CN101695206A - 高频电介质加热功率控制方法 - Google Patents

Abstract

所提供的是高频电介质加热功率控制方法，用于控制用于整流AC电源的电压的逆变器电路、调制开关晶体管的高频切换的导通时间、以及转换为高频功率，所述高频电介质加热功率控制方法包括以下步骤：检测从AC电源到逆变器电路的输入电流；获取相应于输入电流的输入电流波形信息；检测从AC电源到逆变器电路的输入电压；获取相应于输入电压的输入电压波形信息；检测磁控管的振荡；输出输入电压波形信息直到检测到磁控管的振荡为止；相加输入直到检测到磁控管的振荡为止输出的输入电压波形信息和输入电流波形信息；以及将输入电流波形信息和输入电压波形信息的相加结果转换为逆变器电路的开关晶体管的驱动信号。

Description

高频电介质加热功率控制方法

本申请是申请日为2006年11月22日、申请号为200680044125.8、发明名称为“用于高频电介质加热的功率控制装置及其功率控制方法”的发明申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及诸如微波炉之类的使用磁控管(magnetron)的高频电介质加热的功率控制，具体地，涉及不受磁控管特性变化或特性类型、或磁控管的阳极温度等差异影响的高频电介质加热。

背景技术

在相关技术中的已知高频电介质加热单元根据来自逆变器(inverter)的输出脉冲的宽度来调整施加到磁控管的功率。随着信号重叠(superposition)部件的输出电压变高，逆变器控制电路的输出脉冲宽度变宽并且施加到磁控管的功率增加。该配置使得可能改变信号重叠部件的输出电压，以连续地改变磁控管的加热输出。

由于加热器也用作磁控管的阴极，所以用于将电压施加到磁控管的变压器也将电压施加到加热器，因而施加到加热器的功率也响应于施加到磁控管的功率的变化而变化。因此，如果试图将加热器温度维持在适当范围中，则只可在微小的范围内改变加热输出，并且不能连续地改变加热输出；这是一个问题。

作为用于解决该问题的高频加热单元，可用专利文件1中的公开的控制系统。图30是描述了用于执行该控制系统的高频加热单元的图。在图30中，加热控制系统包括磁控管701；用于在将高压功率施加到高压整流电路702的同时将功率施加到磁控管701的加热器715的变压器703，其中所述高压整流电路702用于将次级线圈功率施加到磁控管701；逆变器电路705，用于整流AC电源704，将其转换为预定频率的AC，并将该AC提供到变压器703；功率检测部件706，用于检测逆变器电路705的输入功率或来自逆变器电路705的输出功率；输出设置部分707，用于输出与任何希望的加热输出设置对应的输出设置信号；功率调节部分708，用于在功率检测部件706的输出和输出设置信号之间进行比较，并控制功率调节信号的DC电平，以便提供任何希望的加热输出；振荡检测部件719，用于输出振荡检测信号，如果功率检测部件706的输出变为等于或大于参考电压生成部件718的输出电平则该振荡检测信号进行低到高的转变；比较电压生成电路716，用于生成相应于输出设置信号的电压，通过电平转换电路720波形整形信号比较输出设置信号；波形整形电路721，用于整形整流电路710的输出，该整流电路710用于基于波形整形信号和振荡检测信号来整流AC电源电压704；比较电路711，用于比较波形整形电路721的输出信号与比较电压生成电路716的输出，并当前者小于后者时输出比较参考电压，或当前者大于后者时执行反转(inverting)放大；信号重叠部件712，用于将比较电路711的输出的波动信号叠加到功率调节信号上，并输出脉冲宽度控制信号；振荡电路713和逆变器控制电路714，用于通过脉冲宽度控制信号执行振荡电路713的输出的脉冲宽度调制，并根据调制输出驱动逆变器电路5。

高频加热单元基于逆变器控制电路714的输出脉冲宽度来调整施加到磁控管701的功率。随着信号重叠部件712的输出电压变得更高，逆变器控制电路714的输出脉冲宽度加宽，并且增加施加到磁控管701的功率。在该单元中，信号叠加部件712的输出电压连续改变，因而使得可能连续改变磁控管701的加热输出。

根据该配置，响应于由波形整形电路721的输出设置执行整形，以便输入AC电源704的整流电压，并输出到比较电路711。通过具有比较电压生成电路716的比较电路711执行波形整形电路721的输出的反转放大，以便生成在与作为参考电压的加热输出设置信号相应的电平上的参考信号，并且将反转放大信号和功率调节部分708的输出相互叠加，从而对于信号叠加部件712输出的脉冲宽度控制信号，接近AC电源704的最大幅度的电平变低，而在与加热输出设置为高时相比的低输出时间上磁控管非振荡部分中的电平变高，因此，延长了磁控管的每电源周期的振荡时间段。因而，施加到加热器的功率增加。此外，在高输出时间，逆变器的输入电流波形变为在包络峰值附近向上凸起的波形，并且接近正弦波的经整形的波形，而且抑制了谐波电流。

因此控制脉冲宽度控制信号，使得在低输出时间加热器电流被大量进入，并且在高输出时间通过波形整形电路721减少电源电流谐波，从而电源电流谐波可保持较低，可使得加热器电流变化较小，并且可实现非常可靠的高频加热单元。

但是，在控制中，发现由于执行基于“预期的控制系统”的波形整形，所以波形整形不能跟随磁控管特性的变化或特性的类型、由磁控管的阳极温度和微波炉中的负载引起的ebm(阳极-阴极电压)波动、或者电源电压波动，使得通过使用调制波形执行脉冲宽度调制，输入电流波形变为接近正弦波，其中通过处理和整形用于开关晶体管的ON/OFF驱动脉冲的商业电源波形提供所述调制波形。

将简略描述引起本发明的磁控管特性的变化或特性的类型。由于磁控管的VAK(阳极阴极电压)-Ib特性是如图31所示的非线性负载，所以响应于商业电源的相位来调制ON宽度，并使得输入电流波形接近正弦波，以便改进功率因子。

磁控管的非线性特性依据磁控管的类型而改变，并且也由于磁控管温度和在微波炉中加热的物质(负载)而波动。

图31是磁控管的阳极阴极应用电压-阳极电流特性图；(a)是示出依据磁控管类型的差异的图；(b)是示出依据磁控管的电源匹配的好坏的差异的图；而(c)是示出依据磁控管温度的差异的图。在图(a)到(c)中，纵轴指示阳极-阴极电压而横轴指示阳极电流。

然后，参考(a)，A、B和C是三种类型磁控管的特性图。对于磁控管A，只有微小电流IA1或更少电流的流过，直到VAK变为VAK1(＝ebm)为止。但是，如果VAK超出VAK1，则电流IA迅速开始增加。在该区域，IA根据VAK的微小差异而显著改变。接下来，对于磁控管B，VAK2(＝ebm)低于VAK1，并且对于磁控管C，VAK3(＝ebm)低于VAK2。由于对于与具有低ebm的磁控管匹配的调制波形来说，依据磁控管类型A、B、C，磁控管的非线性特性这样变化，所以当使用具有高ebm的磁控管时输入电流波形变得失真。相关技术的单元不能处理这些问题。而后，生产不受磁控管类型影响的高频电介质加热电路是个问题。

类似的，参考(b)，磁控管的三种类型的特性图示出从每个磁控管查看的加热腔阻抗匹配的好坏。如果阻抗匹配好，则VAK1(＝ebm)最大而随着变差而变小。因此，磁控管的非线性特性也依据阻抗匹配的好坏而显著改变，因此生产不受磁控管类型影响的高频电介质加热电路是个问题。

类似地，参考(c)，磁控管的三种类型的特性图示出磁控管温度的高低。如果温度低，则VAK1(＝ebm)最大，而随着温度逐渐变高，ebm而变小。因此，如果磁控管温度与低温度匹配，则当磁控管温度变高时，输入电压波形变得失真。

因此，磁控管的非线性特性也依据磁控管温度差异而显著改变，因此生产不受磁控管类型影响的高频电介质加热电路是个问题。

专利文件2公开了用于处理上述问题的控制系统。图32是描述用于执行该控制系统的高频加热单元的框图。

在图32中，通过有4个二极管232组成的二极管桥型整流电路231整流AC电源220的AC电压，并且通过由电感器234和电容器235组成的平滑电路230将该AC电压转换为DC电压。然后，通过由谐振电路236和开关晶体管239组成的逆变器电路将DC电压转换为高频AC，其中所述谐振电路236由电容器237和变压器241的初级线圈238组成，并且通过变压器241在变压器241的次级线圈243感应高频高电压。

通过由电容器245、二极管246、电容器247和二极管248组成的电压放大整流器244，将在次级线圈243中感应的高频高电压施加到磁控管250的阳极252和阴极251之间。变压器241还包括第三级线圈242，用于加热磁控管250的加热器(阴极)251。所描述的电路是逆变器电路210。

接下来将描述用于控制逆变器的开关晶体管239的控制电路270。首先，CT等的电流检测部件271检测逆变器电路的输入电流；整流电路272整流来自电流检测部件271的电流信号；平滑电路273平滑信号；以及比较电路274进行在该信号和来自输出设置部分275的信号之间的比较，该输出设置部分275用于输出相应于加热输出设置的输出设置信号。由于，比较电路274进行比较以控制功率的幅度，所以替代上述输入信号，磁控管250的阳极电流信号、开关晶体管239的集电极电流信号等可为输入信号。

另一方面，可通过二极管261整流AC电源220，并且整形电路262整形波形。然后，反转(inversion)和波形处理电路263变换来自整形电路262的信号，并执行波形处理。可变增益放大器电路291(稍后描述)改变来自整形电路262的输出信号，并输出参考波形信号。波形误差检测电路292输出来自整流电路272的输入电流波形信号和来自可变增益放大器电路291的参考波形信号之间的差异，作为波形误差信号。混频(mix)和滤波电路281(以下将称为“混频电路”)混频并滤波来自波形误差检测电路292的波形误差信号和来自比较电路274的电流误差信号，并输出ON电压信号。在ON电压信号和来自比较器282中的锯齿波生成电路283的锯齿波之间进行比较，并且执行脉冲宽度调制，以控制逆变器电路的开关晶体管239的开/关。

图33示出了混频电路281的示例。混频电路281具有3个输入端子；辅助调制信号被施加到端子811；波形误差信号被施加到端子812；以及电流误差信号被施加到端子813。如图所示，在内部电路中混频信号。附图标记810表示具有移除电流误差信号的高频分量的功能的高频截止滤波器，其中不需要所述电流误差信号的高频分量。如果高频分量存在，则当电流误差信号与波形误差信号混频时，不能灵敏地输出波形误差信号的波动。

如上所述，可变放大器电路291跟随输入电流的幅度自动创建波形参考，波形误差检测电路292在波形参考和电流检测部件271提供的输入电流波形之间进行比较，并提供波形误差信息，并且混频所提供的波形误差信息与输入电流控制的输出，以便为了使用，转换为逆变器电路的开关晶体管239的开/关驱动信号。

因此，控制回路进行操作，使得输入电流波形匹配跟随输入电流的幅度的波形参考。因此，如果存在磁控管的类型和特性的变化、或如果存在由磁控管阳极的温度和微波炉中的负载引起的ebm(阳极-阴极电压)波动、或如果存在电源电压波动，则使得不受它们影响的输入电流波形整形成为可能。

专利文献1：JP-A-7-176375

专利文献2：JP-A-2004-30981

发明内容

本发明要解决的问题

但是，在专利文献2中描述的配置中，使用来自图32所示的反转和波形处理电路263的辅助调制信号811执行波形整形。这基于以下原因：除了反映在波形整形中实际流过电流的波形误差信号812之外，还可以通过使用辅助调制信号811很好地执行波形整形。但是，需要采用反转和波形处理电路263，并且整流电路272等变为必需，因此结构变得复杂和规模庞大；这是个问题。

由于采用了辅助调制信号811，所以重新需要响应于磁控管的类型和特性来调节辅助调制信号811，并且相应于目标磁控管、对于每个电路的最终个别的设计变为必需；这是个问题。

此外，不考虑商业电源的相位，紧接着晶体管239的第一导通操作开始之前的平滑电路30的输出电压波形变为DC，因此，由于采用辅助调制信号811，所以在邻近90度、270度的导通操作开始处需要控制商业电源的相位，在邻近90度、270度的导通操作开始处，辅助调制信号811变为最小，即，晶体管239的导通持续时间变为最窄，以防止过多的电压被施加到磁控管，并且为此目的的控制调节变得复杂；这是个问题。

由于磁控管是一种公知的真空管，所以发生从将电流提供到磁控管的加热器(以下简称为开始时间)直到电磁波的振荡输出为止的延迟时间。虽然通过增强加热器电流缩短开始时间，但是由于在磁控管的阳极和阴极之间的阻抗在开始时间内无限大，所以施加到两端的电压变得很高，因此需要采取防止电压变得过多的措施；这是个问题。

因此，本发明的目的是提供高频电介质加热功率控制单元和其控制方法，以便使其可能简化单元的配置，并进一步小型化单元，以及能够改进运行效率而不受磁控管的特性或类型的改变、磁控管的阳极的温度或微波炉中的负载引起的ebm(阳极-阴极电压)波动、或电源电压波动(如果出现)的影响。

本发明的另一目的是提供高频电介质加热方法和单元，以便防止施加到磁控管的电压相对于每个原件的电介质强度变得过多，以及缩短开始时间。本发明的另一目的是提供高频电介质加热功率控制单元及其控制方法，能够当对较小值执行功率控制时抑制功率因子下降，因此磁控管的非线性负载的效应变大。

用于解决方法的部件

本发明提供一种高频电介质加热功率控制单元，用于控制逆变器电路，以便整流AC电源的电压，调制开关晶体管的高频切换的导通时间，并转换为高频功率，并且该单元包括：输入电流检测部分，用于检测从AC电源到逆变器电路的输入电流，并输出输入电流波形信息；以及转换部分，用于将输入电流波形信息转换为逆变器电路的开关晶体管的驱动信号，使得抑制输入电流波形信息的瞬时波动。

高频电介质加热功率控制单元还被提供有混频电路，其连接到输入电流检测部分和转换部分之间，用于混频输入电流波形信息和用于控制使得在逆变器电路任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，并生成导通电压信号。在此情况下，转换部分将导通电压信号转换为驱动信号，使得在输入电流大的部分中缩短导通时间并在输入电流小的部分中延长导通时间。

配置混频电路，以便混频输入电流波形信息和用于控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息，并生成导通电压信号。

优选地，直接将所述输入电流波形信息输入到混频电路，该混频电路随后反转直接输入的输入电流波形信息并混频所反转的输入电流波形信息和功率控制信息。

输入电流检测部分具有用于检测输入电流的变流器，以及用于整流所检测到的输入电流并将结果输出的整流电路。

该单元还被提供有比较电路，用于进行在输入电流和输出设置信号之间的比较，并输出功率控制信息。

还可配置输入电流检测部分，以便在整流逆变器电路的输入电流之后，检测并输出单向电流。输入电流检测部分可被提供有分路电阻器，用于在整流逆变器电路的输入电流之后检测单向电流；以及放大电路，用于放大跨越所述分路电阻器发生的电压；并且将通过放大电路提供的输出直接输入到混频电路，作为输入电流波形信息。还可提供比较电路，用于进行在由放大电路提供的输出和输出设置信号之间的比较，并输出功率控制信息。

混频电路还可具有用于截止功率控制信息的高频分量的配置。

此外，可在控制使得输入电流的增加时(以下称为“在增加控制时间”)的电路配置和在控制使得输入电流的减少时(以下称为“在减少控制时间”)的电路配置之间切换混频电路。在此情况下，混频电路具有在输入电流的增加控制时间增加并在输入电流的减少控制时间减少的时间常数。

可将用于控制开关晶体管的集电极电压为预定值的集电极电压控制信息输入到混频电路，并响应于集电极电压的幅度切换电路配置。在此情况下，当集电极电压为低时增加混频电路的时间常数，当集电极电压为高时减少加混频电路的时间常数。

此外，输入电流检测部分可被提供有滤波器电路，用于衰减商业电源的高阶频率部分和高频切换频率的高频部分等。可将相位超前补偿添加到滤波器电路。

转换部分可实现为将导通电压信号和预定载波相互叠加以生成开关晶体管的驱动信号的脉冲宽度转换电路。

高频电介质加热功率控制单元还可被配备有：输入电压检测部分，用于检测从AC电源到逆变器电路的输入电压，并输出输入电压波形信息；以及选择部分，用于选择输入电流波形信息或输入电压波形信息中较大的，并且可配置转换部分，以便将所选择的输入电流波形信息或输入电压波形信息转换为逆变器电路的开关晶体管的驱动信号。

将选择部分实现为连接在输入电流检测部分和转换部分之间的混频电路，用于混频输入电流波形信息或输入电压波形信息和用于控制使得在逆变器电路任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，并且用于产生导通电压信号，而且可配置所述转换部分，以便将导通电压信号转换为驱动信号，使得抑制施加到磁控管的电压的峰值。

可配置混频电路，以便将输入电流波形信息和输入电压波形信息中的任何一个与用于控制使得所述输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息混频，并生成导通电压信号。

直接将输入电流波形信息和输入电压波形信息输入到混频电路，该混频电路随后选择直接输入的所述输入电流波形信息或输入电压波形信息，并混频所选择的输入电流波形信息或输入电压波形信息与功率控制信息。

输入电压检测部分可由一对二极管和整形电路组成，该二极管用于检测从AC电源到逆变器电路的输入电压，而该整形电路用于整形通过所述二极管检测的输入电压并输出整形的电压。

整形电路可具有用于衰减输入电压的高阶频率部分的配置。

整形电路还可具有相位超前补偿。

该单元还配备有振荡检测电路，用于检测磁控管的振荡，并且响应于由振荡检测电路检测的磁控管的振荡或非振荡切换来自输入电压检测部分的输入电压波形信息的幅度。

高频电介质加热功率控制单元还配备有振荡检测部分，用于检测磁控管的振荡；以及转变开关，用于允许输入电压检测部分输出输入电压波形信息，直到振荡检测部分检测到磁控管的振荡为止，并且配置转换部分以便相加直到检测到磁控管的振荡为止输出的输入电压波形信息和输入电流波形信息，并且将结果转换为逆变器电路的开关晶体管的驱动信号。

该单元还配备有连接在所述输入电流检测部分和所述转换部分之间的混频电路，用于将直到检测到磁控管的振荡为止输出的输入电压波形信息、输入电流波形信息，和用于控制使得在逆变器电路任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息进行混频，并生成导通电压信号，并且配置转换部分使得将导通电压信号转换为驱动信号，以便抑制施加到磁控管的电压的峰值。

混频电路可混频输入电流波形信息、输入电压波形信息、以及用于控制使得所述输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息，并可生成导通电压信号。

直接将所述输入电流波形信息和输入电压波形信息输入到混频电路，该混频电路随后添加并反转直接输入的所述输入电流波形信息或输入电压波形信息，并混频该信息与功率控制信息。

振荡检测部分实现为连接在输入电流检测部分和输入电压检测部分之间的振荡检测电路，而且可以在振荡检测电路和输入电压检测部分的连接点提供转换开关。

本发明的高频电介质加热功率控制单元还可配置有相加部分，用于相加所述输入电流波形信息和输入电压波形信息，并且可配置转换部分以便将输入电流波形信息和输入电压波形信息的相加结果转换为逆变器电路的开关晶体管的驱动信号。

相加部分可实现为连接在输入电流检测部分和转换部分之间的混频电路，用于混频输入电流波形信息、输入电压波形信息和用于控制使得在逆变器电路任意点的电流或电压变为预定值的功率控制信息，并生成导通电压信号，并且可配置转换部分将导通电压信号转换为驱动信号，使得抑制施加到磁控管的电压的峰值。

该单元还配备有振荡检测部分，用于检测磁控管的振荡，并且响应于由所述振荡检测电路检测的磁控管的振荡或非振荡切换来自输入电压检测部分的输入电压波形信息的幅度。

本发明还包括由上述高频电介质加热功率控制单元的每个执行的高频电介质加热功率控制方法，用于控制将AC电源转换为高频功率的逆变器电路。

本发明的优点

根据本发明，将用于整流AC电源电压并转换到预定频率的AC的逆变器电路的输入电流波形信息，转换为逆变器电路的开关晶体管的驱动信号，以抑制输入电流波形信息的瞬时波动。例如，根据要使用的导通时间调制系统，将输入电流波形信息转换为逆变器电路的开关晶体管的开/关驱动信号。因此，形成控制回路，以便通过反转校正输入电流，使得其中输入电流大的部分变小，而其中输入电流小的部分变大。因此，如果存在磁控管的类型或特性的变化、或如果存在磁控管的阳极的温度或微波炉中的负载引起的ebm(阳极-阴极电压)波动、或如果存在电源电压波动，则可根据更简单的配置获得不受它们影响的输入电流波形整形，并根据简单的配置完成磁控管的稳定输出。

根据本发明，将用于整流AC电源电压并将转换到预定频率的AC的逆变器电路的输入电流波形信息，转换为要使用的逆变器电路的开关晶体管的开/关驱动电流。因此，形成控制回路，以校正输入电流，使得其中输入电流大的部分变小，并使得其中输入电流小的部分变大，并且如果存在磁控管的类型或特性的变化、或如果存在磁控管的阳极的温度或微波炉中的负载引起的ebm(阳极-阴极电压)波动、或如果存在电源电压波动，则使得根据非常简单的配置能够实现不受它们影响的输入电流波形整形。

由于还将输入电压波形信息输入到控制回路，所以存在以下优点：缩短磁控管的开始时间，并改进在低输入电流时的功率因子。

附图说明

图1是根据本发明的第一实施例的高频电介质加热功率控制单元的配置的图。

图2是根据本发明的第三实施、具有实现为放大器的输入电流检测部分的高频电介质加热功率控制单元的配置的图。

图3(a)和3(b)是示出图2所示的放大电路的细节的电路图。

图4(a)至4(c)是根据本发明的第四实施例的混频电路的电路图。

图5(a)和5(b)是图1中所示的高频电介质加热功率控制单元的部分的波形图。

图6(a)至6(c)是根据本发明的第五实施例的混频电路的配置的图。

图7是根据本发明的第六实施例的混频电路的配置的图。

图8是根据本发明的第七实施例的高频电介质加热功率控制单元的配置的图。

图9是根据本发明的第九实施例、具有用于检测单向电流的输入电流检测部分的高频电介质加热功率控制单元的配置的图。

图10(a)和10(b)是示出图9所示的输入电流检测部分的详细图。

图11(a)至11(c)是根据本发明的第十实施例的混频电路的电路图。

图12(a)和12(b)是示出图8所示的高频电介质加热功率控制单元的部分的基本波形的图。

图13(a)和13(b)是描述图8所示的高频电介质加热功率控制单元的操作的波形图。

图14是示出图11所示的比较和选择电路的一个示例的电路图。

图15是图8中所示的整形电路的详细的电路图。

图16(a)至16(c)是根据本发明的第十一实施例的混频电路的配置的图。

图17是根据本发明的第十二实施例的混频电路的配置的图。

图18是示出根据本发明的第十三实施例的输入电压波形信息的开关电路的图。

图19是根据本发明的第十四实施例的高频电介质加热功率控制单元的配置的图。

图20是根据本发明的第十六实施例、具有输入电流检测部分的高频电介质加热功率控制单元的配置的图。

图21(a)至21(c)是根据本发明的第十七实施例的混频电路的配置的图。

图22是示出图21所示的相加电路的一个示例。

图23(a)至23(c)是根据本发明的第十七、十八实施例的混频电路的电路图。

图24是根据本发明的第十九实施例的混频电路的配置的图。

图25是关于磁控管的振荡检测的时序图。

图26(a)至26(c)是根据本发明的第二十、二十一实施例的混频电路的电路图。

图27(a)至27(c)是根据本发明的第二十二实施例的混频电路的配置的图。

图28是根据本发明的第二十三实施例的混频电路的配置的图。

图29是根据本发明的第二十四实施例的输入电压波形信息的开关电路的图。

图30是在相关技术中高频加热单元的配置的图。

图31(a)至31(c)是图30所示的高频加热单元的阳极阴极应用电压-阳极电流特性图。

图32是在相关技术中高频电介质加热功率控制单元的配置图。

图33是图32中所示的混频电路的配置的图。

描述附图标记

10：逆变器电路    20：AC电源

30：平滑电路      31：二极管桥型整流电路

32：二极管        34：电感器

35：电容器        36：谐振电路

37：电容器        38：初级线圈

39：开关晶体管    41：变压器

42：三级线圈      43：次级线圈

45：电容器

46：二极管

47：电容器

48：二极管

50：磁控管

51：阴极

52：阳极

61：二极管

62：整形电路

63：振荡检测电路

70：控制电路

71：电流检测电路

72：整流电路

73：平滑电路

74：比较电路

75：输出设置部分

81：混频电路

82：PWM比较器

83：锯齿波生成电路

85：放大电路

86：分路(shunt circuit)

90：输入电流波形信息

91：功率控制信息

92：ON电压信息

93：集电极(collector)电压控制信息

94：输入电压波形信息

具体实施方式

将根据附图详细描述本发明的实施例。

(第一实施例)

图1是描述根据本发明的第一实施例的高频电介质加热功率控制单元的框图。在图1中，高频加热单元由逆变器电路10、用于控制逆变器的开关晶体管39的控制电路70和磁控管50组成。逆变器电路10包括AC电源20、二极管桥型整流电路31、平滑电路30、谐振电路36、开关晶体管39和电压放大整流器44。

通过由4个二极管32组成的二极管桥型整流电路31整流AC电源20的AC电压，并通过由电感器34和电容器35组成的平滑电路30将其转换为DC电压。然后，通过由电容器37和变压器41的初级线圈38组成的谐振电路36和开关晶体管39，将DC电压转化为高频AC，并且通过变压器41在变压器41的次级线圈43中感应高频高电压。

通过由电容器45、二极管46、电容器47和二极管48组成的电压放大整流器44，将在次级线圈43中感应的高频高电压施加到磁控管50的阳极52和阴极51之间。变压器41还包括第三级线圈42，用于加热磁控管50的加热器(阴极)51。所描述的电路是逆变器电路10。

接下来将描述用于控制逆变器的开关晶体管39的控制电路70。首先，将由在CT(变流器)71等组成的、在AC电源20和二极管桥型整流电路31之间提供的电流检测部分连接到整流电路72，并且CT 71和整流电路72组成用于检测到逆变器电路的输入电流的输入电流检测部分。在CT 71中绝缘并检测到逆变器电路的输入电流，并且通过整流电路72整流其输出，以生成波形信息90的输入电流。

通过平滑电路73平滑由整流电路72提供的电流信号，并且比较电路74进行在该信号和来自输出设置部分75的信号之间的比较，以输出相应于加热输出设置的输出设置信号。为了控制控制功率的幅度，比较电路74进行在由平滑电路73平滑的输入电流信号和来自输出设置部分75的设置信号之间的比较。所以替代由平滑电路73平滑的输入电流信号，磁控管50的阳极电流信号、开关晶体管39的集电极电流信号、开关晶体管39的集电极电压信号等也可用作输入信号。也就是，比较电路74输出功率控制信息91，使得输入电流检测部分的输出变为预定值，但是如下所述，比较电路74和功率控制信息91不是不可缺少的。

类似的，如图2所示，在二极管桥型整流电路31和平滑电路30之间提供的分路电阻器86的电流检测部分和用于放大跨越该分路电阻器的电压的放大电路85可组成输入电流检测部分，并且其输出可被用作输入电流波形信息90。在通过二极管桥型整流电路31单方向整流后，分路电阻器86检测输入电流。

在本实施例中，以如下方式简化输入电流波形信息检测系统：混频电路81(81A)混频并滤波输入电流波形信息90和来自比较电路74的功率控制信息91，并输出ON电压信号92，并且在ON电压信号和来自PWM比较器82中的锯齿波生成电路83的锯齿波之间进行比较，并且为了控制逆变器电路的开关晶体管39的开/关执行脉冲宽度调制。具体在本实施例中，采用了其中将输入电流波形信息90直接输入到混频电路81A的配置。

PWM比较器82是脉冲宽度调制电路，用于将ON电压信号92和预定载波的锯齿波相互叠加，以生成开关晶体管39的驱动信号。但是这部分可被配置为用于将ON电压信号92转换为逆变器的开关晶体管的驱动信号的转换部分，使得在其中来自AC电源20的输入电流大的部分中缩短导通时间，并且在其中输入电流小的部分中延长导通时间；该配置不受限制。

对于关于输入电流波形信息的开关晶体管39的开/关控制，执行极性转换，以当输入电流大时缩短导通时间，而当输入电流小时延长导通时间。因此，为了提供这样的波形，输入电流波形信息经历混频电路81A(稍后描述)中的反转处理以进行使用。

图4(a)示出了混频电路81A的示例。混频电路81A具有两个输入端子。将功率控制信息91添加到一个，并将输入电流波形信息90添加到另一个，并如图所示将它们在内部电路中混频。将输入电流波形信息90输入到混频电路81A，并且经历反转电路中的反转处理来生成校正信号。

如图4(b)中，如在混频电路81A中的AC等效电路中所示、在功率控制信息91和输出之间形成高频截止滤波器。因此，滤波器截止包含在功率控制中、作为对输入电流波形信息90的干扰的高频分量，以整形输入电流波形。

如图4(c)中，如在混频电路81A的AC等效电路中所示、在输入电流波形信息90和输出之间形成低频截止滤波器。因此，将功率控制信息91转换为混频电路81A的输出的DC分量，并且将输入电流波形信息90转换为AC分量。

因此，第一实施例将输入电流波形信息转换为逆变器电路的开关晶体管39的开/关驱动信号来使用。通常，已知用于微波炉等的逆变器；将50到60周期的商业AC电源整流为DC，将所提供的DC电源转换为20到50kHz的高频，例如，通过逆变器，通过升压变压器升高所提供的高频，并且进一步通过电压增加整流器整流的高电压被施加到磁控管。

作为逆变器电路系统，例如，如通常在商业电源为230V等区域使用的(半)桥电路系统和导通时间调制系统是可用的，所述(半)桥电路系统用于交替导通串联连接的两个开关晶体管并控制开关频率以改变输出，而所述导通时间调制系统使用利用一个开关晶体管39的所谓的1-晶体管电压谐振型电路来执行开关和改变开关脉冲的导通时间以改变输出。1-晶体管电压谐振型电路系统是能够使用一个开关晶体管39、以如果导通时间缩短则降低输出而如果导通时间延长则增加输出的方式、提供简单配置以及简单控制的系统。

图5是描述根据本发明的第一实施例提供的波形的图；(a)示出了输入电流大的情况，而(b)示出了输入电流小的情况。实线代表由在以下描述中主要使用的本发明的功率控制单元校正后的信号形状，而短划线代表如稍后所述的，在校正之前来自AC电源20的瞬时波动输出的信号形状。

在图5(a)中，在最上面的(a1)中的输入电流波形信息的波形是由图1中的整流电路72输出的和由图2中的放大器85输出的输入电流波形信息90；而短划线指示在校正前、由磁控管的非线性负载特性引起的波形。图5(a)的(a2)示出混频电路81A的校正输出的ON电压信息92；ON电压信息92跟随输入电流波形信息90和功率控制信息91在尺寸上改变，并进一步被作为(a1)的经反转的波形输出，以补偿、校正输入电流的失真分量。

图5(a)的(a3)示出等效于(a2)所示的ON电压信息92的ON电压信息，并且为了(a4)中所示的调制，PWM比较器82在ON电压信息和来自锯齿波生成电路83的锯齿波之间进行比较，以生成开关晶体管39的开/关信号的PWM信号。也就是，如图所示，将(a3)中作为PWM命令信号的ON电压信息92和(a4)中的锯齿波输入到PWM比较器82，以便进行它们之间的比较，并且在锯齿波和ON电压信息92相互交叉作为导通时间的脉冲宽度的时间段，执行脉冲的导通时间调制。在其中命令信号的幅值(ON电压信息)92大的部分中(接近0度、180度，其中输入电流小)，与锯齿波交叉的时间段也大，因此导通时间变长并且脉冲宽度加宽，并且对极性进行校正以升高输入电流。在ON电压信息92的幅值小的部分中(接近90度、270度，其中输入电流大)，与锯齿波交叉的时间段也小，因此导通时间变短并且脉冲宽度变窄，并且对极性进行校正以降低输入电流，即，将如图(a5)中的开关时间段的脉冲串输出为PWM信号。也就是，由于将ON电压信息(a2)反转为关于输入电流波形信息(a1)的校正波形，所以如(a4)中的脉冲串信号，在输入电流波形信息(a1)的输入大的部分(接近90度、270度)缩短导通时间，而在输入电流波形信息(a1)的输入小的部分(在0度、180度附近的零点)延长导通时间，以转换为与(a1)相反的反转输出。因而，提供输入波形的校正效果；特别地，在零点附近效果很大。

在底部的(a7)中的波形示出开关晶体管39的ON宽度。比较校正波形的ON电压信息(a3)与(a4)中的高频锯齿波，从而通过逆变器将输入电流波形信息转变为20kHz到50kHz等的高频以生成(a5)中的开/关信号，其中通过反转(a1)中所示的50-Hz(或60-Hz)输入电流波形信息提供所述校正波形。响应于开/关信号(a5)驱动开关晶体管39，并且将高频功率输入到升压变压器的初级侧，并在升压变压器的次级侧生成升高的高电压。为了形象化在商业电源的周期内开/关信号(a5)的每个脉冲的导通时间如何改变，(a7)在Y轴上画出了导通时间信息，并连接这些点。

在以上给出的描述中，示出了与其中在理想状态(例如，正弦波)下获得来自AC电源20的输入电流的状态相同的信号。但是，通常来自AC电源20的输入电流与理想正弦波不一致，并且当瞬时查看时波动。短划线信号指示这样的实际情况。如短划线所指示的那样，通常实际信号与理想信号的状态不一致，并且即使在商业电源的半周期的瞬时时间段中查看也发生瞬时波动(0到180度)。由于变压器和电压倍压器电路的电压升高动作、电压倍压器电路的平滑特性、仅当电压为ebm或更大等时阳极电流流动的磁控管特性，发生这样的信号形状。也就是，可以说对于磁控管在逆变器电路中的波动是不可避免的。

在本发明的功率控制单元中，输入电流检测部分提供由反映输入电流的波动状态的短划线指示的输入电流波形信息(见(a1))，并基于输入电流波形信息执行后面的控制。执行控制，使得抑制在例如类似半周期的时间段中发生的输入电流波形信息的瞬间波动，以便接近由箭头指示的理想信号。通过调节开关晶体管39的驱动信号完成抑制。具体地，如果输入电流波形信息小于理想信号，则使得上述导通时间更长并使得脉冲宽度更宽。如果输入电流波形信息大于理想信号，则使得上述导通时间更短并使得脉冲宽度更窄。此外，在更短时间段中的瞬时波动中，在导通时间信息上反映波动波形，并且以与上述类似的方式进行校正。

通过对其给出驱动信号的开关晶体管39的瞬时波动抑制动作，对输入电流波形信息进行由箭头指示的校正，并且总对磁控管给定近似于理想波的输入。省略了校正之后(a3)和(a5)的说明。以上提到的理想信号是虚拟信号；该信号变为正弦波。

也就是，在类似商业电源的半周期的短时间段中，由于通过任意其他部件控制输入电流的幅度(功率控制)，所以在理想信号波形和输入电流波形信息之间的瞬时误差或校正量的总和近似为零。由于以输入电流被允许流动的方向校正其中因为非线性负载所以输入电流不流动的部分，因此减小了其中输入电流大的部分，使得近似为零保持为真。即使对于非线性负载，也好像曾假设电流波形为线性负载并且商业电源的电压波形是正弦波，因此理想波形变为类似于流入线性负载的电流波形的正弦波那样进行校正。

因此，对波形在相反极性校正输入电流，以便消除输入电流波形中的改变，以及关于理想波形的不足和过量。因此在控制回路中消除由磁控管的非线性负载引起的在商业电源周期中的快速电流改变，即失真，并且执行输入电流波形整形。

此外，控制回路基于跟随输入电流的瞬时值的输入电流波形信息这样操作，使得如果存在磁控管类型和特性的改变，或如果存在由磁控管的阳极温度和微波炉中的负载引起的ebm(阳极-阴极电压)波动、并且如果还存在电源电压波动，则可执行不受他们影响的输入电流波形整形。

具体地，在本发明中，基于瞬时波动输入电流波形信息控制开关晶体管。以输入电流波形信息的形式将输入电流的瞬时波动直接输入到混频电路81A，并且还反映在ON电压信息上。使得可提供在输入电流波形失真的抑制中良好的开关晶体管的驱动信号，以及瞬时波动的追踪。

本发明的目的是将输入电流信息波形转化为逆变器电路的开关晶体管的驱动信号，以便抑制输入电流波形的失真和瞬时波动。为了实现该目的，功率控制信息91不是特定不可缺少的，这是因为功率控制信息91是用于控制在长时间段内(即在比商业电源周期等长的时间段内)的功率波动的信息，而不是用于校正类似于本发明希望的AC半周期的短时间段内的瞬时波动的信息。因此，采用混频电路81A和PWM比较器82也只是实施例的一个示例，并且相应于用于执行上述转换的转换部分组件可存在于输入电流检测部分和开关晶体管之间。

对于使用功率控制信息，如上述实施例中所述，将用于控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息91输入到混频电路81A也不是不可缺少的。也就是在上述实施例中，功率控制信息91源自电流检测部分71和整流电路72(图1)或分路电阻器86和放大电路85(图2)，以便检测输入电流；可将用于控制使得在逆变器电路10的任意希望点的电流或电压变为预定值的信息，作为功率控制信息输入到混频电路81A。例如，通过平滑电路73在其被平滑时或在其被平滑后，可将来自开关晶体管39的集电极的信息输入到比较电路74，并且可将经过在比较电路74中与输出设置信号的比较后的信息用作功率控制信息。

接下来，图5(b)示出了相对于图5(a)来说与输入电流小的情况的比较；(b1)示出了当输入小时的输入电流波形信息，并且相应于图5(a)的(a1)；(b2)示出ON电压信息并相应于图5(a)的(a2)；而(b3)示出开关晶体管的导通宽度并相应于图5(a)的(a7)。虽然未示出，但是当然在图5(b)中也以相同的方式执行与在图5(a)的(a3)、(a4)、(a5)和(a6)中所示的锯齿波的比较处理。

(第二实施例)

接下来，将描述本发明的第二实施例。本发明的第二实施例涉及控制电路的配置。与图32中相关技术示例相比，除了如图1所示将反转电路合并在混频电路81A中，省略了图32中的二极管261、整形电路262、可变增益放大器电路291、反转和波形处理电路263以及波形误差检测电路292，使得实现了显著的减少、显著简化了波形误差检测线，便利了机器配置的实施小型化，简化了控制过程，并可缩短处理时间，从而改进了机器的可靠性。

混频输入电流波形信息90和来自比较电路74的功率控制信息91，并且滤波经混频的信息并将其转换为逆变器电路的开关晶体管39的开/关驱动信号以使用。由于如此配置电路，所以使用输入电流波形信息90的控制回路专门针对输入电流的波形整形，使用功率控制信息91的控制回路专门针对功率控制，在混频电路81A中的手动控制回路不相互干扰，并且保持转换效率。

(第三实施例)

第三实施例涉及输入电流检测部分。如图1所示，上述输入电流检测部分通过CT 71等检测至逆变器电路的输入电流，并且通过整流电路72整流并输出。在该配置中，由于使用CT等检测输入电流，所以可在保持绝缘属性的同时取出大信号，使得输入电流波形整形的效果大，并且改进输入电流的质量。

在图2所示的示例中，输入电流检测部分检测在逆变器电路的整形电路31整形后、通过位于整形电路31和平滑电路30之间的分路电阻器86的单向电流，并且通过放大电路(放大器)85放大跨越分路电阻器发生的电压，并输出该电压。该配置具有以下优点：由于不需要将检测部分与电子电路绝缘并且也不需要执行整流，所以可用低成本配置输入电流检测部分。

配置图2所示的输入电流检测部分的放大电路85，以便衰减商业电源的高阶频率部分和高频切换频率的高频部分等，以防止不需要的谐振。具体地，如图3的输入电流检测部分的详细图所示的，放大电路85使用如图3(a)中的高频截止电容，衰减商业电源的高阶频率部分和高频切换频率的高频部分等。

此外，由于插入放大电路85的高频截止电容，所以对于发生时间延迟，与电容串联插入电阻器，添加相位超前补偿，防止过多的时间延迟，并确保控制回路的稳定性，如图3(b)的相位特性图所示。还在图1的整流电路72中，可使用用于衰减高频部分的配置和用于添加相位超前补偿以防止过多的时间延迟的配置。

(第四实施例)

第四实施例涉及如图1和图2中所示的混频电路81A。如图4(a)的混频电路的配置图中所示，将输入电流波形信息90和功率控制信息91输入到混频电路81A的两个端子。输入电流波形信息90经历反转电路中的反转处理，以校正输出。两个信号都输入到由C、R1和R2组成的滤波器电路，并且在它们被滤波后将其输出到PWM比较器82作为ON电压信息92。如图4(b)的等效电路图所示，滤波器电路截止功率控制输出91的高频分量。在此过程中，截止阻碍输入电流波形整形的高频分量，使得改进输入电流波形的质量。另一方面，如图4(c)的等效电路图中所示，对于输入电流波形信息90形成低截止滤波器，以提供波形完整性。

(第五实施例)

在本发明的第五实施例中，如图6中关于第五实施例的混频电路的配置图所示，通过提供输入电流增加控制时间和减少控制时间之间的差异来控制混频电路的特性，该混频电路用于混频输入电流检测部分的输入电流波形信息和用于控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息。

在图6(a)的配置图中，根据功率控制信息91开/关SW1以降低/升高ON电压信息92。如图6(b)的等效电路中所示，在输入电流增加控制时间，截止SW1，并根据C*R2的时间常数逐渐升高ON电压信息，以加宽开关晶体管的导通宽度。

如图6(c)的等效电路中所示，在输入电流减少控制时间，导通SW1，并且根据C*{R1*R2/(R1+R2)}的时间常数迅速降低ON电压信息，以使开关晶体管的导通宽度变窄。也就是，在输入电流增加控制时间和输入电流减少控制时间之间切换混频电路81A的电路配置。具体地，在输入电流增加控制时间将时间常数设置为大，而在输入电流减少控制时间将时间常数设置为小。

提供了这样的差异，从而可实现在常规时间用于进行通常响应的控制特性，以及如果输入电流因为某种原因过多增加则进行用于进行减少输入电流以防止部分损坏的快速响应的控制特性。还确保磁控管的非线性负载的控制特性的稳定性。

(第六实施例)

如关于图7中的第六实施例的混频电路的配置图所示，本发明的第六实施例将用于控制开关晶体管39的集电极电压为预定值的集电极电压控制信息输入到混频器电路81A。

如图7所示，根据通过进行集电极电压和参考值之间的比较提供的集电极电压控制信息93来执行SW2的开/关控制。如果集电极电压低，则截止SW2，并根据C*R2的时间常数逐渐升高ON电压信息，以加宽开关晶体管的导通宽度。如果集电极电压高，则导通SW2，并且根据C*{R2*R3/(R2+R3)}的时间常数迅速降低ON电压信息，以使开关晶体管的导通宽度变窄。

也就是，响应于开关晶体管39的集电极电压的幅度切换混频器电路81A的电路配置。具体地，如果集电极电压低则增加时间常数，而如果集电极电压高则减少时间常数。

当磁控管非振荡时，即，当上述功率控制不运作时，该控制对于防止相磁控管的施加过多电压是有效的。在磁控管开始振荡后，为了无效该控制以便不影响功率控制，优选的，将要与集电极电压比较的参考值设置为与磁控管振荡开始之前的参考值相比较大。

(第七实施例)

图8是描述根据本发明的第七实施例的高频电介质加热功率控制单元的框图。如图8所示，在该实施例中，除了第一实施例的配置之外，控制电路70还包括由用于检测和整流AC电源20的电压的一对二极管61和用于整形所校正的电压的波形的整形电路62组成的输入电压检测部分，以生成输入电压波形信息94。与图2中类似，如图9所示，在二极管桥型整流电路31和平滑电路30之间提供的分路电阻器86的电流检测部分和用于放大跨越分路电阻器的电压的放大电路85可组成输入电流检测部分，并且其输出可用作输入电流波形信息90。分路电阻器86检测在通过二极管桥型校正整流电路31在单方向整流后的输入电流。

在该实施例中，以下面的方式简化输入电流波形信息检测系统：混频电路81(81B)选择输入电流波形信息90或输入电压波形信息94中较大的一个，混频并滤波所选择的信息和来自比较电路74的功率控制信息91，并输出ON电压信息92，以及在ON电压信息和来自PWM比较器82的锯齿波生成电路83的锯齿波之间进行比较，和执行脉冲宽度调制以便控制逆变器电路的开关晶体管39的开/关。具体地在实施例中，采用其中输入电流波形信息90被直接输入到混频电路81B的配置。

图11(a)示出了混频电路81B的示例。如图所示，混频电路81B具有3个输入端子。将功率控制信息91、输入电流波形信息90和输入电压波形信息94加到3个端子，并在内部电路中混频。

如图11(b)所示，如在AC等效电路所示、在功率控制信息91和混频电路81B的输出之间提供高频截止滤波器。因此，滤波器截止包含在功率控制中、作为与输入电流波形信息的干扰的高频分量，以整形输入电流波形。

另一方面，如图11(c)所示，如在AC等效电路所示、在输入电流波形信息90和输入电压波形信息94以及混频电路81B的输出之间形成低频截止滤波器。因此，将功率控制信息91转换为混频电路81B的输出的DC分量，并且将输入电流波形信息90和输入电压波形信息94转换为AC分量。

因此，将功率控制信息91转换为混频电路81B的输出的DC分量，并且将输入电流波形信息和输入电压波形信息转换为AC分量。

因此，第七实施例选择输入电流波形信息90或输入电压波形信息94中较大的一个，将所选择的信息转换为逆变器电路的开关晶体管39的开/关驱动信号来使用。通常，已知用于微波炉等的PWM逆变器；将50到60周期的商业AC电源整流为DC，例如，通过逆变器将所提供的DC电源转换为20到50kHz的高频，通过升压变压器升高所升高的高频，并且进一步通过电压放大整流器整流的高电压被施加到磁控管。

图12是描述根据本发明的第七实施例提供的波形的图。该示例为磁控管正常振荡时，即，在正常运行时间的情况下；将输入电流波形信息和输入电压波形信息转换为开关晶体管39的开/关驱动信号以使用。

图12是描述根据本发明的第七实施例提供的波形的图；图12(a)示出了输入电流大的情况，而图12(b)示出了输入电流小的情况。为了获得开关晶体管39的开/关驱动信号，在图12(a)中选择电流波形并在图12(b)中选择电压波形(虚线)。实线代表由在以下描述中主要使用的本发明的功率控制单元校正后的信号形状，而短划线代表如稍后所述，在校正之前、来自AC电源20的瞬时波动输出的信号形状。点虚线表示输入电源波形信息。

在图12(a)中，在最上面的(a1)中的输入电流波形信息的波形是由图8中的整流电路72输出的和由图10中的放大器85输出的输入电流波形信息90；而短划线指示在校正前、由磁控管的非线性负载特征引起的波形。(a1)中的输入电压波形信息的波形是从整形电路62输出的输入电压波形信息94。图12(a)的(a2)中的波形是混频电路81B的校正输出的ON电压信息92；ON电压信息92跟随输入电流波形信息90、输入电压波形信息94和功率控制信息91在尺寸上改变，并进一步被作为(a1)的相反波形输出，以进行补偿、输入电流的失真分量的校正。

图12(a)的(a3)示出等效于(a2)所示的ON电压信息92的ON电压信息，并且为了(a4)中所示的调制，PWM比较器82在ON电压信息和来自锯齿波电路83的锯齿波之间进行比较，以生成开关晶体管39的开/关信号的PWM信号。也就是，如图所示，将(a3)中作为PWM命令信号的ON电压信息92和(a4)中的锯齿波输入到PWM比较器82，以便进行它们之间的比较，并且在锯齿波和ON电压信息92相互交叉作为导通时间的脉冲宽度的时间段，执行脉冲的导通时间调制。在其中命令信号的幅值(ON电压信息92)大的部分中(接近0度、180度，其中输入电流小)，与锯齿波交叉的时间段也大，因此导通时间变长并且脉冲宽度加宽，并且对极性进行校正以升高输入电流。在ON电压信息92的幅值小的部分中(接近90度、270度，其中输入电流大)，与锯齿波交叉的时间段也小，因此导通时间变短并且脉冲宽度窄，并且对极性进行校正以降低输入电流，即，将如图(a5)中的开关时间段的脉冲串输出为PWM信号。也就是，由于将ON电压信息(a2)反转为关于输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的校正波形，所以如(a4)中的脉冲串信号，在输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的输入大的部分(接近90度、270度)缩短导通时间，而在输入电流波形信息和输入电压波形信息(a1)的输入小的部分(在0度、180度附近的零点)延长导通时间，以转换为与(a1)相反的反转输出。因而，提供输入波形的校正效果；特别地，在零点附近效果很大。

在底部的(a7)中的波形示出开关晶体管39的ON宽度。比较校正波形的ON电压信息(a3)与(a4)中的高频锯齿波，从而通过逆变器将输入电流波形信息转化为20kHz到50kHz等的高频以生成(a5)中的开/关信号，其中通过反转(a1)中所示的50-Hz(或60-Hz)输入电流波形信息和输入电压波形信息提供所述校正波形。相应于开/关信号(a5)驱动开关晶体管39，并且将高频功率输入到升压变压器的初级侧，并在升压变压器的次级侧生成升高的高电压。为了形象化在商业电源的周期内开/关信号(a5)的每个脉冲的导通时间如何改变，(a7)在Y轴上画出了导通时间信息，并连接这些点。

在以上给出的描述中，示出了与其中在理想状态(例如，正弦波)下获得来自AC电源20的输入电流的状态相同的信号。但是，通常来自AC电源20的输入电流与理想正弦波不一致，并且当瞬时查看时波动。短划线信号指示这样的实际情况。如短划线所指示的，通常实际信号与理想信号的状态不一致，并且即使在商业电源的半周期(0到180度)的瞬时时间段中查看也发生瞬时波动。由于变压器和电压倍压器电路的电压升高动作、电压倍压器电路的平滑特性、仅当电压为ebm或更大等时阳极电流流动的磁控管特性，发生这样的信号形状。也就是，可以说对于磁控管来说在逆变器中的波动是不可避免的。

在本发明的功率控制单元中，输入电流检测部分提供由反映输入电流的波动状态的短划线指示的输入电流波形信息(见(a1))，而且如果选择输入电流波形信息(图12(a))，则基于输入电流波形信息执行后面的控制(输入电流波动独立于输入电压波形信息，因此跳过输入电压波形信息的描述)。执行控制，使得抑制在例如类似半周期的时间段中发生的输入电流波形信息的瞬间波动，以便接近由箭头指示的理想信号。通过调节开关晶体管39的驱动信号完成抑制。具体地，如果输入电流波形信息小于理想信号，则使得上述导通时间更长并使得脉冲宽度更宽。如果输入电流波形信息大于理想信号，则使得上述导通时间更短并使得脉冲宽度更窄。此外，在更短时间段中的瞬时波动中，在导通时间信息上反映波动波形，并且以与上述类似的方式进行校正。

通过对其给予驱动信号的开关晶体管39的瞬时波动抑制动作，对输入电流波形信息进行由箭头指示的校正，并且总对磁控管给予近似于理想波的输入。省略了校正之后(a3)和(a5)的说明。以上提到的理想信号是虚拟信号；该信号变为正弦波。

也就是，在类似商业电源的半周期的短时间段中，由于通过任意其他部件控制输入电流的幅度(功率控制)，所以在理想信号波形和输入电流波形信息之间的瞬时误差或校正量的总和近似为零。由于以输入电流被允许流动的方向校正其中因为非线性负载所以输入电流不流动的部分，因此减小了其中输入电流大的部分，使得近似为零保持为真。即使对于非线性负载，就像曾假设电流波形为线性负载并且商业电源的电压波形是正弦波，因此理想波形变为类似于流入线性负载的电流波形的正弦波那样，进行校正。

因此，对波形在相反极性校正输入电流，以便消除输入电流波形中的改变，以及关于理想波形的不足和过度。因此在控制回路中消除由磁控管的非线性负载引起的在商业电源中的快速电流改变，即，失真，并且执行输入电流波形整形。

此外，控制回路基于跟随输入电流的瞬时值的输入电流波形信息这样操作，使得如果存在磁控管类型和特性的改变，或如果存在由磁控管的阳极温度和微波炉中的负载引起的ebm(阳极-阴极电压)波动、并且如果还存在电源电压波动，则可执行不受它们影响的输入电流波形整形。

具体地，在本发明中，基于瞬时波动输入电流波形信息控制开关晶体管。以输入电流波形信息的形式将输入电流的瞬时波动直接输入到混频电路81B，并且还反映在ON电压信息上。使得可提供在输入电流波形失真的抑制中良好的开关晶体管的驱动信号，以及瞬时波动的追踪。

在本发明中，将具有抑制输入电流波形的失真和瞬时波动的这样信息的输入电流波形信息或输入电压波形信息转化为逆变器电路的开关晶体管的驱动信号。为了实现该目的，功率控制信息91不是特定不可缺少的，因为功率控制信息91是用于控制在长时间段内(即在比商业电源周期等长的时间段内)的功率波动的信息，而不是用于校正在类似于本发明希望的AC半周期的短时间段内的瞬时波动的信息。因此，采用混频电路81B和PWM比较器82也只是实施例的一个示例，并且相应于如混频电路81B、至少用于选择输入电流波形信息或输入电压波形信息中较大的一个的选择部分，以及如PWM比较器82、用于将信息转换为开关晶体管的驱动信号的转换部分的组件，可存在于输入电流检测部分和开关晶体管之间。

对于使用功率控制信息，如上述实施例中那样，将用于控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息91输入到混频电路81B也不是不可缺少的。也就是在上述实施例中，功率控制信息91源自电流检测部分71和校正电路72(图1)或分路电阻器86和放大电路85(图2)，以便检测输入电流；可将用于控制使得在逆变器电路10的任意希望点的电流或电压变为预定值的信息，作为功率控制信息输入到混频电路81B。例如，通过平滑电路73在其被平滑时或在其被平滑后，可将来自开关晶体管39的集电极的信息输入到比较电路74，并且可将经历在比较电路74中、与的输出设置信号的比较后的信息用作功率控制信息。

接下来，图12(b)示出了相对于图12(a)在输入电流小时的波形情况；(b1)示出了当输入小时的输入电流波形信息，并且相应于图12(a)的(a1)；(b2)示出ON电压信息并相应于图12(a)的(a2)；而(b3)示出开关晶体管的导通宽度并相应于(a7)。虽然未示出，但是当然在图12(b)中也以相同的方式执行在图12(a)的(a3)、(a4)、(a5)和(a6)中所示的与锯齿波的比较处理。

如果输入电流相对小，并且如图12(b)中输入电流波形信息的值也变小，则输入电流的波形整形能力降级。然后，在本发明中，如图12(b)中如果输入电压波形信息(点虚线)大于输入电流波形信息，则输入电压波形信息用于波形整形。在实施例中，衰减输入电压以生成输入电压波形信息，并将输入电流转换为电压以生成输入电流波形信息，因而可在输入电流波形信息和输入电压波形信息之间进行直接大小比较。

因此，当控制输入电流小时，输入电流波形信息变小，而且输入电流波形整形能力降级。但是，选择大于电流波形的输入电压波形信息并执行输入电流波形整形，使得抑制输入电流波形整形能力的降级。因此，如果输入电流小，还可防止功率因子的显著降低。可通过根据商业电源电压波形(分压比(voltage division ratio))设置衰减率来实现输入电压波形信息的幅度(用于确定输入电流是否小于阈值)，使得幅度变为例如大约在最大输入电流的50％到20％时的输入电流波形信息的幅度。

上述参考图12的描述是关于磁控管的正常运行时间的描述。接下来，将描述磁控管在开始时间的动作。开始时间指虽然电压被施加到磁控管，但是在磁控管开始振荡之前的准备阶段的状态(相应于非振荡时间)。此时，与饱和运行时间不同，磁控管阳极和阴极之间的阻抗变为无限大。

此外，在本发明中，将来自商业AC电源20的电压乘以ON电压信息，即，根据ON电压信息来幅度调制商业电源电压，并将其施加到变压器41的初级侧。施加到初级侧电压的峰值与施加到磁控管的电压相关，并且由所施加的电压和经过的时间定义的区域与施加到加热器的功率相关。

在本发明中，在输入电流波形信息90小的开始时间，也将输入电压波形信息94输入到混频器81B。也就是，输入电压补偿作为参考信号的输入电流不足，特别是在开始时间。

图13是进行在当添加了输入电压波形信息时的操作和当未添加输入电压波形信息时的操作之间进行比较描述的图。从最上面到底部，图13(a)示出了ON电压信息、施加到变压器的初级侧的电压、施加到磁控管的电压以及当未添加输入电压波形信息时加热器输入功率的波形。

图13(b)描述当添加了输入电压波形信息时操作(在开始时间)。图13(a)和图13(b)示出了根据稍后描述的第六实施例等的情况，其中限制施加到变压器的初级侧的电压峰值。此外，在图13(b)中，通过添加的输入电压波形信息的动作来抑制施加到变压器的初级侧电压和施加到磁控管的电压的峰值，而且波形示出梯形。与图13(a)类似，图13(b)也从最上面到底部，示出ON电压信息、施加到变压器的初级侧的电压、施加到磁控管的电压以及加热器输入功率的波形。

如图12所示，在相位0度、180度的附近，开关晶体管的导通宽度大，因此施加到变压器的初级侧的电压和施加到变压器的电压变为相对大的放大宽度。另一方面，在相位90度、270度的附近，开关晶体管的导通宽度小，因此放大宽度被相对抑制，并且波形的整个图变为根据与在相位0度、180度的放大宽度的相对关系的抑制峰值的梯形。

在图13(a)和图13(b)中对施加到磁控管的电压之间进行比较，对于当施加到磁控管的电压相同时的加热器输入功率，图13(b)中的加热器输入功率增长大于图13(a)中的加热器输入功率，并且波形区域变大，使得在短时间内加热加热器，并且可能缩短开始时间。

图14是示出用于本发明的第七实施例、用于选择和反转输入电流波形信息或输入电压波形信息中较大的一个的比较和反转电路(比较和选择电路；小于、等于大于关系比较、切换和反转电路)的一个示例的图。图11、图16和图17所示在混频电路81B中提供比较和反转电路。

将输入电流波形信息90或输入电压波形信息94输入到缓冲器晶体管，并将来自从缓冲器晶体管的输出输入到具有公共发射极电阻器和公共集电极电阻器的两个晶体管。在输入电流波形信息90和输入电压波形信息94之间提供用于防止干扰的缓冲器晶体管。根据晶体管的二极管特性选择较大输入信号，并将其输出到两个晶体管的公共发射极电阻器的公共连接点，并且导通所选择的信号被输入到的晶体管。所导通的晶体管的发射极电流和集电极电流反映输入信号的幅度。在公共集电极电阻器的公共连接点的电势上反映集电极电流的幅度。

如果发射极电压变高，则集电极电流变大并且公共集电极电阻器的压降变大，即，集电极电压降低，因此关于输入信号反转集电极电压的极性。信号的转换系数也根据在集电极电阻器和发射极电阻器之间的电阻值比改变。从与功率控制信号干扰的角度，在公共集电极连接点通过缓冲器执行信号的阻抗转换并将其连接到后面的电容器更有效。因此，在电路中，自动执行两个信号的幅度检测和选择，并反转和输出所选择的信号。

(第八实施例)

接下来将参考附图来描述本发明的第八实施例。本发明的第八实施例涉及用于选择输入电流波形信息或输入电压波形信息的信号中较大的一个、混频和滤波所选择的信号与来自比较电路74的功率控制信息、并将结果转化为逆变器的开关晶体管39的开/关驱动信号以使用的控制电路的配置。

在第八实施中，如图8所示，省略了图32中的可变增益放大器电路291、反转和波形处理电路263、波形误差检测电路292等，使得实现了显著减少，并实现了简化和小型化。此外，可根据简单配置缩短开始时间，并且也添加用于防止对于磁控管阳极52的过多电压施加的安全措施，使得改进产品的可靠性。

由于这样配置电路，所以使用输入电流波形信息90的控制回路专门针对输入电流的波形整形，使用功率控制信息91的控制回路专门针对功率控制，手动控制回路不相互干扰，并且保持转换效率。

(第九实施例)

第九实施例涉及输入电流检测部分。如图8所示，通过CT 71等检测逆变器电路的输入电流，并且通过整流电路72整流并输出。在该配置中，由于使用CT等检测输入电流，所以可在保持绝缘属性的同时取出大信号，使得输入电流波形整形的效率大，并且改进输入电流的质量。

在图9所示的示例中，输入电流检测部分检测在逆变器电路的整流电路31整流后、通过位于整流电路31和平滑电路30之间的分路电阻器86的单向电流，并且通过放大电路(放大器)85放大跨越分路电阻器发生的电压，并输出该电压。该配置具有以下优点：由于不需要将检测部分与电子电路绝缘并且也不需要执行整流，所以可以低成本配置输入电流检测部分。

如图9所示，配置输入电流检测部分的放大电路85，以便衰减商业电源的高阶频率部分和高频切换频率的高频部分等，以防止不需要的谐振。具体地，如图3的输入电流检测部分的详细图所示的，放大电路85使用如图10(a)中的高频截止电容，衰减商业电源的高阶频率部分和高频切换频率的高频部分等。

此外，由于插入放大电路85的高频截止电容，所以对于发生的时间延迟，与电容串联插入电阻器，添加相位超前补偿，防止过多的时间延迟，并如图10(b)的相位特性图所示确保控制回路的稳定性。如图15所示，还在图8的整流电路62中，可使用用于衰减高频部分的配置(并联插入电容器)和用于添加相位超前补偿以防止过多的时间延迟的配置(串联插入电容器)。

(第十实施例)

第十实施例涉及混频电路81B，其被配备有3个端子用于输入输入电流波形信息90、输入电压波形信息94和功率控制信息91，如图11(a)所示。将输入电流波形信息90和输入电压波形信息94输入到如图14所示的比较和反转电路，并经历比较和反转处理。通过执行处理提供的信号和功率控制信息91被输入到由C、R1和R2组成的滤波器电路，并且在它们被滤波后将结果输出到PWM比较器82，作为ON电压信息92。如图11(b)的等效电路图所示，滤波器电路截止功率控制输出91的高频分量。在此过程中，截止阻碍输入电流波形整形的分量，使得改进输入电流波形的质量。另一方面，如图11(c)的等效电路图中所示，为输入电流波形信息90和输入电压波形信息94形成低截止滤波器，以提供波形完整性。

(第十一实施例)

在本发明的第十一实施例中，通过提供输入电流增加控制时间和减少控制时间之间的差异，来控制混频电路81B的特性，该混频电流81B用于混频输入电流检测部分的输入电流波形信息90、输入电流检测部分的输入电压波形信息94和用于控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息91。图16是第十一实施例的混频电路的配置的图。

在图16(a)的配置图中，根据功率控制信息91开/关SW1以降低/升高ON电压信息92。如图16(b)的等效电路中所示，在输入电流增加控制时间，截止SW1，并根据C*R2的时间常数逐渐升高ON电压信息，以加宽开关晶体管的导通宽度。

如图16(c)的等效电路中所示，在输入电流减少控制时间，导通SW1，并且根据C*{R1*R2/(R1+R2)}的时间常数迅速降低ON电压信息，以使开关晶体管的导通宽度变窄。也就是，在输入电流增加控制时间和输入电流减少控制时间之间切换混频电路81B的电路配置。具体地，在输入电流增加控制时间将时间常数设置为较大，而在输入电流减少控制时间将时间常数设置为较小。

提供了这样的差异，从而可实现在常规时间用于进行通常响应的控制特性，以及例如如果输入电流因为某种原因过多增加则用于进行减少输入电流以防止部件损坏的快速响应的控制特性。还可确保磁控管的非线性负载的控制特性的稳定性。

(第十二实施例)

如关于图17中的第十二实施例的混频电路的配置图所示，本发明的第十二实施例将用于控制开关晶体管39的集电极电压为预定值的集电极电压控制信息输入到混频电路81B。

如图17所示，根据通过进行集电极电压和参考电压之间的比较提供的集电极电压控制信息93来执行SW2的开/关控制。如果集电极电压低，则截止SW2，并根据C*R2的时间常数逐渐升高ON电压信息，以加宽开关晶体管的导通宽度。如果集电极电压高，则导通SW2，并且根据C*{R2*R3/(R2+R3)}的时间常数迅速降低ON电压信息，以使开关晶体管的导通宽度变窄。也就是，响应于开关晶体管39的集电极电压的幅度来切换混频电路81B的电路配置。具体地，如果集电极电压低则增加时间常数，而如果集电极电压高则减少时间常数。

当磁控管非振荡时，即，当上述功率控制不运作时，该控制对于防止对磁控管施加过多电压是有效的。在磁控管开始振荡后，为了无效该控制以便不影响功率控制，优选的，将要与集电极电压比较的参考值设置为与磁控管振荡开始之前的参考值相比较大。

(第十三实施例)

图18中所示的本发明的第十三实施例采用用于在磁控管的振荡之前或之后切换输入电压波形信息的增加量到输入电流波形信息的添加量的配置。在第十三实施例中，整形电路62和在图8中的混频电路81B之间提供转换(changeover)开关SW3，并且还提供用于根据整流电路72的输出检测磁控管的振荡开始的振荡检测电路63。根据振荡检测电路63的输出在A和B之间切换转换开关SW3与整形电路62的连接点。整形电路62配备有在二极管和地之间串联连接的3个分压电阻器，用于分压并输出来自商业电源电压的电源电压信息。因为与距地近的连接点B相比来自商业电源电压的衰减量小，所以在距商业电源20较近的连接点A的电源电压信息大。整形电路62中提供的电容器抑制噪声从商业电源进入电源电压信息。

与在饱和运行时间不同，在磁控管的开始时间(相应于非振荡时间)，在磁控管的阳极和阴极之间的阻抗变为等于无限大。由于在饱和运行时间和开始时间之间的这样的差异影响通过变压器41的输入电流的状态，所以振荡检测电路63可通过从整流电路72获得的电流值确定磁控管是否处于开始时间。

当根据振荡检测电路63的输出检测到磁控管被开启时，将SW3切换到连接点A的位置。在该情况下，将更大的信号(输入电压波形信息)输入到混频电路81B，并如上所述，与在切换到连接点B的位置相比缩短开始时间。

当通过振荡检测电路63检测到振荡开始时，将SW3切换到连接点B的位置并衰减信号，因此不阻碍当输入电流大时的输入电流波形整形，并且改进当输入电流小时的功率因子。因此，包括在磁控管的振荡开始之前或之后的电源电压信息的幅度切换部件，从而如果在振荡开始后的电源电压信息的幅度被设置为与当不包括幅度开关部件时的幅度相同，则可将在振荡开始之前的幅度设置为较大，使得上述缩短开始时间的效果变大。

振荡检测电路包括使用例如当磁控管开始振荡、输入电流增加时的特性配置，以便通过比较器等比较输入电流检测部分的输出和振荡检测阈值电平，并锁存比较器的输出等。

(第十四实施例)

图19是描述根据本发明的第十四实施例的高频加热单元的框图。如图19所示，在实施例中，除了第二实施例的组件以外，控制电路70还包括振荡检测电路63，用于形成振荡检测部分，以便检测通过整流电路72提供的电流信号是否处于预定电平或磁控管是否振荡。振荡检测电路63根据电流信号的电平检测磁控管开始振荡，并通过作为界限的检测时间分类为作为非振荡状态的检测前的时间和作为振荡状态的检测后的时间。如果振荡检测电路63确定状态为非振荡，则其导通置于整形电路62和混频电路81(81C)之间的转换开关SW3。换而言之，转换开关SW3允许输入电压检测部分输出输入电压波形信息94，直到振荡检测电路63检测到磁控管50的振荡为止。应当注意，虽然在磁控管的振荡开始后磁控管仍然重复与商业电源的周期匹配的振荡和非振荡，但是基于在此提到的非振荡导通转换开关SW3，即，在振荡开始后的非振荡不包括在本发明中。

与图2、图9类似，如图20所示，在二极管桥型整流电路31和平滑电路30之间提供的分路电阻器86的电流检测部分和用于放大跨越分路电阻器的电压的放大电路85可组成输入电流检测部分，并且其输出可被用作输入电流波形信息90。在通过二极管桥型整流电路31单方向整流后，分路电阻器86检测输入电流。

在本实施例中，以如下方式简化输入电流波形信息检测系统：添加输入电流波形信息90、来自比较电路74的功率控制信息91和输入电压波形信息94(当导通SW3时)，混频电路81C混频并滤波并输出ON电压信息92，并且在ON电压信息和来自PWM比较器82中的锯齿波生成电路83的锯齿波之间进行比较，并且为了控制逆变器电路的开关晶体管39的开/关执行脉冲宽度调制。具体在本实施例中，采用了其中将输入电流波形信息90直接输入到混频电路81C的配置。

PWM比较器82是脉冲宽度调制电路，用于将ON电压信号92和预定载波的锯齿波相互叠加，以生成开关晶体管39的驱动信号。但是，这部分可被配置为用于将ON电压信息92转换为逆变器的开关晶体管的驱动信号的转换部分，使得在其中来自AC电源20的输入电流大的部分中缩短导通时间，并且在其中输入电流小的部分中延长导通时间；不限定配置。具体地，在本发明中，转换部分将直到检测到磁控管50的振荡为止输出的输入电压波形信息94和输入电流波形信息90输出转换为逆变器的开关晶体管39的驱动信号。

对于关于输入电流波形信息的开关晶体管39的开/关控制，执行极性转换，以当输入电流大时缩短导通时间；并且当输入电流小时延长导通时间。因此，为了提供这样的波形，输入电流波形信息经历混频电路81C(稍后描述)中的反转处理以使用。

图21(a)示出了混频电路81C的示例。混频电路81C具有3个输入端子。将功率控制信息91、输入电流波形信息90和输入电压波形信息94通过SW3添加到端子，并如图所示在内部电路中混频。

如图21(b)所示，如在AC等效电路所示、在功率控制信息91和混频电路81C的输出之间形成高频截止滤波器。因此，滤波器截止包含在功率控制中、作为对于输入电流波形信息90的干扰的高频分量，以整形输入电流波形。

另一方面，如图21(c)所示，如在AC等效电路所示、在输入电流波形信息90和输入电压波形信息94和混频电路81C的输出之间形成低频截止滤波器。因此，将功率控制信息91转换为混频电路81C的输出的DC分量，并且将输入电流波形信息90和输入电压波形信息94转换为AC分量。

因此，第十四实施例将输入电流波形信息90或在磁控管非振荡时间通过将输入电压波形信息94添加到输入电流波形信息90所提供的信号以使用，转换为逆变器电路的开关晶体管39的开/关驱动信号。通常，已知用于微波炉等的逆变器；将50到60个周期的商业AC电源整流为DC，例如，通过逆变器将所提供的DC电源转换为20到50kHz的高频，通过升压变压器升高所提供的高频，并且进一步通过电压放大整流器整流的高电压被施加到磁控管。

在第十四实施例中，当磁控管正常振荡时，即，在正常运行时间的情形下，获得与第一实施例的图5中那些波形类似的波形。此时，根据从整流电路72获得的电流值，振荡检测电路63确定磁控管在正常的运行，并截止SW3。因此在运行时，二极管61和整形电路62不动作，并且不生成输入电压波形信息94。

在另一方面，与在饱和运行时间不同，在磁控管的开始时间(相应于非振荡时间)，在磁控管的阳极和阴极之间的阻抗变为等于无限大。由于在饱和运行时间和开始时间之间的这样的差异影响通过变压器41的输入电流的状态，所以振荡检测电路63可通过从整流电路72获得的电流值确定磁控管是否处于开始时间。如果振荡检测电路63确定磁控管处于开始时间，则导通SW3。因此，在开始时间，二极管61和整形电路62动作，并且生成输入电压波形信息94。

在本实施例中，在输入电流波形信息90小的开始时间，将输入电压波形信息94通过转换开关SW3输入到混频电路81。也就是，输入电压补偿作为参考信号的输入电流的不足，特别是在开始时间。

还在本实施例，添加了输入电压波形信息时和未添加输入电压波形信息时的操作示出与第七实施例的图13中的那些特性类似的特性。

在该情况下，振荡检测电路包括使用例如当磁控管开始振荡、输入电流增加时的特性的配置，以便例如通过比较器等比较输入电流检测部分的输出和振荡检测阈值电平，并锁存比较器的输出等。将检测值添加到SW3。

图22是示出用于添加输入电流波形信息或输入电压波形信息的相加和反转电路的一个示例的图。如在图21、图23和图24中所示在混频电路81中提供相加和反转电路。

将输入电流波形信息90和输入电压波形信息94输入到缓冲器晶体管，并将来自从缓冲器晶体管的输出输入到具有公共集电极电阻器的两个晶体管。在输入电流波形信息90或输入电压波形信息94之间提供用于防止干扰的缓冲器晶体管。响应于输入信号的幅度的电流(发射极电流)流入两个晶体管的每个的发射极电阻器，并且响应于添加发射极电流产生的值在公共集电极电阻中发生压降。

如果发射极电压变高，则电流变大并且压降变大，即，集电极电压降低，因此关于输入信号反转集电极电压的极性。信号的转换系数也根据在集电极电阻器和发射极电阻器之间的电阻值比改变。从与功率控制信号干扰的角度，在公共集电极连接点通过缓冲器执行信号的阻抗转换并将其连接到后面的电容器更有效。因此，电路相加两个信号并反转结果以输出。

(第十五实施例)

本发明的第十五实施例涉及控制电路的配置，该控制电路用于混频和滤波输入电流波形信息、在磁控管的非振荡时进一步添加了输入电压波形信息的信号和来自比较电路47的功率控制信息，并将结果转化为逆变器的开关晶体管39的开/关驱动信号以使用。

在第十五实施中，如图1所示，省略了图32中的可变增益放大器291、反转和波形处理电路263、波形误差检测电路292等，使得实现了显著减少，并实现了简化和小型化。此外，将输入电压波形信息94添加到输入电流波形信息90并根据简单配置增加在开始时间的加热器功率以便缩短开始时间，以及还添加了用于防止对于磁控管阳极52的过多电压施加的安全措施，使得改进产品的可靠性。

由于这样配置电路，所以使用输入电流波形信息90的控制回路专门针对输入电流的波形整形，使用功率控制信息91的控制回路专门针对功率控制、手动控制不相互干扰，并且保持转换效率。

(第十六实施例)

本发明第十六实施例涉及输入电流检测部分。如图19所示，器通过CT 71等检测逆变器电路的输入电流，并且通过整流电路72整流并输出。在该配置中，由于使用CT等检测输入电流，所以可在保持绝缘属性的同时取出大信号，使得输入电流波形整形的效果大，并且改进输入电流的质量。

在图20所示的示例中，输入电流检测部分检测在逆变器电路的整形电路31整流后、通过位于整流电路31和平滑电路30之间的分路电阻器86的单向电流，并且通过放大电路(放大器)85放大跨越分路电阻器发生的电压，并输出该电压。该配置具有以下优点：由于不需要将检测部分与电子电路绝缘并且也不需要执行整流，所以能够以低成本配置输入电流检测部分。

(第十七实施例)

如图21(a)示出，本发明的第十七实施例涉及混频电路81C，其配备有3个输入端子，用于输入输入电流波形信息90、输入电压波形信息94和功率控制信息91。根据该配置，可补偿加热器的输入功率并缩短开始时间。

(当SW3导通时)将输入电流波形信息90和输入电压波形信息94输入到如图22所示的相加和反转电路，并经历相加和反转处理。通过执行处理提供的信号和功率控制信息91被输入到由C、R1和R2组成的滤波器电路并滤波，然后将结果输出到PWM比较器82，作为ON电压信息92。如图21(b)的等效电路图所示，滤波器电路截止功率控制输出91的高频分量。在此过程中，截止阻碍输入电流波形整形的高频分量，使得改进输入电流波形的质量。另一方面，如图21(c)的等效电路图中所示，为输入电流波形信息90和输入电压波形信息94形成低截止滤波器，以提供波形完整性。

(第十八实施例)

在本发明的第十八实施例中，通过提供输入电流增加控制时间和减少控制时间之间的差异，来控制混频电路的特性，该混频电路用于混频输入电流检测部分的输入电流波形信息、输入电流检测部分的输入电压波形信息和用于控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息。图23是第十八实施例的混频电路的配置的图。

在图23(a)的配置图中，根据功率控制信息91开/关SW1以降低/升高ON电压信息92。如图23(b)的等效电路中所示，在输入电流增加控制时间，截止SW1，并根据C*R2的时间常数逐渐升高ON电压信息，以加宽开关晶体管的导通宽度。

如图23(c)的等效电路中所示，在输入电流减少控制时间，导通SW1，并且根据C*{R1*R2/(R1+R2)}的时间常数迅速降低ON电压信息，以使开关晶体管的导通宽度变窄。也就是，在输入电流增加控制时间和输入电流减少控制时间之间切换混频电路81C的电路配置。具体地，在输入电流增加控制时间将时间常数设置为较大，而在输入电流减少控制时间将时间常数设置为较小。

提供了这样的差异，从而可实现在常规时间用于进行通常响应的控制特性，以及例如如果由于某些原因输入电流过多增加则用于进行减少输入电流以防止部件损坏的快速响应的控制特性。还确保磁控管的非线性负载的控制特性的稳定性。

(第十九实施例)

如关于图28中的关于第十九实施例的混频电路的配置图所示，本发明的第十九实施例将用于控制开关晶体管39的集电极电压为预定值的集电极电压控制信息输入到混频电路81C。

如图28所示，根据通过进行集电极电压和参考电压之间的比较提供的集电极电压控制信息93来执行SW2的开/关控制。如果集电极电压低，则截止SW2，并根据C*R2的时间常数逐渐升高ON电压信息，以加宽开关晶体管的导通宽度。如果集电极电压高，则导通SW2，并且根据C*{R2*R3/(R2+R3)}的时间常数迅速降低ON电压信息，以使开关晶体管的导通宽度变窄。也就是，响应于开关晶体管39的集电极电压的幅度切换混频电路81C的电路配置。具体地，如果集电极电压低则增加时间常数，而如果集电极电压高则减少时间常数。

图25是关于磁控管的振荡检测的时序图；其示出伴随输入电流的改变的阳极电流和集电极电压的改变。在磁控管50开始振荡之前，变压器41的次级侧阻抗非常大。也就是，磁控管阳极和阴极之间的阻抗无限大。因此，在变压器的次级侧阻抗中几乎无功率消耗，并且控制(限制)晶体管39的集电极电压为预定值，因此振荡检测电路63的输入电流小(图25中的Iin1)。

另一方面，在磁控管50的振荡开始后，在磁控管的阳极和阴极之间的阻抗减少，并且变压器的次级侧阻抗也减小了。因此，通过被控制(限制)为预定值的晶体管39的集电极电压驱动这样重的负载(磁控管)，使得与在振荡开始前相比振荡检测电路63的输入电流增加(图25中的Iin2)。

如图25中所示，在Iin1和Iin2之间预先设置上述振荡检测电路63的振荡检测阈值电平。也就是，将在集电极电压保持为给定电平的同时，在振荡开始之前和之后、在输入电流中发生清楚的差异的事实用作确定材料。在图所示的示例中，在输入电流开始增加了在阳极电流中的一增量后，振荡检测电路63的输入电流到达阈值电平所需的时间为t1，而振荡检测电路63随后确定振荡开始所需的时间为t2。此时，虽然振荡开始，但是对于时间t3＝t1+t2，集电极电压控制进行工作，直到电路确定振荡开始为止。

当磁控管非振荡时，即，当上述功率控制不运作时，该控制对于防止对磁控管的施加过多电压是有效的。在磁控管开始振荡后，为了无效该控制以便不影响功率控制，优选的，将要与集电极电压比较的参考值设置为与磁控管振荡开始之前的参考值相比较大。

(第十二实施例)

根据本发明的第十二实施例的高频电介质加热功率控制单元具有与图8中所示的第七实施例的类似的通常配置。在第十二实施例中，以如下方式简化输入电流波形信息检测系统：混频电路81(81D)混频并滤波输入电流波形信息90、输入电压波形信息94和来自比较电路74的功率控制信息91，并输出ON电压信息92，并且在ON电压信号和来自PWM比较器82中的锯齿波生成电路83的锯齿波之间进行比较，并且为了控制逆变器电路的开关晶体管39的开/关执行脉冲宽度调制。具体在本实施例中，采用了其中将输入电流波形信息90直接输入到混频电路81D的配置。

图26(a)示出了混频电路81D的示例。混频电路81D具有3个输入端子。将功率控制信息91、输入电流波形信息90和输入电压波形信息94添加到这些端子，并如图所示在内部电路中混频。

如图26(b)所示，如在AC等效电路所示、在功率控制信息91和混频电路81D的输出之间形成高频截止滤波器。因此，该滤波器截止包含在功率控制中、作为对输入电流波形信息的干扰的高频分量，以整形输入电流波形。

另一方面，如图26(c)所示，如在AC等效电路所示、在输入电流波形信息90和输入电压波形信息94以及混频电路81D的输出之间形成低频截止滤波器。因此，将功率控制信息91转换为混频电路81D的输出的DC分量，并且将输入电流波形信息90和输入电压波形信息94转换为AC分量。

因此，第十二实施例将输入电流波形信息90和输入电压波形信息94转换为逆变器电路的开关晶体管39的开/关驱动信号以使用。通常，已知用于微波炉等的PWM逆变器；将50到60个周期的商业AC电源整流为DC，例如，通过逆变器将所提供的DC电源转换为20到50kHz的高频，通过升压变压器升高所提供的高频，并且进一步通过电压放大整流器整流的高电压被施加到磁控管。

在实施例中，当磁控管正常振荡时，即，在正常运行时间的情况下，获得与第七实施例的图12中所示的波形信息类似的波形信息。在第十二实施例中，将输入电流波形信息和输入电压波形信息二者转换为开关晶体管39的开/关驱动信号以使用。

在本实施例的功率控制单元中，输入电流控制部分提供由反映图12中的输入电流的波动状态的短划线指示的输入电流波形信息(见(a1))，并基于输入电流波形信息执行后面的控制(输入电流波动独立于输入电压波形信息，因此跳过对输入电压波形信息的描述)。执行控制，使得抑制在例如类似半周期的时间段中发生的输入电流波形信息的瞬间波动，以便接近由箭头指示的理想信号。通过调节开关晶体管39的驱动信号完成抑制。具体地，如果输入电流波形信息小于理想信号，则使得上述导通时间更长并使得脉冲宽度更宽。如果输入电流波形信息大于理想信号，则使得上述导通时间更短并使得脉冲宽度更窄。此外在更短时间段的瞬时波动中，在导通时间信息上反映波动波形，并且以与上述类似的方式进行校正。

在本发明中，将具有信息以便抑制输入电流波形的失真和瞬时波动的输入电流波形信息(和与输入电压波形信息的相加)转化为逆变器电路的开关晶体管的驱动信号。为了实现该目的，功率控制信息91不是特定不可缺少的，因为功率控制信息91是用于控制在长时间段内(即在比商业电源周期等长的时间段内)的功率波动的信息，并且不是用于校正类似于本发明希望的AC半周期的短时间段内的瞬时波动的信息。因此，采用混频电路81D和PWM比较器82也只是实施例的一个示例，并且相应于如混频电路81D、至少用于添加输入电流波形信息和输入电压波形信息的添加部分，以及如PWM比较器82、用于将信息转换为开关晶体管的驱动信号的转换部分的组件，可存在于输入电流检测部分和开关晶体管之间。

顺带地，如图12(b)如果输入电流相对小，则输入电流波形信息的值也变小，因此输入电流的波形整形能力降级。再次，将注意力集中在输入电压波形信息。考虑如果输入电流减少则输入电压实质上为常数。因此，可希望总是可获取给定大小的输入电压波形信息，而不考虑输入电流的幅度(在图12(a1)和图12(b1)之间的比较)。

在本发明中，不仅将输入电流波形信息还将输入电压波形信息输入到混频电路81D。因此，如果输入电流相对小，则在输入电压波形信息执行粗略输入电流波形整形的同时(长时间段波动校正)，输入电流波形信息执行精细输入电流波形整形(类似半周期的短时间段波动校正)，并抑制输入电流波形整形的降级。也就是，参考输入电压波动和与输入电压减少相关的输入电流的相移，追踪实际输入电流波动。因此，如果输入电流小，则也防止显著降低功率因子。对于当添加了输入电压波形信息时和当未添加输入电压波形信息时的操作，获得了与图13中的那些类似的那些。

(第二十一实施例)

如图26(a)所示，本发明的第四实施例涉及混频电路81D，该混频电路81D配备有3个输入端子，用于输入输入电流波形信息90、输入电压波形信息94和功率控制信息91。将输入电流波形信息90和输入电压波形信息94输入到图2所示的相加和反转电路，并且经过相加和反转处理。将通过执行处理提供的信号和功率控制信息91输入到由C、R1和R2组成的滤波器电路并滤波，然后将结果输出到PWM比较器82，作为ON电压信息92。如图26(b)的等效电路图所示，滤波器电路截止功率控制信息91的高频分量。在此过程中，截止阻碍输入电流波形整形的分量，使得改进输入电流波形的质量。另一方面，如图26(c)的等效电路图中所示，对于输入电流波形信息90和输入电压波形信息94形成低截止滤波器，以提供波形完整性。

(第二十二实施例)

在本发明的第二十二实施例中，通过提供输入电流增加控制时间和减少控制时间之间的差异，来控制混频电路81D的特性，该混频电路81D用于混频输入电流检测部分的输入电流波形信息90、输入电流检测部分的输入电压波形信息94和用于控制使得输入电流检测部分的输出变为预定值的功率控制信息91。图27是第二十二实施例的混频电路的配置的图。

在图27(a)的配置图中，根据功率控制信息91开/关SW1以降低/升高ON电压信息92。如图27(b)的等效电路中所示，在输入电流增加控制时间，截止SW1，并根据C*R2的时间常数逐渐升高ON电压信息，以加宽开关晶体管的导通宽度。

如图27(c)的等效电路中所示，在输入电流减少控制时间，导通SW1，并且根据C{R1*R2/(R1+R2)}的时间常数迅速降低ON电压信息，以使开关晶体管的导通宽度变窄。也就是，在输入电流增加控制时间和输入电流减少控制时间之间切换混频电路81D的电路配置。具体地，在输入电流增加控制时间将时间常数设置为较大，而在输入电流减少控制时间将时间常数设置为较小。

提供了这样的差异，从而可实现在常规时间用于进行通常响应的控制特性，以及例如如果输入电流因为某种原因过多增加则用于进行减少输入电流以防止部件损坏的快速响应的控制特性。还确保磁控管的非线性负载的控制特性的稳定性。

(第二十三实施例)

如关于图28中的第二十三实施例的混频电路的配置图所示，本发明的第二十三实施例将用于控制开关晶体管39的集电极电压为预定值的集电极电压控制信息输入到混频器电路81D。

如图28所示，根据通过进行集电极电压和参考值之间的比较提供的集电极电压控制信息93来执行SW2的开/关控制。如果集电极电压低，则截止SW2，并根据C*R2的时间常数逐渐升高ON电压信息，以加宽开关晶体管的导通宽度。如果集电极电压高，则导通SW2，并且根据C*{R2*R3/(R2+R3)}的时间常数迅速降低ON电压信息，以使开关晶体管的导通宽度变窄。也就是，响应于开关晶体管39的集电极电压的幅度切换混频器电路81D的电路配置。具体地，如果集电极电压低则增加时间常数，而如果集电极电压高则减少时间常数。

当磁控管非振荡时，即，当上述功率控制不运作时，该控制对于防止对磁控管施加过多电压是有效的。在磁控管开始振荡后，为了无效该控制以便不影响功率控制，优选的，将要与集电极电压比较的参考值设置为与磁控管振荡开始之前的参考值相比较大。

(第二十四实施例)

图29中所示的本发明的第二十四实施例采用用于在磁控管的振荡之前或之后切换输入电压波形信息到输入电流波形信息的添加量的配置。在第二十四实施例中，整形电路62和在图8中的混频电路81C(在本实施例中，81D)之间提供转换开关SW3，并且还提供用于根据整流电路72的输出检测磁控管的振荡开始的振荡检测电路63。根据振荡检测电路63的输出在A和B之间切换转换开关SW3与整形电路62的连接点。整形电路62配备有在二极管和地之间串联连接的3个分压电阻器，用于分压并输出来自商业电源电压的电源电压信息。因为与距地近的连接点B相比来自商业电源电压的衰减量小，所以在距商业电源20较近的连接点A的电源电压信息大。整形电路62中提供的电容器抑制噪声从商业电源进入电源电压信息。

与在饱和运行时间不同，在磁控管的开始时间(相应于非振荡时间)，在磁控管的阳极和阴极之间的阻抗变为等于无限大。由于在饱和运行时间和开始时间之间的这样的差异影响通过变压器41的输入电流的开始，所以振荡检测电路63可通过从整流电路72获得的电流值确定磁控管是否处于开始时间。

当根据振荡检测电路63的输出检测到磁控管被启动时，将SW3切换到连接点A的位置。在该情况下，将更大的信号(输入电压波形信息)输入到混频电路81D，并如上所述，与在切换到连接点B的位置相比缩短开始时间。

当通过振荡检测电路63检测到振荡开始时，将SW3切换到连接点B的位置并衰减信号，因此不阻碍当输入电流大时的输入电流波形整形，并且改进当输入电流小时的功率因子。

振荡检测电路包括使用例如当磁控管开始振荡、输入电流增加时的特性配置，以便通过比较器等比较输入电流检测部分的输出和振荡检测阈值电平，并锁存比较器的输出等。

本申请基于与2005年11月25日提交的日本专利申请第2005-340555号、第2005-340556号、2005-340557号和2005-340558号，通过引用在此将它们合并。

虽然已经描述了本发明，但是应理解本发明不限于在实施例中描述的项目，并且本发明还意于本领域的技术人员基于描述和广泛已知技术进行改变、修改和应用，并且改变、修改和应用也包含在所保护的范围内。

工业适用性

根据本发明的高频电介质加热功率控制，形成用于通过反转校正输入电流使得其中输入电流大的部分变小而其中输入电流小的部分变大的控制回路。因此，如果存在磁控管的类型和特性的变化、阳极-阴极电压波动、或电源电压波动等，则可根据简单配置获得不受它们影响的输入电流波形整形，并根据简单配置实现磁控管的稳定输出。

Claims (2)

1.一种高频电介质加热功率控制方法，用于控制用于整流AC电源的电压的逆变器电路、调制开关晶体管的高频切换的导通时间、以及转换为高频功率，所述高频电介质加热功率控制方法包括以下步骤：

检测从AC电源到逆变器电路的输入电流；

获取相应于输入电流的输入电流波形信息；

检测从AC电源到逆变器电路的输入电压；

获取相应于输入电压的输入电压波形信息；

检测磁控管的振荡；

输出输入电压波形信息直到检测到磁控管的振荡为止；

相加输入直到检测到磁控管的振荡为止输出的输入电压波形信息和输入电流波形信息；以及

将输入电流波形信息和输入电压波形信息的相加结果转换为逆变器电路的开关晶体管的驱动信号。

2.一种高频电介质加热功率控制方法，用于控制用于整流AC电源的电压的逆变器电路、调制开关晶体管的高频切换的导通时间、并转换为高频功率，所述高频电介质加热功率控制方法包括以下步骤：

检测从AC电源到逆变器电路的输入电流；

获取相应于输入电流的输入电流波形信息；

检测从AC电源到逆变器电路的输入电压；

获取相应于输入电压的输入电压波形信息；

相加输入电流波形信息和输入电压波形信息；以及

将输入电流波形信息和输入电压波形信息的相加结果转换为逆变器电路的开关晶体管的驱动信号。

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