CN103716931A - 高频介质加热用电力控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供高频介质加热用电力控制装置，其为了防止对磁控管（12）和漏磁变压器（2）的二次侧整流电路施加过大的电压并且缩短直到磁控管开始振荡所需的时间而具有磁控管振荡检测部（54），该磁控管振荡检测部（54）在检测到磁控管开始振荡之后，在经过了预定时间后使得磁控管振荡检测信息（23）有效，该高频介质加热用电力控制装置具有如下结构：根据磁控管振荡检测信息，切换到对磁控管的施加电压进行控制的电压控制或者对逆变器电源电路的输入电流进行控制的功率控制，并且将开关频率的最低频率切换为第1频率（f1）或比第1频率高的第2频率（f11）。

Description

高频介质加热用电力控制装置

技术领域

本发明涉及像微波炉等那样使用了作为微波产生装置的磁控管的高频加热，尤其是涉及对逆变器电源电路进行控制的高频介质加热用电力控制装置，其中，所述逆变器电源电路用于对该磁控管进行驱动控制。

背景技术

由于现有的安装于高频加热装置的电源又重又大，因此期望其小型化和轻量化。在当前的各个领域中都在积极地推进电源的小型化、轻量化和低成本化。在利用由磁控管产生的微波来烹调食品的高频加热装置领域中，对于用于驱动磁控管的电源，可以通过使用了开关元件的逆变器电源电路来实现小型化和轻量化。

尤其是在作为本发明的对象的高频逆变器电源电路中，使用了利用两个开关元件（晶体管）来构成电桥臂的谐振型电路方式（例如，参照专利文献1）。

如果是单晶体管型的逆变器（接通/断开的脉宽控制），则需要使用晶体管的集电极-发射极间的耐压为1000伏左右的晶体管。但是，通过成为双晶体管电桥臂结构，晶体管的集电极-发射极间的耐压小于单晶体管型，不需要很大的耐压。因此，在成为电桥臂结构时，晶体管的集电极-发射极间的耐压只要为600V左右就足够了，因而可以使用便宜的晶体管，有利于装置的低成本化。

接下来，对此类逆变器电源电路的谐振特性进行说明。图5是示出由电感L和电容C构成串联谐振电路的此类逆变器电源电路中的谐振特性的波形图。

图5的（a）是示出对逆变器电源电路的串联谐振电路施加恒定电压的情况下的频率-电流特性的图。在图5的（a）中，横轴对应于开关频率[f]，纵轴对应于流过漏磁变压器的一次侧的电流[I]。

此外，图5的（b）是示出图5的（a）所示的情况下的频率-电压特性的图。在图5的（b）中，横轴对应于开关频率[f]，纵轴对应于漏磁变压器的二次侧产生的电压。

串联谐振电路的阻抗在谐振频率为f0时达到最小，并随着远离该谐振频率f0而增大。因此，如图5的（a）的特性曲线（A）所示，在谐振频率f0处，电流I1最大，随着频率向f1、f2、f3增大，电流I1减少。

在实际的逆变器动作中，将高于谐振频率f0的特定频率范围（例如，f1～f3）设为使用范围。此外，在所输入的电源为商用电源这样的交流电的情况下，如后所述，按照磁控管的非线性负载特性，与商用电源的相位相应地改变开关频率。

在逆变器动作中，例如，利用图5的（a）所示的特性曲线（A）的谐振特性调整开关频率，在不需要将磁控管施加电压相对于商用电源电压的升压比设得较高的、商用电源的瞬时电压最高的90度和270度附近的相位处，将开关频率设定为最高值。

例如，在以200W来使用微波炉的高频输出的情况下，开关频率设定为f3附近，与以200W来使用高频输出的情况相比，在以500W来使用高频输出的情况下，开关频率被设定得低。此外，在以1000W来使用高频输出的情况下，设定为更低的开关频率。

当然，输入功率或者输入电流等是受控制的，因而该开关频率随着商用电源的电压、磁控管温度等的变化而变化。

此外，在商用电源的瞬时电压最低的0度和180度附近的相位处，按照不施加高电压则不进行高频振荡的磁控管特性，将开关频率降低到谐振频率f0附近，提高磁控管施加电压相对于商用电源电压的升压比，将商用电源的从磁控管输出微波的相位范围设定得较大。

如上所述，通过按照电源的每个相位来改变逆变器动作的开关频率，能够实现基波（商用电源频率）成分多且高频波成分少的电流波形。

图6是专利文献1所记载的双晶体管电桥臂结构，示出了利用半导体开关元件进行驱动的谐振型高频加热装置的一例。在图6中，高频加热装置由直流电源101、漏磁变压器102、第1半导体开关元件103、第2半导体开关元件104、第1电容器105、第2电容器106、第3电容器107（平滑电容器）、二次侧整流电路（全波倍压整流电路）111、磁控管112和驱动部113构成。

直流电源101对商用电源进行全波整流而形成直流电压VDC，并将所形成的直流电压VDC经由第1半导体开关元件103施加于第2电容器106与漏磁变压器102的一次绕组108的串联电路。第1半导体开关元件103与第2半导体开关元件104串联连接，漏磁变压器102的一次绕组108和第2电容器106的串联电路与第2半导体开关元件104并联连接。

第1电容器105与第2半导体开关元件104并联连接。由漏磁变压器102的二次绕组109产生的高电压输出被二次侧整流电路111转换成直流高电压，并被施加于磁控管112的阳极-阴极之间。漏磁变压器102的三次绕组110对磁控管112的阴极提供电流。

第1半导体开关元件103由IGBT和与其并联连接的续流二极管（flywheel diode）构成。第2半导体开关元件104也同样由IGBT和续流二极管构成。

驱动部113在其内部具有用于形成第1半导体开关元件103和第2半导体开关元件104的驱动信号的振荡部，由该振荡部形成预定频率的信号。驱动部113向第1半导体开关元件103和第2半导体开关元件104提供互补形式的通/断驱动信号。

其结果是，第1半导体开关元件103和第2半导体开关元件104交替地被驱动。

然而，在微波炉的逆变器电源电路的情况下，在逆变器电源电路开始工作后直到磁控管112开始振荡的期间内，磁控管112的有效电阻大致呈现为无限大（开路）。

因此，漏磁变压器102的二次侧的阻抗视为开路，漏磁变压器102的一次绕组108的有效电感变大。其结果是，与第2电容器106的谐振频率例如降低到图5的（a）的特性曲线（B）所示的f01，谐振的锐度（＝Q）升高。

如图5的（b）所示的特性曲线（D）所示，此时在漏磁变压器102的二次侧产生的电压非常高，因此需要进行电压控制，以防止对磁控管112施加过大的电压。

此外，在漏磁变压器102的电压控制中，为了缩短直到磁控管112开始振荡所需的时间，需要更多地流过磁控管112的阴极电流（加热器电流）。

为了同时实现抑制对磁控管112施加过大的电压以及缩短磁控管112开始振荡之前所需的时间这两个课题，如下进行开关频率调制控制。在商用电源的瞬时电压最高的90度和270度附近的相位处，将开关频率设定得较高，抑制漏磁变压器102的三次绕组110的电压相对于商用电源的电压的升压比。另一方面，在商用电源的瞬时电压最低的0度和180度附近的相位处，将开关频率降低到谐振频率f01附近，提高升压比。

上述电压控制例如使用了如下电路结构等：将漏磁变压器102的一次绕组108与第2电容器106的谐振电路的连接点（E）的最大电压控制为恒定值。此外，作为开关频率控制信号的基础波形，例如使用了商用电源的电压的双波整流波形信息。

但是，如上所述，在磁控管112开始振荡以前的期间，谐振电路的锐度非常高，因此电压控制不容易稳定，有时会对磁控管112和二次侧整流电路111施加过大的电压，从而导致部件损坏。

此外，在振荡刚刚开始后的磁控管112中，振荡不稳定，因此存在容易引起模变（异常振荡）的问题。

在产生模变时的磁控管112中，有时，与稳定振荡时相比其工作电压（ebm）变得非常高，或者其有效电阻瞬时成为大致无限大（开路）。因此，对二次侧整流电路111施加的电压容易过大，有时会导致部件损坏。

专利文献1：日本特开2000-58252号公报

发明内容

本发明的课题在于，在磁控管开始振荡以前的期间内，即在谐振电路的锐度非常高的期间内，进行电压控制，该电压控制能够防止对磁控管、二次侧整流电路（全波倍压整流电路）施加过大的电压，且能够缩短直到磁控管开始振荡所需的时间。本发明的目的在于，提供如下的高频介质加热用电力控制装置，该高频介质加热用电力控制装置通过附加极其简单的电路，能够简单地实现如下效果：即使在磁控管刚刚开始振荡之后产生模变的期间内，也能够防止对二次侧整流电路施加过大的电压。

本发明的高频介质加热用电力控制装置具有：形成对交流电源的电压进行整流而得到的直流电源的直流电源电路、至少一组以上的具有两个半导体开关元件的串联电路、由漏磁变压器的一次绕组与电容器串联连接而成的谐振电路、以及与所述漏磁变压器的二次绕组连接的对磁控管提供高电压的整流电路，

该高频介质加热用电力控制装置具有控制逆变器电源电路的控制电路，该逆变器电源电路对所述半导体开关元件的通/断驱动信号的开关频率进行调制而转换成高频电力，并将漏磁变压器的二次侧产生的输出施加于所述磁控管来对该磁控管进行振荡驱动，其中，

所述控制电路具有磁控管振荡检测部，该磁控管振荡检测部根据所述交流电源的输入电流检测所述磁控管的振荡开始，在检测到所述磁控管的振荡开始后，经过预定时间后使得磁控管振荡检测信息有效，

并且所述制御电路具有：

电压/功率控制功能，其切换到控制所述磁控管的施加电压的电压控制或控制所述逆变器电源电路的输入电流的功率控制来进行控制；以及

最低频率限制功能，其将所述开关频率的最低频率切换到第1频率或者高于所述第1频率的第2频率而限制所述逆变器电源电路，

所述控制电路构成为：

在所述逆变器电源电路开始工作时，执行所述电压控制并且将所述开关频率的最低频率设定为所述第2频率，并且

在所述磁控管振荡检测部使得所述磁控管振荡检测信息有效后，执行所述功率控制并将所述开关频率的最低频率切换为所述第1频率来进行控制。

根据本发明，能够提供如下的可靠性高的高频介质加热用电力控制装置：在磁控管的稳定振荡以前的期间，至少可靠地防止对磁控管施加过大的电压，并且缩短了直到磁控管的稳定振荡为止的时间。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的双晶体管电桥臂结构的逆变器电源电路和对逆变器电源电路进行控制的高频介质加热用电力控制装置的控制电路的电路图。

图2的（a）是示出实施方式1的控制电路的振荡电路的一例的电路图，（b）是示出三角波载波的频率状态根据开关频率控制信号的电位而变化的波形图。

图3的（a）是示出在实施方式1的控制电路中磁控管稳定振荡时形成的各点的波形图，（b）是示出在实施方式1的控制电路中磁控管不稳定振荡时等形成的各点的波形图。

图4是示出实施方式1的控制电路中的混合电路和最低频率限制电路的一部分的框图。

图5的（a）是示出对逆变器电源电路的串联谐振电路施加了恒定电压的情况下的频率-电流特性的波形图，（b）是示出图5的（a）所示的情况下的频率-电压特性的波形图。

图6是示出现有的由双晶体管电桥的开关元件驱动的谐振型高频加热装置的电路图

标号说明

1直流电源，2漏磁变压器，3第1半导体开关元件，4第2半导体开关元件8一次绕组，9二次绕组，10三次绕组，11二次侧整流电路，12磁控管，17输入电流信号（输入电流信息），19输入电流比较信号（输入电流比较信息），20功率控制信号（功率控制信息），22磁控管振荡比较信号（磁控管振荡比较信息），23磁控管振荡检测信号（磁控管振荡检测信息），25谐振电路电压信号（谐振电路电压信息），26谐振电压比较信号（谐振电压比较信息），27谐振电压控制信号（谐振电压控制信息），31电源电压波形信号（电源电压波形信息），33开关频率控制信号，34混合电路，41开关脉冲生成部，42输入电流波形信息，50输入电流检测部，51输入电压检测部，52谐振电压比较部，53输入电流比较部，54磁控管振荡检测部，100控制电路。

具体实施方式

本发明的第1方式的高频介质加热用电力控制装置对逆变器电源电路进行控制，其中，该逆变器电源电路具有：

直流电源电路，其形成对交流电源的电压进行整流而得到的直流电源；

至少一组以上的串联电路，其被输入所述直流电源，并且具有至少两个半导体开关元件；

谐振电路，其由漏磁变压器的一次绕组和电容器串联连接而成，并且与所述串联电路连接；以及

整流电路，其与所述漏磁变压器的二次绕组连接，对磁控管提供高电压，

所述高频介质加热用电力控制装置中的控制电路具有：

输入电流检测部，其检测所述交流电源的输入电流，输出输入电流信息；

输入电压检测部，其检测所述交流电源的输入电压，输出电源电压波形信息；

谐振电压比较部，其根据从所述漏磁变压器取出的谐振电路电压信息，输出谐振电压控制信息；

输入电流比较部，其根据所述输入电流信息输出功率控制信息；

磁控管振荡检测部，其将所述输入电流信息与磁控管振荡比较信息进行比较，当从所述输入电流信息超过预定的阈值起经过了预定时间时，视为所述磁控管处于稳定振荡而使磁控管振荡检测信息有效；

混合电路，其按照根据所述磁控管振荡检测信息而选择的所述谐振电压控制信息或所述功率控制信息，基于所述电源电压波形信息形成开关频率控制信息；

最低频率限制电路，其根据所述磁控管振荡检测信息选择预定的最低频率，限制从所述混合电路输出的所述开关频率控制信息的最低频率；以及

开关脉冲生成部，其根据来自所述最低频率限制电路的所述开关频率控制信息，形成驱动各个所述半导体开关元件的驱动信号，并输出到各个所述半导体开关元件。

在如上这样构成的本发明的第1方式的高频介质加热用电力控制装置中，在磁控管开始稳定振荡以前的期间，能够防止对磁控管和漏磁变压器的二次侧的整流电路施加过大的电压，并且缩短直到磁控管开始稳定振荡所需的时间。此外，在本发明的第1方式的高频介质加热用电力控制装置中，通过附加简单的电路，能够消除锐度非常高的谐振电路的影响。

本发明的第2方式的高频介质加热用电力控制装置可以构成为：在所述的第1方式中，在所述磁控管振荡检测部使所述磁控管振荡检测信息有效以前的不稳定振荡期间，所述最低频率限制电路将从所述混合电路输出的开关频率控制信息中的最低电位钳制于比所述磁控管稳定振荡时的电位低的电位，限制开关频率的最低频率。

本发明的第3方式的高频介质加热用电力控制装置可以构成为：在所述的第1方式或第2方式中，在所述磁控管振荡检测部使所述磁控管振荡检测信息有效的稳定振荡期间，所述最低频率限制电路将从所述混合电路输出的开关频率控制信息中的最低电位钳制于比所述磁控管不稳定振荡的期间中的电位高的电位，使得开关频率的最低频率比不稳定振荡期间低。

本发明的第4方式的高频介质加热用电力控制装置可以构成为：在所述第1方式～第3方式中，在所述磁控管振荡检测信息有效以前的不稳定振荡期间，所述混合电路构成为根据所述磁控管振荡检测信息，使所述谐振电压控制信息作用于所述开关频率控制信息，执行电压控制，该电压控制对所述磁控管的不稳定振荡期间中的所述磁控管的施加电压进行控制。

本发明的第5方式的高频介质加热用电力控制装置可以构成为：在所述第1方式～第4方式中，所述磁控管振荡检测部将所述输入电流信息与所述磁控管振荡比较信息进行比较，根据表示所述输入电流信息的电位超过表示所述预定的阈值的电位而检测到所述磁控管的振荡开始，在从该振荡开始起经过了预定时间之后，视为所述磁控管处于稳定振荡而使所述磁控管振荡检测信息有效。

本发明的第6方式的高频介质加热用电力控制装置可以构成为，在所述第1方式～第5方式中，所述混合电路构成为，当所述磁控管振荡检测信息被设为有效时，使所述功率控制信息作用于所述开关频率控制信息，执行对所述磁控管的稳定振荡期间中输入到所述逆变器电源电路的输入电流进行控制的功率控制。

本发明的第7方式的高频介质加热用电力控制装置可以构成为：在所述第1方式～第6方式中，所述混合电路在输出有效的磁控管振荡检测信息的稳定振荡期间，替代电源电压波形信息，而使用了对所述交流电源的输入电流进行整流得到的输入电流波形信息。

本发明的第8方式的高频介质加热用电力控制装置可以构成为，

该高频介质加热用电力控制装置具有：形成对交流电源的电压进行整流而得到的直流电源的直流电源电路、至少一组以上的具有两个半导体开关元件的串联电路、由漏磁变压器的一次绕组与电容器串联连接而成的谐振电路、以及与所述漏磁变压器的二次绕组连接的对磁控管提供高电压的整流电路，

该高频介质加热用电力控制装置具有控制逆变器电源电路的控制电路，该逆变器电源电路对所述半导体开关元件的通/断驱动信号的开关频率进行调制而转换成高频电力，并将漏磁变压器的二次侧产生的输出施加于所述磁控管来对该磁控管进行振荡驱动，其中，

所述控制电路具有磁控管振荡检测部，该磁控管振荡检测部根据所述交流电源的输入电流检测所述磁控管的振荡开始，在检测到所述磁控管的振荡开始后，经过预定时间后使得磁控管振荡检测信息有效，

并且所述制御电路具有：

电压/功率控制功能，其切换到控制所述磁控管的施加电压的电压控制或控制所述逆变器电源电路的输入电流的功率控制来进行控制；以及

最低频率限制功能，其将所述开关频率的最低频率切换到第1频率或者高于所述第1频率的第2频率而限制所述逆变器电源电路，

所述控制电路构成为：

在所述逆变器电源电路开始工作时，执行所述电压控制并且切换到所述第2频率，并且

在所述磁控管振荡检测部使得所述磁控管振荡检测信息有效后，执行所述功率控制并且切换到所述第1频率来进行控制。

在如上这样构成的本发明的高频介质加热用电力控制装置中，在磁控管开始稳定振荡以前的期间，能够防止对磁控管和二次侧整流电路施加过大的电压，缩短直到磁控管开始振荡所需的时间，并且通过附加简单的电路，能够消除锐度非常高的谐振电路的影响。

以下，作为本发明的实施方式，参照附图对高频介质加热用电力控制装置进行说明。此外，本发明的高频介质加热用电力控制装置不限于以下实施方式所述的高频介质加热用电力控制装置的结构，还包含基于与以下实施方式中说明的技术思想相同的技术思想的高频介质加热用电力控制装置的结构。

（实施方式1）

图1示出了用于驱动作为微波产生装置的磁控管的双晶体管电桥臂结构的逆变器电源电路以及控制该逆变器电源电路的动作的本发明的实施方式1的高频介质加热用电力控制装置。在实施方式1中，对双晶体管电桥臂结构的逆变器电源电路进行了说明，但是本发明也可以应用于由多个晶体管构成的逆变器电源电路。

如图1所示，在该双晶体管电桥结构的逆变器电源电路中，漏磁变压器2的一次侧的主电路由直流电源电路1、漏磁变压器2、第1半导体开关元件3、第2半导体开关元件4、第1电容器5、第2电容器6和第3电容器7（平滑电容器）构成，其中，直流电源电路1形成对商用电源进行整流/平滑而得到的直流电源。此外，逆变器电源电路还包含漏磁变压器2的二次侧，漏磁变压器2的二次侧与二次侧整流电路11连接。实施方式1中的二次侧整流电路11是由两个电容器65、67的串联体与两个二极管66、68的串联体并联连接而构成的。在两个电容器65、67的连接点与两个二极管66、68的连接点之间，设置有漏磁变压器2的二次绕组9。该二次侧整流电路11对磁控管12提供高电压。

直流电源1对商用电源进行全波整流而形成直流电压VDC，并将形成的直流电压VDC经由第1半导体开关元件3施加于第2电容器6与漏磁变压器2的一次绕组8的串联电路。第1半导体开关元件3与第2半导体开关元件4串联连接，漏磁变压器2的一次绕组8和第2电容器6的串联电路与第2半导体开关元件4并联连接。

第1电容器5与第2半导体开关元件4并联连接，并被设定为比第2电容器6小的电容。第1电容器5具有抑制尖峰噪声的缓冲作用。在实施方式1的逆变器电源电路中，由第1电容器5、第2电容器6和漏磁变压器2的一次绕组8构成缓冲电路13。由漏磁变压器2的二次绕组9产生的高电压输出被二次侧整流电路11转换成直流高电压，并被施加于磁控管12的阳极69-阴极70之间。漏磁变压器2的三次绕组10对磁控管12的阴极70提供电流。

第1半导体开关元件3由IGBT以及与其并联连接的续流二极管构成。第2半导体开关元件4也同样由IGBT和续流二极管构成。此外，作为半导体开关元件，例如也可以使用晶闸管（thyristor）、GTO开关元件等开关元件。

高频介质加热用电力控制装置的控制电路100以对第1半导体开关元件3和第2半导体开关元件4互补地进行通/断驱动的方式，输出期望的驱动信号。

其结果是，按照期望的开关动作交替地驱动第1半导体开关元件3和第2半导体开关元件4。

如图1所示，对逆变器电源电路的半导体开关元件3、4的开关动作进行控制的高频介质加热用电力控制装置的控制电路100具有：检测逆变器电源电路的商用电源的输入电流的输入电流检测部50、检测商用电源的输入电压的输入电压检测部51、谐振电压比较部52、输入电流比较部53、以及磁控管振荡检测部54。此外，控制电路100中还设置有混合电路34、最低频率限制电路35和开关脉冲生成部41，其中，开关脉冲生成部41输出使半导体开关元件3、4分别接通/断开的驱动信号。

控制电路100中的输入电流检测部50由检测商用电源的输入电流的电流互感器14、对来自电流互感器14的检测信号进行整流的第1整流电路15和对来自第1整流电路15的信号进行平滑的平滑电路16构成，并形成输入电流信号17（输入电流信息）。

输入电压检测部51具有检测商用电源的输入电压的第2整流电路29和分压电路30，并形成电源电压波形信号（电源电压波形信息）31。

谐振电压比较部52将从漏磁变压器2的一次绕组8与第2电容器6的连接点（E）取出的谐振电路电压信号（谐振电路电压信息）25与谐振电压比较信号（谐振电压比较信息）26进行比较，输出谐振电压控制信号（谐振电压控制信息）27。此外，在谐振电压比较部52的比较电路中，将被设定为谐振电压比较信号26的电压作为阈值来比较电压。

输入电流比较部53将根据高频输出而设定的输入电流比较信号（输入电流比较信息）19与来自输入电流检测部50的输入电流信号17进行比较，形成功率控制信号（功率控制信息）20。此外，在输入电流比较部53的比较电路中，将被设定为输入电流比较信号19的电压作为阈值来比较电压。

磁控管振荡检测部54根据输入电流信号17超过了磁控管振荡比较信号（磁控管振荡比较信息）22而检测到磁控管12开始振荡，并经由锁存电路和延迟电路44输出磁控管振荡检测信号（磁控管振荡检测信息）23。此外，在磁控管振荡检测部54的比较电路中，将磁控管振荡比较信号22的电压作为阈值而与输入电流信号17进行比较。

混合电路34将电源电压波形信号31反转，并基于其交流成分以及根据磁控管振荡检测信号23而选择的谐振电压控制信息27和功率控制信息20，形成开关频率控制信号33。

最低频率限制电路35将从混合电路34输出的开关频率控制信号33切换为根据磁控管振荡检测信号23选择的第2频率或者比第2频率低的第1频率，来限制最低频率。

开关脉冲生成部41由振荡电路37、比较器39以及驱动器40a、40b构成，其中，振荡电路37根据所输入的开关频率控制信号33受到频率控制，生成三角波载波36，比较器39对三角波载波36与限幅（slice）信号38进行比较，驱动器40a、40b将比较器39的输出转换成使第1半导体开关元件3和第2半导体开关元件4分别接通/断开的驱动信号。

图2的（a）是示出由开关频率控制信号33控制并形成三角波载波36的振荡电路37的结构的电路图。

在图2的（a）中，振荡电路37构成为，通过反映了电流I12的I10、I11对电容器43进行充电/放电，并根据参考电压V10、V20分别切换充电/放电。此外，如图2的（a）所示，构成为，参考电压V10、V20分别被输入到比较器164、165中，并输入到对充电/放电进行切换的锁存电路166中。

该充电/放电电流I10（充电）、I11（放电）反映了开关频率控制信号33的电位，并构成为在电位更低时转换成更大的电流。

因此，其振荡频率根据开关频率控制信号33的电位而变化，在电位更低时振荡频率更高。

图2的（b）的波形示出了所述开关频率控制信号33的电位与三角波载波36的频率之间的关系。在图2的（b）中，开关频率控制信号33的电位较低的情况用实线的三角波载波来表示，开关频率控制信号33的电位较高的情况用虚线的三角波载波来表示。此外，在后述的图3中，也是用相同的线型来表示该关系。

图3的（a）、（b）是控制电路100中形成的各点处的波形图。此外，图3的（a）、（b）中的波形图表示实施方式1中的控制电路100的概念性的动作，并非表示实际的波形。图3的（a）是从磁控管振荡检测部54输出了磁控管振荡检测信号23以后、即磁控管振荡检测信息（23）有效以后的各点的波形图。换言之，是磁控管12稳定地振荡时的各点的波形图。另一方面，图3的（b）示出了磁控管不稳定振荡时、以及从刚刚启动起到磁控管振荡检测部54输出磁控管振荡检测信号23以前的期间内的各点的波形图。

在图3的（a）的磁控管稳定振荡时的波形图中，（1）示出了从输入电压检测部51输出的电源电压波形信号31的示例，（2）示出了从混合电路34输出的开关频率控制信号33的示例，（3）示出了在开关脉冲生成部41中形成的三角波载波36和限幅信号38的示例，（4）示出了第1半导体开关元件3和第2半导体开关元件4的各个驱动信号的示例，并且（5）示出了各个半导体开关元件3、4的开关频率的示例。此外，图3的（b）的（1）～（5）的波形图与图3的（a）的（1）～（5）的波形图对应。

如图3的（a）的波形图所示，输入到混合电路34中的电源电压波形信号31被反转，根据来自输入电流比较部53的功率控制信号20在上下方向上进行电位转换，形成开关频率控制信号33（参照图3的（a）的（2））。

此外，开关频率控制信号33的高电位侧受到最低频率限制电路35的电位V1的钳制，被限制为最低频率f1。

将频率根据开关频率控制信号33的电位而变化的三角波载波36与限幅信号38进行比较，转换成第1半导体开关元件3和第2半导体开关元件4的各个驱动信号（参照图3的（a）的（4））。

如图3的（a）的（5）所示，第1半导体开关元件3和第2半导体开关元件4的各个驱动信号的开关频率的大致变化根据交流电源相位而变化。即，在交流电源相位为0度（360度）和180度附近时，商用电源的瞬时电压值较低，因而以降低开关频率、对瞬时输入功率的下降进行校正的方式发挥作用。

另一方面，在交流电源相位为90度和270度附近时，商用电源的瞬时电压值较高，因而以提高开关频率、抑制瞬时输入功率的增大的方式发挥作用。

通过如上这样地构成，成为如下这样的结构：在交流电源的全部相位中抑制了输入功率的峰值，并在更大范围的相位中抑制了输入功率的下降，即抑制了输入电流波形的失真。

此外，在图3的（a）的（2）、（5）中，在开关频率控制信号33和半导体开关元件3、4的开关频率的波形中，实线的波形示出了被控制（校正）为比虚线的波形低的输入功率的情况。图3的（a）的（2）、（5）所示的实线的波形与虚线的波形之间的上下方向的位移是由来自输入电流比较部53的功率控制信号20控制的。

另一方面，如图3的（b）所示，在磁控管不稳定振荡时以及输出磁控管振荡检测信号23以前的期间内，从输入电压检测部51输出的电源电压波形信号31被反转，根据来自谐振电压比较部52的谐振电压控制信号27在上下方向上进行电位转换。此外，电源电压波形信号31受到最低频率限制电路35的电位V2的钳制，被限制为最低频率f11。此时的高电位侧的钳制被设定为比稳定振荡时（图3的（a）所示的V1的情况）低的电位V2，开关频率的最低频率f11升高。

如上所述，如图3的（b）的波形图所示，被输入到混合电路34的电源电压波形信号31被反转，根据来自谐振电压比较部52的谐振电压控制信号27在上下方向上进行电位转换，形成开关频率控制信号33（参照图3的（b）的（2））。此时，开关频率控制信号33的高电位侧受到最低频率限制电路35的电位V2的钳制，被限制为最低频率f11。

将频率根据开关频率控制信号33的电位而变化的三角波载波36与限幅信号38进行比较，转换成第1半导体开关元件3和第2半导体开关元件4的各个驱动信号（参照图3的（b）的（4））。

如图3的（b）的（5）所示，第1半导体开关元件3和第2半导体开关元件4的各个驱动信号的开关频率的大致变化根据交流电源相位而变化。即，在交流电源相位为0度（360度）和180度附近时，商用电源的瞬时电压值较低，因而以降低开关频率、对瞬时输入功率的下降进行校正的方式发挥作用。

如图3的（b）所示，在磁控管不稳定振荡时以及输出磁控管振荡检测信号23以前的期间内，与磁控管稳定振荡时同样，在交流电源相位为0度（360度）和180度附近时，商用电源的瞬时电压值较低，因而以降低开关频率、对磁控管的瞬时加热功率的下降进行校正的方式发挥作用。

此外，在交流电源相位为90度和270度附近时，商用电源的瞬时电压值较高，因而以提高开关频率、抑制高压变压器二次侧的瞬时电压增大、即抑制磁控管的瞬时施加电压的方式发挥作用。

通过如上这样地构成，成为如下这样的结构：能够在交流电源的全部相位中抑制对磁控管施加的电压的峰值，并且在更大范围的相位中对加热功率的下降进行校正。即，在实施方式1的高频介质加热用电力控制装置中，成为能够在磁控管启动时提供更大的电力的结构，缩短磁控管从启动到稳定振荡所需的时间。

此外，在磁控管刚刚开始振荡后，将谐振电压控制信号27（谐振电压控制信息）作为控制信号来抑制磁控管的瞬时施加电压，因此能够将输入功率抑制得较低。

因此，通过使用实施方式1的高频介质加热用电力控制装置，基本不需要来自磁控管12的阴极70的热电子，难以发生热电子不足，因而成为难以产生由热电子不足引起的模变的结构。

此外，在图3的（b）的（2）、（5）中，在开关频率控制信号33和半导体开关元件的开关频率的波形中，实线的波形示出了将对磁控管施加的电压控制（校正）得比虚线的波形低的情况。如后所述，图3的（b）的（2）、（5）所示的实线的波形与虚线的波形之间的上下方向的位移是由来自谐振电压比较部52的谐振电压控制信息27控制的。

图4是示出混合电路34和最低频率限制电路35的一例的电路图。在混合电路34中，从输入电压检测部51输入的电源电压波形信号31（电源电压波形信息）在经过反转处理后，通过电容耦合提取出其交流成分。

在输入电流比较部53中，对来自输入电流检测部50的输入电流信号17（输入电流信息）的值（电位）与根据高频输出而设定的输入电流比较信号（输入电流比较信息）19的阈值（电位）进行比较。在输入电流信号17比输入电流比较信号19高的情况下，输入电流比较部53输出功率控制信号20。当所输出的功率控制信号（功率控制信息）20被输入到混合电路34时，在混合电路34中，闭合开关SW1，降低开关频率控制信号33的直流成分，将极性控制为提高开关频率的方向即降低输入电流的方向。

在谐振电压比较部52中，在漏磁变压器2的一次绕组8与第2电容器6的连接点（E）取出的谐振电路电压信号（谐振电路电压信息）25的值（电位）比谐振电压比较信号26的阈值（电位）高的情况下，输出谐振电压控制信号27。在从谐振电压比较部52被输入了谐振电压控制信号27的混合电路34中，闭合开关SW2，降低开关频率控制信号33的直流成分，控制为提高开关频率的方向即降低谐振电路电压信号（谐振电压信息）25的方向的极性。该谐振电压通过漏磁变压器2等，被反映到磁控管12的施加电压中。

在实施方式1中的逆变器电源电路开始开关动作时（不稳定振荡时），由于磁控管振荡检测部54没有检测到磁控管12的振荡，所以不输出磁控管振荡检测信号23，磁控管振荡检测信息无效，因而闭合开关SW3（b），使谐振电压控制信号27对开关频率控制信号33的作用有效。因此，在实施方式1中的逆变器电源电路中，在磁控管开始振荡时（不稳定振荡时），执行对磁控管12的施加电压进行控制的电压控制功能。

在磁控管振荡检测部54中，根据输入电流信号（输入电流信息）17的值（电位）超过磁控管振荡比较信号（磁控管振荡比较信息）22的阈值（电位）而检测到磁控管12开始振荡。在从检测到开始振荡到经过由延迟电路44设定的预定时间为止的期间，持续进行上述电压控制功能。

此外，磁控管振荡检测部54根据输入电流信号17超过磁控管振荡比较信号22而检测到磁控管12开始振荡，在经过了由延迟电路44设定的预定时间之后，输出作为有效的磁控管振荡检测信息的磁控管振荡检测信号23。混合电路34在被输入了磁控管振荡检测信号23时，闭合开关SW3（a），使功率控制信号20对开关频率控制信号33的作用有效。因此，在实施方式1的逆变器电源电路中，在从磁控管开始振荡起经过了预定时间后，执行对逆变器电源电路的输入电流进行控制的功率控制功能。

在如上这样构成的混合电路34中，反转后的电源电压波形信号31的交流成分根据谐振电压控制信号27或者功率控制信号20受到控制，被输入到最低频率限制电路35。

在最低频率限制电路35中，在没有输出磁控管振荡检测信号23的期间（不稳定振荡期间），即在磁控管振荡检测信息无效的期间，开关SW4与（b）侧（参照图4）连接而选择电压V2。

如上所述，在从磁控管振荡检测部54输出了磁控管振荡检测信号23时，开关SW4与（a）侧（参照图4）连接，选择比电压V2高的电压V1。

因此，根据磁控管12的不稳定振荡/稳定振荡的状态，切换开关频率控制信号33的高电位侧的限制值、即开关频率的最低侧限制频率，在磁控管12不稳定振荡时和开始振荡时，控制为第2频率（f11），在输出了磁控管振荡检测信息23的稳定振荡之后，切换到比第2频率（f11）低的第1频率（f1）来进行控制。

如上所述，在实施方式1的高频介质加热用电力控制装置中，在磁控管12不稳定振荡时和开始振荡时，通过将最低频率限制为避开了谐振频率f01的第2频率（f11），由此以如下方式进行工作：使得电压控制功能稳定地工作，并且抑制了磁控管开始振荡时的模变。另一方面，在磁控管12稳定振荡时，通过将最低频率限制为比第2频率（f11）低且避开了谐振频率（f01）的第1频率（f1），能够使得功率控制功能稳定地工作，同时能够降低输入电流波形的失真。

此外，虽然未图示，但实施方式1的高频介质加热用电力控制装置也可以构成为：在输出有效的磁控管振荡检测信息（磁控管振荡检测信号23）的期间，替代图4中的电源电压波形信息（电源电压波形信号31），而使用通过图1所示的电流互感器14和第1整流电路15而得到的输入电流波形信息（输入电流波形信号42）。这样构成的高频介质加热用电力控制装置对于输入电源电流波形的失真的校正更为有效。

如上这样地使用输入电流波形信息来替代电源电压波形信息的方式是基于以下原理：能够通过相反极性来对输入电流波形信息中包含的输入电源电流波形的失真信息进行校正（抵消）。

在本发明中，在磁控管开始稳定振荡以前的期间内进行电压控制，该电压控制能够防止对磁控管和漏磁变压器的二次侧的整流电路施加过大的电压并且缩短直到磁控管稳定振荡为止的时间，并且通过附加简单的电路，能够消除锐度非常高的谐振电路的影响。

此外，根据本发明，即使在磁控管刚刚开始稳定振荡后、其振荡尚不稳定的期间，也能够防止对磁控管和漏磁变压器的二次侧的整流电路施加过大的电压。

此外，根据本发明，即使在磁控管的稳定振荡期间，也进行能够降低输入电流波形失真的功率控制，并且能够消除锐度高的谐振电路的影响。

根据本发明的高频介质加热用电力控制装置，在磁控管不稳定振荡时和开始振荡时，能够控制为既限制了磁控管施加电压的峰值又增大了阴极的输入功率，因此既能防止对磁控管和二次侧整流电路施加过大的电压，又能缩短直到开始振荡所需的时间。

此外，根据本发明，在从磁控管开始振荡到经过预定时间为止的期间、即在磁控管的振荡不稳定的期间，执行电压控制功能，既能防止对磁控管和二次侧整流电路施加过大的电压，又能够抑制模变。

此外，根据本发明，在磁控管振荡时，起到了既能抑制瞬时输入功率的峰值又能扩大商用电源中的磁控管振荡的相位范围的作用，因而能够抑制商用电源的电流波形的失真。

在实施方式中，已经以一定的详细度对本发明进行了说明，但是实施方式的公开内容可改变结构细节，在不脱离所请求的本发明的范围和思想的情况下，可以改变实施方式中的要素组合或顺序。

产业上的可利用性

根据本发明，能够提供可在短时间内使磁控管稳定地振荡的可靠性高的高频介质加热用电力控制装置，因而对于像微波炉等那样使用了磁控管的高频加热是有用的。

Claims (8)

1.一种高频介质加热用电力控制装置，其对逆变器电源电路进行控制，其中，该逆变器电源电路具有：

直流电源电路，其形成对交流电源的电压进行整流而得到的直流电源；

至少一组以上的串联电路，其被输入所述直流电源，并且具有至少两个半导体开关元件；

谐振电路，其由漏磁变压器的一次绕组和电容器串联连接而成，并且与所述串联电路连接；以及

整流电路，其与所述漏磁变压器的二次绕组连接，对磁控管提供高电压，

所述高频介质加热用电力控制装置中的控制电路具有：

输入电流检测部，其检测所述交流电源的输入电流，输出输入电流信息；

输入电压检测部，其检测所述交流电源的输入电压，输出电源电压波形信息；

谐振电压比较部，其根据从所述漏磁变压器取出的谐振电路电压信息，输出谐振电压控制信息；

输入电流比较部，其根据所述输入电流信息输出功率控制信息；

磁控管振荡检测部，其将所述输入电流信息与磁控管振荡比较信息进行比较，当从所述输入电流信息超过阈值起经过了预定时间时，视为所述磁控管处于稳定振荡而使磁控管振荡检测信息有效；

混合电路，其按照根据所述磁控管振荡检测信息而选择的所述谐振电压控制信息或所述功率控制信息，基于所述电源电压波形信息形成开关频率控制信息；

最低频率限制电路，其根据所述磁控管振荡检测信息选择预定的最低频率，限制从所述混合电路输出的所述开关频率控制信息的最低频率；以及

开关脉冲生成部，其根据来自所述最低频率限制电路的所述开关频率控制信息，形成驱动各个所述半导体开关元件的驱动信号，并输出到各个所述半导体开关元件。

2.根据权利要求1所述的高频介质加热用电力控制装置，其中，

该高频介质加热用电力控制装置构成为：在所述磁控管振荡检测部使所述磁控管振荡检测信息有效以前的不稳定振荡期间，所述最低频率限制电路将从所述混合电路输出的开关频率控制信息中的最低电位钳制于比所述磁控管稳定振荡时的电位低的电位，限制开关频率的最低频率。

3.根据权利要求1或2所述的高频介质加热用电力控制装置，其中，

该高频介质加热用电力控制装置构成为：在所述磁控管振荡检测部使所述磁控管振荡检测信息有效的稳定振荡期间，所述最低频率限制电路将从所述混合电路输出的开关频率控制信息中的最低电位钳制于比所述磁控管不稳定振荡的期间中的电位高的电位，使得开关频率的最低频率比不稳定振荡期间低。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的高频介质加热用电力控制装置，其中，

该高频介质加热用电力控制装置构成为：在所述磁控管振荡检测信息有效以前的不稳定振荡期间，所述混合电路构成为根据所述磁控管振荡检测信息，使所述谐振电压控制信息作用于所述开关频率控制信息，该高频介质加热用电力控制装置执行对所述磁控管的不稳定振荡期间中的所述磁控管的施加电压进行控制的电压控制。

5.根据权利要求1～4中的任意一项所述的高频介质加热用电力控制装置，其中，

该高频介质加热用电力控制装置构成为：所述磁控管振荡检测部将所述输入电流信息与所述磁控管振荡比较信息进行比较，根据表示所述输入电流信息的电位超过表示所述预定阈值的电位的情况而检测到所述磁控管的振荡开始，在从该振荡开始起经过了预定时间之后，视为所述磁控管处于稳定振荡而使所述磁控管振荡检测信息有效。

6.根据权利要求1～5中的任意一项所述的高频介质加热用电力控制装置，其中，

该高频介质加热用电力控制装置构成为：所述混合电路构成为，当所述磁控管振荡检测信息被设为有效时，使所述功率控制信息作用于所述开关频率控制信息，该高频介质加热用电力控制装置执行对所述磁控管的稳定振荡期间中输入到所述逆变器电源电路的输入电流进行控制的功率控制。

7.根据权利要求1～6中的任意一项所述的高频介质加热用电力控制装置，其中，

该高频介质加热用电力控制装置构成为：所述混合电路在输出了有效的磁控管振荡检测信息的稳定振荡期间，替代电源电压波形信息，而使用对所述交流电源的输入电流进行整流得到的输入电流波形信息。

8.一种高频介质加热用电力控制装置，其中，

该高频介质加热用电力控制装置具有：形成对交流电源的电压进行整流而得到的直流电源的直流电源电路、至少一组以上的具有两个半导体开关元件的串联电路、由漏磁变压器的一次绕组与电容器串联连接而成的谐振电路、以及与所述漏磁变压器的二次绕组连接的对磁控管提供高电压的整流电路，

该高频介质加热用电力控制装置具有控制逆变器电源电路的控制电路，该逆变器电源电路对所述半导体开关元件的通/断驱动信号的开关频率进行调制而转换成高频电力，并将漏磁变压器的二次侧产生的输出施加于所述磁控管来对该磁控管进行振荡驱动，其中，

所述控制电路具有磁控管振荡检测部，该磁控管振荡检测部根据所述交流电源的输入电流检测所述磁控管的振荡开始，在检测到所述磁控管的振荡开始后，经过预定时间后使得磁控管振荡检测信息有效，

并且所述制御电路具有：

电压/功率控制功能，其切换到控制所述磁控管的施加电压的电压控制或控制所述逆变器电源电路的输入电流的功率控制来进行控制；以及

最低频率限制功能，其将所述开关频率的最低频率切换到第1频率或者高于所述第1频率的第2频率而限制所述逆变器电源电路，

所述控制电路构成为：

在所述逆变器电源电路开始工作时，执行所述电压控制并且将所述开关频率的最低频率设定为所述第2频率，并且

在所述磁控管振荡检测部使得所述磁控管振荡检测信息有效后，执行所述功率控制并且将所述开关频率的最低频率切换为所述第1频率来进行控制。

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