出力電圧を変えマグネトロンの加熱出力を連続的に変化させることが可能となっていた。

[0003] また、ヒータはマグネトロンの力ソードを兼ねていたので、マグネトロンに電力を供給するトランスは、ヒータにも電力を供給しているため、マグネトロンに供給する電力の変化に応じてヒータに供給する電力も変化していた。このためヒータ温度を適正な範囲に入れようとすると、僅かな加熱出力の変化幅しか取れず、加熱出力を連続的に変えることができなくなる問題があった。

[0004] これを解決する高周波加熱装置としては、特許文献 1に開示された制御方式がある。図 30はこの制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する図である。図 30において、この加熱制御方式は、マグネトロン 701と、マグネトロン 701に 2次卷電力を供給する高圧整流回路 702に高圧電力を供給すると同時に前記マグネトロン 701のヒータ 715に電力を供給するトランス 703と、交流電源 704を整流しそれを所定周波数の交流に変換しトランス 703に供給するインバータ回路 705と、インバータ回路 705 の入力電力あるいは出力電力を検知する電力検知手段 706と、所望する加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部 707と、電力検知手段 706の出力と前記出力設定信号を比較し所望する加熱出力となるよう電力調節信号の直流レベルをコントロールする電力調節部 708と、電力検知手段 706の出力が基準電圧発生手段の出力レベル 718以上になると出力である発振検知信号力 ¾ >力も HIとなる発振検知手段 719と、前記出力設定信号に対応した電圧を発生する比較電圧発生回路 716と、出力設定信号をレベル変換回路 720によって比較した波形整形信号と、交流電源電圧 704を整流する整流回路 710の出力を前記波形整形信号と前記発振検知信号に基づいて整形する波形整形回路 721と、波形整形回路 721の出力信号を前記比較電圧発生回路の出力と比較し小さいときは比較基準電圧を出力し、大きいときは反転増幅する比較回路 711と、比較回路 711の出力の変動信号を前記電力調節信号に重畳しパルス幅制御信号を出力する信号重畳手段 712と、発振回路 713と、発振回路 713の出力を前記パルス幅制御信号によりパルス幅変調しこの変調出力により前記インバータ回路 5を駆動するインバータ制御回路 714を備える構成となっている。

[0005] 上記高周波加熱装置は、マグネトロン 701に供給する電力の調節をインバータ制御回路 714の出力パルスの幅によって行なっている。信号重畳手段 712の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路 714の出力パルス幅は広くなり、マグネトロン 7 01に供給する電力は大きくなる。この装置において信号重畳手段 712の出力電圧を連続的に変えることによってマグネトロン 701の加熱出力を連続的に変化させることが可能となっている。

[0006] この構成によると、交流電源 704の整流電圧を入力し比較回路 711へ出力する波形整形回路 721によって出力設定に応じて整形される。この波形整形回路 721の出力を、加熱出力設定信号に対応したレベルの基準信号を発生する比較電圧発生回路 716を基準電圧として持つ比較回路 711によって反転増幅し、この反転増幅信号と電力調節部 708の出力を重畳することによって、信号重畳手段 712の出力信号である前記パルス幅制御信号は、加熱出力設定が高出力時と比較して低出力時には交流電源 704の振幅最大付近のレベルはより低くなり、前記マグネトロン非発振部分のレベルはより高くなるため、マグネトロンの電源一周期あたりの発振期間は長くなる。これによりヒータへ供給される電力は大きくなる。さらに高出力時にはインバータの入力電流波形力エンベロープピーク付近で上に凸であり正弦波の整流波形に近い波形となり、高調波電流が抑えられる。

[0007] このように、波形整形回路 721によりパルス幅制御信号を低出力時にはヒータ電流が多くはいるように、高出力時には電源電流高調波が小さくなるように制御することにより、電源電流高調波を低く抑えなおかつヒータ電流の変化を小さくすることができ、信頼性の高い高周波加熱装置を実現することができる、というものである。

[0008] しかしながらこの制御においては、スイッチングトランジスタの ONZOFF駆動パルスに、商用電源波形を加工'整形した変調波形を用いてパルス幅変調し、入力電流波形が正弦波に近づくように「見込み制御方式」による波形整形を実施して!/、るので、マグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷による ebm (アノード '力ソード間電圧)変動、さらに電源電圧変動に対してまでは波形整形が追従しきれて!/、な!/、、、うことが判明した。

[0009] ここで、本発明の動機づけとなったマグネトロンの特性のバラツキや種類について簡単に説明する。マグネトロンの VAK (アノード '力ソード電圧）—lb特性は図 31で示すように非線形負荷のため、商用電源の位相に応じて ON幅を変調して、入力電流波形を正弦波に近づけて力率向上をさせていた。

[0010] そして、マグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類により異なり、またマグネトロン温度や、電子レンジ内の被加熱物 (負荷）によっても変動するものである。

[0011] 図 31はマグネトロンのアノード '力ソード印加電圧一アノード電流特性図であり、 (a) はマグネトロンの種類による違い、 (b)はマグネトロンの給電のマッチングの善し悪しによる違い、（c)はマグネトロンの温度による違い、をそれぞれ示す図であり、また (a) 〜（c)に共通して縦軸はアノード—力ソード間電圧、横軸はアノード電流である。

[0012] そこで（a)について見ると、 A, B, Cは 3種類のマグネトロンの特性図で、マグネトロン Aの場合、 VAKが VAK1 ( = ebm)になるまでは電流は IA1以下の僅かな電流しか流れない。ところ力 VAKが VAK1を超えると電流 IAは急激に増加し始める。この領域では VAKの僅かの違いで IAは大きく変化することとなる。次に、マグネトロン Bの場合、 VAK2 ( = ebm)は VAK1より低く、さらにマグネトロン Cの場合、 VAK3 ( = ebm)は VAK2よりさらに低くなつている。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類 A, B, Cにより異なるので、 ebmが低いマグネトロンに合わせた変調波形の場合、 ebmが高いマグネトロンを使用した時に入力電流波形が歪んでしまった。従来装置ではこれらの問題に対処できな力つた。そこで、それらの種類の影響を受けな V、高周波誘電加熱回路を作ることが課題となって!/、る。

[0013] 同じく（b)について見ると、 3種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンから見たカロ熱室のインピーダンスマッチングの良、悪を示している。インピーダンスマッチングが良の場合、 VAKl ( = ebm)が最大で、以下悪くなるにしたがって小さくなつてゆく。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、インピーダンスマッチングの良、不良でも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けな、高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。

[0014] 同じく（c)について見ると、 3種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンの温度の高低を示している。温度が低い場合、 VAKl ( = ebm)が最大で、以下次第に温度が高くなるにしたがって ebmは低くなつてゆく。したがって、マグネトロンの温度を低い方に合わせると、マグネトロンの温度が高くなつたときに入力電圧波形が歪んでしまうことが起きた。

[0015] このようにマグネトロンの非線形特性は、マグネトロンの温度の違いでも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けな、高周波誘電加熱回路を作ることが課題となつている。

[0016] 上述の課題に対応して、特許文献 2に開示された制御方式がある。図 32は当該制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する構成図である。

[0017] 図 32において、交流電源 220の交流電圧は 4個のダイオード 232からなるダイォードブリッジ型整流回路 231で整流され、インダクタ 234とコンデンサ 235からなる平滑回路 230を経て、直流電圧に変換される。その後、コンデンサ 237とトランス 241の 1 次卷線 238からなる共振回路 236とスイッチングトランジスタ 239からなるインバータ回路で高周波交流に変換され、トランス 241を介して、その 2次側卷線 243に高周波高圧が誘起される。

[0018] 2次卷線 243に誘起された高周波高圧は、コンデンサ 245、ダイオード 246、コンデンサ 247、ダイオード 248からなる倍電圧整流回路 244を介して、高電圧がマグネトロン 250のアノード 252と力ソード 251間に印加される。また、トランス 241には 3次卷線 242があって、これによりマグネトロン 250のヒータ（力ソード） 251を加熱する。以上力 Sインバータ回路 210である。

[0019] 次に、インバータのスイッチングトランジスタ 239を制御する制御回路 270について説明する。先ず、 CT等の電流検知手段 271でインバータ回路の入力電流を検知して、電流検知手段 271からの電流信号を整流回路 272で整流し、平滑回路 273で平滑し、これと、他方の加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部 275からの信号を比較回路 274で比較する。なお、比較回路 274は電力の大きさを制御するための比較を行うので、前記入力信号の代わりにマグネトロン 250のァノード電流信号や、あるいは、スイッチングトランジスタ 239のコレクタ電流信号等が入力信号であっても有効である。

[0020] 他方、交流電源 220をダイオード 261で整流し、整形回路 262で波形整形する。その後、整形回路 262からの信号を反転 ·波形処理回路 263で反転して、波形処理する。整形回路 262からの出力信号は後述のゲイン可変アンプ回路 291で可変して基準波形信号を出力し、整流回路 272からの入力電流波形信号と、このゲイン可変ァンプ回路 291からの基準波形信号との差を、波形エラー検出回路 292により波形誤差信号として出力する。この波形エラー検出回路 292からの波形誤差信号と比較回路 274からの電流誤差信号をミックスアンドフィルタ回路 281 (以下、「ミックス回路」という）でミックスしフィルタリングして ON電圧信号を出力し、ノコギリ波発生回路 283からのノコギリ波と PWMコンパレータ 282で比較して、パルス幅変調してインバータ回路のスイッチングトランジスタ 239をオン'オフ制御するものである。

[0021] 図 33にそのミックス回路 281の 1例を示す。ミックス回路 281の入力端子は 3つあつて、端子 811に補助変調信号、端子 812に波形誤差信号、端子 813に電流誤差信号が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。 810は高周波カットフィルタで、高周波成分が不要な電流誤差信号の高周波成分を除去する機能を有する。高周波成分が存在すると波形誤差信号とミックスした時に波形誤差信号の変動分がきれいに出なくなってしまうからである。

[0022] 以上のように、ゲイン可変アンプ回路 291により入力電流の大きさに追従した波形基準を自動的に作成し、この波形基準と、電流検知手段 271から得られた入力電流波形とを波形エラ一検出回路 2 9 2で比較して波形エラ一情報を得るようにし、得られた波形エラー情報を入力電流制御の出力とミックスして、ィンバ一夕回路のスィツチングトランジスタ 2 3 9のオン ·オフ駆動信号に変換して使用するものである。

[ 0 0 2 3 ] このように、入力電流の大きさに追従して波形基準に入力電流波形が合致するように制御ループが動作するので、マグネト口ンの種類やその特性にバラツキがあっても、また、マグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷による e b m (アノード ·力ソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形が可能になる。

特許文献 1：特開平 7— 1 7 6 3 7 5号公報

特許文献 2 :特開 2 0 0 4 - 3 0 9 8 1号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[ 0 0 2 4 ] しかしながら、特許文献 2記載の構成では、図 3 2に示したように、反転 ·波形処理回路 2 6 3からの補助変調信号 8 1 1を用いて、波形整形を行っていた。これは波形整形に際して、実際に流れる電流を反映した波形誤差信号 8 1 2に加えて補助変調信号 8 1 1を用いることにより、波形整形がうまく行えるという理由に基づくものであった。しかしながら反転 ·波形処理回路 2 6 3の採用、更に整流回路 2 7 2等が必要となるため、構造が複雑、大規模になるという問題があった。

[ 0 0 2 5 ] また、補助変調信号 8 1 1の採用に伴い、結局マグネトロンの種類やその特性に応じて、今度は補助変調信号 8 1 1の調整が必要となり、結局対象となるマグネトロンに応じた回路毎の個別設計が必要となるという問題があった。

[ 0 0 2 6 ] 更に、トランジスタ 2 3 9の最初のオン動作開始直前の平滑回路 3 0の出力電圧波形は商用電源の位相に関係なく直流になるので、補助変調信号 8 1 1の採用に伴い、上記オン動作開始の商用電源位相を補助変調信号 8 1 1の最も小さくなる、すなわち最もトランジスタ 2 3 9のオン時間幅が狭くなる 9 0度、 2 7 0度付近に制御して、マグネトロンに過大電圧が掛かることを防止する必要があり、このための制御調整が複雑になるという問題があつた。

[ 0 0 2 7 ] また、公知のようにマグネトロンは真空管の一種であるため、そのヒー夕に電流を供

訂正された用紙（規則 91) 給して力電磁波を発振出力するまでの遅れ時間（以下、起動時間と略記する）が生ずる。上記ヒータ電流を高めることで、この起動時間は短縮されるものの、起動時間内はマグネトロンのアノードと力ソード間のインピーダンスは無限大のため、その両端に印加される電圧が高くなるので、過大にならないような対策が必要になるという問題かあつた。

[0028] そこで、本発明は、装置の構成を簡易にして、装置のより小型化を可能にし、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷による ebm (アノード '力ソード間電圧)変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けることが無ぐ運転効率を向上させることができる高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法を提供することにある。

[0029] また、マグネトロンの印加電圧が各部の耐電圧に対して過大にならないように、かつ起動時間を短縮した高周波誘電加熱方法および装置を提供することを目的として!、る。更に、小さい値に電力制御されているときには、マグネトロンの非線形負荷による影響が大きくなるが、その際の力率低下を抑制できる高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法を提供することを目的として!/、る。

課題を解決するための手段

[0030] 本発明は、交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スィッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置を提供し、当該装置は、前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流を検知し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、前記入力電流波形情報の瞬時変動が抑制されるように、前記入力電流波形情報を前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する変換部と、を備える。

[0031] 前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報と、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成するミックス回路を更に設けることができる。この場合、前記変換部は、前記入力電流が大きい部分はオン時間が短ぐ前記入力電流が小さい部分はオン時間が長くなるように、前記オン電圧信号を前記駆動信号に変換する。

また、ミックス回路は、前記入力電流波形情報と、前記入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成するよう構成され得る。

[0032] 前記入力電流波形情報は、直接前記ミックス回路に入力され、当該ミックス回路は直接入力された入力電流波形情報を反転し、前記電力制御情報とミックスすることが好ましい。

[0033] 前記入力電流検出部は、前記入力電流を検知する変流器と、検知された前記入力電流を整流し、出力する整流回路とを有するものより構成されうる。

[0034] 本装置には、前記入力電流と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に設けることができる。

[0035] また、前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知して出力するように構成することができる。ここで、前記入力電流検出部には、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知するシャント抵抗と、当該シャント抵抗の両端に生ずる電圧を増幅する増幅回路とを設けることができ、前記増幅回路により得られた出力を、前記入力電流波形情報として直接前記ミックス回路に入力する。そして前記増幅回路により得られた出力と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に設けることができる。

[0036] 更に、前記ミックス回路は、前記電力制御情報の高域成分をカットする構成を備え得る。

[0037] 更に、前記ミックス回路は、前記入力電流が増加するように制御する場合 (以下、「増加制御時」という）と、減少するように制御する場合 (以下、「減少制御時」という）との間で回路構成が切り替わるようにすることができる。この場合、前記ミックス回路は、前記入力電流の増加制御時には時定数が増加し、前記入力電流の減少制御時には時定数が減少する。

[0038] また、前記ミックス回路には、前記スイッチングトランジスタのコレクタ電圧を所定値に制御するコレクタ電圧制御情報が入力され、前記コレクタ電圧の大きさに応じて回路構成が切り替わるようにすることができる。この場合、前記ミックス回路は、前記コレクタ電圧が低、場合には時定数が増加し、前記コレクタ電圧が高、場合には時定数が減少する。

[0039] さらに、前記入力電流検出部には、商用電源の高次周波数部分および高周波スィツチング周波数等の高周波部分を減衰するフィルタ回路を設けることができる。前記フィルタ回路に位相進み補償を付加してもよ!/ヽ。

[0040] また、前記変換部は、前記オン電圧信号と所定の搬送波を重ね合わせて、前記スイッチングトランジスタの駆動信号を生成するパルス幅変調回路より構成され得る。

[0041] 更に本発明の高周波誘電加熱用電力制御装置には、前記交流電源からの前記ィンバータ回路への入力電圧を検知し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のうち大きい方を選択する選択部とを設けることができ、前記変換部が、選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のヽずれかを、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するよう構成することができる。

[0042] 前記選択部は、前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報の!/、ずれかと、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミッタスし、オン電圧信号を生成するミックス回路より構成され、前記変換部は、前記マグネトロンに印加される電圧のピークが抑制されるように、前記オン電圧信号を前記駆動信号に変換するよう構成することができる。

[0043] 前記ミックス回路は、前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報の!/、ずれかと、前記入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成するよう構成することができる。

[0044] 前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報は、直接前記ミックス回路に入力され、当該ミックス回路は直接入力された入力電流波形情報及び入力電圧波形情報の、ずれかを選択し、前記電力制御情報とミックスするよう構成することができる

[0045] 前記入力電圧検出部は、前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電圧を検知する一組のダイオードと、当該ダイオードにより検出された入力電圧を波形整形して出力する整形回路とから構成することができる。

[0046] 前記整形回路が、前記入力電圧の高次周波数部分を減衰する構成を有してもよ!ヽ [0047] 前記整形回路が、位相進み補償を更に有してもょ、。

[0048] また、前記マグネトロンの発振を検知する発振検知回路を更に設け、当該発振検知回路によって検知されたマグネトロンの発振及び非発振に応じて、前記入力電圧検出部からの前記入力電圧波形情報の大きさを切替えるよう構成することもできる。

[0049] 更に本発明の高周波誘電加熱用電力制御装置には、前記マグネトロンの発振を検知する発振検知部と、前記発振検知部が前記マグネトロンの発振を検知するまでの期間において、前記入力電圧波形情報を、前記入力電圧検出部に出力させる切替スィッチとを設けることができる、前記変換部が、前記入力電流波形情報と、前記マグネトロンの発振を検知するまでの期間において出力された前記入力電圧波形情報とを加算し、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するよう構成することができる。

[0050] 前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報と、前記マグネトロンの発振を検知するまでの期間において出力された前記入力電圧波形情報と、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成するミックス回路を更に設け、前記変換部は、前記マグネトロンに印加される電圧のピークが抑制されるように、前記オン電圧信号を前記駆動信号に変換するよう構成することができる

[0051] 前記ミックス回路は、前記入力電流波形情報と、前記入力電圧波形情報と、前記入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、ォン電圧信号を生成してもよ、。

[0052] 前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報は、直接前記ミックス回路に入力され、当該ミックス回路は直接入力された入力電流波形情報及び入力電圧波形情報を加算しかつ反転し、前記電力制御情報とミックスするようよう構成することができる。

[0053] 前記発振検知部が、前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部との間に接続された発振検知回路より構成され、前記切替スィッチが、前記発振検知回路と前記入力電圧検知部との接続点に設けてもよい。

[0054] 更に本発明の高周波誘電加熱用電力制御装置には、前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報を加算する加算部を更に設け、前記変換部が、加算された前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報を前記インバータ回路のスィツチングトランジスタの駆動信号に変換するよう構成することができる。

[0055] 前記加算部は、前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報と、前記入力電圧波形情報と、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、ォン電圧信号を生成するミックス回路より構成し、前記変換部は、前記マグネトロンに印加される電圧のピークが抑制されるように、前記オン電圧信号を前記駆動信号に変換するよう構成することができる。

[0056] 前記マグネトロンの発振を検知する発振検知回路を更に設け、当該発振検知回路によって検知されたマグネトロンの発振及び非発振に応じて、前記入力電圧検出部力もの前記入力電圧波形情報の大きさを切替えるよう構成することができる。

[0057] 本発明は、上記各高周波誘電加熱用電力制御装置によって実行され、交流電源の電圧を高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法をモ含むものである。

発明の効果

[0058] 本発明によれば、交流電源電圧を整流して所定周波数の交流に変換するインバータ回路の入力電流波形情報が、その瞬時変動が抑制されるようなインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換される。例えば、入力電流波形情報をォン時間変調方式によりインバータ回路のスイッチングトランジスタのオン'オフ駆動信号に変換して使用する。従って、入力電流が大きい部分は小さぐ小さい部分は大きくなるように反転して入力電流を補正する制御ループが構成される。従って、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度ゃ電子レンジ内の負荷による ebm (アノード '力ソード間電圧)変動、更に電源電圧変動があっても、これらの影響を受けない入力電流波形整形が、より簡単な構成で得られるようになり、マグネトロンの安定出力が簡単な構成で達成される。

[0059] また、本発明によれば、交流電源電圧を整流して所定高周波の交流に変換するィンバータ回路の入力電流波形情報をインバータ回路のスイッチングトランジスタのォン 'オフ駆動電流に変換して使用するので、入力電流の大きい部分は小さぐ小さい部分は大きくなるように入力電流を補正する制御ループが形成され、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷による ebm (アノード '力ソード間電圧)変動、あるいは電源電圧の変動があっても、さらに影響を受けない入力電流波形整形が非常に簡単な構成で可能になる。

[0060] また、この補正ループに入力電圧波形情報も入力しているので、マグネトロンの起動時間が短縮され、且つ、低入力電流時の力率が改善される効果がある。

図面の簡単な説明

[0061] [図 1]本発明の実施の形態 1に係る高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図

[図 2]本発明の実施の形態 3に係る入力電流検出部をアンプで構成した高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図

[図 3]図 2に示す増幅回路の詳細を示す回路図

[図 4]本発明の実施の形態 4に係るミックス回路の回路図

[図 5]図 1に示す高周波誘電加熱用電力制御装置の各部の波形図

[図 6]本発明の実施の形態 5に係るミックス回路の構成図

[図 7]本発明の実施の形態 6に係るミックス回路の構成図

[図 8]本発明の実施の形態 7に係る高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図

[図 9]本発明の実施の形態 9に係る単方向電流を検知する入力電流検出部を有する高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図

[図 10]図 9に示す入力電流検出部の詳細図

[図 11]本発明の実施の形態 10に係るミックス回路の回路図

[図 12]図 8に示す高周波誘電加熱用電力制御装置の各部の基本波形を示す図圆 13]図 8に示す高周波誘電加熱用電力制御装置の動作を説明するための波形図

[図 14]図 11に示す比較選択回路の 1例を示す回路図

圆 15]図 8に示す整形回路の詳細回路図

圆 16]本発明の実施の形態 11に係るミックス回路の構成図

圆 17]本発明の実施の形態 12に係るミックス回路の構成図

圆 18]本発明の実施の形態 13に係る入力電圧波形情報の切替回路を示す図

[図 19]本発明の実施の形態 14に係る高周波誘導加熱用電力制御装置の構成図圆 20]本発明の実施の形態 16に係る入力電流検出部を有する高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図

圆 21]本発明の実施の形態 17に係るミックス回路の回路図

[図 22]図 21に示す加算回路の 1例を示す図

圆 23]本発明の実施の形態 18に係るミックス回路の回路図

圆 24]本発明の実施の形態 19に係るミックス回路の構成図

[図 25]マグネトロンの発振検知に関する時系列チャート

圆 26]本発明の実施の形態 20、 21に係るミックス回路の回路図。

圆 27]本発明の実施の形態 22に係るミックス回路の構成図。

圆 28]本発明の実施の形態 23に係るミックス回路の構成図。

[図 29]本発明の実施の形態 24に係る入力電圧波形情報の切替回路を示す図。圆 30]従来の高周波加熱装置の構成図。

[図 31]図 30に示す高周波加熱装置のアノード ·力ソード印加電圧アノード電流特性図。

圆 32]従来の高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図。

[図 33]図 32に示すミックス回路の構成図。

符号の説明

10 インバータ回路

20 交流電源

30 平滑回路

31 ダイオードブリッジ型整流回路ダイオード

インダクタ

コンデンサ

共振回路

コンデンサ

1次卷線

スイッチングトランジスタトランス

3次卷線

2次卷線

コンデンサ

ダイオード

コンデンサ

ダイオード

マグネトロン

力ソード

アノード

ダイオード

整形回路

発振検知回路制御回路

電流検知部

整流回路

平滑回路

比較回路

出力設定部

ミックス回路

PWMコンパレータ 83 ノコギリ波発生回路

85 増幅回路

86 シャント抵抗

90 入力電流波形情報

91 電力制御情報

92 ON電圧情報

93 コレクタ電圧制御情報

94 入力電圧波形情報

発明を実施するための最良の形態

[0063] 以下、本発明の実施の形態について、添付図面を用いて詳細に説明する。

[0064] (実施の形態 1)

図 1は本発明の実施の形態 1に係る高周波加熱装置を説明するブロック図である。図 1において、高周波加熱装置はインバータ回路 10と、インバータのスイッチングトランジスタ 39を制御する制御回路 70と、マグネトロン 50とからなる。インバータ回路 10 は、交流電源 20と、ダイオードブリッジ型整流回路 31と、平滑回路 30と、共振回路 3 6と、スイッチングトランジスタ 39、倍電圧整流回路 44とを含む。

[0065] 交流電源 20の交流電圧は 4個のダイオード 32から成るダイオードブリッジ型整流回路 31で整流され、インダクタ 34とコンデンサ 35から成る平滑回路 30を経て、直流電圧に変換される。その後、コンデンサ 37とトランス 41の 1次卷線 38から成る共振回路 36とスイッチングトランジスタ 39により高周波交流に変換され、トランス 41を介してその 2次側卷線 43に高周波高圧が誘起される。

[0066] 2次側卷線 43に誘起された高周波高圧は、コンデンサ 45、ダイオード 46、コンデンサ 47、ダイオード 48から成る倍電圧整流回路 44を介して、高電圧がマグネトロン 50 のアノード 52と力ソード 51間に印加される。また、トランス 41には 3次卷線 42があって、これによりマグネトロン 50のヒータ（力ソード） 51を加熱する。以上がインバータ回路 10である。

[0067] 次に、インバータのスイッチングトランジスタ 39を制御する制御回路 70について説明する。まず、交流電源 20とダイオードブリッジ型整流回路 31との間に設けられた C T (Current Transformer;変流器） 71等より構成される電流検知部力整流回路 72に接続され、 CT71と整流回路 72よりインバータ回路への入力電流を検知する入力電流検出部が構成される。インバータ回路への入力電流は CT71で絶縁'検出され、その出力は整流回路 72で整流され、入力電流波形情報 90が生成される。

[0068] 整流回路 72により得られた電流信号は、平滑回路 73で平滑化され、これと、他方の加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部 75からの信号を比較回路 74で比較する。なお、比較回路 74は電力の大きさを制御するため、平滑回路 73で平滑化された入力電流信号と出力設定部 75からの設定信号の比較を行う。従って、平滑回路 73で平滑ィ匕された入力電流信号の代わりにマグネトロン 50のァノード電流信号や、スイッチングトランジスタ 39のコレクタ電流信号、あるいはスィッチングトランジスタ 39のコレクタ電圧信号等を入力信号として用いることもできる。すなわち、比較回路 74は、入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報 91を出力するが、比較回路 74、電力制御情報 91は後述するように必須ではない。

[0069] 同様に、図 2に示されるようにダイオードブリッジ型整流回路 31と平滑回路 30間に設けたシャント抵抗 86よりなる電流検知部と、その両端電圧を増幅する増幅回路 85 とで入力電流検出部を構成し、その出力を入力電流波形情報 90としてもよい。シャント抵抗 86は、ダイオードブリッジ型整流回路 31により単一方向に整流された後の入力電流を検知する。

[0070] 本実施の形態では、入力電流波形情報 90と比較回路 74からの電力制御情報 91 をミックス回路 81 (81A)でミックスしフィルタリングして ON (オン)電圧信号 92を出力し、ノコギリ波発生回路 83からのノコギリ波と PWMコンパレータ 82で比較して、パルス幅変調し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ 39をオン'オフ制御するというように、入力電流波形情報検出系を簡略化している。特に本実施の形態では、入力電流波形情報 90が直接ミックス回路 81Aに入力されるという簡略化された構成を採用している。

[0071] 尚、 PWMコンパレータ 82は、 ON電圧情報 92と所定の搬送波であるノコギリ波とを重ね合わせて、スイッチングトランジスタ 39の駆動信号を生成するパルス幅変調回路である。ただし、この部分は、交流電源 20からの入力電流が大きい部分はオン時間が短ぐ入力電流が小さい部分はオン時間が長くなるように、 ON電圧情報 92をインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する変換部として構成されていればよぐこの構成には限定されない。

[0072] また入力電流波形情報に対するスイッチングトランジスタ 39のオン'オフ制御は、入力電流が大きい時はオン時間を短ぐ逆に小さい時は長くする極性で変換される。従つて、そのような波形とするベぐ入力電流波形情報は後述するミックス回路 81 A内で反転処理して使用される。

[0073] 図 4 (a)にミックス回路 81 Aの 1例を示す。ミックス回路 81 Aの入力端子は 2つあり、一方に電力制御情報 91、他方に入力電流波形情報 90が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。入力電流波形情報 90はミックス回路 81Aに入力して反転回路で反転処理され、補正信号となる。

[0074] また、図 4 (b)のように、電力制御情報 91から出力間には、ミックス回路 81Aに交流等価回路で示されるように、高周波カットフィルタが構成される。これによつて入力電流波形を整形するための入力電流波形情報 90に対して妨害になっていた電力制御に含まれる高周波成分は、このフィルタによりカットされる。

[0075] また、図 4 (c)に示すように、入力電流波形情報 90から出力間には、ミックス回路 81 Aに交流等価回路で示されるように、低周波カットフィルタが構成される。したがって、電力制御情報 91はミックス回路 81A出力の直流成分に、また入力電流波形情報 90 は交流成分に変換されることになる。

[0076] 実施の形態 1は、以上のように、入力電流波形情報をインバータ回路のスィッチングトランジスタ 39のオン'オフ駆動信号に変換して使用するものである。一般に電子レンジ等に使用されるインバータは周知であり、 50〜60サイクルの商用交流電源を整流して直流に変換し、変換した直流電源をインバータにより、例えば、 20〜50KH z程度の高周波に変換し、変換した高周波を昇圧トランスで昇圧し、さらに倍電圧整流回路で整流した高電圧をマグネトロンに印加するものである。

[0077] インバータの回路方式としては、例えば、商用電源が 230V地域等でよく使用されるような直列接続された二つのスイッチングトランジスタを交互にオンさせ、そのスイツチング周波数を制御して出力を変化させる (ハーフ)ブリッジ回路方式と、本発明の図 1や、特許文献 2の図 1等に示すような、スイッチングトランジスタ 39を 1つ使用してスイッチングを行い、スイッチングパルスのオン時間を変えて出力を変える、いわゆる一石式電圧共振型回路を用いたオン時間変調方式の 2通りがある。一石式電圧共振型回路方式は、スイッチングトランジスタ 39は 1個で済み、オン時間を短くすれば出力は低下し、オン時間を長くすれば出力が増加する、というようにシンプルな構成- 制御が可能な方式である。

[0078] 図 5は本発明の実施の形態 1により得られる波形を説明する図で、 (a)は入力電流が大きい場合、（b)は入力電流が小さい場合である。また、後述するように、実線は以下の説明で主に用いられる本発明の電力制御装置による補正後の信号形状を表わし、破線は交流電源 20からの補正前の瞬時変動する出力の信号形状を表わす。

[0079] 図 5 (a)において、上から (al)の入力電流波形情報の波形は、図 1では整流回路 7 2の出力で、図 2ではアンプ 85の出力である入力電流波形情報 90であって、破線はマグネトロンの非線形負荷特性に起因する補正前の波形を示している。図 5 (a)の（a

2)は、ミックス回路 81Aの補正出力である ON電圧情報 92で、この ON電圧情報 92 は入力電流波形情報 90、電力制御情報 91に追従してその大きさが変化し、更に、入力電流の歪み分を相補'補正するために（al)の反転波形として出力されている。

[0080] 図 5 (a)の（a3)は、（a2)で示した ON電圧情報 92と同等のものを示し、この ON電圧情報と、（a4)で示す変調用のノコギリ波発生回路 83からのノコギリ波が PWMコンパレータ 82により比較され、スイッチングトランジスタ 39のオン'オフ信号である PWM 信号が生成される。つまり図示のように、 PWMコンパレータ 82に PWM指令信号として（a3)の ON電圧情報 92と、（a4)のノコギリ波を入力して比較し、ノコギリ波と ON電圧情報 92が交叉する期間を、オン時間のパルス幅とするパルスのオン時間変調を行う。指令信号 (ON電圧情報) 92の振幅値が大きい部分 (0度、 180度近傍、入力電流は小さい部分)では、ノコギリ波との交叉期間も大きいのでオン時間が長ぐパルス幅が広くなり、入力電流を上げる極性に補正される。又、 ON電圧情報 92の振幅値力 S小さい部分（90度、 270度近傍、入力電流は逆に大きい部分）は、ノコギリ波との交叉期間も小さいのでオン時間が短くパルス幅も狭くなり、入力電流を下げる極性に補正するという (a5)のようなオン ·オフ期間のパルス列を PWM信号として出力する。つまり、入力電流波形情報 (al)に対して ON電圧情報 (a2)は補正波形として反転しているので、入力電流波形情報 (al)の入力が大きい（90度、 270度近傍)部分では、（a4)のパルス列信号のようにオン時間を短くし、入力電流波形情報 (al)の入力が小さい（0度、 180度のゼロクロス近傍)部分では、オン時間を長くして大きくするという、（al)とは逆の反転出力に変換するものである。これによつて入力波形の補正効果が得られる力特にこの効果はゼロクロス近辺にて大きい。

[0081] 下段の（a7)の波形は、スイッチングトランジスタ 39の ON幅を示し、 (al)に示す 50 Hz (あるいは 60Hz)の入力電流波形情報が、これを反転した補正波形の ON電圧情報（a3)を (a4)の高周波のノコギリ波と比較することで、 20KHz〜50KHz等の高周波にインバータ変換されて、（a5)のオン'オフ信号が生成される。このオン'オフ信号 (a5)に応じてスイッチングトランジスタ 39は駆動され、高周波電力を昇圧トランス 1 次側に入力し、昇圧トランス 2次側に昇圧された高圧を発生する。（a7)はこのオン · オフ信号 (a5)の各パルスのオン時間が商用電源の周期内でどのように変化して!/、るかを視覚化するために、それぞれのオン時間情報を Y軸にプロットし、その各点を結んだものである。

[0082] 上述の説明は、交流電源 20からの入力電流が理想的な状態 (例えばサイン波)で得られる場合の状態と同一の信号を示している。しカゝしながら、一般的に交流電源 2 0からの入力電流は、瞬時的に見れば理想的なサイン波力も乖離し、変動している。このような現実的な状態を示すのが破線の信号である。この破線で示すように、商用電源の半周期 (0から 180度)という瞬時の期間でみても、現実の信号は理想信号の状態から乖離し、瞬時変動が生じているのが一般である。このような信号形状は、トランス、倍電圧回路による昇圧作用、倍電圧回路の平滑特性、かつ電圧が ebm以上のみのときだけアノード電流が流れるマグネトロン特性等により発生する。すなわち、マグネトロン用のインバータ回路においては不可避的な変動ということができる。

[0083] 本発明の電力制御装置では、入力電流の変動状態を反映した破線で示された入力電流波形情報（ (al)参照）が入力電流検出部より得られ、この入力電流波形情報を元にその後の制御がなされる。この制御は、例えば半周期の如き期間で発現する入力電流波形情報の瞬時変動が、矢印で示すように理想的な信号に近づくよう抑制されるように行なわれる。そして、この抑制はスイッチングトランジスタ 39の駆動信号を調整することにより達成される。具体的には、入力電流波形情報が理想信号より小さい場合は、上述したオン時間がより長ぐパルス幅がより広くなる。入力電流波形情報が理想信号より大きい場合は、上述したオン時間がより短ぐパルス幅がより狭くなる。さらに短い期間の瞬時変動においても、その変動した波形がオン時間情報に反映されて、上記同様の補正がなされる。

[0084] 駆動信号が与えられたスイッチングトランジスタ 39の瞬時変動抑制作用により、入力電流波形情報には、矢印で示すような補正がなされ、常時理想波に近い入力がマグネトロンに与えられることとなる。尚、修正後の（a3)及び (a5)の図示は省略している。ここで、上記した理想信号は仮想信号である力この信号は正弦波になる。

[0085] すなわち、商用電源の半周期如き短い期間において、理想信号波形と入力電流波形情報の瞬時誤差あるいは補正量の総和は、他の手段で入力電流の大きさ等が制御（電力制御）されているので略ゼロである。また、非線形負荷に起因して入力電流が流れな！/ヽ部分は流す方向に補正されるので、入力電流が大き！ヽ部分を減少させて上記略ゼロを成立させている。これは、非線形負荷であっても、その電流波形があたかも線形負荷とみなせるように補正することであり、商用電源電圧波形は正弦波なので、線形負荷に流れる電流波形と同じぐ理想波形は正弦波になる。

[0086] このように入力電流波形の変化や、理想波形に対する過不足を打ち消すように、その波形の逆極性で入力電流が補正される。したがって、マグネトロンの非線形負荷によって生じる商用電源周期内の急激な電流変化、すなわち歪はこの制御ループで打ち消され、入力電流波形整形が行なわれることになる。

[0087] 更に、このように、入力電流の瞬時値に追従した入力電流波形情報で制御ループが動作するので、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷による ebm (アノード '力ソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形がなされることができる。

[0088] 特に本発明では、瞬時変動する入力電流波形情報を元にスイッチングトランジスタの制御がなされる。入力電流の瞬時変動が、入力電流波形情報という形にて直接ミックス回路 81Aに入力され、 ON電圧情報にも反映されるため、入力電流波形歪の抑制や、瞬時変動に対する追随性の優れたスイッチングトランジスタの駆動信号を得ることがでさる。

[0089] 本発明の主題は、入力電流波形の歪や瞬時変動が抑制されるように、該情報を有する入力電流波形情報をインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するということである。当該目的達成のためには電力制御情報 91は特に必須ではない。電力制御情報 91は長期的な期間、すなわち商用電源周期程度より長い周期での電力変動を制御するための情報であり、本発明が狙う交流の半周期の如き短期間、瞬時の変動を補正する情報ではないからである。従って、ミックス回路 81A、 PW Mコンパレータ 82の採用も実施形態の一例に過ぎず、上述した変換を行なう変換部に相当するもの力入力電流検出部とスイッチングトランジスタの間に存在すればよい。

[0090] また、電力制御情報を用いる場合においても、上述の実施形態の様に入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報 91をミックス回路 81Aに入力することは必須ではない。すなわち上述の実施の形態では、電力制御情報 91は、入力電流を検知する電流検知部 71及び整流回路 72 (図 1)又はシャント抵抗 86及び増幅回路 85 (図 2)をその起源としているが、インバータ回路 10の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する情報を電力制御情報として、ミックス回路 81Aに入力することができる。例えば、スイッチングトランジスタ 39のコレクタからの情報をそのまま、又は平滑回路 73を通じて平滑ィ匕して比較回路 74に入力し、比較回路 74における出力設定信号との比較を経た後の情報を電力制御情報として使用することができる。

[0091] 次に、図 5 (b)は図 5 (a)に対して入力電流の小さい場合を比較して示したもので、（ bl)は入力が小さい場合の入力電流波形情報で、図 5 (a)の（al)に対応し、（b2)は ON電圧情報で、（b3)はスイッチングトランジスタのオン幅で、各々図 5 (a)の（a2)、 (a7)に対応している。また、図示は省略しているが、図 5 (a)の（a3)、 (a4)、 (a5)、 ( a6)に示したノコギリ波の比較処理は、ここでも同一の処理が行なわれることは、勿論である。

[0092] (実施の形態 2)

次に、本発明の実施の形態 2について説明する。本発明の実施の形態 2は、制御回路の構成についてのものであるが、図 1に示すように、図 32の従来例に比較して、反転回路はミックス回路 81A内に内蔵させた以外は、図 32の整流ダイオード 261、整形フィルタ 262、ゲイン可変アンプ 291、反転'波形処理回路 263及び波形エラー検出回路 292が省略されるので、大幅な削減になり、波形誤差検出ラインが大幅に簡略化され、機器構成の実用的な小型化が容易となり、制御手順が簡単化されて、処理時間が短縮できるので機器の信頼性の向上にもつながる。

[0093] ここでは、入力電流波形情報 90と比較回路 74からの電力制御情報 91をミックスし、フィルタリング処理してインバータ回路のスイッチングトランジスタ 39のオン ·オフ駆動信号に変換して使用されるが、以上のように構成することで、入力電流波形情報 9 0を用いる制御ループは入力電流の波形整形に特ィ匕し、電力制御情報 91を用いる制御ループは電力制御に特化し、ミックス回路 81Aで、お互いの制御自体は特に干渉しない構成として、変換効率を保持している。

[0094] (実施の形態 3)

この実施の形態 3は入力電流検出部に関するものであって、図 1に示すように、前記入力電流検出部は、インバータ回路の入力電流を CT71などで検知して、整流回路 72より整流出力するように構成したものである。この構成は CT等を用いて入力電流を検出するので絶縁性を保ちつつ大きい信号が取り出せるので、入力電流波形整形の効果は大きぐ入力電流の品質が良くなる。

[0095] また、図 2に示す例では、入力電流検出部は、インバータ回路の整流回路 31で整流後の単方向電流を、整流回路 31と平滑回路 30の間に配置されたシャント抵抗 86 を介して検知して、その両端に生ずる電圧を増幅回路 (アンプ) 85より増幅し、出力するように構成したものである。この構成はその検出部を電子回路と絶縁する必要がなぐまた整流する必要もないので、入力電流検出部を安価に構成できる利点がある

[0096] また図 2に示す前記入力電流検出部の増幅回路 85は商用電源の高次周波数部分や、高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するように構成して不要な共振を防止している。具体的には、図 3の入力電流検出部の詳細図に示すように、図 3 (a)のように増幅回路 85は、高域カット用のコンデンサを用いて、商用電源の高次周波数部分や、高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰させて、る。

[0097] 更に、増幅回路 85の高域カット用コンデンサの挿入により、図 3 (b)の位相特性図に示すように、発生する位相遅れをコンデンサに直列に抵抗を挿入して、位相進み補償を付加して過渡な時間遅れを防止し、制御ループの安定性を確保している。図 1の整流回路 72においても高周波部分を減衰するような構成や、位相進み補償を付カロして過渡な時間遅れを防止する構成を用いることができる。

[0098] (実施の形態 4)

実施の形態 4は、図 1、図 2に示すミックス回路 81Aに関するもので、図 4 (a)に示すミックス回路の構成図に示すように、ミックス回路 81 Aには入力波形情報 90と、電力制御情報 91が 2端子に各々入力されている。入力電流波形情報 90は補正出力のために反転回路で反転処理される。両信号は、各々 C、 Rl、 R2で構成されるフィルタ回路に入力して、フィルタリングの後、 ON電圧情報 92として PWMコンパレータ 82 へ出力される。フィルタ回路は、図 4 (b)の等価回路図に示すように、電力制御出力 9 1の高域成分をカットするように構成してヽる。このように構成することで入力電流波形整形の妨げとなる高域成分はカットされるので、入力電流波形の品質が向上する。一方、図 4 (c)の等価回路図に示すように、入力電流波形情報 90に対しては低域力ットフィルタを構成して、波形保全を行っている。

[0099] (実施の形態 5)

本発明の実施の形態 5は、図 6の実施の形態 5に関わるミックス回路の構成図に示すように、入力電流検出部の入力電流波形情報と、該入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報を合成するミックス回路の特性を、入力電流増加制御時と減少制御時とで差を設けて制御するものである。

[0100] 図 6 (a)の構成図では、電力制御情報 91で SW1をオン Zオフして、 ON電圧情報 9 2を下降 Z上昇させる。入力電流の増加制御時は、 SW1をオフして図 6 (b)の等価回路に示すように、 C *R2の時定数で ON電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御して、る。

[0101] 入力電流の減少制御時は、 SW1をオンして、図 6 (c)の等価回路に示すように、 C

* {Rl *R2Z (R1 +R2) }の時定数で ON電圧情報を急速に下げてスイッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、入力電流の増加制御時と入力電流の減少制御時との間で、ミックス回路 81Aの回路構成が切り替わるものである。特に入力電流の増加制御時には時定数を大きく設定し、入力電流の減少制御時には時定数を小さく設定する。

[0102] このように差を設けることで、通常は緩やかに応答する制御特性と、何らかの要因で入力電流が過渡に上昇した場合、素早ヽ応答で入力電流を減少させて部品破壊等を防止する制御特性を実現できる。また、マグネトロンの非直線性負荷に対する制御特性の安定性も確保できる。

[0103] (実施の形態 6)

本発明の実施の形態 6は、図 7の実施の形態 6に関わるミックス回路の構成図に示すように、前記スイッチングトランジスタ 39のコレクタ電圧を所定値に制御するコレクタ電圧制御情報を、前記ミックス回路 81Aに入力する。

[0104] 図 7に示すように、コレクタ電圧と基準値とを比較したコレクタ電圧制御情報 93で S W2をオン Zオフ制御している。コレクタ電圧が低い場合は、 SW2をオフして C *R2 の時定数で ON電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御している。コレクタ電圧が高い場合は、 SW2をオンして C * {R2 *R3/ (R2+R3) }の時定数で ON電圧情報を急速に下げてスイッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、スイッチングトランジスタ 39のコレクタ電圧の大きさに応じて、ミックス回路 81Aの回路構成が切り替わるものである。特に、コレクタ電圧が低、場合には時定数が増加し、コレクタ電圧が高、場合には時定数が減少する。

[0105] この制御はマグネトロンが発振していないとき、すなわち前記電力制御が機能していないときのマグネトロンへの過大電圧印加防止に効果がある。また、マグネトロンの発振開始以降は、この制御を無効化して電力制御に影響しないようにするため、コレクタ電圧と比較される基準値をマグネトロン発振開始以前に比べて大きく設定するのが好ましい。

[0106] (実施の形態 7)

図 8は本発明の実施の形態 7に係る高周波加熱装置を説明するブロック図である。図 8に示されているように、本実施形態においては、実施の形態 1の構成に加え、制御回路 70は、交流電源 20の電圧を検知して整流する一組のダイオード 61と、整流された電圧を波形整形し、入力電圧波形情報 94を生成する整形回路 62とからなる入力電圧検出部をも備える。尚、図 2と同様、図 9に示すように、ダイオードブリッジ型整流回路 31と平滑回路 30間に設けたシャント抵抗 86よりなる電流検知部と、その両端電圧を増幅する増幅回路 85とで入力電流検出部を構成し、その出力を入力電流波形情報 90としてもよい。シャント抵抗 86は、ダイオードブリッジ型整流回路 31により単一方向に整流された後の入力電流を検知する。

[0107] そして、本実施形態においては、ミックス回路 81 (81B)内において、入力電流波形情報 90と入力電圧波形情報 94の大き、方を選択し、選択された情報と比較回路 74 力もの電力制御情報 91とをミックス回路 81Bでミックスしフィルタリングして ON電圧情報 92を出力し、ノコギリ波発生回路 83からのノコギリ波と PWMコンパレータ 82で比較して、パルス幅変調し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ 39をオン'オフ制御するというように、入力電流波形情報検出系を簡略化している。特に本実施の形態では、入力電流波形情報 90が直接ミックス回路 81Bに入力されるという簡略ィ匕された構成を採用している。

[0108] 図 11 (a)にミックス回路 8 IBの 1例を示す。ミックス回路 81Bの入力端子は 3つあり、各々に電力制御情報 91、入力電流波形情報 90、入力電圧波形情報 94が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。

[0109] また、図 11 (b)に示すように、電力制御情報 91からミックス回路 81B出力間には、交流等価回路で示されるように、高周波カットフィルタが構成される。これによつて、入力電流波形を整形するための入力電流波形情報に対して妨害になっていた電力制御に含まれる高周波成分は、このフィルタによりカットされる。

[0110] 一方、図 11 (c)に示すように、入力電流波形情報 90及び入力電圧波形情報 94からミックス回路 81B出力間には、交流等価回路で示されるように、低周波カットフィルタが構成される。したがって、電力制御情報 91はミックス回路 81B出力の直流成分に、また入力電流波形情報 90および入力電圧波形情報 94は交流成分に変換される。

[0111] したがって、電力制御情報 91はミックス回路 81B出力の直流成分に、また入力電流波形情報および入力電圧波形情報は交流成分に変換される。

[0112] 実施の形態 7は、以上のように、入力電流波形情報 90と入力電圧波形情報 94の大きい方の信号を選択し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ 39のオン'オフ駆動信号に変換して使用するものである。一般に電子レンジ等に使用される PWMィンバータは衆知であり、 50〜60サイクルの商用電源を整流して直流に変換し、変換した直流をインバータにより、例えば、 20〜50KHz程度の高周波に変換し、昇圧した高周波を昇圧トランスで昇圧し、さらに倍電圧整流回路で整流した高電圧をマグネトロンに印加するものである。

[0113] 図 12は本発明の実施の形態 7により得られる波形を説明する図である。この例は、マグネトロンが通常に発振しているとき、すなわち通常運転時の状況であり、入力電流波形情報と入力電圧波形情報が、スイッチングトランジスタ 39のオン'オフ駆動信号に変換して使用される。

[0114] 図 12において、は本発明の実施の形態 7により得られる波形を説明する図で、図 1 2 (a)は入力電流が大きい場合、図 12 (b)は入力電流が小さい場合であり、スィッチングトランジスタ 39のオン'オフ駆動信号を得るために、図 12 (a)の場合においては電流波形が選択され、図 12 (b)の場合においては電圧波形 (点線)が選択されることになる。また、後述するように、実線は以下の説明で主に用いられる本発明の電力制御装置による補正後の信号形状を表わし、破線は交流電源 20からの補正前の瞬時変動する出力の信号形状を表わす。尚、点線は入力電圧波形情報を示す。

[0115] 図 12 (a)において、上から (al)の入力電流波形情報の波形は、図 8では整流回路 72の出力で、図 10ではアンプ 85の出力である入力電流波形情報 90であって、破線はマグネトロンの非線形負荷特性に起因する補正前の波形を示している。また、 (al

)の入力電圧波形情報の波形は整形回路 62からの出力である入力電圧波形情報 9 4である。図 12 (a)の（a2)の波形は、ミックス回路 81Bの補正出力である ON電圧情報 92で、この ON電圧情報 92は入力電流波形情報 90、入力電圧波形情報 94、電力制御情報 91に追従してその大きさが変化し、更に、入力電流の歪み分を相補'補正するために（al)の反転波形として出力されて、る。

[0116] 図 12 (a)の（a3)は、（a2)で示した ON電圧情報 92と同等のものを示し、この ON電圧情報と、（a4)で示す変調用のノコギリ波発生回路 83からのノコギリ波が PWMコンパレータ 82により比較され、スイッチングトランジスタ 39のオン'オフ信号である PWM 信号が生成される。つまり図示のように、 PWMコンパレータ 82に PWM指令信号として（a3)の ON電圧情報 92と、（a4)のノコギリ波を入力して比較し、ノコギリ波と ON電圧情報 92が交叉する期間を、オン時間のパルス幅とするパルスのオン時間変調を行う。指令信号 (ON電圧情報) 92の振幅値が大きい部分 (0度、 180度近傍、入力電流は小さい部分)では、ノコギリ波との交叉期間も大きいのでオン時間が長ぐパルス幅が広くなり、入力電流を上げる極性に補正される。又、 ON電圧情報 92の振幅値力 S小さい部分（90度、 270度近傍、入力電流は逆に大きい部分）は、ノコギリ波との交叉期間も小さいのでオン時間が短くパルス幅も狭くなり、入力電流を下げる極性に補正するという (a5)のようなオン ·オフ期間のパルス列を PWM信号として出力する。つまり、入力電流波形情報及び入力電圧波形情報 (al)に対して ON電圧情報 (a2) は補正波形として反転して!/、るので、入力電流波形情報及び入力電圧波形情報 (a 1)の入力が大きい（90度、 270度近傍)部分では、（a4)のパルス列信号のようにォン時間を短くし、入力電流波形情報及び入力電圧波形情報 (al)の入力が小さ、 (0 度、 180度のゼロクロス近傍)部分では、オン時間を長くして大きくするという、（al)とは逆の反転出力に変換するものである。これによつて、入力波形の補正効果が得られるが、特にこの効果はゼロクロス近辺にて大きい。

[0117] 下段の（a7)の波形は、スイッチングトランジスタ 39の ON幅を示し、（al)に示す 50 Hz (あるいは 60Hz)の入力電流波形情報及び入力電圧波形情報が、これを反転した補正波形の ON電圧情報 (a3)を (a4)の高周波のノコギリ波と比較することで、 20 KHz〜50KHz等の高周波にインバータ変換されて、（a5)のオン'オフ信号が生成される。このオン'オフ信号 (a5)に応じてスイッチングトランジスタ 39は駆動され、高周波電力を昇圧トランス 1次側に入力し、昇圧トランス 2次側に昇圧された高圧を発生する。 (a7)はこのオン.オフ信号 (a5)の各パルスのオン時間が商用電源の周期内でどのように変化して、るかを視覚化するために、それぞれのオン時間情報を Y軸にプロットし、その各点を結んだものである。

[0118] 上述の説明は、交流電源 20からの入力電流が理想的な状態 (例えばサイン波)で得られる場合の状態と同一の信号を示している。しカゝしながら、一般的に交流電源 2 0からの入力電流は、瞬時的に見れば理想的なサイン波力も乖離し、変動している。このような現実的な状態を示すのが破線の信号である。この破線で示すように、商用電源の半周期 (0から 180度)という瞬時の期間でみても、現実の信号は理想信号の状態から乖離し、瞬時変動が生じているのが一般である。このような信号形状は、トランス、倍電圧回路による昇圧作用、倍電圧回路の平滑特性、かつ電圧が ebm以上のみのときだけアノード電流が流れるマグネトロン特性等により発生する。すなわち、マグネトロン用のインバータ回路においては不可避的な変動ということができる。

[0119] 本発明の電力制御装置では、入力電流の変動状態を反映した破線で示された入力電流波形情報（ (al)参照）が入力電流検出部より得られ、入力電流波形情報が選択された場合（図 12 (a) )、この入力電流波形情報を元にその後の制御がなされる（この入力電流の変動は、入力電圧波形情報とは無関係であるので、ここでは入力電圧波形情報の説明を省略する)。この制御は、例えば半周期の如き期間で発現する入力電流波形情報の瞬時変動が、矢印で示すように理想的な信号に近づくよう抑制されるように行なわれる。そして、この抑制はスイッチングトランジスタ 39の駆動信号を調整することにより達成される。具体的には、入力電流波形情報が理想信号より小さい場合は、上述したオン時間がより長ぐパルス幅がより広くなる。入力電流波形情報が理想信号より大きい場合は、上述したオン時間がより短ぐパルス幅がより狭くなる。さらに短い期間の瞬時変動においても、その変動した波形がオン時間情報に反映されて、上記同様の補正がなされる。

[0120] 駆動信号が与えられたスイッチングトランジスタ 39の瞬時変動抑制作用により、入力電流波形情報には、矢印で示すような補正がなされ、常時理想波に近い入力がマグネトロンに与えられることとなる。尚、修正後の（a3)及び (a5)の図示は省略している。ここで、上記した理想信号は仮想信号である力この信号は正弦波になる。

[0121] すなわち、商用電源の半周期如き短い期間において、理想信号波形と入力電流波形情報の瞬時誤差あるいは補正量の総和は、他の手段で入力電流の大きさ等が制御（電力制御）されているので略ゼロである。また、非線形負荷に起因して入力電流が流れな！/ヽ部分は流す方向に補正されるので、入力電流が大き！ヽ部分を減少させて上記略ゼロを成立させている。これは、非線形負荷であっても、その電流波形があたかも線形負荷とみなせるように補正することであり、商用電源電圧波形は正弦波なので、線形負荷に流れる電流波形と同じぐ理想波形は正弦波になる。

[0122] このように入力電流波形の変化や、理想波形に対する過不足を打ち消すように、その波形の逆極性で入力電流が補正される。したがって、マグネトロンの非線形負荷によって生じる商用電源周期内の急激な電流変化、すなわち歪はこの制御ループで打ち消され、入力電流波形整形が行なわれることになる。

[0123] 更に、このように、入力電流の瞬時値に追従した入力電流波形情報で制御ループが動作するので、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷による ebm (アノード '力ソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形を行うことができる。

[0124] 特に本発明では、瞬時変動する入力電流波形情報を元にスイッチングトランジスタの制御がなされる。入力電流の瞬時変動が、入力電流波形情報という形にて直接ミックス回路 81Bに入力され、 ON電圧情報にも反映されるため、入力電流波形歪の抑制や、瞬時変動に対する追随性の優れたスイッチングトランジスタの駆動信号を得ることがでさる。

[0125] 本発明においては、入力電流波形の歪や瞬時変動が抑制されるような情報を有する入力電流波形情報又は入力電圧波形情報をインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する。当該目的達成のためには電力制御情報 91は特に必須ではない。電力制御情報 91は長期的な期間、すなわち商用電源周期程度より長い周期での電力変動を制御するための情報であり、本発明が狙う交流の半周期の如き短期間、瞬時の変動を補正する情報ではないからである。従って、ミックス回路 81 B、 PWMコンパレータ 82の採用も実施形態の一例に過ぎず、ミックス回路 81Bとして少なくとも入力電流波形情報及び入力電圧波形情報のうち大きい方を選択する選択部、 PWMコンパレータ 82としてこれらの情報をスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する変換部に相当するものが、入力電流検出部とスイッチングトランジスタの間に存在すればよい。

[0126] また、電力制御情報を用いる場合においても、上述の実施形態の様に入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報 91をミックス回路 81Bに入力することは必須ではない。すなわち上述の実施の形態では、電力制御情報 91は、入力電流を検知する電流検知部 71及び整流回路 72 (図 1)又はシャント抵抗 86及び増幅回路 85 (図 2)をその起源としているが、インバータ回路 10の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する情報を電力制御情報として、ミックス回路 81Bに入力することができる。例えば、スイッチングトランジスタ 39のコレクタからの情報をそのまま、又は平滑回路 73を通じて平滑ィ匕して比較回路 74に入力し、比較回路 74における出力設定信号との比較を経た後の情報を電力制御情報として使用することができる。

[0127] 次に、図 12 (b)は図 12 (a)に対して入力電流の小さい時の波形を比較して示したもので、（bl)は入力が小さい場合の入力電流波形情報で、図 12 (a)の（al)に対応し、（b2)は ON電圧情報で、（b3)はスイッチングトランジスタのオン幅で、各々図 12 ( a)の（a2)、（a7)に対応している。また、図示は省略しているが、図 12 (a)の（a3)、 (a 4)、（a5)、（a6)に示したノコギリ波の比較処理は、ここでも同一の処理が行なわれることは、勿論である。

[0128] 図 12 (b)のように入力電流が比較的小さぐ入力電流波形情報の値も小さいものとなった場合、入力電流の波形整形能力が低下する。そこで本発明では、図 12 (b)のように、入力電圧波形情報 (点線)が入力電流波形情報より大きい場合、入力電圧波形情報を波形整形に使用する。尚、本実施形態では、入力電圧を減衰させて入力電圧波形情報とし、入力電流を電圧に変換させて入力電流波形情報とすることにより、両者の大きさが直接比較できるようになつている。

[0129] このように入力電流を小さく制御している時には、入力電流波形情報は小さくなり、入力電流波形整形能力が低下する。しかし電流波形より大きい入力電圧波形情報を選択して、入力電流波形整形を行うので、入力電流波形整形能力の低下は抑制される。従って、入力電流が小さい場合においても、力率が大幅に低下することが防止され得る。この入力電圧波形情報の振幅 (入力電流が小さいか否かを判定する閾値

)は、最大入力電流の例えば 50%から 20%時の入力電流波形情報の振幅程度になるように、商用電源電圧波形力ゝらの減衰率 (分圧比）を設定することで実現できる。

[0130] 以上の図 12に基づく説明は、マグネトロンの通常運転時に関する説明である。次に、マグネトロンの起動時における作用について説明する。起動時とは、マグネトロンに電圧が印加されているが、発振はしておらず、発振が開始する前の準備段階の状態をいう（非発振時に相当）。このとき、定常運転時と異なり、マグネトロンのアノードと力ソード間のインピーダンスは無限大に等しくなる。

[0131] ところで、本発明においては、商用の交流電源 20からの電圧に ON電圧情報を掛け合わして、すなわち商用電源電圧を ON電圧情報で振幅変調して、トランス 41の一次側に印加している。そして、この一次側の印加電圧のピーク値がマグネトロン 50 への印加電圧に関連し、印加電圧と経過時間から定義される面積がヒータへの供給電力に関連する。

[0132] 本発明では、入力電流波形情報 90が小さい起動時においても、入力電圧波形情報 94を、ミックス回路 81Bに入力するように構成している。すなわち特に起動時における参照信号としての入力電流の不足を、入力電圧が補う形式を採用している。

[0133] 図 13は、入力電圧波形情報を付加した場合と付加しない場合の動作を比較説明するための図であり、図 13 (a)は上から順に、入力電圧波形情報を付加しない場合（定常運転時)の ON電圧情報と、トランス一次側の印加電圧、マグネトロン印加電圧と、ヒータ入力電力の各波形を示している。

[0134] 図 13 (b)は、入力電圧波形情報を付加した場合 (起動時)の動作を説明する。図 1 3 (a) ,図 13 (b)はともに後述する実施の形態 6等の構成により、トランス一次側の印加電圧のピーク値が制限された場合を示している。さらに図 13 (b)は、付加される入力電圧波形情報の作用で、トランス 1次側印加電圧、マグネトロン印加電圧のピークが抑圧され、波形は台形を示している。なお、この図 13 (b)も図 13 (a)と同様、上力 ON電圧情報、トランス 1次側印加電圧、マグネトロン印加電圧、ヒータ入力電力の各波形を示している。 [0135] 図 12で示したように、位相 0度、 180度付近では、スイッチングトランジスタのオン幅は大きいため、トランス 1次側印加電圧、マグネトロン印加電圧は比較的増幅幅が大きくなる。一方、位相 90度、 270度付近では、スイッチングトランジスタのオン幅は小さいため、増幅幅は比較的抑圧され、位相 0度、 180度における増幅幅との相対的な関係から、波形の全体図が台形になり、ピークが抑圧されたような形状を示す。

[0136] 図 13 (a)と図 13 (b)のマグネトロン印加電圧を比較してみると、マグネトロン印加電圧が同一の場合のヒータ入力電力は、図 13 (b)のヒータ入力電力のほうがヒータ入力電力が増大して、波形面積が大きくなるので、ヒータは短時間で熱せられ、起動時間を短縮することが可能となる。

[0137] 図 14は本発明の実施の形態 7に用いられる、入力電流波形情報と入力電圧波形情報のヽずれか大きヽ方を選択して反転する比較反転回路 (比較選択回路；大小比較 '切替反転回路）の一例を示す図である。この比較反転回路は、図 11、図 16、図 1 7に示すようにミックス回路 81B内に設けられて!/、る。

[0138] 入力電流波形情報 90と入力電圧波形情報 94は、各々バッファトランジスタに入力され、その出力はェミッタ抵抗及びコレクタ抵抗を共通にした二つのトランジスタに入力される。バッファトランジスタは、入力電流波形情報 90と入力電圧波形情報 94の干渉を防ぐために設けられる。二つのトランジスタの共通のェミッタ抵抗の共通接続点には、トランジスタのダイオード特性より入力信号が大きい方が選択出力され、選択された信号が入力されている方のトランジスタが導通する。導通したトランジスタのェミッタ電流及びコレクタ電流は、その入力された信号の大きさを反映する。そして、共通のコレクタ抵抗の共通接続点の電位には、上記コレクタ電流の大きさが反映される。

[0139] ここで、ェミッタの電圧が高くなると上記コレクタ電流が大きくなり、共通のコレクタ抵抗の電圧降下が大きくなる、すなわちコレクタ電圧は下がるので、入力信号に対してコレクタ電圧は極性が反転する。またコレクタ抵抗とェミッタ抵抗との抵抗値比で信号の変換係数も変わる。電力制御信号との干渉という面では、共通コレクタ接続点の信号はバッファを介してインピーダンス変換して、その後のコンデンサに接続するほうがより効果的である。このように、この回路においては、二つの信号の大きさ判定及び選択が自動的に行なわれ、かつ選択された信号は反転して出力する。

[0140] (実施の形態 8)

次に、本発明の実施の形態 8について図を参照して説明する。本発明の実施の形態 8は、入力電流波形情報と入力電圧波形情報の大きい方の信号を選択し、選択された信号と比較回路 74からの電力制御情報をミックスし、フィルタリング処理してインバータ回路のスイッチングトランジスタ 39のオン'オフ駆動信号に変換して使用するという、制御回路の構成に関するものである。

[0141] 実施の形態 8では図 8に示すように、図 32に示すような、ゲイン可変アンプ 291、反転 ·波形処理回路 263、波形エラー検出回路 292等が省略されるので、大幅な部品削減が可能となり、簡易化、小型化が達成できる。更に、簡単な構成で起動時間の短縮と、マグネトロン'アノード 52への過大電圧印加を防止する安全策をも付加しているので、製品の信頼性が向上する。

[0142] また、以上のように構成することで、入力電流波形情報 90を用いる制御ループは入力電流の波形整形に、電力制御情報 91を用いる制御ループは電力制御に特ィ匕し、かつお互、の制御が干渉しな、構成として、変換効率を保持して、る。

[0143] (実施の形態 9)

本発明の実施の形態 9は入力電流検出部に関するもので、図 8に示すようにインバータ回路の入力電流を CT71等で検知して、整流回路 72より整流出力するように構成したものである。この構成は CT等を用いて入力電流を検出するので絶縁性を保ちつつ大きい信号が取り出せるので、入力電流波形整形の効果は大きぐ入力電流の品質が良くなる。

[0144] また、図 9に示す例では、入力電流検出部は、インバータ回路の整流回路 31で整流後の単方向電流を、整流回路 31と平滑回路 30の間に配置されたシャント抵抗 86 を介して検知して、その両端に生ずる電圧を増幅回路 (アンプ) 85より増幅し、出力するように構成したものである。この構成はその検出部を電子回路と絶縁する必要がなぐまた整流する必要もないので、入力電流検出部を安価に構成できる利点がある

[0145] また図 9に示されるように、入力電流検出部の増幅回路 85は商用電源の高次周波数部分や、高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するように構成して不要な共振を防止している。具体的には、図 3の入力電流検出部の詳細図に示すように、図 10 (a)のように増幅回路 85は高域カット用コンデンサを用いて、商用電源の高次周波数部分や、高周波数スイッチング周波数等の高周波部分を減衰させてヽる。

[0146] 更に、増幅回路 85の高域カット用コンデンサの挿入により、図 10 (b)の位相特性図に示すように、発生する位相遅れをコンデンサに直列に抵抗を挿入して、位相進み補償を付加して過渡な時間遅れを防止し、制御ループの安定性を確保している。また、図 15に示すように、図 8の整形回路 62においても高周波部分を減衰するような構成 (コンデンサの並列挿入)や、位相進み補償 (コンデンサの直列挿入)を付加して過渡な時間遅れを防止する構成を用いることができる。

[0147] (実施の形態 10)

本発明の実施の形態 10は、ミックス回路 81Bに関するものであって、このミックス回路には、図 11 (a)に示すように、入力電流波形情報 90と、入力電圧波形情報 94と、電力制御情報 91を入力する 3端子が設けられている。入力電流波形情報 90と入力電圧波形情報 94は、図 14に示したような比較反転回路に入力され、比較反転処理がなされる。この処理後の信号と、電力制御情報 91は、各々 C、 Rl、 R2で構成されるフィルタ回路に入力され、フィルタリングの後、 ON電圧情報 92として PWMコンパレータ 82へ出力される。フィルタ回路は、図 11 (b)の等価回路図に示すように、電力制御情報 91の高域成分をカットするように構成してヽる。このように構成することで入力電流波形整形の妨げとなる前記成分はカットされるので、入力電流波形の品質が向上する。一方、図 11 (c)の等価回路図のように、入力電流波形情報 90及び入力電圧波形情報 94に対しては、低域カットフィルタを構成して、波形保全を行っている

[0148] (実施の形態 11)

本発明の実施の形態 11は、入力電流検出部の入力電流波形情報 90と、入力電圧検出部の入力電圧波形情報 94と、入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報 91を合成するミックス回路 81Bの特性を、入力電流増加制御時と減少制御時とで差を設けて制御するものである。図 16は実施の形態 11のミツタス回路の構成図である。

[0149] 図 16 (a)の構成図では、電力制御情報 91で SW1をオン Zオフして、 ON電圧情報 92を下降 Z上昇させる構成である。入力電流の増加制御時は、 SW1をオフして図 1 6 (b)の等価回路に示すように、 C *R2の時定数で ON電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御して、る。

[0150] 入力電流の減少制御時は、 SW1をオンして、図 16 (c)の等価回路図に示すように、 C * {Rl *R2Z (R1 +R2) }の時定数で ON電圧情報を急速に下げてスィッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、入力電流の増加制御時と入力電流の減少制御時との間で、ミックス回路 81Bの回路構成が切り替わるものである。特に入力電流の増加制御時には時定数を大きく設定し、入力電流の減少制御時には時定数を小さく設定する。

[0151] このように差を設けることで、通常は緩やかに応答する制御特性と、何らかの要因で入力電流が過渡に上昇した場合、素早ヽ応答で入力電流を減少させて部品破壊等を防止する制御特性を実現できる。また、マグネトロンの非直線性負荷に対する制御特性の安定性も確保できる。

[0152] (実施の形態 12)

本発明の実施の形態 12は、図 17の実施の形態 12に関わるミックス回路の構成図に示すように、前記スイッチングトランジスタ 39のコレクタ電圧を所定値に制御するコレクタ電圧制御情報を、ミックス回路 81Bに入力する。

[0153] 図 17に示すように、コレクタ電圧と基準値とを比較したコレクタ電圧制御情報 93で SW2をオン Zオフ制御している。コレクタ電圧が低い場合は、 SW2をオフして C *R 2の時定数で ON電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御している。コレクタ電圧が高い場合は、 SW2をオンして C * {R2 *R3/ (R2+R3) }の時定数で ON電圧情報を急速に下げてスイッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、スイッチングトランジスタ 39のコレクタ電圧の大きさに応じて、ミックス回路 81Bの回路構成が切り替わるものである。特に、コレクタ電圧が低、場合には時定数が増加し、コレクタ電圧が高、場合には時定数が減少する。 [0154] この制御はマグネトロンが発振していないとき、すなわち前記電力制御が機能していないときのマグネトロンへの過大電圧印加防止に効果がある。また、マグネトロンの発振開始以降は、この制御を無効化して電力制御に影響しないようにするため、コレクタ電圧と比較される基準値をマグネトロン発振開始以前に比べて大きく設定するのが好ましい。

[0155] (実施の形態 13)

図 18に示す本発明の実施の形態 13では、入力電流波形情報への入力電圧波形情報の付加量を、マグネトロンの発振前と後とで切替える構成が採られている。実施の形態 13では、図 8における整形回路 62とミックス回路 81Bとの間に切替えスィッチ SW3が設けられるとともに、整流回路 72の出力力もマグネトロンの発振開始を検知する発振検知回路 63が設けられている。当該発振検知回路 63の出力で、切替えスイッチ SW3の整形回路 62との接続点を A, Bを切替える。整形回路 62には、直列接続された三つの分圧抵抗がダイオード 61とグランド間に設けられ、商用電源電圧から電源電圧情報を分圧'出力している。より商用電源 20に近い接続点 Aの電源電圧情報は、グランドに近い接続点 Bに比較して商用電源電圧からの減衰量が小さいので大きい。また整形回路 62に設けられたコンデンサは、商用電源力も電源電圧情報へのノイズの侵入を抑制する。

[0156] マグネトロンの起動時 (非発振時に相当）においては、定常運転時と異なり、そのァノードと力ソード間のインピーダンスは無限大に等しくなる。そして、トランス 41を介して、このような定常運転時と起動時の違いが、入力電流の状態に影響を及ぼすため、発振検知回路 63は、整流回路 72から得られる電流値より、マグネトロンが起動時にあるカゝ否かを判断することができる。

[0157] 発振検知回路 63の出力から、マグネトロンが起動中であることが検出されているときは、 SW3は接続点 A側に切り替えられる。この場合、前述したように接続点 B側への切り替えに比べ、より大きな信号 (入力電圧波形情報）がミックス回路 81Bに入力され、起動時間が短縮される。

[0158] 発振開始が発振検知回路 63より検出されると、 SW3は接続点 B側に切り替えられ、信号を減衰させるので、入力電流が大きいときの入力電流波形整形の妨げにならず、かつ入力電流が小さいときの力率は改善される。このようにマグネトロン発振開始以前と以後とで電源電圧情報の振幅切り替え手段を具備することで、振幅切り替え手段を具備しない場合と発振開始以後の電源電圧情報の振幅を同一に設定した場合であっても、発振開始以前の振幅をより大きく設定できるので、前述した起動時間短縮の効果はより大きくなる。

[0159] この発振検知回路は、たとえばマグネトロンが発振を開始すると入力電流が増加する特性を利用し、入力電流検出部の出力をコンパレータ等で発振検知スレッシュレベルと比較し、その出力をラッチする構成等がある。

[0160] (実施の形態 14)

図 19は本発明の実施の形態 14に係る高周波加熱装置を説明するブロック図である。図 19に示されているように、本実施形態においては、実施の形態 2の構成に加え、制御回路 70は、整流回路 72により得られた電流信号が所定のレベルであるか否カゝ、マグネトロンが発振されて!ヽるか否かを検知する発振検知部を構成する発振検知回路 63を備える。発振検知回路 63は、電流信号のレベルによりマグネトロンが発振開始したことを検知し、この時点を境に検知前を非発振状態、検知後を発振状態に区分している。非発振と判定されると、発振検知回路 63は、整形回路 62とミックス回路 81 (81C)の間に配置された切替スィッチ SW3をオンにする。言い換えると、切替スィッチ SW3は、発振検知回路 63がマグネトロン 50の発振を検知するまでの期間において、入力電圧波形情報 94を、入力電圧検出部に出力させるものである。注意すべきは、マグネトロンの発振開始以降も商用電源の周期に合わせて、マグネトロンは発振'非発振を繰り返すのであるが、ここでいう非発振、すなわち発振開始後の非発振により、切替スィッチ SW3がオンとなることは、本発明とは関係がない。

[0161] 尚、図 2、図 9と同様、図 20に示すように、ダイオードブリッジ型整流回路 31と平滑回路 30間に設けたシャント抵抗 86よりなる電流検知部と、その両端電圧を増幅する増幅回路 85とで入力電流検出部を構成し、その出力を入力電流波形情報 90としてもよい。シャント抵抗 86は、ダイオードブリッジ型整流回路 31により単一方向に整流された後の入力電流を検知する。

[0162] 本実施の形態では、入力電流波形情報 90と、比較回路 74からの電力制御情報 91 、及び、入力電圧波形情報 94 (SW3オン時)も付加してミックス回路 81Cでミックスしフィルタリングして ON電圧情報 92を出力し、ノコギリ波発生回路 83からのノコギリ波と PWMコンパレータ 82で比較して、パルス幅変調し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ 39をオン'オフ制御するというように、入力電流波形情報検出系を簡略化している。特に本実施の形態では、入力電流波形情報 90が直接ミックス回路 81Cに入力されるとヽぅ簡略ィ匕された構成を採用してヽる。

[0163] 尚、 PWMコンパレータ 82は、 ON電圧情報 92と所定の搬送波であるノコギリ波とを重ね合わせて、スイッチングトランジスタ 39の駆動信号を生成するパルス幅変調回路である。ただし、この部分は、交流電源 20からの入力電流が大きい部分はオン時間が短ぐ入力電流が小さい部分はオン時間が長くなるように、 ON電圧情報 92をインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する変換部として構成されていればよぐこの構成には限定されない。そして、特に本発明において変換部は、入力電流波形情報 90と、マグネトロン 50の発振を検知するまでの期間において出力された入力電圧波形情報 94とを、インバータ回路のスイッチングトランジスタ 39の駆動信号に変換する。

[0164] また入力電流波形情報に対するスイッチングトランジスタ 39のオン'オフ制御は、入力電流が大きい時はオン時間を短ぐ逆に小さい時は長くする極性で変換される。従つて、そのような波形とするベぐ入力電圧波形情報は後述するミックス回路 81C内で反転処理して使用される。

[0165] 図 21 (a)にミックス回路 81Cの 1例を示す。ミックス回路 81Cの入力端子は 3つあり、夫々に電力制御情報 91、入力電流波形情報 90、 SW3を介して入力電圧波形情報 94が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。

[0166] また、図 21 (b)に示すように、電力制御情報 91からミックス回路 81出力間には、交流等価回路で示されるように、高周波カットフィルタが構成される。これによつて入力電流波形を整形するための入力電流波形情報 90に対して妨害になっていた電力制御に含まれる高周波成分は、このフィルタによりカットされる。

[0167] 一方、図 21 (c)に示すように、入力電流波形情報 90及び入力電圧波形情報 94からミックス回路 81C出力間には、交流等価回路で示されるように、低周波カットフィルタが構成される。したがって、電力制御情報 91はミックス回路 81C出力の直流成分に、また入力電流波形情報 90及び入力電圧波形情報 94は交流成分に変換される。

[0168] 実施の形態 14は、以上のように、入力電流波形情報 90、または、マグネトロンの非発振時には入力電流波形情報 90に入力電圧波形情報 94を付加した信号を、インバータ回路のスイッチングトランジスタ 39のオン'オフ駆動信号に変換して使用するものである。一般に電子レンジ等に使用されるインバータは周知であり、 50〜60サイクルの商用交流電源を整流して直流に変換し、変換した直流電源をインバータにより、例えば、 20〜50KHz程度の高周波に変換し、変換した高周波を昇圧トランスで昇圧し、さらに倍電圧整流回路で整流した高電圧をマグネトロンに印加するものである

[0169] 実施の形態 14において、マグネトロンが通常に発振しているとき、すなわち通常運転時の状況においては、実施の形態 1の図 5と同様な波形が得られる。このとき、発振検知回路 63は、整流回路 72から得られる電流値より、マグネトロンが通常運転下にあると判断し、 SW3をオフにする。従って、本運転時においては、ダイオード 61、整形回路 62が作用することはなぐ入力電圧波形情報 94は生成されない。

[0170] 一方、マグネトロンの起動時 (非発振時に相当）においては、定常運転時と異なり、そのアノードと力ソード間のインピーダンスは無限大に等しくなる。そして、トランス 41 を介して、このような定常運転時と起動時の違いが、入力電流の状態に影響を及ぼすため、発振検知回路 63は、整流回路 72から得られる電流値より、マグネトロンが起動時にある力否かを判断することができる。起動時にあると判断した場合、発振検知回路 63は SW3をオンにする。従って、起動時においては、ダイオード 61、整形回路 62が作用し、入力電圧波形情報 94が生成される。

[0171] 本実施形態では、入力電流波形情報 90が小さい起動時においては、入力電圧波形情報 94を、切替スィッチ SW3を介して、ミックス回路 81に入力するように構成している。すなわち特に起動時における参照信号としての入力電流の不足を、入力電圧が補う形式を採用している。

[0172] 本実施形態にぉ、ても、入力電圧波形情報を付加した場合と付加しな!ヽ場合の動作は、実施の形態 7の図 13と同様な特性を示す。 [0173] また、この場合の発振検知回路は、たとえばマグネトロンが発振を開始すると入力電流が増加する特性を利用し、入力電流検出部の出力をコンパレータ等で発振検知スレッシュレベルと比較し、その出力をラッチする構成等がある。その検出値を SW 3へ出力する。

[0174] 図 22は本発明の実施の形態 14に用いられる、入力電流波形情報と入力電圧波形情報を加算する加算 ·反転回路の一例を示す図である。この加算 ·反転回路は、図 2 1、図 23、図 24に示すようにミックス回路 81内に設けられている。

[0175] 入力電流波形情報 90と入力電圧波形情報 94は、各々バッファトランジスタに入力され、その出力はコレクタ抵抗を共通にした二つのトランジスタに入力される。ノッフアトランジスタは、入力電流波形情報 90と入力電圧波形情報 94の干渉を防ぐために設けられる。二つのトランジスタ各々のェミッタ抵抗には入力された信号の大きさに応じた電流 (ェミッタ電流）が流れ、共通のコレクタ抵抗にはそれぞれのェミッタ電流を加算した値に応じて電圧降下が生じる。

[0176] ここで、ェミッタの電圧が高くなると上記電流が大きくなり、電圧降下が大きくなる、すなわちコレクタ電圧は下がるので、入力信号に対してコレクタ電圧は極性が反転する。またコレクタ抵抗とェミッタ抵抗との抵抗値比で信号の変換係数も変わる。電力制御信号との干渉という面では、共通コレクタ接続点の信号はバッファを介してインピーダンス変換して、その後のコンデンサに接続するほうがより効果的である。このように、この回路は二つの信号を加算し、かつ反転して出力する。

[0177] (実施の形態 15)

本発明の実施の形態 15は、入力電流波形情報、およびマグネトロンの非発振時は入力電圧波形情報をさらに付加した信号と、比較回路 74からの電力制御情報をミツタスし、フィルタリング処理してインバータ回路のスイッチングトランジスタ 39のオン 'ォフ駆動信号に変換して使用するという、制御回路 (変換部)の構成についてのものである。

[0178] 実施の形態 15では図 1に示すように、図 32に示すような、ゲイン可変アンプ 291、反転'波形処理回路 263、波形エラー検出回路 292等が省略されるので、大幅な部品削減が可能となり簡易ィヒ、小型化が達成できる。更に、簡単な構成で入力電流波形情報 90に入力電圧波形情報 94を加算して、起動時のヒータ電力を増加させ起動時間を短縮する構成とし、マグネトロンのアノード 52への過大電圧印加を防止する安全策をも付加しているため、製品の信頼性が向上する。

[0179] また、以上のように構成することで、入力電流波形情報 90を用いる制御ループは入力電流の波形整形に、電力制御情報 91を用いる制御ループは電力制御に特ィ匕し、かつお互、の制御は特に干渉しな、構成として、変換効率を保持して、る。

[0180] (実施の形態 16)

本発明の実施の形態 16は入力電流検出部に関するもので、図 19に示すようにィンバータ回路の入力電流を CT71等で検知して、整流回路 72より整流出力するように構成したものである。この構成は CT等を用いて入力電流を検出するので絶縁性を保ちつつ大きい信号が取り出せるので、入力電流波形整形の効果は大きぐ入力電流の品質が良くなる。

[0181] また、図 20に示す例では、入力電流検出部は、インバータ回路の整流回路 31で整流後の単方向電流を、整流回路 31と平滑回路 30の間に配置されたシャント抵抗 8 6を介して検知して、その両端に生ずる電圧を増幅回路 (アンプ) 85より増幅し、出力するように構成したものである。この構成はその検出部を電子回路と絶縁する必要がなぐまた整流する必要もないので、入力電流検出部を安価に構成できる利点がある

[0182] (実施の形態 17)

本発明の実施の形態 17は、ミックス回路 81Cに関するものであって、このミックス回路には、図 21 (a)に示すように、入力電流波形情報 90と、入力電圧波形情報 94と、電力制御情報 91を入力する 3端子が設けられている。この構成により、ヒータ入力電力を補償するもので、起動時間を短縮できる。

[0183] 入力電流波形情報 90と入力電圧波形情報 94 (SW3のオン時）は、図 22に示したような加算'反転回路に入力され、加算反転処理がなされる。この処理後の信号と、電力制御情報 91は、各々 C、 Rl、 R2で構成されるフィルタ回路に入力され、フィルタリングの後、 ON電圧情報 92として PWMコンパレータ 82へ出力される。フィルタ回路は、図 21 (b)の等価回路図に示すように、電力制御情報 91の高域成分をカットするように構成して、る。このように構成することで入力電流波形整形の妨げとなる前記成分はカットされるので、入力電流波形の品質が向上する。一方、図 21 (c)の等価回路図のように、入力電流波形情報 90及び入力電圧波形情報 94に対しては、低域カットフィルタを構成して、波形保全を行っている。

[0184] (実施の形態 18)

本発明の実施の形態 18は、入力電流検出部の入力電流波形情報及び入力電圧検出部の入力電圧波形情報、並びに入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報とを合成するミックス回路の特性を、入力電流増加制御時と減少制御時とで差を設けて制御するものである。図 23は実施の形態 18のミックス回路の構成図である。

[0185] 図 23 (a)の構成図では、電力制御情報 91で SW1をオン Zオフして、 ON電圧情報 92を下降 Z上昇させる構成である。入力電流の増加制御時は、 SW1をオフして図 2 3 (b)の等価回路に示すように、 C *R2の時定数で ON電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御して、る。

[0186] 入力電流の減少制御時は、 SW1をオンして、図 23 (c)の等価回路図に示すように、 C * {Rl *R2Z (R1 +R2) }の時定数で ON電圧情報を急速に下げてスィッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、入力電流の増加制御時と入力電流の減少制御時との間で、ミックス回路 81Cの回路構成が切り替わるものである。特に入力電流の増加制御時には時定数を大きく設定し、入力電流の減少制御時には時定数を小さく設定する。

[0187] このように差を設けることで、通常は緩やかに応答する制御特性と、何らかの要因で入力電流が過渡に上昇した場合、素早ヽ応答で入力電流を減少させて部品破壊等を防止する制御特性を実現できる。また、マグネトロンの非直線性負荷に対する制御特性の安定性も確保できる。

[0188] (実施の形態 19)

本発明の実施の形態 19は、図 28の実施の形態 19に関わるミックス回路の構成図に示すように、前記スイッチングトランジスタ 39のコレクタ電圧を所定値に制御するコレクタ電圧制御情報を、前記ミックス回路 81Cに入力する。 [0189] 図 28に示すように、コレクタ電圧と基準値とを比較したコレクタ電圧制御情報 93で SW2をオン Zオフ制御している。コレクタ電圧が低い場合は、 SW2をオフして C *R 2の時定数で ON電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御している。コレクタ電圧が高い場合は、 SW2をオンして C * {R2 *R3/ (R2+R3) }の時定数で ON電圧情報を急速に下げてスイッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、スイッチングトランジスタ 39のコレクタ電圧の大きさに応じて、ミックス回路 81Cの回路構成が切り替わるものである。特に、コレクタ電圧が低、場合には時定数が増加し、コレクタ電圧が高、場合には時定数が減少する。

[0190] 図 25は、マグネトロンの発振検知に関する時系列チャートを示し、入力電流の変化に伴う、アノード電流、コレクタ電圧の変化をも示す。マグネトロン 50の発振開始以前においては、トランス 41の二次側インピーダンスが非常に大きい、すなわち、マグネトロンのアノード '力ソード間のインピーダンスが無限大である。従って、トランスの二次側負荷でほとんど電力消費されず、トランジスタ 39のコレクタ電圧が所定値に制御（制限）されているので、発振検知回路 63への入力電流は小さい（図 25の Iinl)。

[0191] 一方、マグネトロン 50の発振開始以降においては、マグネトロンのアノード'カソード間のインピーダンスが小さくなり、トランスの二次側インピーダンスも小さくなる。従つて、トランジスタ 39のコレクタ電圧が所定値に制御（制限)されたまま、このような重負荷 (マグネトロン)を駆動するので、発振検知回路 63への入力電流は発振開始前と比較して大きくなる（図 25の Iin2)。

[0192] 先に述べた、発振検知回路 63の発振検知スレッシュレベルは、図 25に示したように上記 Iinlと Iin2の間に予め設定されている。すなわち、コレクタ電圧が一定レベルに維持されつつも、発振開始以前と以降とで入力電流に明確に差が生じることを判断材料としている。図示の例では、アノード電流の増加に伴う発振検知回路 63への入力電流が増加を開始した後、スレッシュレベルまで到達するのに要する時間を tl、その後発振検知回路 63が発振開始を判断するのに要する時間を t2としている。このとき、 t3=tl +t2の時間、発振開始しても、発振開始と判別するまでコレクタ電圧制御が機能している。 [0193] この制御はマグネトロンが発振していないとき、すなわち前記電力制御が機能していないときのマグネトロンへの過大電圧印加防止に効果がある。また、マグネトロンの発振開始以降は、この制御を無効化して電力制御に影響しないようにするため、コレクタ電圧と比較される基準値をマグネトロン発振開始以前に比べて大きく設定するのが好ましい。

[0194] (実施の形態 20)

本発明の実施の形態 20に係る高周波加熱装置は、図 8に示した実施の形態 7と同様な全体構成を有する。本実施の形態では、入力電流波形情報 90と、入力電圧波形情報 94と、比較回路 74からの電力制御情報 91とをミックス回路 81 (81D)でミックスしフィルタリングして ON電圧情報 92を出力し、ノコギリ波発生回路 83からのノコギリ波と PWMコンパレータ 82で比較して、パルス幅変調し、インバータ回路のスィッチングトランジスタ 39をオン'オフ制御するというように、入力電流波形情報検出系を簡略ィ匕している。特に本実施の形態では、入力電流波形情報 90が直接ミックス回路 81 Dに入力されると、う簡略ィ匕された構成を採用して！/、る。

[0195] 図 26 (a)にミックス回路 81Dの 1例を示す。ミックス回路 81Dの入力端子は 3つあり、各々に電力制御情報 91、入力電流波形情報 90、入力電圧波形情報 94が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。

[0196] また、図 26 (b)に示すように、電力制御情報 91からミックス回路 81D出力間には、交流等価回路で示されるように、高周波カットフィルタが構成される。これによつて、入力電流波形を整形するための入力電流波形情報に対して妨害になっていた電力制御に含まれる高周波成分は、このフィルタによりカットされる。

[0197] 一方、図 26 (c)に示すように、入力電流波形情報 90及び入力電圧波形情報 94からミックス回路 81D出力間には、交流等価回路で示されるように、低周波カットフィルタが構成される。したがって、電力制御情報 91はミックス回路 81D出力の直流成分に、また入力電流波形情報 90および入力電圧波形情報 94は交流成分に変換される。

[0198] 実施の形態 20は、以上のように、入力電流波形情報 90および入力電圧波形情報 94をインバータ回路のスイッチングトランジスタ 39のオン'オフ駆動信号に変換して使用するものである。一般に電子レンジ等に使用される PWMインバータは衆知であり、 50〜60サイクルの商用電源を整流して直流に変換し、変換した直流電源をインバータにより、例えば、 20〜50KHz程度の高周波に変換し、変換した高周波を昇圧トランスで昇圧し、さらに倍電圧整流回路で整流した高電圧をマグネトロンに印加するものである。

[0199] 本実施形態においては、実施の形態 7の図 12で示したのと同様な波形情報がマグネトロンが通常に発振しているとき、すなわち通常運転時に得られる。そして、本実施形態では、入力電流波形情報と入力電圧波形情報の双方が、スイッチングトランジスタ 39のオン'オフ駆動信号に変換して使用される。

[0200] 本実施形態の電力制御装置では、図 12の入力電流の変動状態を反映した破線で示された入力電流波形情報（ (al)参照）が入力電流検出部より得られ、この入力電流波形情報を元にその後の制御がなされる（この入力電流の変動は、入力電圧波形情報とは無関係であるので、ここでは入力電圧波形情報の説明を省略する)。この制御は、例えば半周期の如き期間で発現する入力電流波形情報の瞬時変動が、矢印で示すように理想的な信号に近づくよう抑制されるように行なわれる。そして、この抑制はスイッチングトランジスタ 39の駆動信号を調整することにより達成される。具体的には、入力電流波形情報が理想信号より小さい場合は、上述したオン時間がより長く、ノルス幅がより広くなる。入力電流波形情報が理想信号より大きい場合は、上述したオン時間がより短ぐパルス幅がより狭くなる。さらに短い期間の瞬時変動においても、その変動した波形がオン時間情報に反映されて、上記同様の補正がなされる。

[0201] 本発明にお、ては、入力電流波形の歪や瞬時変動が抑制されるように、該情報を有する入力電流波形情報 (及び入力電圧波形情報との加算)をインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する。当該目的達成のためには電力制御情報 91は特に必須ではない。電力制御情報 91は長期的な期間、すなわち商用電源周期程度より長い周期での電力変動を制御するための情報であり、本発明が狙う交流の半周期の如き短期間、瞬時の変動を補正する情報ではないからである。従つて、ミックス回路 81D、 PWMコンパレータ 82の採用も実施形態の一例に過ぎず、ミツタス回路 81Dとして少なくとも入力電流波形情報及び入力電圧波形情報を加算する加算部、 PWMコンパレータ 82としてこれらの情報をスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する変換部に相当するものが、入力電流検出部とスイッチングトランジスタの間に存在すればよい。

[0202] ところで、図 12 (b)のように入力電流が比較的小さい場合、入力電流波形情報の値も小さいものとなるため、入力電流の波形整形能力が低下する。ここで、再び入力電圧波形情報に注目する。入力電圧は、入力電流が小さくされた場合であっても、実質的に一定と考えられる。従って、入力電流の大小に拘わらず、入力電圧波形情報については、常時一定の大きさのものが取得できると期待できる（図 12 (al)と図 1 2 (bl)の比較)。

[0203] 本発明にお、ては、入力電流波形情報のみならず、入力電圧波形情報もミックス回路 81Dに入力されている。従って、入力電流が比較的小さい場合、この入力電圧波形情報が、おおよその入力電流波形整形 (長周期の変動補正)を行ないつつ、入力電流波形情報は細かな入力電流波形整形 (半周期の如き短周期の変動補正)を行い、入力電流波形整形能力の低下は抑制される。すなわち、実際の入力電流の変動が入力電圧の変動を参照して把握され、入力電流の入力電圧に対する位相ずれが減少する。従って、入力電流が小さい場合においても、力率が大幅に低下することが防止され得る。尚、入力電圧波形情報を付加した場合と付加しない場合の動作についても図 13と同様なものが得られる。

[0204] (実施の形態 21)

本発明の実施の形態 4は、ミックス回路 81Dに関するものであって、このミックス回路には、図 26 (a)に示すように、入力電流波形情報 90と、入力電圧波形情報 94と、電力制御情報 91を入力する 3端子が設けられている。入力電流波形情報 90と入力電圧波形情報 94は、図 2に示したような加算'反転回路に入力され、加算反転処理がなされる。この処理後の信号と、電力制御情報 91は、各々 C、 Rl、 R2で構成されるフィルタ回路に入力され、フィルタリングの後、 ON電圧情報 92として PWMコンパレータ 82へ出力される。フィルタ回路は、図 26 (b)の等価回路図に示すように、電力制御情報 91の高域成分をカットするように構成してヽる。このように構成することで入力電流波形整形の妨げとなる前記成分はカットされるので、入力電流波形の品質が向上する。一方、図 26 (c)の等価回路図のように、入力電流波形情報 90及び入力電圧波形情報 94に対しては、低域カットフィルタを構成して、波形保全を行っている

[0205] (実施の形態 22)

本発明の実施の形態 22は、入力電流検出部の入力電流波形情報 90と、入力電圧検出部の入力電圧波形情報 94と、入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報 91を合成するミックス回路 81Dの特性を、入力電流増加制御時と減少制御時とで差を設けて制御するものである。図 27は実施の形態 22のミツタス回路の構成図である。

[0206] 図 27 (a)の構成図では、電力制御情報 91で SW1をオン Zオフして、 ON電圧情報 92を下降 Z上昇させる構成である。入力電流の増加制御時は、 SW1をオフして図 2 7 (b)の等価回路に示すように、 C *R2の時定数で ON電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御して、る。

[0207] 入力電流の減少制御時は、 SW1をオンして、図 27 (c)の等価回路図に示すように、 C * {Rl *R2Z (R1 +R2) }の時定数で ON電圧情報を急速に下げてスィッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、入力電流の増加制御時と入力電流の減少制御時との間で、ミックス回路 81Dの回路構成が切り替わるものである。特に入力電流の増加制御時には時定数を大きく設定し、入力電流の減少制御時には時定数を小さく設定する。

[0208] このように差を設けることで、通常は緩やかに応答する制御特性と、何らかの要因で入力電流が過渡に上昇した場合、素早ヽ応答で入力電流を減少させて部品破壊等を防止する制御特性を実現できる。また、マグネトロンの非直線性負荷に対する制御特性の安定性も確保できる。

[0209] (実施の形態 23)

本発明の実施の形態 23は、図 28の実施の形態 23に関わるミックス回路の構成図に示すように、前記スイッチングトランジスタ 39のコレクタ電圧を所定値に制御するコレクタ電圧制御情報を、ミックス回路 81Dに入力する。

[0210] 図 28に示すように、コレクタ電圧と基準値とを比較したコレクタ電圧制御情報 93で SW2をオン Zオフ制御している。コレクタ電圧が低い場合は、 SW2をオフして C *R 2の時定数で ON電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御している。コレクタ電圧が高い場合は、 SW2をオンして C * {R2 *R3/ (R2+R3) }の時定数で ON電圧情報を急速に下げてスイッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、スイッチングトランジスタ 39のコレクタ電圧の大きさに応じて、ミックス回路 81Dの回路構成が切り替わるものである。特に、コレクタ電圧が低、場合には時定数が増加し、コレクタ電圧が高、場合には時定数が減少する。

[0211] この制御はマグネトロンが発振していないとき、すなわち前記電力制御が機能していないときのマグネトロンへの過大電圧印加防止に効果がある。また、マグネトロンの発振開始以降は、この制御を無効化して電力制御に影響しないようにするため、コレクタ電圧と比較される基準値をマグネトロン発振開始以前に比べて大きく設定するのが好ましい。

[0212] (実施の形態 24)

図 29に示す本発明の実施の形態 24では、入力電流波形情報への入力電圧波形情報の付加量を、マグネトロンの発振前と後とで切替える構成が採られている。実施の形態 24では、図 8における整形回路 62とミックス回路 81C (本実施形態では 81D) との間に切替えスィッチ SW3が設けられるとともに、整流回路 72の出力力もマグネトロンの発振開始を検知する発振検知回路 63が設けられている。当該発振検知回路 63の出力で、切替えスィッチ SW3の整形回路 62との接続点を A, Bを切替える。整形回路 62には、直列接続された三つの分圧抵抗がダイオード 61とグランド間に設けられ、商用電源電圧から電源電圧情報を分圧'出力している。より商用電源 20に近 V、接続点 Aの電源電圧情報は、グランドに近、接続点 Bに比較して商用電源電圧からの減衰量が小さいので大きい。また整形回路 62に設けられたコンデンサは、商用電源力電源電圧情報へのノイズの侵入を抑制する。

[0213] マグネトロンの起動時 (非発振時に相当）においては、定常運転時と異なり、そのァノードと力ソード間のインピーダンスは無限大に等しくなる。そして、トランス 41を介して、このような定常運転時と起動時の違いが、入力電流の状態に影響を及ぼすため、発振検知回路 63は、整流回路 72から得られる電流値より、マグネトロンが起動時にあるカゝ否かを判断することができる。

[0214] 発振検知回路 63の出力から、マグネトロンが起動中であることが検出されているときは、 SW3は接続点 A側に切り替えられる。この場合、前述したように接続点 B側への切り替えに比べ、より大きな信号 (入力電圧波形情報）がミックス回路 81Dに入力され、起動時間が短縮される。

[0215] 発振開始が発振検知回路 63より検出されると、 SW3は接続点 B側に切り替えられ

、信号を減衰させるので、入力電流が大きいときの入力電流波形整形の妨げにならず、かつ入力電流が小さいときの力率は改善される。

[0216] この発振検知回路は、たとえばマグネトロンが発振を開始すると入力電流が増加する特性を利用し、入力電流検出部の出力をコンパレータ等で発振検知スレッシュレベルと比較し、その出力をラッチする構成等がある。

[0217] 本出願は、 2005年 11月 25日出願の日本特許出願、特願 2005— 340555、特願

2005- 340556,特願 2005— 340557、特願 2005— 340558に基づくものであり

、その内容はここに参照として取り込まれる。

[0218] 以上、本発明の各種実施形態を説明したが、本発明は前記実施形態において示された事項に限定されず、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者がその変更 ·応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。

産業上の利用可能性

[0219] 本発明の高周波誘電加熱用電力制御によれば、入力電流が大きい部分は小さぐ小さ、部分は大きくなるように反転して入力電流を補正する制御ループが構成される。従って、マグネトロンの種類、特性によるバラツキ、アノード '力ソード間電圧変動、電源電圧変動等があっても、これらの影響を受けない入力電流波形整形が、より簡単な構成で得られるようになり、マグネトロンの安定出力が簡単な構成で達成される。

Claims

請求の範囲

[1] 交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流を検知し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、

前記入力電流波形情報の瞬時変動が抑制されるように、前記入力電流波形情報を前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する変換部と、を備える高周波誘電加熱用電力制御装置。

[2] 請求項 1記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報と、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成するミックス回路を更に有し前記変換部は、前記入力電流が大きい部分はオン時間が短ぐ前記入力電流が小さい部分はオン時間が長くなるように、前記オン電圧信号を前記駆動信号に変換する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[3] 請求項 2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記ミックス回路は、前記入力電流波形情報と、前記入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[4] 請求項 2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流波形情報は、直接前記ミックス回路に入力され、当該ミックス回路は直接入力された入力電流波形情報を反転し、前記電力制御情報とミックスする高周波誘電加熱用電力制御装置。

[5] 請求項 1記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流検出部は、前記入力電流を検知する変流器と、検知された前記入力電流を整流し、出力する整流回路とを有する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[6] 請求項 3記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に備える高周波誘導加熱用電力制御装置。

[7] 請求項 3記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知して出力するように構成した高周波誘電加熱用電力制御装置。

[8] 請求項 7記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知するシャント抵抗と、当該シャント抵抗の両端に生ずる電圧を増幅する増幅回路を有し、

前記増幅回路により得られた出力を、前記入力電流波形情報として直接前記ミックス回路に入力し、

前記増幅回路により得られた出力と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に備える高周波誘導加熱用電力制御装置。

[9] 請求項 2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記ミックス回路は、前記電力制御情報の高域成分をカットする構成を有する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[10] 請求項 2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記ミックス回路は、前記入力電流の増加制御時と前記入力電流の減少制御時との間で回路構成が切り替わる高周波誘電加熱用電力制御装置。

[11] 請求項 10記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記ミックス回路は、前記入力電流の増加制御時には時定数が増加し、前記入力電流の減少制御時には時定数が減少する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[12] 請求項 2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記ミックス回路には、前記スイッチングトランジスタのコレクタ電圧を所定値に制御するコレクタ電圧制御情報が入力され、前記コレクタ電圧の大きさに応じて回路構成が切り替わる高周波誘電加熱用電力制御装置。

[13] 請求項 12記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、前記ミックス回路は、前記コレクタ電圧が低い場合には時定数が増加し、前記コレクタ電圧が高い場合には時定数が減少する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[14] 請求項 1記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流検出部は、商用電源の高次周波数部分および高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するフィルタ回路を有する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[15] 請求項 14記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流検出部は、前記フィルタ回路に位相進み補償を付加した構成とした高周波誘電加熱用電力制御装置。

[16] 請求項 2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記変換部が、前記オン電圧信号と所定の搬送波を重ね合わせて、前記スィッチングトランジスタの駆動信号を生成するパルス幅変調回路より構成された高周波誘電加熱用電力制御装置。

[17] 請求項 1記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電圧を検知し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、

前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のうち大きい方を選択する選択部と、を更に備え、

前記変換部が、選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のヽずれかを、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[18] 請求項 17記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記選択部は、前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報の!/、ずれかと、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミッタスし、オン電圧信号を生成するミックス回路より構成され、

前記変換部は、前記マグネトロンに印加される電圧のピークが抑制されるように、前記オン電圧信号を前記駆動信号に変換する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[19] 請求項 18記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記ミックス回路は、前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報の、ずれかと、前記入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[20] 請求項 18記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報は、直接前記ミックス回路に入力され、当該ミックス回路は直接入力された入力電流波形情報及び入力電圧波形情報のヽずれかを選択し、前記電力制御情報とミックスする高周波誘電加熱用電力制御装置。

[21] 請求項 17記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電圧検出部は、

前記交流電源力ゝらの前記インバータ回路への入力電圧を検知する一組のダイォードと、

当該ダイオードにより検出された入力電圧を波形整形して出力する整形回路と、を備える高周波誘電加熱用電力制御装置。

[22] 請求項 21記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記整形回路が、前記入力電圧の高次周波数部分を減衰する構成を有する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[23] 請求項 22記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記整形回路が、位相進み補償を更に有する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[24] 請求項 17記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記マグネトロンの発振を検知する発振検知回路を更に有し、当該発振検知回路によって検知されたマグネトロンの発振及び非発振に応じて、前記入力電圧検出部からの前記入力電圧波形情報の大きさを切替える高周波誘電加熱用電力制御装置

[25] 請求項 17記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記マグネトロンの発振を検知する発振検知部と、

前記発振検知部が前記マグネトロンの発振を検知するまでの期間において、前記入力電圧波形情報を、前記入力電圧検出部に出力させる切替スィッチと、を更に備え、

前記変換部が、前記入力電流波形情報と、前記マグネトロンの発振を検知するまでの期間において出力された前記入力電圧波形情報とを加算し、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[26] 請求項 25記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報と、前記マグネトロンの発振を検知するまでの期間において出力された前記入力電圧波形情報と、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成するミックス回路を更に有し、

[27] 請求項 26記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記ミックス回路は、前記入力電流波形情報と、前記入力電圧波形情報と、前記入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、ォン電圧信号を生成する高周波誘電加熱用電力制御装置。

[28] 請求項 26記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報は、直接前記ミックス回路に入力され、当該ミックス回路は直接入力された入力電流波形情報及び入力電圧波形情報を加算しかつ反転し、前記電力制御情報とミックスする高周波誘電加熱用電力制御装置。

[29] 請求項 25記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記発振検知部が、前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部との間に接続された発振検知回路より構成され、

前記切替スィッチが、前記発振検知回路と前記入力電圧検知部との接続点に設けられた高周波誘電加熱用電力制御装置。

[30] 請求項 17記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報を加算する加算部を更に備え、

前記変換部が、加算された前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報を前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する、高周波誘電加熱用電力制御装置。

[31] 請求項 30記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

前記加算部は、前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報と、前記入力電圧波形情報と、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、ォン電圧信号を生成するミックス回路より構成され、

[32] 請求項 30記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、

[33] 交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法であって、

前記交流電源力の前記インバータ回路への入力電流を検知するステップと、前記入力電流に対応した入力電流波形情報を取得するステップと、

当該入力電流波形情報の瞬時変動が抑制されるように、前記入力電流波形情報を肯 IJ '己ィ

ンバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するステップと、

を備える高周波誘電加熱用電力制御方法。

[34] 交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法であって、

前記交流電源力の前記インバータ回路への入力電圧を検知するステップと、前記入力電圧に対応した入力電圧波形情報を取得するステップと、

前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のうち大きい方を選択するステツプと、

選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報の!/、ずれかを、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するステップと、を備える高周波誘電加熱用電力制御方法。

[35] 交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法であって、

前記マグネトロンの発振を検知するステップと、

前記マグネトロンの発振が検知されるまでの期間において、前記入力電圧波形情報を出力するステップと、

前記入力電流波形情報と、前記マグネトロンの発振を検知するまでの期間において出力された前記入力電圧波形情報とを加算するステップと、

加算された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報を前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するステップと、

を備える高周波誘電加熱用電力制御方法。

[36] 交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法であって、

前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報を加算するステップと、加算された前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報を前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するステップと、

を備える高周波誘電加熱用電力制御方法。