JP5193519B2 - Ｄｃモータおよびそれを備えたポンプ - Google Patents

Description

本発明はＤＣモータおよびそれを備えたポンプに係り、特に、モータ駆動回路の構成部品の１つである半導体スイッチの全損失を低減して該半導体スイッチの発熱を抑制し、放熱部品の小型化、低コスト化、或いは半導体スイッチの長寿命化を図り得るＤＣモータおよびそれを備えたポンプに関する。

従来、ＤＣブラシレスモータの近傍に設けられたエンコーダやホール素子等の位置センサによりロータ回転位置を検出し、検出したロータ回転位置の情報に基づいてパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御という）を行って、モータを駆動するモータ駆動制御が知られている。

また一方で、部品コストの低減や製造工程を低減する目的で、位置センサを不要としたセンサレス駆動方式も提案されており、例えば、特開平１−１２２３８７号公報に開示の「センサレスブラシモータ」では、励磁コイルの誘起電圧に基づいてロータの回転基準位置を検出し、その基準位置からの遅延により励磁コイルの通電切り換え点を定めると共に、モータ速度に応じてその遅延量を加減することにより、モータの速度変化に対応させて適正位置にて通電切り換えを行うようにする技術が提案されている。
特開平１−１２２３８７号公報

上述した従来のＰＷＭ制御によるモータ駆動制御では、ＰＷＭ制御信号出力は直流ブラシレスモータの駆動電流を検出したデータに基づいて制御されており、この制御によりモータの過電流を調整し、特にモータの起動時の過電流と通常運転時で一定の過電流を流すことにより、確実なモータ駆動を行うものであり、また、ＰＬＬロックを確実に短時間で行うものである。しかしながら、ＰＷＭ制御の特性上、ＤＣモータを駆動する駆動回路の構成部品である半導体スイッチ（例えばトランジスタ等）は、飽和損失とＰＷＭ制御のキャリア周波数に応じて生じるスイッチング損失（例えばデューティ比１〜９９％）との和が全損失となり、半導体スイッチを高発熱させてしまい、放熱部品の大型化や高コスト化、或いは半導体スイッチの短寿命化を招くおそれがあった。

本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、モータ駆動回路の構成部品の１つである半導体スイッチの全損失を低減して半導体スイッチの発熱を抑制し、放熱部品の小型化、低コスト化、或いは半導体スイッチの長寿命化を図り得るＤＣモータおよびそれを備えたポンプを提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係るＤＣモータは、複数相のモータ巻線に流れる電流によりステータに発生する磁界とマグネットロータの磁界との反発・吸引により回転トルクを発生して該マグネットロータを回転させるＤＣモータであって、外部からの回転速度信号の大きさに応じて当該ＤＣモータの出力を制御する制御手段と、前記制御手段の制御出力に応じて前記複数相のモータ巻線に流れる電流を切り換え制御して当該ＤＣモータを駆動するスイッチング手段と、を有し、前記制御手段は、前記マグネットロータの回転によって生じる磁極の変化に応じた周期に基づいて前記複数相のモータ巻線に流れる電流を循環的に相切換え制御しているときに、前記モータ巻線に流れる電流のピーク値が前記回転速度信号を変換して生成される閾値に達した場合、その閾値に達した時を含む周期において電流供給している相のモータ巻線への電流供給をその閾値に達した時から該周期の終わりまでの期間だけ強制的に停止するラッチ回路を備え、且つ、外部より与えられる回転速度信号の大きさが、予め設定した前記ラッチ回路のリセット電圧Ｖｒ以下であるときに、前記ラッチ回路をリセットさせて前記モータ巻線への電流供給を強制的に停止し、更に、当該ＤＣモータの動作／停止閾値電圧Ｖssを前記ラッチ回路のリセット電圧Ｖｒよりも大きい値に設定することを特徴とする。

また、本発明に係るポンプは、請求項１に記載のＤＣモータを備えることを特徴とする。

本発明に係るＤＣモータおよびそれを備えたポンプでは、位相切換え毎の電流ピーク制御ができ、ＤＣモータを駆動する駆動回路の構成部品の１つである半導体スイッチの全損失を低減して半導体スイッチの発熱を抑制し、放熱部品の小型化、低コスト化、或いは半導体スイッチの長寿命化を図ることができる。また、マグネットロータ拘束時の復帰動作を自由に外部から制御することができ、マグネットロータ拘束時の復帰動作を容易に行うことができる。さらに、本発明のＤＣモータを給水装置等に使用されるポンプに組み込むようにすれば、ポンプの使い勝手を大いに高めることができる。

以下、本発明のＤＣモータおよびそれを備えたポンプの実施例について、〔実施例１〕、〔実施例２〕の順に図面を参照して詳細に説明する。

〔実施例１〕
図２は本発明の実施例１に係るＤＣモータを備えたポンプの概略断面構成図であり、図１は実施例１のＤＣモータの主として駆動制御回路部分の構成図である。

まず、図２を参照して本実施例のＤＣモータを備えたポンプについて説明する。同図に示すように、ポンプにはＤＣモータが搭載され、ＤＣモータは、薄い鉄板が積層されたステータ７、該ステータ７に巻かれた複数相のモータ巻線、回転子としてのマグネットロータ８、該マグネットロータ８の回転と共に回転しマグネットロータ８の回転中心を貫通するように配置された回転軸９、並びに、マグネットロータ８の回転位置を検出する位置検出部１０などからなっている。ここで、位置検出部１０はホール素子等により構成される。なお、位置検出部１０は、モータ巻線の誘起電圧を利用してマグネットロータ８の回転位置を検出する構成であってもよい。

このようなＤＣモータでは、位置検出部１０によって検出したマグネットロータ８の回転位置の情報がＤＣモータの駆動制御回路に送信され、該駆動制御回路において複数相のモータ巻線への通電状態が決定され、決定された通電状態に従って複数相のモータ巻線へ電流が供給される。これにより、ＤＣモータは、ステータ７が電磁石として作用し、電磁石の磁界とマグネットロータ８との磁極が吸引・反発してマグネットロータ８に回転トルクを発生させることで、駆動することとなる。

ＤＣモータの駆動制御回路は、電装基板６上に形成されている。このＤＣモータの駆動制御回路は、モータ巻線に電流を供給するにあたり、電流のピーク即ち電流の最大値を制限して所定のモータ出力（回転数）が得られるように調整するようになっている。この制御を電流ピーク制御という。

より詳しく説明すると、電流ピーク制御は、複数相のモータ巻線への電流供給をデューティ比１００％で行うと共に、モータ巻線に通電する電流の値が所定電流値（第２所定電流値）に達したときに、モータ巻線への通電の次回の相切替時点までモータ巻線への電流供給を停止する制御をいう。また、ＤＣモータの駆動制御回路は、ＤＣモータの駆動初期段階においてＰＷＭ制御を行うようになっており、ＤＣモータの始動をスムーズにさせるようにしている。

さらに、ポンプには信号入出力部１が設けられ、該信号入出力部１を通じてＤＣモータの駆動制御回路に各種信号が入出力されるようになっている。具体的に、信号入出力部１の信号線２を介してＤＣモータの駆動電圧が供給され、信号線３を介して駆動制御回路の基準電圧（ＧＮＤ）が供給される。また、信号線４を介してＤＣモータの駆動制御回路の制御電圧が供給され、信号線５を介して回転速度信号（以下ＳＰ信号という）が入力される。ここで、ＳＰ信号は、ＤＣモータの回転速度の目標となる信号であり、ＤＣモータの駆動制御回路は、該ＳＰ信号の電圧の大きさに応じてＤＣモータの回転数、即ちＤＣモータ出力を制御することとなる。

次に、図１を参照して、ＤＣモータの駆動制御回路について説明する。同図に示すように、ＤＣモータの駆動制御回路は、大まかに、外部からの回転速度信号（ＳＰ信号）の大きさに応じてＤＣモータの出力を制御する制御手段と、制御手段の制御出力に応じて三相のモータ巻線に流れる電流を切り換え制御してＤＣモータを駆動するスイッチング手段（上アーム側ＦＥＴ群１７ａおよび下アーム側ＦＥＴ群１７ｂ）と、を備える構成である。なお、図１に示すスイッチング手段（上アーム側ＦＥＴ群１７ａおよび下アーム側ＦＥＴ群１７ｂ）、ステータ７および位置検出部１０を除く各構成要素は制御手段に含まれる。

まず、制御手段は、基本的構成要素としてＳＰ増幅器１１およびコントロールＩＣ１２を備えている。ＳＰ増幅器１１の非反転入力端子には信号線５を介してＳＰ信号が入力されており、該ＳＰ信号（５）は抵抗Ｒ１およびＲ２の比率でＳＰ増幅器１１により増幅され、また該ＳＰ増幅器１１の出力電圧Ｖｏ（ｓｐ）はコントロールＩＣ１２に入力される。ここで、ＳＰ信号（５）の電圧値をＶｉとするとき、ＳＰ増幅器１１の出力電圧Ｖｏ（ｓｐ）は、「Ｖｏ（ｓｐ）＝（１＋Ｒ２／Ｒ１）×Ｖｉ」で表すことができる。

また、コントロールＩＣ１２は、信号線４を介して供給される制御電圧により動作するものであり、ＳＰ増幅器１１の出力電圧Ｖｏ（ｓｐ）の大きさに応じてＤＣモータの出力を制御する。

本実施例のコントロールＩＣ１２は、汎用三相ブラシレスモータコントロールＩＣであり、ＳＰ増幅器１１の出力電圧Ｖｏ（ｓｐ）の大きさに応じてＤＣモータの回転速度を制御するＰＷＭ制御部と、位置検出部１０からの電圧信号に応じて相切換えを行う分配回路と、ＰＷＭ制御を分配回路に重畳して相切換え出力する上アーム側出力部と分配回路の相切換えを出力する下アーム側出力部とを持つ三相分配出力回路と、位相検出部１０の出力信号に応じて回転信号１３を生成して出力する回転出力回路と、内部回路の電源と、当該コントロールＩＣ１２の外部に対して基準電圧１４を出力する電源回路と、を備えている。なお、汎用のコントロールＩＣ１２を用いる代わりに、ロジックＩＣやディスクリート半導体部品を使用して同等の処理を行う回路を組み立てて用いるようにしても良い。

また、コントロールＩＣ１２の出力の内、１５ａは三相分配出力回路から出力される上アーム側のＵ相出力信号であり、１５ｂは三相分配出力回路から出力される上アーム側のＶ相出力信号であり、１５ｃは三相分配出力回路から出力される上アーム側のＷ相出力信号である。

またこれら出力信号１５ａ，１５ｂ，１５ｃは、ブートストラップ回路１６に出力されるが、このブートストラップ回路１６は、上アーム側の各相出力信号１５ａ，１５ｂ，１５ｃをＤＣモータの駆動電圧（２）の電位までレベルシフトするもので、各相毎に独立したブートストラップ回路を備えている。

また、ブートストラップ回路１６でレベルシフトされた各相の信号は、スイッチング手段の上アーム側ＦＥＴ群１７ａに供給される。上アーム側ＦＥＴ群１７ａは、半導体スイッチ（ＦＥＴ）で構成され、レベルシフトされた各相の信号に応じてステータ７に電流を出力する上アーム側駆動手段である。また、下アーム側ＦＥＴ群１７ｂは、半導体スイッチ（ＦＥＴ）で構成され、コントロールＩＣ１２の三相分配出力回路から出力される下アーム側の各相出力信号に応じてステータ７に電流を出力する下アーム側駆動手段である。
また、制御手段は、マグネットロータ８の回転によって生じる磁極の変化に応じた周期に基づいて三相のモータ巻線に流れる電流を循環的に相切換え制御しているときに、モータ巻線に流れる電流のピーク値が回転速度信号（ＳＰ信号）を変換して生成される閾値に達した場合、その閾値に達した時を含む周期において電流供給している相のモータ巻線への電流供給をその閾値に達した時から該周期の終わりまでの期間だけ強制的に停止する機能を持つが、この機能を実現するために、以下で説明するＩ／Ｖ増幅器１８、Ｓ／Ｉ比較器１９およびラッチ回路２０並びにこれらに付属する抵抗群を備えている。

Ｉ／Ｖ増幅器１８は、コントロールＩＣ１２が生成する基準電圧１４を電源電圧としており、モータ回転時にステータ７に流れた電流Ｉｍをシャント抵抗Ｒ５によって変換した電圧を増幅する。Ｉ／Ｖ増幅器１８の出力電圧Ｖｏ（ｉｍ）は、モータ電流Ｉｍの電流波形と相似の電圧波形となる。また、モータ電流Ｉｍ、シャント抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６，Ｒ７によって、Ｉ／Ｖ増幅器１８の出力電圧Ｖｏ（ｉｍ）は、「Ｖｏ（ｉｍ）＝（１＋Ｒ７／Ｒ６）×Ｉｍ×Ｒ５」で表すことができる。

また、Ｓ／Ｉ比較器１９は、コントロールＩＣ１２が生成する基準電圧１４を電源電圧としており、ＳＰ信号の電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧した電圧Ｖｉ（ｓｐ）と、Ｉ／Ｖ増幅器１８の出力電圧Ｖｏ（ｉｍ）とを比較する。ここで、ＳＰ信号の電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧した電圧Ｖｉ（ｓｐ）は、モータ回転時にステータス７に流れる電流Ｉｍをオフすべきピーク電流の閾値である。また、Ｓ／Ｉ比較器１９の電圧Ｖｉ（ｓｐ）を入力する端子は、さらに抵抗Ｒ８（抵抗Ｒ４の１０倍程度の抵抗値を持つ）を介してコントロールＩＣ１２が生成する基準電圧１４に接続されている。

Ｓ／Ｉ比較器１９の出力電圧Ｖｏ（ｓｉ）は、ＳＰ信号の電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧した電圧Ｖｉ（ｓｐ）によって、次の関係で表すことができる。すなわち、「電圧Ｖｉ（ｓｐ）＞電圧Ｖｏ（ｉｍ）のピーク値のとき、Ｓ／Ｉ比較器１９の出力電圧Ｖｏ（ｓｉ）はＬレベルとなり、この時のモータ状態は停止状態またはＰＷＭ制御運転状態」であり、また、「電圧Ｖｉ（ｓｐ）＜電圧Ｖｏ（ｉｍ）のピーク値のとき、Ｓ／Ｉ比較器１９の出力電圧Ｖｏ（ｓｉ）はＨレベルとなり、この時のモータ状態はＰＷＭ制御と電流ピーク制御を同時に行う制御運転状態または電流ピーク制御運転状態」である。

また、ラッチ回路２０は、回転信号１３の電圧レベルの切換えタイミング毎にリセットされ、Ｓ／Ｉ比較器１９の出力電圧Ｖｏ（ｓｉ）の電圧レベルがＨレベルのときラッチ動作する。該ラッチ回路２０の出力は、コントロールＩＣ１２の三相分配出力回路から出力される上アーム側の各相出力信号１５ａ，１５ｂ，１５ｃにそれぞれアノード端子が接続されているダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ１ｃのカソード端子に接続されている。つまり、ラッチ回路２０がラッチ動作して回転信号１３の電圧レベルの切換えタイミングでリセットされるまでの期間、上アーム側の各相出力信号１５ａ，１５ｂ，１５ｃを強制的にＬレベルにする。

次に、本実施例のＤＣモータの駆動制御回路によるＤＣモータの駆動制御について、図３および図４を参照しながら説明する。

図３は、電圧Ｖｉ（ｓｐ）＞電圧Ｖｏ（ｉｍ）のピーク値でＤＣモータが運転状態にあるときの各種信号のタイミングチャートであり、図３（ａ）は各相の位置検出信号１０ａ，１０ｂ，１０ｃを、図３（ｂ）は上アーム側の各相出力信号１５ａ，１５ｂ，１５ｃを、図３（ｃ）は回転信号１３を、図３（ｄ）はＳ／Ｉ比較器１９の入力信号（電圧Ｖｉ（ｓｐ）と電圧Ｖｏ（ｉｍ））をそれぞれ示す。

ＤＣモータが運転状態にあるときには、位置検出部１０により、マグネットロータ８の回転よって生じる磁極の変化に応じて、図３（ａ）に示すような各相の位置検出信号１０ａ，１０ｂ，１０ｃが出力される。コントロールＩＣ１２の回転出力回路では、この各相の位置検出信号１０ａ，１０ｂ，１０ｃに応じて、図３（ｃ）に示すような回転信号１３を生成して出力する。また、Ｓ／Ｉ比較器１９の２つの入力信号（ＳＰ信号電圧を分圧した電圧Ｖｉ（ｓｐ）とＩ／Ｖ増幅器１８の出力電圧Ｖｏ（ｉｍ））の関係は、図３（ｄ）に示すように電圧Ｖｉ（ｓｐ）＞電圧Ｖｏ（ｉｍ）のピーク値の関係にあるので、ラッチ回路２０はラッチ許可状態のままでラッチ動作することはない。

したがって、コントロールＩＣ１２の三相分配出力回路では、各相の位置検出信号１０ａ，１０ｂ，１０ｃに応じて図３（ｂ）に示すような上アーム側の各相出力信号１５ａ，１５ｂ，１５ｃが生成され、ブートストラップ回路１６でレベルシフトされた後、上アーム側ＦＥＴ群１７ａに供給されることになる。

また図４は、電圧Ｖｉ（ｓｐ）＜電圧Ｖｏ（ｉｍ）のピーク値でＤＣモータが運転状態にあるときの各種信号のタイミングチャートであり、図４（ａ）はＳ／Ｉ比較器１９の入力信号（ＳＰ信号の電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧した電圧Ｖｉ（ｓｐ）と電圧Ｖｏ（ｉｍ））を、図４（ｂ）は上アーム側の各相出力信号１５ａ，１５ｂ，１５ｃを、図４（ｃ）は回転信号１３をそれぞれ示す。なお図４中、図３に対応した波形を点線で示している。

図３に示したタイミングチャートからも分かるように、モータ巻線に流れる電流の循環的な相切換え制御は、回転信号１３の電圧レベルの切換えに同期して、換言すれば回転信号１３の周期（または半周期）に基づいて行われている。この回転信号１３の半周期の間に、Ｉ／Ｖ増幅器１８の出力電圧Ｖｏ（ｉｍ）が立ち上がり、ピーク電流の閾値であるＳＰ信号電圧を分圧した電圧Ｖｉ（ｓｐ）に達すると、Ｓ／Ｉ比較器１９の出力電圧Ｖｏ（ｓｉ）がＨレベルとなり、ラッチ回路２０がラッチ動作することとなり、その時点から回転信号１３の電圧レベルの切換えタイミングでラッチ回路２０がリセットされるまでの期間、上アーム側の各相出力信号１５ａ，１５ｂ，１５ｃは強制的にＬレベルとなる。

例えば、図４（ｃ）に示す回転信号１３の第１周期の前半周期において、上アーム側のＵ相出力信号１５ａは、電圧Ｖｏ（ｉｍ）が電圧Ｖｉ（ｓｐ）に達するタイミング（図４（ａ）参照）でＬレベルとなる。このときブートストラップ回路１６もオフし、それに接続された上アーム側ＦＥＴ群１７ａもオフする。すると、モータ電流Ｉｍは瞬時にゼロになり、Ｉ／Ｖ増幅器１８の出力電圧Ｖｏ（ｉｍ）もゼロ（Ｌレベル）になる。

一方、マグネットロータ８は、モータ電流Ｉｍがゼロの状態でも回転慣性により位相切換え位置まで回転する。これにより、位置検出部１０はマグネットロータ８の磁極の切り替わりを検出して、回転信号１３の電圧レベルはＨレベルからＬレベルへ、或いはＬレベルからＨレベルへ切り替わることとなる。この回転信号１３の電圧レベルの切り替わりにより、ラッチ回路２０は、上アーム側のＵ相出力信号１５ａをＬレベルにした状態を瞬時にリセット（解放）して、ラッチ許可状態になる。

同時に、コントロールＩＣ１２には、磁極の切り替わった情報が入力され、出力相が上アーム側のＵ相出力信号１５ａから上アーム側のＶ相出力信号１５ｂに切換えられることとなる。すると、上アーム側のＶ相出力信号１５ｂはＨレベルとなり、ブートストラップ回路１６を介して上アーム側ＦＥＴ群１７ａがオン制御されることとなり、モータ電流Ｉｍが生じることで、Ｉ／Ｖ増幅器１８の出力電圧Ｖｏ（ｉｍ）が立ち上がる。

以上の一連の位相切換え動作をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に循環的に繰り返すことで、マグネットロータ８は回転を続ける。これにより、マグネットロータ８の回転によって生じる磁極の変化に応じてラッチ回路２０をリセットするラッチ許可信号を出力する回路構成ができ、容易に位相毎の電流ピーク制御を行うことができる。またその結果として、ＤＣモータを駆動する駆動回路の構成部品の１つである半導体スイッチ（ＦＥＴ）の全損失を軽減して半導体スイッチ（ＦＥＴ）の発熱を抑制し、放熱部品の小型化、低コスト化、或いは半導体スイッチ（ＦＥＴ）の長寿命化を図ることができる。

以上説明したように、本実施例のＤＣモータでは、三相のモータ巻線に流れる電流によりステータ７に発生する磁界とマグネットロータ８の磁界との反発・吸引により回転トルクを発生して該マグネットロータ８を回転させるＤＣモータであって、外部からの回転速度信号の大きさに応じて当該ＤＣモータの出力を制御する制御手段と、該制御手段の制御出力に応じて三相のモータ巻線に流れる電流を切り換え制御して当該ＤＣモータを駆動するスイッチング手段（上アーム側ＦＥＴ群１７ａおよび下アーム側ＦＥＴ群１７ｂ）と、を備え、制御手段は、マグネットロータ８の回転によって生じる磁極の変化に応じた周期に基づいて三相のモータ巻線に流れる電流を循環的に相切換え制御しているときに、モータ巻線に流れる電流のピーク値が回転速度信号（ＳＰ信号）を変換して生成される閾値に達した場合、その閾値に達した時を含む周期において電流供給している相のモータ巻線への電流供給をその閾値に達した時から該周期の終わりまでの期間だけ強制的に停止する。なお、上記周期の１周期は回転信号１３の半周期が該当する。

これにより、位相切換え毎の電流ピーク制御ができ、ＤＣモータを駆動する駆動回路の構成部品の１つである半導体スイッチの全損失を低減して半導体スイッチの発熱を抑制し、放熱部品の小型化、低コスト化、或いは半導体スイッチの長寿命化を図ることができる。

〔実施例２〕
次に、図５は本発明の実施例２に係るＤＣモータの主として駆動制御回路部分の構成図である。同図において、図１（実施例１）と重複する部分には同一の符号を附して説明を省略する。

図５に示す実施例２の駆動制御回路の構成は、実施例１（図１参照）の構成に対して、カソード端子をＳＰ増幅器１１の出力に、アノード端子をラッチ回路２０のリセット入力端子にそれぞれ接続したダイオードＤ３を付加したものである。

次に、本実施例のＤＣモータの駆動制御回路によるＤＣモータの駆動制御について、図６および図７を参照しながら説明する。

図６は、ＳＰ増幅器１１の出力電圧Ｖｏ（ｓｐ）と、ＤＣモータの動作／停止閾値電圧Ｖｓｓと、ラッチ回路２０のリセット電圧Ｖｒを例示して、電圧Ｖｏ（ｓｐ）と閾値電圧Ｖｓｓの関係におけるＤＣモータの状態を説明する説明図である。ここで、ＤＣモータの動作／停止閾値電圧Ｖｓｓは、コントロールＩＣ１２で設定されるものである。また、ラッチ回路２０のリセット電圧Ｖｒは閾値電圧Ｖｓｓよりも小さい値に設定される。

図６において、Ｔ１およびＴ３の期間は電圧Ｖｏ（ｓｐ）＜閾値電圧Ｖｓｓであり、モータ停止状態である。また、Ｔ２の期間は電圧Ｖｏ（ｓｐ）＞閾値電圧Ｖｓｓであり、モータ運転状態である。

ラッチ回路２０のリセット動作は、次の関係で表すことができる。すなわち、「電圧Ｖｏ（ｓｐ）＜リセット電圧Ｖｒのとき、ラッチ回路はリセット状態にあり、また、電圧Ｖｏ（ｓｐ）＞リセット電圧Ｖｒのとき、ラッチ回路はラッチ動作状態およびラッチ許可状態にある」という関係である。

次に、図７はマグネットロータ８の拘束時における動作および拘束解除後の復帰動作を説明するタイミングチャートであり、図７（ａ）はＳ／Ｉ比較器１９の入力信号（ＳＰ信号の電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧した電圧Ｖｉ（ｓｐ）と電圧Ｖｏ（ｉｍ））を、図７（ｂ）は上アーム側の各相出力信号１５ａ，１５ｂ，１５ｃを、図７（ｃ）は回転信号１３をそれぞれ示す。

マグネットロータ８の拘束時には、Ｉ／Ｖ増幅器１８の出力電圧Ｖｏ（ｉｍ）が立ち上がり、ピーク電流の閾値であるＳＰ信号電圧を分圧した電圧Ｖｉ（ｓｐ）に達すると、Ｓ／Ｉ比較器１９の出力電圧Ｖｏ（ｓｉ）がＨレベルとなり、ラッチ回路２０がラッチ動作することとなり、その時点から回転信号１３の電圧レベルの切換えタイミングでラッチ回路２０がリセットされるまでの期間、上アーム側の各相出力信号１５ａ，１５ｂ，１５ｃは強制的にＬレベルとなる。

図７の例では、上アーム側のＵ相出力信号１５ａは、電圧Ｖｏ（ｉｍ）が電圧Ｖｉ（ｓｐ）に達するタイミングでＬレベルとなっている。このときブートストラップ回路１６もオフし、それに接続された上アーム側ＦＥＴ群１７ａもオフする。すると、モータ電流Ｉｍは瞬時にゼロになり、Ｉ／Ｖ増幅器１８の出力電圧Ｖｏ（ｉｍ）もゼロ（Ｌレベル）になる。

一方、マグネットロータ８が拘束状態のため、位置検出部１０はマグネットロータ８の磁極の切り替わりを検出できず、回転信号１３の電圧レベルは切り替わらない。同様に、上アーム側のＶ相出力信号１５ｂも、ラッチ回路２０のラッチ動作によりＬレベルとなったままであり、ブートストラップ回路１６および上アーム側ＦＥＴ群１７ａもオフ状態のままである。

次に、マグネットロータ８の拘束解除後の復帰動作は、外部から入力されるＳＰ信号の電圧レベルを下げることで、ＳＰ増幅器１１を介して電圧Ｖｏ（ｓｐ）も同様に電圧レベルが下がり、ラッチ回路２０のリセット電圧Ｖｒに達するとラッチ回路２０はリセットされる。また、ラッチ回路２０がリセットされたとき、すでに電圧Ｖｏ（ｓｐ）＜閾値電圧Ｖｓｓでモータ停止状態である。よって、リセット後にＤＣモータが再起動することはなく安全である。モータの再起動は、ＳＰ信号の電圧レベルを上げることにより、ＳＰ増幅器１１の出力電圧Ｖｏ（ｓｐ）の電圧レベルを上げて行われることになる。

このように、マグネットロータ８の拘束時の復帰動作を自由に外部から制御することができ、マグネットロータ８の拘束時の復帰動作を容易に行うことができる。また、半導体スイッチ（ＦＥＴ）を瞬時にオフ制御するため、半導体スイッチ（ＦＥＴ）の全損失を軽減して半導体スイッチ（ＦＥＴ）の発熱を抑制することができ、結果として、放熱部品の小型化、低コスト化、或いは半導体スイッチの長寿命化を図ることができる。

以上説明したように、本実施例のＤＣモータでは、外部からの回転速度信号（ＳＰ信号）の大きさが相対的に小さい所定値以下であるとき、即ちＳＰ増幅器１１の出力電圧Ｖｏ（ｓｐ）の電圧レベルがラッチ回路２０のリセット電圧Ｖｒ以下となったときに、モータ巻線への電流供給を強制的に停止する制御をリセットする。

これにより、マグネットロータ拘束時の復帰動作を自由に外部から制御することができ、マグネットロータ拘束時の復帰動作を容易に行うことができる。また、半導体スイッチを瞬時にオフ制御するため、半導体スイッチの全損失を低減して半導体スイッチの発熱を抑制することができ、結果として、放熱部品の小型化、低コスト化、或いは半導体スイッチの長寿命化を図ることができる。

〔実施例３〕
次に、実施例１または実施例２の何れかに示されたＤＣモータを備えたポンプを、例えば浴槽水の循環装置に組み込んだ適用例について説明する。図８は、本実施例の浴槽水の循環装置の構成図である。

同図に示すように、本実施例の浴槽水の循環装置は、人工大理石やステンレスまたはＦＲＰ（繊維強化プラスチック）等からなる浴槽５０を備えており、また、該浴槽５０の外側には、浴槽５０内の浴槽水６０を吸入して吐出するためのポンプ５１と、浴槽水６０を加熱するためのガスや電気または灯油等を用いた加熱部５３と、を備えている。

浴槽５０の下部の側面には、浴槽水６０の流出口５４が取り付けられていて、その流出口５４には、耐熱塩ビ（塩化ビニル）やステンレス等からなる循環往路５５が接続されている。また、循環往路５５の途中には、ポンプ５１が取り付けられていて、さらに循環往路５５は加熱部５３に接続されている。

そして、加熱部５３には、同じく耐熱塩ビ（塩化ビニル）やステンレス等からなる循環復路５６が接続されていて、その循環復路５６は、浴槽５０の側面であって流出口５４の上方に取り付けられた流入口５７に接続されている。

このように、実施例１または実施例２のＤＣモータを給水装置等に使用されるポンプに組み込むことにより、ポンプの使い勝手を大いに高めることができる。

本発明のＤＣモータおよびそれを備えたポンプは、今後様々な分野（例えば、燃料電池、車載用モータ／ポンプまたはヒートポンプ装置等）で使用される能力可変を用いた省エネのモータおよびポンプへの応用が期待できる。

実施例１のＤＣモータの主として駆動制御回路部分の構成図である。 本発明の実施例に係るＤＣモータを備えたポンプの概略断面構成図である。 電圧Ｖｉ（ｓｐ）＞電圧Ｖｏ（ｉｍ）のピーク値でＤＣモータが運転状態にあるときの各種信号のタイミングチャートである。 電圧Ｖｉ（ｓｐ）＜電圧Ｖｏ（ｉｍ）のピーク値でＤＣモータが運転状態にあるときの各種信号のタイミングチャートである。 実施例２のＤＣモータの主として駆動制御回路部分の構成図である。 実施例２におけるＳＰ増幅器１１の出力電圧Ｖｏ（ｓｐ）と、ＤＣモータの動作／停止閾値電圧Ｖｓｓと、ラッチ回路２０のリセット電圧Ｖｒの関係を説明する説明図である。 マグネットロータ８の拘束時における動作および拘束解除後の復帰動作を説明するタイミングチャートである。 実施例３の浴槽水の循環装置の構成図である。

符号の説明

１ 信号入出力部
７ ステータ
８ マグネットロータ
９ 回転軸
１０ 位置検出部
１１ ＳＰ増幅器
１２ コントロールＩＣ
１６ ブートストラップ回路
１７ａ 上アーム側ＦＥＴ群（スイッチング手段）
１７ｂ 下アーム側ＦＥＴ群（スイッチング手段）
１８ 増幅器
１９ 比較器
２０ ラッチ回路
Ｃ１ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗
Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ１ｃ，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード
５０ 浴槽
５１ ポンプ
５２ 第２配管
５３ 加熱部
５４ 流出口
５５ 循環往路
５６ 循環復路
５７ 流入口
６０ 浴槽水

Claims (2)

1. 複数相のモータ巻線に流れる電流によりステータに発生する磁界とマグネットロータの磁界との反発・吸引により回転トルクを発生して該マグネットロータを回転させるＤＣモータであって、
   外部からの回転速度信号の大きさに応じて当該ＤＣモータの出力を制御する制御手段と、
   前記制御手段の制御出力に応じて前記複数相のモータ巻線に流れる電流を切り換え制御して当該ＤＣモータを駆動するスイッチング手段と、を有し、
   前記制御手段は、前記マグネットロータの回転によって生じる磁極の変化に応じた周期に基づいて前記複数相のモータ巻線に流れる電流を循環的に相切換え制御しているときに、前記モータ巻線に流れる電流のピーク値が前記回転速度信号を変換して生成される閾値に達した場合、その閾値に達した時を含む周期において電流供給している相のモータ巻線への電流供給をその閾値に達した時から該周期の終わりまでの期間だけ強制的に停止するラッチ回路を備え、
   且つ、外部より与えられる回転速度信号の大きさが、予め設定した前記ラッチ回路のリセット電圧Ｖｒ以下であるときに、前記ラッチ回路をリセットさせて前記モータ巻線への電流供給を強制的に停止し、
   更に、当該ＤＣモータの動作／停止閾値電圧Ｖssを前記ラッチ回路のリセット電圧Ｖｒよりも大きい値に設定することを特徴とするＤＣモータ。
2. 請求項１に記載のＤＣモータを備えることを特徴とするポンプ。

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