JP2011155802A - モータの制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】確実にセンサレスＤＣモータを始動できるモータの制御装置および制御方法を提供する。
【解決手段】制御装置は、過電流検出部１と、位置検出部２と、制御部３と、ドライバ４とを備えている。制御部３でモータＭが始動状態か定常状態かを判定し、モータＭの動作状態に応じて異なる過電流検出電圧Ｖｔｈを閾値として駆動電流Ｉｓが過電流か否かを判定する。そのため、モータＭの始動時の不具合および過電流によるモータＭの焼損を防ぐことができ、イナーシャおよびトルク特性によらず、モータＭを確実に駆動することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、センサレスＤＣモータを駆動するモータの制御装置および制御方法に関する。

センサレスＤＣモータは回転子の位置を検出する位置センサを内蔵しておらず、小型化が可能である。そのため、センサレスＤＣモータは車載向けや家電製品向けに広く用いられる。

センサレスＤＣモータは例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号により駆動される。センサレスＤＣモータの制御装置はセンサレスＤＣモータの駆動電流を検出する機能を有し、駆動電流が閾値を超えると過電流である判断として、ＰＷＭ信号のデューティ比を下げる。これにより、センサレスＤＣモータの焼損を防ぐことができる。

一般に、過電流を検出する閾値は一定であるため、センサレスＤＣモータの始動時に以下のような不具合を生じるおそれがある。例えば、重いイナーシャ（慣性）で小さなトルク特性を持つセンサレスＤＣモータを駆動する場合には、始動時に大きな駆動電流を流す必要がある。しかしながら、センサレスＤＣモータの焼損を防ぐために、過電流検出の閾値を低く設定しておくと、始動時にセンサレスＤＣモータが強制転流周波数に追従するまでに時間がかかってしまうおそれがある。逆に、軽いイナーシャで大きなトルク特性を持つセンサレスＤＣモータを駆動する場合、必要以上に過電流が検出されるのを防ぐために、過電流検出の閾値を高く設定しておくと、始動時に大きな駆動電流が流れ、回転子の回転周波数が強制転流周波数を大きく超えるオーバドライブが生じてしまうおそれがある。

特許文献１には、始動時に過電流検出の閾値を超えないようにセンサレスＤＣモータを駆動する手法が開示されている。しかしながら、この手法では重いイナーシャで小さなトルク特性を持つセンサレスＤＣモータを駆動する場合、素早く定常状態にすることは困難である。

また、特許文献２には、センサレスＤＣモータの起動時に生じるバックモーションを最小にするために、センサレスＤＣモータを起動するときの自起動周波数を高周波数から低周波数に遷移させる手法が開示されている。しかしながら、特許文献２では、起動直後の自起動周波数が高いため、オーバドライブを生じるおそれがある。

特開２００１−２７５３９２号公報 特開平４−３１７５８７号公報

本発明は、確実にセンサレスＤＣモータを始動できるモータの制御装置および制御方法を提供するものである。

本発明の一態様によれば、モータの駆動電流を生成するための駆動信号を、過電流検出信号に応じたデューティ比で生成する駆動信号出力部と、前記駆動電流により前記モータの回転子が回転して生じる誘起電圧と所定の基準電圧とを比較して、前記モータの動作状態を判別するための位置検出信号を生成する位置検出部と、前記位置検出信号に基づいて、前記回転子の回転周波数が所定値より小さい始動状態であるか、前記回転子の回転周波数が前記所定値以上の定常状態か、を判定する判定部と、前記判定部の判定結果に応じて、前記始動状態であるときは第１の過電流検出電圧と前記モータの駆動電流に対応する電圧とを比較し、前記定常状態であるときは前記第１の過電流検出電圧とは異なる第２の過電流検出電圧と前記駆動電流Ｉｓに対応する電圧とを比較し、比較結果を前記過電流検出信号として出力する過電流検出部と、を備えることを特徴とするモータの制御装置が提供される。

また、本発明の一態様によれば、モータの駆動電流を生成するための駆動信号を、過電流検出信号に応じたデューティ比で生成するステップと、
前記駆動電流により前記モータの回転子が回転して生じる誘起電圧と所定の基準電圧とを比較して、前記モータの動作状態を判別するための位置検出信号を生成するステップと、前記位置検出信号に基づいて、前記回転子の回転周波数が所定値より小さい始動状態であるか、前記回転子の回転周波数が前記所定値以上の定常状態か、を判定するステップと、前記判定結果に応じて、前記始動状態であるときは第１の過電流検出電圧と前記モータの駆動電流に対応する電圧とを比較し、前記定常状態であるときは前記第１の過電流検出電圧とは異なる第２の過電流検出電圧と前記駆動電流Ｉｓに対応する電圧とを比較し、比較結果を前記過電流検出信号として出力するステップと、を備えることを特徴とするモータの制御方法が提供される。

本発明によれば、確実にセンサレスＤＣモータを始動できる。

本発明の第１の実施形態に係るモータの制御装置およびモータＭの概略ブロック図。 図１の制御装置の処理動作の一例を示すフローチャート。 制御装置の各部の電圧波形図。 ＰＷＭ駆動信号生成部３４およびＰＷＭ駆動信号出力部３５の処理動作を示す電圧波形図。 図３の時刻ｔ２１付近を拡大した電圧波形図。 始動状態および過電流検出電圧Ｖｔｈの設定例。 始動状態および過電流検出電圧Ｖｔｈの別の設定例。 始動状態および過電流検出電圧Ｖｔｈの別の設定例。 本発明の第２の実施形態に係る制御装置およびモータＭの概略ブロック図。 本発明の第３の実施形態に係る制御装置およびモータＭの概略ブロック図。 ＬＰＦ１５の有無で過電流検出電圧Ｖｔｈおよび駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓ，Ｖｓ＿ｌｐｆの電圧波形図を比較した図。 ＰＷＭ駆動信号生成部３４が生成するＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎの強制転流周波数と回転数との関係を示す図。

以下、本発明に係るモータの制御装置の実施形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータの制御装置（以下、制御装置）およびセンサレスＤＣモータＭ（以下、モータＭ）の概略ブロック図である。制御装置は、過電流検出部１と、位置検出部２と、制御部３と、ドライバ４とを備えている。制御装置の各部は１チップに内蔵されてもよいし、少なくとも一部をディスクリート部品を用いて構成してもよい。例えば、ドライバ４が大電流を流す必要がある場合は、ドライバ４をディスクリート部品を用いて構成し、他を１チップに内蔵してもよい。また、制御装置の全てをハードウェアで構成してもよいし、少なくとも一部、例えば制御部３をソフトウェアで構成してもよい。

図１の制御装置およびモータＭは、例えば自動車に搭載され、ウォータポンプを回転させるために用いられる。

過電流検出部１は、抵抗Ｒｓと、デジタル信号生成部１１と、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）１２と、過電流検出比較部（ＣＯＭＰ）１３とを有し、ドライバ４に過電流が流れているか否かを検出する。抵抗Ｒｓはドライバ４に流れる駆動電流Ｉｓに比例する電圧Ｖｓを生成する。デジタル信号生成部１１は、制御部３から出力される判定信号Ｖｊに応じて、デジタル信号Ｖｄを生成し、ＤＡＣ１２はこのデジタル信号Ｖｄをアナログ電圧である過電流検出電圧Ｖｔｈに変換する。

より具体的には、デジタル信号生成部１１は、後述する始動状態であるときは始動状態用デジタル信号（第１のデジタル信号）Ｖｄ１を生成し、定常状態であるときは定常状態用デジタル信号Ｖｄ２（第２のデジタル信号）を生成する。そして、ＤＡＣ１２は始動状態用過電流検出電圧（第１の過電流検出電圧）Ｖｔｈ１または定常状態用過電流検出電圧（第２の過電流検出電圧）Ｖｔｈ２を生成する。このように、本実施形態の特徴の１つは、始動状態と定常状態とで異なる過電流検出電圧Ｖｔｈを生成する点である。

過電流検出比較部１３は駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓと過電流検出電圧Ｖｔｈとを比較し、駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓが過電流検出電圧Ｖｔｈを超える場合は過電流検出信号Ｖｏｃをハイに設定し、そうでない場合はロウに設定する。

位置検出部２は、抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗと位置検出比較部（ＣＯＭＰ）２１とを有し、モータＭが始動状態か定常状態かを判断するための位置検出信号Ｖｐを生成する。抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの各一端はモータＭのＵ，Ｖ，Ｗ端子にそれぞれ接続され、これら抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの各他端は共通に接続されて位置検出比較部２１に接続される。抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの各他端の電圧は、モータＭのＵ，Ｖ，Ｗ端子の電圧を合成した合成電圧Ｖｕｖｗになる。本実施形態ではＲｕ＝Ｒｖ＝Ｒｗとする。位置検出比較部２１は、合成電圧Ｖｕｖｗと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、合成電圧Ｖｕｖｗが基準電圧Ｖｒｅｆを超える場合は位置検出信号Ｖｐをハイに設定し、そうでない場合はロウに設定する。合成電圧Ｖｕｖｗはアナログ電圧であるが、位置検出信号Ｖｐはデジタル信号である。

制御部３は、マスク部３１と、パルス数カウント部３２と、パルス数比較部３３と、ＰＷＭ駆動信号生成部３４と、ＰＷＭ駆動信号出力部３５とを有し、上記の過電流検出信号Ｖｏｃおよび位置検出信号Ｖｐと、外部から入力される駆動指令信号ＩＮに基づいて、６つのＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐ，Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎを生成する。

マスク部３１は駆動相が切り替わる際に位置検出信号Ｖｐに生じる不要パルスを除去するマスク処理を行い、認識信号Ｖｑを生成する。パルス数カウント部３２は認識信号Ｖｑのパルス数をカウントする。パルス数比較部３３はパルス数のカウント値Ｖｃｎｔが閾値Ｖｃｎｔ＿ｔｈ以上で場合は判定信号Ｖｊをハイに設定し、そうでない場合はロウに設定する。判定信号Ｖｊがハイである場合は定常状態に対応し、ロウである場合は始動状態に対応する。本実施形態では、閾値Ｖｃｎｔ＿ｔｈが２である例を示す。

以上の、マスク部３１、パルス数カウント部３２およびパルス数比較部３３は判定部３６を構成する。

ＰＷＭ駆動信号生成部３４には、始動状態であるか定常状態であるかを示す判定信号Ｖｊが入力される。ＰＷＭ駆動信号生成部３４は、始動状態では、所定の強制転流周波数にて６つのＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｎに対応するＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎを生成する。本実施形態では強制転流周波数は一定であり、例えば、１０００ｒｐｍ（round per minute）である。その後、判定信号Ｖｊが定常状態になったことを示すと、ＰＷＭ駆動信号生成部３４は認識信号Ｖｑに同期してＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎを生成する。

このように、センサレスＤＣモータは始動状態と定常状態とで駆動方式が異なる。センサレスＤＣモータは回転子の位置を検出するための位置センサを有しないため、制御装置は、回転子の回転によって生じる誘起電圧に基づいて、回転子の位置を検出する。しかしながら、始動状態では、回転子が回転していないか、回転周波数が極めて低いため、その位置を検出できない。よって、ＰＷＭ駆動信号生成部３４は強制転流周波数でＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎを生成する。

一方、回転子が回転を始めると、モータＭのＵ，Ｖ，Ｗ端子のうち、後述するハイインピーダンスに設定された端子に誘起電圧が生じる。回転周波数が所定値より大きくなると、誘起電圧に同期して、認識信号Ｖｑの値が切り替わる定常状態になる。定常状態では、認識信号Ｖｑの切り替わりタイミングを基準として、ＰＷＭ駆動信号生成部３４はＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎを生成する。このように、定常状態では、回転子の回転によって生じる誘起電圧に同期してＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎが生成されるため、安定して回転子が回転するようになる。

ＰＷＭ駆動信号出力部３５は、過電流検出信号ＶｏｃがロウであればＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎをＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｎとしてそのままドライバ４に出力し、ハイであれば、デューティ比を下げたＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｎをドライバ４に出力する。

ドライバ４は、３つのＰＭＯＳトランジスタＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐと、３つのＮＭＯＳトランジスタＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎとを有し、ＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｎに基づいて、モータＭのＵ，Ｖ，Ｗ端子をハイ、ロウまたはハイインピーダンスに設定して、モータＭを駆動する。ＭＯＳトラジスタＱｕｐ，Ｑｕｎは電源端子Ｖｄｄと抵抗Ｒｓとの間に縦属接続され、その接続ノードＯＵＴ−ＵはモータＭの端子Ｕに接続される。他のＭＯＳトランジスタＱｖｐ〜Ｑｗｎも同様である。また、各トランジスタＱｕｐ〜Ｑｗｎのゲート端子にはＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｐがそれぞれ入力される。

モータＭは、例えばＵ，Ｖ，Ｗ各端子間に星型結線される３つのコイルと、回転子（不図示）とを有する。ＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｐは、ＰＭＯＳトランジスタＱｕｐ〜Ｑｗｐのうちの１つと、ＮＭＯＳトランジスタＱｕｎ〜Ｑｗｎのうちの１つをオンさせる。例えば、ＰＭＯＳトランジスタＱｕｐおよびＮＭＯＳトランジスタＱｖｎがオンした場合、モータＭのコイルにＵ端子からＶ端子へ駆動電流Ｉｓが流れる（以下、この駆動電流ＩｓをＵＶ相の駆動電流Ｉｓと呼ぶ）。ＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｐに基づいて、例えば、ＵＶ相、ＵＷ相、ＶＷ相、ＶＵ相、ＷＵ相、ＷＶ相の順に６相の駆動電流Ｉｓをコイルに流すことにより、ドライバ４は回転子を回転させる。

図２は、図１の制御装置の処理動作の一例を示すフローチャートである。図３は、制御装置の各部の電圧波形図であり、縦軸は各部の電圧、横軸は時間である。図２および図３を用いて、制御装置の処理動作を説明する。

まず、駆動指令信号ＩＮがモータＭの始動を指示すると、パルス数比較部３３は判定信号Ｖｊをロウに設定する。これにより、デジタル信号生成部１１は始動状態用デジタル信号Ｖｄ１を設定し、ＤＡＣ１２は始動状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ１を生成する（ステップＳ１）。

次に、ＰＷＭ駆動信号生成部３４は、判定信号Ｖｊに基づいて、モータＭが始動状態であるか定常状態であるかを判定する（ステップＳ２）。始動直後は判定信号Ｖｊがロウ、つまり、始動状態であるため（ステップＳ２がＹｅｓ）、ＰＷＭ駆動信号生成部３４は強制転流周波数でＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎを生成する（ステップＳ３）。

ＰＷＭ駆動信号出力部３５は、過電流検出信号Ｖｏｃに基づいて、過電流が流れたか否かを判断する。より具体的には、始動状態では、駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓと始動状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ１とを比較して得られる過電流検出信号Ｖｏｃにより、過電流が流れたか否かを判断する（ステップＳ５）。

過電流が流れていない場合（ステップＳ５がＮｏ）、ＰＷＭ駆動信号生成部３４はＰＷＭ駆動信号生成部３４が生成したＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎをそのままＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｎとしてドライバ４に出力する（ステップＳ７）。過電流が流れている場合（ステップＳ５がＹｅｓ）、ＰＷＭ駆動信号生成部３４は、ＰＷＭ駆動信号生成部３４が生成したＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎのデューティ比を小さくしたＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｎを生成してドライバ４に出力する（ステップＳ８）。

図４は、ＰＷＭ駆動信号生成部３４およびＰＷＭ駆動信号出力部３５の処理動作を示す電圧波形図であり、図３の時刻ｔ１〜ｔ４に対応する。図４では、ＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎおよびＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐと、過電流検出信号Ｖｏｃのみを示している。ＰＷＭ駆動信号生成部３４は、時刻ｔ１〜ｔ３の間、周期Ｔのうち期間ｔｏｎだけがロウであるＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎを生成する。デューティ比とはｔｏｎ／Ｔをいい、この期間ｔｏｎに駆動電流Ｉｓが断続的に流れる。

同図では、時刻ｔ１〜ｔ３１では、過電流検出信号Ｖｏｃがロウであるので、ＰＷＭ駆動信号出力部３５は、ＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎをそのままＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐとしてドライバ４に出力する。時刻ｔ３１で過電流検出信号Ｖｏｃがハイになると、ＰＷＭ駆動信号出力部３５はＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐをハイに設定し、ＰＭＯＳトランジスタＱｕｐをオフにする。これにより、時刻ｔ３１でＵＶ相の駆動電流Ｉｓは流れなくなる。このように、過電流が検出されると、ＰＷＭ駆動信号出力部３５はデューティ比を下げたＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐを生成するため、モータＭの焼損を防ぐことができる。その後、次の周期Ｔが経過した時刻ｔ３２で再びＰＷＭ信号出力部はＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐをロウに設定する。

図４において、デューティ比ｔｏｎ／Ｔを１００％とし、過電流検出信号Ｖｏｃが常にロウであると仮定した場合が、図３の時刻ｔ１〜ｔ４に相当する。実際はデューティ比を１００％未満に設定する場合が多いが、図３では簡略化のためにデューティ比を１００％として図示している。

そして、ＰＷＭ駆動信号出力部３５によりＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｎが生成されると、ドライバ４はトランジスタＱｕｐ〜Ｑｗｐをオン・オフ制御して駆動電流Ｉｓを生成し、モータＭを駆動する（図２のステップＳ９）。図３は過電流が検出されない場合の例であり、ＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐがロウのときに図１のＰＭＯＳトランジスタＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐがそれぞれオンし、ＰＷＭ駆動信号Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，ＶｗｎがハイのときにＮＭＯＳトランジスタＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎがそれぞれオンする。

例えば、図３の時刻ｔ１〜ｔ２では、ＰＭＯＳトランジスタＱｕｐおよびＮＭＯＳトランジスタＱｖｎがオンであり、ＵＶ相に駆動電流Ｉｓが流れる。その後、各相に順繰りに駆動電流Ｉｓが流れ、始動状態が維持されるとすると、時刻ｔ７〜ｔ８で再びＵＶ相に駆動電流Ｉｓが流れる。図２のステップＳ３の強制転流周波数とは時刻ｔ１〜ｔ７の逆数をいう。

時刻ｔ１〜ｔ２では、ＰＭＯＳトランジスタＱｕｐがオンなので、図１の接続ノードＯＵＴ−Ｕはハイである。また、ＮＭＯＳトランジスタＱｖｎがオンなので、接続ノードＯＵＴ−Ｖはロウである。さらに、ＰＭＯＳトランジスタＱｗｐおよびＮＭＯＳトランジスタＱｗｎが共にオフなので、接続ノードＯＵＴ−Ｗはハイインピーダンスである。このとき、回転子はまだほとんど回転していないため、接続ノードＯＵＴ−Ｗに誘起電圧は生じない。よって、抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗにより接続ノードＯＵＴ−Ｕ，ＯＵＴ−Ｖの電圧が合成され、合成電圧ＶｕｖｗはＶｄｄ／２となる。この電圧Ｖｄｄ／２がハイインピーダンスである接続ノードＯＵＴ−Ｗに生じる。なお、時刻ｔ１の直後に瞬間的に接続ノードＯＵＴ−Ｗがロウになっているが、これは駆動電流Ｉｓを切り替えた直後に生じる逆起電力による。

合成電圧Ｖｕｖｗは位置検出比較部２１に入力される。比較部はＶｄｄ／２より高い基準電圧Ｖｒｅｆを閾値としてデジタル信号である位置検出信号Ｖｐを生成する（図２のステップＳ１０）ため、時刻ｔ１〜ｔ２では、位置検出信号Ｖｐはロウである。このとき、マスク部３１は位置検出信号Ｖｐをそのまま認識信号Ｖｑとして出力する。この場合、パルス数のカウント値Ｖｃｎｔは０のままなので、カウント値Ｖｃｎｔは閾値Ｖｃｎｔ＿ｔｈより小さく（ステップＳ１２がＮＯ）、パルス数比較部３３はモータＭを始動状態と判定する。すなわち、判定信号Ｖｊはロウのままである。（ステップＳ１４）。

図３の時刻ｔ２〜ｔ３では、ＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｎにより、接続ノードＯＵＴ−Ｕはハイ、ＯＵＴ−Ｖはハイインピーダンス、ＯＵＴ−Ｗはロウにそれぞれ設定される。時刻ｔ２の直後、逆起電力により端子ＯＵＴ−Ｖがハイになるため、合成電圧Ｖｕｖｗの電圧が高くなる。その結果、合成電圧Ｖｕｖｗが基準電圧Ｖｒｅｆを超えるため、位置検出比較部２１は一時的に位置検出信号Ｖｐをハイに設定する。その後は、やはり回転子はまだほとんど回転していないため、合成電圧ＶｕｖｗはＶｄｄ／２となる。よって、位置検出比較部２１は位置検出信号Ｖｐをロウに設定する。マスク部３１は、時刻ｔ２の直後、位置検出信号Ｖｐに生じた一時的なハイ期間をマスクし、時刻ｔ２〜ｔ３を通して認識信号Ｖｑをロウに設定する。時刻ｔ３〜ｔ４も同様である。

このように、マスク部３１は逆起電力に起因して生じる瞬間的な不要パルスを除去する。逆起電力は電流相を切り替える時に生じるので、電流相切り替え時には、位置検出信号Ｖｐの論理反転を無視して認識信号Ｖｑを生成することにより、マスク部３１は不要パルスを除去できる。

時刻ｔ４〜ｔ５では、接続ノードＯＵＴ−Ｖはハイ、ＯＵＴ−Ｕはロウにそれぞれ設定される。また、接続ノードＯＵＴ−Ｗはハイインピーダンスに設定される。この時刻で回転子が回転し始めるとすると、接続ノードＯＵＴ−Ｗに誘起電圧が生じ、図３に示すように、接続ノードＯＵＴ−Ｗの電圧は徐々に上昇する。しかし、まだ回転周波数が低いため、誘起電圧は小さく、合成電圧Ｖｕｖｗは基準電圧Ｖｒｅｆを超えない。したがって、認識信号Ｖｑはロウのままであり、やはり始動状態と判定される（図２のステップＳ１４）。時刻ｔ５〜ｔ６も同様である。

時刻ｔ６〜ｔ７では、ＰＭＯＳトランジスタＱｗｐおよびＮＭＯＳトランジスタＱｖｎがオンである。また、回転子の回転周波数が高くなるため、図３に示すように、ハイインピーダンスである接続ノードＯＵＴ−Ｕの電圧が大きく上昇する。その結果、合成電圧Ｖｕｖｗも大きく上昇し、合成電圧Ｖｕｖｗは時刻ｔ２１で基準電圧Ｖｒｅｆを超える。その結果、位置検出信号Ｖｐがハイになり、認識信号Ｖｑもハイになる。

図５は、図３の時刻ｔ２１付近を拡大した電圧波形図である。図３はデューティ比を１００％として図示しているが、図５ではデューティ比を約５０％とした例を図示している。

デューティ比が１００％でない場合、時刻ｔ６〜ｔ７でもＰＭＯＳトランジスタＱｗｐおよびＮＭＯＳトランジスタＱｖｎはオン・オフを断続的に繰り返している。そのため、図５に示すように、合成電圧Ｖｕｖｗも非連続に上昇する。その結果、位置検出信号Ｖｐは時刻ｔ２１以降ずっとハイであるわけではなく、パルス状の波形となる。例えば、時刻ｔ２１で位置検出信号Ｖｐがハイに設定されたあと一旦ロウになり、その後、時刻ｔ２２で再度ハイに設定される。ここで、時刻ｔ２１付近では上記の逆起電力は生じないため、マスク部３１は位置検出信号Ｖｐをそのまま認識信号Ｖｑとして出力する。

パルス数カウント部３２はこのパルス状の認識信号Ｖｑのパルス数をカウントする。時刻ｔ２１で合成電圧Ｖｕｖｗが基準電圧Ｖｒｅｆを超え（図２のステップＳ１０がＹＥＳ）、認識信号Ｖｑに１つ目のパルスが生成される。よって、パルス数カウント部３２はカウント値Ｖｃｎｔに１を加算して、カウント値Ｖｃｎｔを１に更新する（ステップＳ１１）。

このカウント値Ｖｃｎｔはまだ閾値Ｖｃｎｔ＿ｔｈ（２）より小さい（ステップＳ１２がＮＯ）ため、始動状態と判定される（ステップＳ１４）。

図５の時刻ｔ２２で認識信号Ｖｑに２つ目のパルスが生成される（図２のステップＳ１０がＹＥＳ）と、パルス数カウント部３２はカウント値Ｖｃｎｔを２に更新する（ステップＳ１１）。このカウント値Ｖｃｎｔは閾値Ｖｃｎｔ＿ｔｈと等しい（ステップＳ１２がＹＥＳ）ため、パルス数比較部３３はモータＭを定常状態と判定し、判定信号Ｖｊをハイに設定する（ステップＳ１３）。時刻ｔ２２以降は定常状態と判定されるようになる。

判定信号Ｖｊがハイに設定されると、デジタル信号生成部１１はデジタル信号Ｖｄを定常状態用デジタル信号Ｖｄ２に設定し、ＤＡＣ１２はこれをアナログ電圧に変換して定常状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ２を生成する（ステップＳ１５）。

判定信号Ｖｊがハイであると、ＰＷＭ駆動信号生成部３４はモータＭが定常状態であると判断し（ステップＳ２がＮＯ）、認識信号Ｖｑに基づいて、以下のようにＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎを生成する（ステップＳ４）。図３の時刻ｔ２３で認識信号Ｖｑがロウに設定されると、ＰＷＭ駆動信号生成部３４は時刻ｔ２３から一定時間経過後の時刻ｔ８にＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎの値を切り替える。さらに、ｔ２３から所定の期間内に認識信号Ｖｑの変化が検出されると（図３では時刻ｔ２４）、この時刻ｔ２４から一定時間経過後の時刻ｔ９にＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎの値を切り替える。以下、同様に認識信号Ｖｑの切り替わりタイミングを基準にしてＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎを生成する。

このように、定常状態では、回転子の回転に同期して認識信号Ｖｑが生成され、制御装置はこの認識信号Ｖｑに基づいてＰＷＭ駆動信号を生成する。すなわち、回転子の回転周波数に同期してＰＷＭ駆動信号が生成されるため、制御装置は安定して回転子を回転させることができる。

一方、過電流検出部１は、モータＭが定常状態であるため、始動状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ１ではなく、定常状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ２と駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓとを比較して、過電流を検出する（図２のステップＳ６）。

制御装置は、駆動指令信号ＩＮからモータＭの停止を指示されるまで（ステップＳ１６）、以上の処理動作を行う。このようにして、本実施形態では、モータＭが始動状態か定常状態かを判定し、モータＭの動作状態に応じて異なる過電流検出電圧Ｖｔｈで駆動電流Ｉｓが過電流か否かを判定できる。

図６は、始動状態および定常状態用過電流検出電圧Ｖｔｈの設定例であり、縦軸は過電流検出電圧Ｖｔｈおよび駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓ、横軸は時間である。同図は、重いイナーシャで小さなトルク特性を持つモータＭを駆動することを念頭に置いている。このようなモータＭを駆動する場合、始動時に大きな駆動電流Ｉｓを流す必要があるので、始動状態では過電流検出電圧Ｖｔｈ１を大きく設定する。一方、定常状態では確実に過電流を検出できるよう過電流検出電圧Ｖｔｈ２を小さく設定する。

曲線ｇ１は上記のように過電流検出電圧Ｖｔｈを設定した場合の駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓを示している。ここで、駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓは駆動電流Ｉｓと比例する。図６に示すように、始動状態（時刻ｔ１〜ｔ２２）では、過電流検出電圧Ｖｔｈ１が大きいため、制御部３は大きな駆動電流Ｉｓを生成することができ、モータＭは時刻ｔ２２で素早く定常状態になる。また、定常状態では過電流検出電圧Ｖｔｈ２が小さいため、例えばデッドロック等が原因で過電流が流れ始めた場合でも、時刻ｔ４１で駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓが過電流検出電圧Ｖｔｈ２に達する。このように、すぐに過電流を検出でき、モータＭの焼損を防ぐことができる。

始動状態と定常状態とで、一定の過電流検出電圧Ｖｔｈしか設定できないとすると、以下のような不具合を生じるおそれがある。

モータＭの焼損を防ぐために、仮に過電流検出電圧Ｖｔｈを一定の電圧Ｖｔｈ２に設定すると、駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓは曲線ｇ２のようになる。この場合、始動後の時刻ｔ５１ですぐに駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓが過電流検出電圧Ｖｔｈ２に達してしまい、制御部３はそれ以上大きな駆動電流Ｉｓを生成することはできない。その結果、モータＭが定常状態になるまでに長時間を要してしまう。同図の例では、時刻ｔ２２よりかなり遅い時刻ｔ５２で漸く定常状態となる。

また、素早くモータＭを定常状態にするために、仮に過電流検出電圧Ｖｔｈを一定の電圧Ｖｔｈ１に設定すると、駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓは図６の曲線ｇ３のようになる。この場合、曲線ｇ１の場合と同様に、時刻ｔ２２で定常状態になる。しかしながら、過電流が流れた場合、時刻ｔ４１より遅い時刻ｔ４２になって初めて過電流が検出される。時刻ｔ４１〜ｔ４２の間に大きな駆動電流Ｉｓが流れているため、モータＭが焼損するおそれがある。

これに対し、本実施形態では、始動状態では過電流検出電圧Ｖｔｈを高く設定し（Ｖｔｈ１）、定常状態では過電流検出電圧Ｖｔｈを低く設定する（Ｖｔｈ２）ため、モータＭを確実に始動でき、かつ、モータＭの焼損を防ぐことができる。

図７は、始動状態および過電流検出電圧Ｖｔｈの別の設定例である。同図では、始動状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ１が時間の経過とともに定常状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ２に近づく例である。駆動電流Ｉｓの相切り替え等に同期して、デジタル信号生成部１１が始動状態用デジタル信号Ｖｄ１を徐々に定常状態用デジタル信号Ｖｄ２に近づけていくことで、このような過電流検出電圧Ｖｔｈが実現できる。

この場合、図６と同様の時刻ｔ２２でモータＭが定常状態になるとともに、時刻ｔ２２より前に大きな駆動電流Ｉｓが流れた場合でも、素早く過電流を検出できる。

図８は、始動状態および過電流検出電圧Ｖｔｈの別の設定例である。同図は、図６および図７と異なり、軽いイナーシャで大きなトルク特性を持つモータＭを駆動することを念頭に置いている。このようなモータＭを駆動する場合、始動時の駆動電流Ｉｓが大きくなりすぎるとオーバドライブが生じるおそれがある。よって、定常状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ２より始動状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ１を小さく設定する。

これにより、始動状態での駆動電流Ｉｓを所定値より小さく保つことができ、オーバドライブを生じることなく、確実にモータＭを駆動できる。

このように、第１の実施形態では、制御部３でモータＭが始動状態か定常状態かを判定し、モータＭの動作状態に応じて異なる過電流検出電圧Ｖｔｈを閾値として駆動電流Ｉｓが過電流か否かを判定する。そのため、モータＭの始動時の不具合および過電流によるモータＭの焼損を防ぐことができ、イナーシャおよびトルク特性によらず、モータＭを確実に駆動することができる。

（第２の実施形態）
上述した第１の実施形態はＤＡＣ１２を用いて過電流検出電圧Ｖｔｈを生成するが、以下に説明する第２の実施形態では複数の過電流検出比較部１３により過電流を検出するものである。

図９は、本発明の第２の実施形態に係る制御装置およびモータＭの概略ブロック図である。図９では、図１と共通する構成部分には同一の符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。

図９の制御装置は、過電流検出部１ａの内部構成が図１の制御装置と異なる。図９の過電流検出部１ａは、デジタル信号生成部１１およびＤＡＣ１２の代わりに、第１および第２の過電流検出比較部（ＣＯＭＰ）１３ａ，ｂと、選択部１４とを有する。

第１の過電流検出比較部（第１の比較部）１３ａは駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓと始動状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ１とを比較し、駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓが過電流検出電圧Ｖｔｈ１を超える場合は始動状態用過電流検出信号Ｖｏｃ１をハイに設定し、そうでない場合はロウに設定する。第２の過電流検出比較部（第２の比較部）１３ｂは駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓと定常状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ２とを比較し、駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓが過電流検出電圧Ｖｔｈ２を超える場合は定常状態用過電流検出信号Ｖｏｃ２をハイに設定し、そうでない場合はロウに設定する。

選択部１４は、判定信号Ｖｊがロウの場合は始動状態用過電流検出信号Ｖｏｃ１を選択し、ハイの場合は定常状態用過電流検出信号Ｖｏｃ２を選択して、過電流検出信号Ｖｏｃを生成する。

図９の制御装置において、モータＭのイナーシャおよびトルク特性に応じて、図６または図８のように始動状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ１および定常状態用過電流検出電圧Ｖｔｈ２を設定することにより、始動状態と定常状態とで過電流検出電圧を切り替えることができる。したがって、第１の実施形態と同様に、モータＭを確実に駆動することができる。しかも、ＤＡＣ１２を用いないため、第１の実施形態より回路規模を小さくすることができる。

また、始動状態用比較部を２つ以上設けることで、図７と同様に、始動状態での過電流検出電圧Ｖｔｈ１をより細かく設定できる。ただし、この場合は、始動状態用比較部の数を増やすことで回路規模が大きくなるので、第１の実施形態のようにＤＡＣ１２を用いた場合と始動状態用比較部の数を増やす場合のいずれが回路規模を小さくできるかに応じて、図１または図９の構成とするのが望ましい。

このように、第２の実施形態では、複数の過電流検出用比較部を設けて、モータＭの動作状態に応じて異なる過電流検出電圧Ｖｔｈで駆動電流Ｉｓが過電流か否かを判定する。そのため、第１の実施形態と同様にモータＭの始動時の不具合および過電流によるモータＭの焼損を防ぐことができ、モータＭを確実に駆動することができる。また、ＤＡＣ１２に代えて比較部を用いるため、第１の実施形態より回路規模を小さくすることができる。

（第３の実施形態）
以下に説明する第３の実施形態は、駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓにロウパスフィルタ（ＬＰＦ）処理を行うものである。

図１０は、本発明の第３の実施形態に係る制御装置およびモータＭの概略ブロック図である。図１０では、図１と共通する構成部分には同一の符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。

図１０の過電流検出部１ｂは、図１の過電流検出部１に加えて、ＬＰＦ１５をさらに有する。ＬＰＦ１５には駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓが入力され、その出力である電圧Ｖｓ＿ｌｐｆが過電流検出比較部１３に入力される。ＬＰＦ１５は、例えば、ＬＰＦ１５の入出力端子間に接続される抵抗Ｒｌｐｆと、出力端子と接地端子との間に接続される容量Ｃｌｐｆとを有する。

ＬＰＦ１５は駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓにロウパスフィルタ処理を行って高周波成分を除去することにより、急激な変化を抑えた電圧Ｖｓ＿ｌｐｆを生成する。

図１１は、ＬＰＦ１５の有無で過電流検出電圧Ｖｔｈおよび駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓ，Ｖｓ＿ｌｐｆの電圧波形図を比較した図であり、図１１（ａ）は、本実施形態によるＬＰＦ１５がある場合、図１１（ｂ）は、ＬＰＦ１５がないとした場合である。縦軸および横軸は図６と同様である。また、過電流検出電圧Ｖｔｈは図６と同様に設定される例を示している。

時刻ｔ６１で何らかの原因により、瞬間的に大きな駆動電流Ｉｓが流れ、駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓが過電流検出電圧Ｖｔｈ１に達する。この場合に、ＬＰＦ１５を設けないと、図１１（ｂ）に示すように、過電流が検出される。すると、制御部３が生成するＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｎのデューティ比が低くなり、結果として定常状態になる（同図では時刻ｔ６２）までの時間が長くなってしまう。

実際は、駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓが過電流検出電圧Ｖｔｈを超える期間が極めて短い場合、モータＭが焼損することはない。

そこで、本実施形態では、ＬＰＦ１５が駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓの急激な変化を抑えた電圧Ｖｓ＿ｌｐｆを生成し、過電流検出部１ｂは、電圧Ｖｓ＿ｌｐｆに基づいて、過電流が流れたか否かを判断する。そのため、瞬間的に時刻ｔ６１で駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓが過電流検出電圧Ｖｔｈ１に達しても、図１１（ａ）に示すように、電圧Ｖｓ＿ｌｐｆは過電流検出電圧Ｖｔｈ１に達しない。したがって、ＰＷＭ生成部が生成するＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎのデューティ比を低下させることなく、ＰＷＭ駆動信号出力部３５はＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｎを生成でき、図６と同様に時刻ｔ２２でモータＭは定常状態になる。

なお、図１０では、図１の過電流検出部１にＬＰＦ１５を追加したが、図９の過電流検出部１ａにＬＰＦ１５を追加してもよい。

このように、第３の実施形態では、ＬＰＦ１５を設けて駆動電流Ｉｓに対応する電圧Ｖｓの急激な変化を抑えた電圧Ｖｓ＿ｌｐｓに基づいて過電流検出を行うため、極めて短い時間だけ過電流が流れた場合でも短時間で確実にモータＭを定常状態にすることができる。

（第４の実施形態）
上述した第１〜第３の実施形態は、強制転流周波数は一定で、始動状態と定常状態とで過電流検出電圧を切り替えるものであった。これに対し、以下に説明する第４の実施形態は、始動状態の強制転流周波数を徐々に高くするものである。

第４の実施形態に係るモータの制御装置の概略構成は図１の制御装置と同様であるが、ＰＷＭ駆動信号生成部３４の処理動作が異なる。

図１２は、ＰＷＭ駆動信号生成部３４が生成するＰＷＭ信号Ｖｕｐ＿ｉｎ〜Ｖｗｎ＿ｉｎの強制転流周波数と回転数との関係を示す図である。回転数とは、例えば図３の時刻ｔ１〜ｔ６を１回転とする回転数である。図１２の例では、ＰＷＭ駆動信号生成部３４は、始動直後は強制転流周波数を６００ｒｐｍとしてＰＷＭ信号を生成する。その後、回転数が増すごとに強制転流周波数を高くし、最終的には１４００ｒｐｍとする。すなわち、始動状態において強制転流周波数を時間の経過とともに高くする。

特に、重いイナーシャで小さなトルク特性のモータＭを駆動する場合に、このような手法が有効である。初めから高い強制転流周波数のＰＷＭ信号で駆動しても、トルクが小さいと回転子は追従できない。そのため、始動直後は低い強制転流周波数（図１２では６００ｒｐｍ）のＰＷＭ信号で回転子を回転させ、回転子の回転周波数が高くなるのに合わせて、強制転流周波数の周波数も高くしていく。回転子の回転周波数が高くなると、第１の実施形態で説明したように、誘起電圧により認識信号Ｖｑにパルス波形が発生し（図５）、定常状態となって認識信号Ｖｑに基づいてＰＷＭ信号が生成される。このようにして、重いイナーシャで小さなトルク特性のモータＭも確実に駆動することができる。

ＰＷＭ駆動信号生成部３４は、始動直後の強制転流周波数をさらに低くし（例えば１００ｒｐｍ）、徐々に強制転流周波数を高くしていくことで、より重いイナーシャで小さなトルク特性のモータＭも確実に駆動することができる。逆に、軽いイナーシャで大きなトルク特性のモータＭを駆動する場合、始動直後の強制転流周波数を高い強制転流周波数（例えば１０００ｒｐｍ）とすることにより、より短時間でモータＭを定常状態にすることができる。ただし、始動直後の強制転流周波数が高すぎるとオーバドライブを生じるおそれがあるので、ＰＷＭ駆動信号生成部３４はモータＭに応じた強制転流周波数でＰＷＭ信号を生成する必要がある。

なお、図１２では、１回転するごとに強制転流周波数を１ステップ高くしている例を図示しているが、複数回転ごとに強制転流周波数を高くしても良いし、電流相の切り替えなどに同期して、１回転内に強制転流周波数を複数ステップ高くしてもよい。

なお、過電流検出電圧ＶｔｈはモータＭの動作状態によらず一定として、本実施形態に示す強制転流周波数の制御を行ってもよい。また、図１、図９および図１０に示すいずれかの制御装置で上述のような強制転流周波数の制御を行うことで、第１〜第３の実施形態よりさらに確実にモータＭを駆動することができる。

このように、第４の実施形態では、モータＭの始動時、強制転流周波数を徐々に高くしていくため、確実にモータＭを始動することができる。

図１等の制御装置内の各部は一例に過ぎず、種々の変形が可能である。例えば、ドライバ４内のＭＯＳトランジスタの少なくとも一部を、バイポーラトランジスタやＢｉ−ＣＭＯＳ等の他の半導体素子を用いて構成してもよい。また、トランジスタの導電型を逆にし、それに応じてＰＷＭ駆動信号Ｖｕｐ〜Ｖｗｎの極性を適宜変更した構成としてもよい。この場合も基本的な動作原理は同じである。

本発明に係る制御装置は、回路全体を同一の半導体基板上に形成してもよいし、回路の一部を別の半導体基板上に形成してもよい。また、本発明に係る制御装置は、プリント基板等にディスクリート部品を用いて実装してもよい。

上述した実施形態で説明した制御装置の少なくとも一部は、ハードウェアで構成してもよいし、ソフトウェアで構成してもよい。

上記の記載に基づいて、当業者であれば、本発明の追加の効果や種々の変形を想到できるかもしれないが、本発明の態様は、上述した個々の実施形態には限定されるものではない。特許請求の範囲に規定された内容およびその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更および部分的削除が可能である。

１，１ａ，１ｂ 過電流検出部
２ 位置検出部
１１ デジタル信号生成部
１２ ＤＡＣ
１３，１３ａ，１３ｂ 過電流検出比較部
１４ 選択部
３５ ＰＷＭ駆動信号出力部
３６ 判定部

Claims (5)

1. モータの駆動電流を生成するための駆動信号を、過電流検出信号に応じたデューティ比で生成する駆動信号出力部と、
   前記駆動電流により前記モータの回転子が回転して生じる誘起電圧と所定の基準電圧とを比較して、前記モータの動作状態を判別するための位置検出信号を生成する位置検出部と、
   前記位置検出信号に基づいて、前記回転子の回転周波数が所定値より小さい始動状態であるか、前記回転子の回転周波数が前記所定値以上の定常状態か、を判定する判定部と、
   前記判定部の判定結果に応じて、前記始動状態であるときは第１の過電流検出電圧と前記モータの駆動電流に対応する電圧とを比較し、前記定常状態であるときは前記第１の過電流検出電圧とは異なる第２の過電流検出電圧と前記駆動電流Ｉｓに対応する電圧とを比較し、比較結果を前記過電流検出信号として出力する過電流検出部と、を備えることを特徴とするモータの制御装置。
2. 前記過電流検出部は、
   前記判定部の判定結果に応じて、前記始動状態であるときは前記第１の過電流検出電圧に対応する第１のデジタル信号を生成し、前記定常状態であるときは前記第２の過電流検出電圧に対応する第２のデジタル信号を生成するデジタル信号生成部と、
   前記第１および第２のデジタル信号を前記第１および第２の過電流検出電圧にそれぞれ変換するＤＡコンバータと、
   前記第１または第２の過電流検出電圧と前記駆動電流Ｉｓに対応する電圧とを比較して前記過電流検出信号を生成する比較部と、を有することを特徴とする請求項１に記載のモータの制御装置。
3. 前記過電流検出部は、
   前記第１の過電流検出電圧と前記駆動電流Ｉｓに対応する電圧とを比較する第１の比較部と、
   前記第２の過電流検出電圧と前記駆動電流Ｉｓに対応する電圧とを比較する第２の比較部と、
   前記判定結果に応じて、前記始動状態であるときは前記第１の比較部の比較結果を選択し、前記定常状態であるときは前記第２の比較部の比較結果を選択して、前記過電流検出信号として出力する選択部と、を有することを特徴とする請求項１に記載のモータの制御装置。
4. 前記判定部の判定結果に応じて、前記駆動信号出力部は、前記始動状態であるときは時間の経過とともに周波数が高くなる前記駆動信号を生成し、前記定常状態であるときは前記位置検出信号に基づいて前記駆動信号を生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の制御装置。
5. モータの駆動電流を生成するための駆動信号を、過電流検出信号に応じたデューティ比で生成するステップと、
   前記駆動電流により前記モータの回転子が回転して生じる誘起電圧と所定の基準電圧とを比較して、前記モータの動作状態を判別するための位置検出信号を生成するステップと、
   前記位置検出信号に基づいて、前記回転子の回転周波数が所定値より小さい始動状態であるか、前記回転子の回転周波数が前記所定値以上の定常状態か、を判定するステップと、
   前記判定結果に応じて、前記始動状態であるときは第１の過電流検出電圧と前記モータの駆動電流に対応する電圧とを比較し、前記定常状態であるときは前記第１の過電流検出電圧とは異なる第２の過電流検出電圧と前記駆動電流Ｉｓに対応する電圧とを比較し、比較結果を前記過電流検出信号として出力するステップと、を備えることを特徴とするモータの制御方法。

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