JP2013195166A - 可動子の回転角の検出回路、検出方法およびそれを用いた搬送機 - Google Patents

Abstract

【課題】ノイズの影響を低減し、高精度で位置検出可能な検出回路を提供する。
【解決手段】位置検出回路１００は、シンクロ電機２００の出力側からの検出電圧Ｖｕを受け、シンクロ電機２００の回転子の回転角Θを検出する。アナログ／デジタル変換器１０２は、シンクロ電機２００の出力側からの検出電圧Ｖｕをデジタル検出値Ｄｕに変換する。ゼロクロス点検出部１０４は、デジタル検出値Ｄｕのゼロクロス点を検出する。第１積算部１０６は、ゼロクロス点検出部により検出されたゼロクロス点と同期して、デジタル検出値の半周期を積算する。位置算出部１１０は、第１積算部１０６により積算された積算値を示す第１積算データＤ１にもとづいてシンクロ電機２００の回転子の回転角Θを算出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、固定子と可動子を有する検出手段における可動子の回転角の検出回路に関する。

位置検出、角度検出のために、シンクロ電機（セルシンとも称される）と呼ばれる交流回転機が用いられる。シンクロ電機は、励磁側（１次側）の回転コイル（励磁コイル）と、出力側（２次側）の固定コイルを備える。回転コイルには、商用交流電圧などの所定の振幅、所定の周波数を有する励磁電圧が印加される。固定コイルには、励磁電圧と同じ周波数を有しており、かつ回転コイルの回転角に応じた振幅を有する検出電圧が発生する。

従来では、固定コイルからの検出電圧をピークホールドし、そのピークホールド値から回転コイルの回転角を検出するのが一般的であった（特許文献１〜３参照）。

特開２０００−２５３６３６号公報 特開２００６−１４５３００公報 特開２００５−２０８０２８号公報

しかしながら検出電圧をピークホールドする方法では、ピークのタイミングで、検出電圧にノイズが重畳すると、ノイズの分だけ回転角に誤差が生ずるという問題がある。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、ノイズの影響を低減し、高精度で位置検出可能な検出回路の提供にある。

本発明のある態様は、固定子と回転子を有する検出手段の出力側からの検出電圧を受け、回転子の回転角を検出する検出回路に関する。検出回路は、検出電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出部と、ゼロクロス点検出部により検出されたゼロクロス点と同期して、検出電圧の半周期を積算する第１積算部と、第１積算部により積算された積算値にもとづいて回転子の回転角を算出する位置算出部と、を備える。

ある周期信号を、ゼロクロス点からゼロクロス点まで半周期にわたり積算した積算値は、その周期信号の振幅に応じた値を与える。ここで、検出電圧にノイズが重畳すると、そのタイミングにおける検出電圧はノイズ成分を含むが、積算値に対してノイズ成分の割合は小さい。したがってこの検出回路によれば、ノイズの影響を低減し、高精度で位置検出を行うことができる。

ある態様の検出回路は、ゼロクロス点検出部により検出されたゼロクロス点と同期して、検出電圧の全周期を積算する第２積算部をさらに備えてもよい。位置算出部は、第２積算部の出力値を、検出電圧のオフセットとして回転角を算出してもよい。
この態様によれば、オフセットを考慮して高精度で位置を算出することができる。

ゼロクロス点検出部は、検出手段の入力側の励磁コイルに印加される励磁電圧に応じてゼロクロス点を検出してもよい。

ある態様の検出回路は、検出電圧をデジタル検出値に変換するアナログ／デジタル変換器をさらに備えてもよい。第１積算部および位置算出部は、デジタル回路で構成されてもよい。

本発明の別の態様は搬送機に関する。搬送機は、ダンサーロールと、ダンサーロールを軸支するスイングアームと、固定子およびスイングアームに取り付けられた回転子を有する検出手段と、検出手段からの検出電圧にもとづいてスイングアームの位置を検出する上述のいずれかの検出回路と、を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、ノイズの影響を低減し、高精度で位置検出できる。

実施の形態に係る位置検出回路の構成を示す図である。 シンクロ電機の励磁電圧とＵ相の検出電圧を示す波形図である。 位置検出回路の信号処理を示す波形図である。 位置検出回路を備える搬送機の構成の一部を示す図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

図１は、実施の形態に係る位置検出回路１００の構成を示す図である。位置検出回路１００は、シンクロ電機２００の出力側からの検出電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを受け、シンクロ電機２００の回転子の回転角Θ（°）を検出する。シンクロ電機２００は、回転子に取り付けられた回転コイル２０２と、固定子に取り付けられた複数の固定コイル２０４ｕ、２０４ｖ、２０４ｗを備える。本実施の形態では三相のシンクロ電機２００について説明する。

シンクロ電機２００は、回転コイル２０２が入力側（励磁側）、固定コイル２０４が出力側となっている。回転コイル２０２には、交流電源３００からの励磁電圧Ｖｒｅｆが印加される。励磁電圧Ｖｒｅｆは、所定の振幅、所定の周波数ωを有しており、たとえば商用交流電圧が利用される。
回転コイル２０２が取り付けられた回転子の回転角Θに応じて、各相の検出電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、式（１）〜（３）で与えられる。
Ｖｕ＝Ａ×ＳｉｎΘ×Ｓｉｎωｔ …（１）
Ｖｖ＝Ａ×Ｓｉｎ（Θ＋１２０°）×Ｓｉｎωｔ …（２）
Ｖｗ＝Ａ×Ｓｉｎ（Θ＋２４０°）×Ｓｉｎωｔ …（３）
Ａは定数である。式（１）、（２）、（３）はそれぞれ、−６０°＜Θ＜６０°、６０°＜Θ＜１８０°、１８０°＜Θ＜３００°、において成り立つ。

位置検出回路１００は、各相の検出電圧の振幅Ａ×ＳｉｎΘ、Ａ×Ｓｉｎ（Θ＋１２０°）、Ａ×Ｓｉｎ（Θ＋２４０°）を測定し、その値にもとづいて回転角Θを算出する。

位置検出回路１００は、アナログ／デジタル変換器１０２、ゼロクロス点検出部１０４、第１積算部１０６、第２積算部１０８、位置算出部１１０を備える。各ブロックは、ハードウェア、ソフトウェア、それらの組み合わせで構成することができ、それらの形態は特に限定されない。アナログ／デジタル変換器１０２、第１積算部１０６、第２積算部１０８は、各相ごとに設けられる。ゼロクロス点検出部１０４および位置算出部１１０は、すべての相で共通化してもよい。

ここではＵ相、Ｖ相、Ｗ相は同様に構成されるため、ここではＵ相を参照する。アナログ／デジタル変換器１０２は、シンクロ電機２００の出力側からの対応する相の検出電圧Ｖｕを所定の周波数ｆｓでサンプリングし、デジタル検出値Ｄｕに変換する。サンプリング周波数ｆｓは、励磁周波数ωに比べて十分に高いことが望ましい。検出電圧の信号レベルが小さい場合、アナログ／デジタル変換器１０２の前段に増幅回路を配置し、検出電圧の信号レベルをアナログ／デジタル変換器１０２の入力ダイナミックレンジに適合させてもよい。

ゼロクロス点検出部１０４は、各相の検出電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗそれぞれのデジタル検出値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗのゼロクロス点を検出する。具体的にはゼロクロス点検出部１０４は、シンクロ電機２００の回転コイル（励磁コイル）２０２に印加される励磁電圧Ｖｒｅｆに応じて、励磁電圧Ｖｒｅｆのゼロクロス点を検出し、そのタイミングを位相シフトすることにより、各相の検出電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのゼロクロス点のタイミングを検出する。具体的には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのゼロクロス点は、励磁電圧Ｖｒｅｆのゼロクロス点から、０°、１２０°、２４０°シフトした時刻に現れる。

ゼロクロス点検出部１０４は、検出した各相のゼロクロス点ごとにアサートされるパルス信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを生成し、対応する相の第１積算部１０６、第２積算部１０８に出力する。

第１積算部１０６は、ゼロクロス点検出部１０４により検出されたＵ相のゼロクロス点と同期して、デジタル検出値Ｄｕを半周期にわたり積算し、積算結果を示す第１積算データＤ１ｕを位置算出部１１０へと出力する。

また第２積算部１０８は、ゼロクロス点検出部１０４により検出されたＵ相のゼロクロス点と同期して、デジタル検出値Ｄｕの１周期にわたり積算し、積算結果を示す第２積算データＤ２ｕを位置算出部１１０へと出力する。

位置算出部１１０は、各相の第１積算データＤ１ｕ〜ｗ、第２積算データＤ２ｕ〜ｗを受け、それらにもとづいてシンクロ電機２００の回転角Θを算出する。

はじめに、第１積算データＤ１にもとづく位置検出について説明する。
検出電圧Ｖｕが式（１）で与えられるとき、デジタル検出値Ｄｕは、式（４）で与えられる。
Ｄｕ＝Ｂ×ＳｉｎΘ×Ｓｉｎωｔ …（４）
Ｂは係数である。デジタル検出値Ｄｕをゼロクロスから次のゼロクロスまで半周期に渡り積算した第１積算データＤ１ｕは、式（５）で与えられる。
Ｄ１ｕ＝∫_０ ^Ｔ／２（Ｂ×ＳｉｎΘ×Ｓｉｎωｔ）ｄｔ＝Ｂ×ＳｉｎΘ …（５）
Ｔは励磁電圧の１周期の長さ、Ｔ／２は半周期の長さであり、Ｔ＝２π／ωである。次の半周期ｔ＝Ｔ／２〜Ｔでは、第１積算データＤ１は負となる。
Ｖ相、Ｕ相について、第１積算値Ｄ１ｖ、Ｄ１ｗは、式（６）、（７）で与えられる。
Ｄ１ｖ＝Ｂ×（ＳｉｎΘ＋１２０°） …（６）
Ｄ１ｖ＝Ｂ×（ＳｉｎΘ＋２４０°） …（７）

係数Ｂは既知であるから、位置算出部１１０は、各相の第１積算データＤ１ｕ〜Ｄ１ｗにもとづいて、回転角Θを算出することができる。

続いて第２積算データＤ２について説明する。検出電圧をアナログ／デジタル変換器１０２の前段のアンプで増幅する際に、検出電圧にオフセット電圧が重畳される可能性がある。あるいは、アナログ／デジタル変換器１０２の変換誤差によってデジタル検出値にオフセットが重畳される可能性もある。いま、デジタル検出値Ｄｕがオフセットの影響を受け、式（８）で表されるとする。
Ｄｕ＝Ｂ×ＳｉｎΘ×Ｓｉｎωｔ＋Ｋｕ …（８）
Ｋｕはオフセット量を示す。

このデジタル検出値Ｄｕをゼロクロス点と同期して半周期にわたり積算すると第１積算データＤ１が得られ、式（９）で与えられる。
Ｄ１ｕ＝∫_０ ^Ｔ／２（Ｂ×ＳｉｎΘ×Ｓｉｎωｔ＋Ｋｕ）ｄｔ
＝Ｂ×ＳｉｎΘ＋Ｋｕ×Ｔ／２ …（９）
同様にＶ相、Ｕ相について、第１積算値Ｄ１ｖ、Ｄ１ｗは、式（１０）、（１１）で与えられる。
Ｄ１ｖ＝Ｂ×Ｓｉｎ（Θ＋１２０°）＋Ｋｖ×Ｔ／２ …（１０）
Ｄ１ｗ＝Ｂ×Ｓｉｎ（Θ＋２４０°）＋Ｋｗ×Ｔ／２ …（１１）

つまり、第１積算データＤ１ｕ〜Ｄ１ｗがオフセットの影響を受け、オフセットを除去しないと、回転角Θに誤差が生ずる。
式（８）のデジタル検出値Ｄｕをゼロクロス点と同期して１周期にわたり積算すると第２積算データＤ２が得られ、式（１２）で与えられる。
Ｄ２ｕ＝∫_０ ^Ｔ（Ｂ×ＳｉｎΘ×Ｓｉｎωｔ＋Ｋｕ）ｄｔ＝Ｋｕ×Ｔ …（１２）
Ｖ相、Ｗ相についても同様に、第２積算データＤ２ｖ、Ｄ２ｗは式（１３）、（１４）で与えられる。つまり第２積算データＤ２ｕ〜Ｄ２ｗはそれぞれ、各相のデジタル検出値Ｄｕ〜Ｄｗに重畳されたオフセットを示す。
Ｄ２ｖ＝Ｋｖ×Ｔ …（１３）
Ｄ２ｗ＝Ｋｗ×Ｔ …（１４）

位置算出部１１０は、第２積算データＤ２を１／２倍し、第１積算データＤ１から減算し、差分データＤ３を生成する。
Ｄ３ｕ＝Ｄ１ｕ−Ｄ２ｕ／２＝Ｂ×ＳｉｎΘ
Ｄ３ｖ＝Ｄ１ｖ−Ｄ２ｖ／２＝Ｂ×Ｓｉｎ（Θ＋１２０°）
Ｄ３ｗ＝Ｄ１ｗ−Ｄ２ｗ／２＝Ｂ×Ｓｉｎ（Θ＋２４０°）
位置算出部１１０は、各相の差分データＤ３ｕ〜Ｄ３ｗにもとづいて、回転角Θを算出する。

以上が位置検出回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。
図２は、シンクロ電機２００の励磁電圧ＶｒｅｆとＵ相の検出電圧Ｖｕを示す波形図である。−６０°＜Θ＜６０°の範囲において、回転角Θが変化すると、検出電圧Ｖｕは、ａ〜ｈのようにΘに応じた異なる振幅をとる。

図３は、位置検出回路１００の信号処理を示す波形図である。
検出電圧Ｖｕがアナログ／デジタル変換器１０２によってサンプリングされ、デジタル検出値Ｄｕが生成される。ゼロクロス点検出部１０４は励磁電圧Ｖｒｅｆにもとづいてゼロクロス点を検出し、パルス信号Ｐｕを生成する。第１積算部１０６はパルス信号Ｐｕと同期してデジタル検出値Ｄｕを毎半周期ごとに積算し、第１積算データＤ１ｕを生成する。また第２積算部１０８は、パルス信号Ｐｕと同期してデジタル検出値Ｄｕを全周期ごとに積算し、第２積算データＤ２ｕを生成する。Ｖ相、Ｗ相についても同様のデータが制せされる。

ゼロクロス点検出部１０４は、第１積算データＤ１ｕ〜ｗ、第２積算データＤ２ｕ〜ｗにもとづき、回転角Θを算出する。

以上が位置検出回路１００の動作である。
デジタル検出値には、周期的な、あるいはスパイク的なノイズが重畳する場合がある。従来のピークホールドを利用した位置検出回路では、ノイズの発生タイミングが、ピークホールドのタイミングと一致すると、検出電圧Ｖｕの振幅に誤差が含まれることになり、回転角Θに誤差が生ずる。これに対して、実施の形態に係る位置検出回路１００によれば、検出電圧をサンプリングし、半周期にわたる積算値にもとづいて振幅を検出する。積算値にはノイズ成分が含まれることになるが、積算値に対するノイズ成分の割合は、ピーク値に対するノイズ成分の割合に比べて小さくなる。その結果、位置検出回路１００によればノイズの影響を低減し、高精度で位置検出を行うことができる。

また、ランダムノイズに対しても、半周期を積算することでその影響を低減することができ、高精度な位置検出が可能となる。

さらに、位置検出回路１００は、デジタル検出値を全周期にわたり積算することにより、デジタル検出値に含まれるオフセット成分を検出できる。したがってオフセット成分を除去したデータにもとづいて回転角Θを算出できるため、さらに位置検出の精度を高めることができる。

最後に、位置検出回路１００の用途の一例を説明する。図４は、位置検出回路１００を備える搬送機５００の構成の一部を示す図である。搬送機５００は、ダンサーロール５０２、固定ロール５０４ａ、５０４ｂ、スイングアーム５０６、シンクロ電機２００、位置検出回路１００を備える。固定ロール５０４は、ウェブ、紙やフィルムなどの対象物（加工物）５１０を送り出す。ダンサーロール５０２は、スイングアーム５０６によって軸支され、スイングアーム５０６は、回転軸５０８を中心としてスイング可能となっている。上述のシンクロ電機２００および位置検出回路１００は、スイングアーム５０６の回転角Θを検出するレゾルバとして設けられる。

このように位置検出回路１００を利用することにより、ダンサーロール５０２の位置を、ノイズ等の影響を抑制しつつ、正確に測定することが可能となる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

実施の形態ではゼロクロス点検出部１０４は、励磁電圧Ｖｒｅｆにもとづいて、検出電圧Ｖｕ〜Ｖｗのゼロクロス点を検出する場合を説明したが、ゼロクロスの検出手段はそれには限定されない。たとえば検出電圧Ｖｕ〜Ｖｗ、デジタル検出値Ｄｕ〜Ｄｗを監視し、それらにもとづいて、ゼロクロス点を検出してもよい。

実施の形態では、固定子および回転子を有する検出手段として、三相のシンクロ電機２００について説明したが、本発明は、シンクロ電機２００の特定の相数に限定されることなく適用可能である。また本発明は、シンクロ電機以外の同様の検出手段にも適用可能である。

実施の形態では、アナログ／デジタル変換器１０２によって検出電圧をデジタル検出値に変換し、デジタル演算処理によって回転角を算出する場合を説明したが、処理の一部をアナログ信号処理で行ってもよい。

２００…シンクロ電機、２０２…回転コイル、２０４…固定コイル、３００…交流電源、１００…位置検出回路、１０２…アナログ／デジタル変換器、１０４…ゼロクロス点検出部、１０６…第１積算部、１０８…第２積算部、１１０…位置算出部、Ｄ１…第１積算データ、Ｄ２…第２積算データ、５００…搬送機、５０２…ダンサーロール、５０４…固定ロール、５０６…スイングアーム。

Claims (6)

1. 固定子と回転子を有する検出手段の出力側からの検出電圧を受け、前記回転子の回転角を検出する検出回路であって、
   前記検出電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出部と、
   前記ゼロクロス点検出部により検出されたゼロクロス点と同期して、前記検出電圧の半周期を積算する第１積算部と、
   前記第１積算部により積算された積算値にもとづいて前記回転子の回転角を算出する位置算出部と、
   を備えることを特徴とする検出回路。
2. 前記ゼロクロス点検出部により検出されたゼロクロス点と同期して、前記検出電圧の全周期を積算する第２積算部をさらに備え、
   前記位置算出部は、前記第２積算部の出力値を、前記検出電圧のオフセットとして前記回転角を算出することを特徴とする請求項１に記載の検出回路。
3. 前記ゼロクロス点検出部は、前記検出手段の入力側の励磁コイルに印加される励磁電圧に応じて、前記ゼロクロス点を検出することを特徴とする請求項１または２に記載の検出回路。
4. 前記検出電圧をデジタル検出値に変換するアナログ／デジタル変換器をさらに備え、
   前記第１積算部および前記位置算出部は、デジタル回路で構成されることを特徴とする請求項１に記載の検出回路。
5. ダンサーロールと、
   前記ダンサーロールを軸支するスイングアームと、
   固定子および前記スイングアームに取り付けられた回転子を有する検出手段と、
   前記検出手段からの検出電圧にもとづいて前記スイングアームの位置を検出する請求項１から４のいずれかに記載の検出回路と、
   を備えることを特徴とする搬送機。
6. 固定子と回転子を有する検出手段の出力側からの検出電圧にもとづき、前記回転子の回転角を検出する方法であって、
   前記検出電圧のゼロクロス点を検出するステップと、
   検出されたゼロクロス点と同期して、前記検出電圧の半周期を積算するステップと、
   積算された積算値にもとづいて前記回転子の回転角を算出するステップと、
   を備えることを特徴とする方法。

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