JP2011055632A - 電動ファンの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低周波数でスイッチング用のＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ駆動させた場合に、発熱量を抑制し、且つ、電動ファン駆動用のモータを安定して回転させることが可能な電動ファンの制御装置を提供する。
【解決手段】ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を駆動するためのＰＷＭ信号がオンデューティからオフデューティに切り替わる際に逆起電力が発生すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンとなり、この逆起電力による電流（ＩＦ２）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を流れて吸収される。従って、ダイオードを介して流れる場合と比較して、発熱量を低減することができる。更に、ＰＷＭ信号がオフデューティとなった後、逆起電力が消滅し且つ負荷電流（ＩＦ１）がゼロとなった場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフ状態が維持される。従って、電動ファン１１が惰性で回転することに起因して生じる起電力が直流モータＭ１に戻されることはなく、直流モータＭ１の駆動を安定化させることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭ制御により車両に設けられるラジエータファン等の電動ファンを駆動する電動ファンの制御装置に係り、特に、スイッチング時の発熱を抑制する技術に関する。

例えば、車両に搭載されるラジエータファン等の電動ファンは、該電動ファンとバッテリとを接続する回路にＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等の電子スイッチを設け、該ＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ制御することにより、電動ファン駆動用のモータに所定の電流が流れるように調整し、電動ファンの回転数を制御している。

このような電動ファンの制御装置の従来例として、例えば、特開２００２−１４２４９４号公報（特許文献１）に記載されたものが知られている。

図６は、特許文献１に記載された電動ファンの駆動回路を示す説明図であり、図示のように、電子スイッチＴ１、Ｔ２をそれぞれＰＷＭ制御することにより、ファンＦ１、Ｆ２を所望の回転数で回転させる。また、各ファンＦ１、Ｆ２の２つの入力端子間を接続するように、それぞれダイオードＤ１１、Ｄ１２が設けられており、ＰＷＭ制御におけるオフデューティ時には、このダイオードＤ１１、Ｄ１２を介して逆起電力に起因する電流を流して逆起電力を吸収する。

また、昨今においては、発熱量低減のため数十［Ｈｚ］、或いはそれ以下となる低い周波数のＰＷＭ信号が用いられるようになっており、このような低周波数でＭＯＳＦＥＴを駆動すると、電動ファン駆動用のモータに流れる電流のピークが大きくなるので、ダイオードに流れるピーク電流も大きくなり、ひいては、ダイオードの発熱量が大きくなる。

即ち、ＰＷＭ信号の周波数を低くすることにより、ＭＯＳＦＥＴのスイッチングによる発熱を低減することができるものの、ダイオードに流れる電流が大きくなるので、該ダイオードによる発熱が大きくなり、放熱対策のために装置を小型化できないという問題が発生する。

そこで、ダイオードの代わりに逆起電力消費用のＭＯＳＦＥＴを用い、スイッチング用のＭＯＳＦＥＴのオン、オフに同期させて、逆起電力消費用のＭＯＳＦＥＴをオフ、オンさせることにより、逆起電力に起因して生じる電流を消費する方法が提案されている。この方法では、スイッチング用のＭＯＳＦＥＴがオフのときに、逆起電力消費用のＭＯＳＦＥＴをオンとすることにより、電流を消費する。

しかしながら、低周波数のＰＷＭ信号でスイッチング用のＭＯＳＦＥＴを駆動する場合には電流が不連続になり（即ち、オフデューティ時に負荷電流が０Ａまで低下し）、スイッチング用のＭＯＳＦＥＴがオフとなった後の負荷電流が途切れている間は、駆動用モータの惰性回転に起因した発電作用による起電力が生じるので、逆起電力消費用のＭＯＳＦＥＴがオンとなっていると、発電作用による電流がこのＭＯＳＦＥＴを通して流れてしまい、駆動用モータの回転が不安定になるという問題が発生する。

特開２００２−１４２４９４号公報

上述したように、オフデューティ時に生じる逆起電力による電流を消費するために、ダイオードを用いると、ダイオードの発熱量が大きくなるという問題が発生し、この問題を解決するために、ダイオードの代わりに逆起電力消費用のＭＯＳＦＥＴを設ける構成とすると、逆起電力が消滅した後、駆動用モータの惰性回転に起因して生じる起電力により、駆動用モータの回転が不安定になるという問題が発生していた。

本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、低周波数でスイッチング用のＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ駆動させた場合に、発熱量を抑制し、且つ、電動ファン駆動用のモータを安定して回転させることが可能な電動ファンの制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、電動ファンを駆動する直流モータの正極端子を直流電源側に接続し、負極端子をグランド側に接続した回路を制御する電動ファンの制御装置において、前記直流モータの負極端子とグランドとの間に設けられ、前記直流モータの駆動、停止を切り替える第１電界効果トランジスタと、前記第１電界効果トランジスタのオン時には、該第１電界効果トランジスタの制御入力端子（ゲート）に低周波（１００Ｈｚ未満）のＰＷＭ信号を供給して、前記直流モータに流れる電流を制御するＰＷＭ駆動手段と、前記直流モータの正極端子と負極端子との間に設けられ、前記負極端子から正極端子に向く方向が寄生ダイオードの順方向となるように配置される第２電界効果トランジスタと、第１所定電圧（Ｖref1）及び第２所定電圧（Ｖref2）のいずれか一方を択一的に出力する切替手段と、前記第１電界効果トランジスタの負極端子（−）に生じる第１電圧（Ｖout）から、前記正極端子（＋）に生じる第２電圧（Ｖｂ）を減算した差分値が、前記切替手段より出力される電圧（Ｖref1又はＶref2）よりも大きい場合に第１レベルの信号を出力し、小さい場合に第２レベルの信号を出力し、この出力信号を前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子（ゲート）に供給する比較手段（ＣＭＰ１）と、を有し、前記切替手段は、前記比較手段の出力信号が第２レベルのときに第１所定電圧（Ｖref1）を出力し、第１レベルのときに第２所定電圧（Ｖref2）を出力することを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、前記第１所定電圧（Ｖref1）は、前記寄生ダイオードの順方向電圧よりもやや低い電圧であり、前記第２所定電圧（Ｖref2）は、前記比較手段が有する入力オフセット電圧であることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、前記直流電源に直流の重畳電圧を重畳する重畳電源（ＶＰ）と、前記比較手段の出力端子と、前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子と、の間に設けられたバッファ回路を更に備え、前記バッファ回路は、前記比較手段より第１レベル信号が出力された場合に、この第１レベル信号に前記重畳電圧を重畳して、前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子に供給することを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、前記ＰＷＭ駆動手段より出力されるＰＷＭ信号がオフデューティの場合にのみ、前記比較手段の出力信号を前記第１電界効果トランジスタの制御入力端子に出力可能とするロジック回路（ＡＮＤ回路）を更に備えたことを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、前記低周波のＰＷＭ信号は、オフデューティ時に負荷電流が０Ａまで低下する程度の周波数であることを特徴とする。

本願の請求項１の発明では、第１電界効果トランジスタ（Ｑ１）を駆動するためのＰＷＭ信号がオンデューティからオフデューティに切り替わる際に逆起電力が発生すると、第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）がオンとなり、この逆起電力による電流（ＩＦ２）は、第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）を流れて吸収されるので、従来のようにダイオードを介して流れる場合と比較して、発熱量を低減することができる。従って、大規模な放熱対策をとる必要がないので、回路規模を縮小でき且つコストダウンを図ることができる。更に、電力損失を低減できる。

また、オフデューティとなった後、逆起電力が消滅し且つ負荷電流（ＩＦ１）がゼロとなった場合には、第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）はオフとされるので、電動ファンが惰性で回転することに起因して生じる起電力が直流モータに戻されることはなく、該直流モータの駆動を安定化させることができる。更に、第１電界効果トランジスタ（Ｑ１）と第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）の間の同期をとる必要がないので、回路構成を簡素化することができる。

請求項２の発明では、第１所定電圧（Ｖref1）を第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）が有する寄生ダイオードの順方向電圧よりもやや低い電圧（例えば、０．５Ｖ）としているので、逆起電力による電流（ＩＦ２）が寄生ダイオードに流れる前に第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）をオンとすることができ、寄生ダイオードに電流が流れることによる発熱を低減することができる。また、第２所定電圧（Ｖref2）を比較手段の入力オフセット電圧とほぼ同一の電圧値に設定するので、比較手段（オペアンプ）に入力オフセット電圧が存在する場合であっても、第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）を確実に作動させることができる。

請求項３の発明では、比較手段の出力端子と、第２電界効果トランジスタの制御入力端子（ゲート）との間にバッファ回路を設け、比較手段より第１レベル信号（Ｈレベル信号）が出力された場合に、この第１レベル信号に重畳電圧（ＶＰ）を重畳して出力するので、第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）を高精度に作動させることができる。

請求項４の発明では、ＰＷＭ駆動手段より出力されるＰＷＭ信号がオフデューティの場合にのみ、比較手段の出力信号が前記第１電界効果トランジスタの制御入力端子に出力可能となるので、第１電界効果トランジスタ（Ｑ１）と第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）が同時にオンとなることを確実に回避し、フェールセーフを達成することができる。

請求項５の発明では、ＰＷＭ信号の周波数が１００Ｈｚ未満の低い周波数で、オフデューティ時に負荷電流が０Ａまで低下する場合に、この負荷電流が０Ａとなっている期間での電動ファンの惰性回転による起電力が、直流モータに戻されることを阻止するので、電動ファンを安定に作動させることができる。

本発明の第１実施形態に係る電動ファンの制御装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態に係る電動ファンの制御装置の、各信号の波形を示すタイミングチャートである。 図２に示したタイミングチャートの要部拡大図である。 本発明の実施形態に係る電動ファンの制御装置の、負荷電流の変化を示すタイミングチャートである。 本発明の第２実施形態に係る電動ファンの制御装置の構成を示す回路図である。 従来における電動ファンの制御装置を示す説明図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る電動ファンの制御装置の構成を示す回路図である。同図に示すように、この電動ファンの制御装置１０は、直流電源ＶＢ（出力電圧も同一符号のＶＢで示す）と電動ファン１１駆動用の直流モータＭ１（例えば、直流ブラシモータ）とを接続する回路上に設けられたＭＯＳＦＥＴ（第１電界効果トランジスタ、Ｑ１）と、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲート（制御入力端子）に、ＰＷＭ信号を供給して該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をＰＷＭ制御するＰＷＭ駆動制御部１２と、直流モータＭ１のプラス側入力端子（点ｐ１）とマイナス側入力端子（点ｐ２）との間に配設されたＭＯＳＦＥＴ（第２電界効果トランジスタ、Ｑ２）と、を備えている。

更に、この電動ファンの制御装置１０は、２つの電源Ｖref1（出力電圧も同一符号のＶref1で示す）またはＶref2（出力電圧も同一符号のＶref2で示す）のうちいずれか一方を選択する切替スイッチ（切替手段）を備え、且つ、点ｐ１に生じる電圧Ｖｂ（第２電圧）と、点ｐ２に生じる電圧Ｖout（第１電圧）から電圧Ｖref1（第１所定電圧）または電圧Ｖref2（第２所定電圧）を減算して得られた差分電圧と、を比較する比較器ＣＭＰ１（比較手段）を備えている。

ＰＷＭ駆動制御部１２は、電動ファン１１の駆動時には、所定のデューティ比（例えば、５０％）で１００Ｈｚ未満となる低周波数のＰＷＭ信号を、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲート（制御入力端子）に出力して該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に所望の電流が流れるように制御する。また、電動ファン１１の停止時には、ＰＷＭ信号の出力を停止する。

ここで、ＰＷＭ信号の周波数を１００Ｈｚ未満周波数（低周波数）とする理由は、ＰＷＭ制御によるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のスイッチング回数を低減して発熱量を抑制するためである。特に、本実施形態の電動ファンの制御装置１０は、ＰＷＭ信号の周波数を低く設定することにより、後述する図４に示すように通常動作時のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に流れる電流が、連続性を有しない場合に適用される。

図１に示すＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、ソースが点ｐ２に接続され、ドレインが点ｐ１に接続されている。また、寄生ダイオードＤ１は、点ｐ２から点ｐ１に向かう方向が順方向となるように接続されている。

電源Ｖref１は、点ｐ２と切替スイッチ１３の接点ａとの間に設けられ、プラス端子が点ｐ２に接続され、マイナス端子が接点ａに接続されている。該電源Ｖref１の出力電圧は、寄生ダイオードＤ１の順方向電圧よりも若干低い電圧に設定されている。具体的には、０．５〜０．６Ｖ程度に設定されている。

一方、電源Ｖref2は、点ｐ２と切替スイッチ１３の接点ｂとの間に設けられ、プラス端子が点ｐ２に接続され、マイナス端子が接点ｂに接続されている。該電源Ｖref2の出力電圧は、比較器ＣＭＰ１の２つの入力端子間に存在する入力オフセット電圧とほぼ等しくなるように設定されている。具体的には、５ｍＶ程度に設定されている。

切替スイッチ１３は、比較器ＣＭＰ１の出力信号に応じて、接点の切替動作を行う。具体的には、比較器ＣＭＰ１の出力信号がＬレベル（第２レベル）の場合には接点ａ側に接続し、Ｈレベル（第１レベル）の場合には接点ｂ側に接続する。

更に、図１に示す電動ファンの制御装置１０は、比較器ＣＭＰ１の出力端子に接続されたバッファアンプ１４を備え、該バッファアンプ１４の出力信号は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲート（制御用入力端子）に接続されている。また、バッファアンプ１４には、直流電源ＶＢより出力される電圧ＶＢに、重畳電源ＶＰ（出力電圧も同一符号のＶＰで示す）より出力される所定の直流電圧ＶＰ（５〜１２Ｖ）が重畳された電圧が供給される。従って、比較器ＣＭＰ１の出力信号がＨレベルとなった場合には、電圧（ＶＢ＋ＶＰ）がＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに供給されることになる。

また、図１に示す符号１５はリレー回路であり、車両のイグニッションがオンとされた場合にコイルが励磁されリレー接点がオンとなって、直流電源ＶＢの出力電圧ＶＢが直流モータＭ１に供給される。

以下、上述のように構成された本実施形態に係る電動ファンの制御装置１０の動作について説明する。

まず、図４を参照して、負荷電流ＩＦ１の変動について説明する。図４（ａ）は電動ファン１１を駆動するときに、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲートに供給するＰＷＭ信号、図４（ｂ）は直流モータＭ１に流れる負荷電流の波形を示すタイミングチャートであり、ｔ２１〜ｔ２２間、ｔ２３〜ｔ２４間、ｔ２５〜ｔ２６間がオンデューティ、ｔ２２〜ｔ２３間、ｔ２４〜ｔ２５間がオフデューティである。そして、周波数が低いことにより（例えば、１０Ｈｚ）、オフデューティ時の符号ｑ３に示す期間では電流値がゼロまで低下している。即ち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に流れる電流が連続性を有していないことが理解される。

次に、図２、図３を参照して、具体的な動作について説明する。図２は本実施形態に係る電動ファンの制御装置１０の、各信号の変化を示すタイミングチャートであり、図３は図２に示す“Ａ”部の拡大図である。

図２に示す時刻ｔ０は、ＰＷＭ駆動制御部１２よりＰＷＭ信号が出力され、且つ、オンデューティである状態を示している。この場合には、図２（ａ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲート電圧ＶＧ１は直流電源ＶＢの出力電圧ＶＢとほぼ等しい１２Ｖとなっており、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンとなって、直流モータＭ１には図２（ｅ）に示すように負荷電流ＩＦ１（約１８Ａ）が流れている。

また、図２（ｂ）に示すように、点ｐ２の電圧ＶoutはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン、ソース間に生じる電圧となっている。具体的には、負荷電流ＩＦ１が１８Ａ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン抵抗Ｒon１が５ｍΩである場合には、点ｐ２の電圧Ｖoutは０．０９Ｖとなる。また、点ｐ１の電圧Ｖｂは直流電源ＶＢの出力電圧ＶＢと等しい１２Ｖであるので、電圧Ｖｂと電圧Ｖoutとの関係は、「Ｖout＜Ｖｂ＋Ｖref1」となり、比較器ＣＭＰ１の出力信号はＬレベル（第２レベル）となる（図２（ｃ）参照）。従って、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲート電圧ＶＧ２は０Ｖとなり（図２（ｄ）参照）、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフとなる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を介して点ｐ２から点ｐ１に向けて流れる電流ＩＦ２は０Ａである（図２（ｆ）参照）。

その後、時刻ｔ１でＰＷＭ駆動制御部１２より出力されるＰＷＭ信号がオフデューティに切り替わり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲート電圧ＶＧ１が０Ｖに低下し、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフとなると、図２（ｅ）に示すように負荷電流ＩＦ１が低下する。このとき、直流モータＭ１には逆起電力が発生するので、点ｐ２の電圧Ｖoutが上昇する（図２（ｂ）参照）。そして、電圧Ｖoutの上昇により「Ｖout＞Ｖｂ＋Ｖref1」となると、比較器ＣＭＰ１の出力信号がＨレベルに反転し（図２（ｃ）参照）、バッファアンプ１４より電圧（ＶＢ＋ＶＰ）がＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに供給されるので、ゲート電圧ＶＧ２が上昇してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンとなる。

これと同時に、比較器ＣＭＰ１より出力されるＨレベル信号が切替スイッチ１３に供給されるので、該切替スイッチ１３は接点ｂに切り替えられる。つまり、比較器ＣＭＰ１の出力信号がＨレベルとなる閾値が「Ｖｂ＋Ｖref2」まで下げられる（Ｖref1は例えば０．５Ｖ、Ｖref2は例えば５ｍＶ）。

ここで、点ｐ２の電圧Ｖoutが上昇してからＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンとなるまでのわずかな時間（図３の特性曲線Ｓ１の符号ｑ２に示す部分）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）内部の寄生ダイオードＤ１に逆起電力による電流が流れ、寄生ダイオードＤ１の順方向電圧（例えば、０．６Ｖ）の電圧降下が発生する。即ち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）による電圧降下ＶＦ２は、約０．６Ｖとなる。しかし、その直後の時刻ｔ１１（図３参照）でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンとなると、電流ＩＦ２はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）内部の主電流通路を流れるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）における電圧降下ＶＦ２は、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン抵抗をＲon２とすると、（Ｒon２＊ＩＦ２）となり、電圧Ｖoutは低下する。例えば、ＩＦ２＝１８Ａの場合でＲon２＝１０ｍΩとすれば、１０［ｍΩ］＊１８［Ａ］＝０．１８［Ｖ］となる。即ち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンとなることにより、電圧降下ＶＦ２は、０．６Ｖから０．１８Ｖに低下する。

逆起電力により生じる電流ＩＦ２は徐々に低下するので、これに伴って電圧Ｖoutも低下し、「Ｖout＜Ｖｂ＋Ｖref2」となった時点（図３の時刻ｔ１２）で比較器ＣＭＰ１の出力信号はＬレベルとなり、ゲート電圧ＶＧ２も低下する。なお、上述したように、切替スイッチ１３は接点ｂ側に接続されているので、この時点では比較器ＣＭＰ１では「Ｖout−Ｖref2」とＶｂとが比較される。

ゲート電圧ＶＧの低下に伴って、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は完全なオン状態からオフ状態へと移行していくので、オン抵抗Ｒon２が高くなっていき、逆起電力による電圧降下が増大する。従って、電圧Ｖｂに対して電圧Ｖoutが上昇し（ｔ１２〜ｔ１３）、「Ｖout＞Ｖｂ＋Ｖref1」となり（時刻ｔ１３）、比較器ＣＭＰ１の出力信号はＨレベルとなって、再度ＶＧ２を上昇させる。この場合には、既に電流ＩＦ２が低下しているので（図２（ｆ）参照）、即時に比較器ＣＭＰ１の出力信号はＬレベルに反転する（ｔ１３〜ｔ１４）。そして、上記の動作を繰り返した後、逆起電力が電圧Ｖref1を下回るほどに低下すると、電圧（Ｖout−Ｖref1）が電圧Ｖｂを超えられなくなり、比較器ＣＭＰ１の出力信号はＬレベルのままとなるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオンとならず、オフ状態が継続される。

こうして、ＰＷＭ信号がオンデューティからオフデューティに切り替わった場合に生じる逆起電力を、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン、オフ動作により吸収し、消滅させることができる。

その後、逆起電力が消滅すると、今度は点ｐ１、ｐ２間に電動ファン１１の惰性回転による起電力が生じることになる。即ち、前述した図４に示したように、ＰＷＭ信号の周波数は１００Ｈｚ未満の低い周波数に設定されているので、オフデューティ時に負荷電流ＩＦ１がゼロになる時間帯（図４の符号ｑ３参照）が存在し、この時間帯においては電動ファン１１の惰性回転により起電力が生じる。

このとき、点ｐ２に生じる電圧Ｖoutは、電動ファン１１の回転速度に応じた電圧となる（図２（ｂ）のｑ１参照）。発電による起電力は、直流電源ＶＢの出力電圧ＶＢを超えることはなく、「Ｖout−Ｖref1＜Ｖｂ」となって、比較器ＣＭＰ１の出力信号はＬレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲート電圧ＶＧ２は０Ｖとなる。従って、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフ状態が維持され、発電による起電力が発生した場合であっても、電流ＩＦ２は流れない。従って、直流モータＭ１の回転が不安定になるという問題は発生しない。

上記の内容をまとめると、電圧Ｖoutが（Ｖｂ＋Ｖref1）を超えた場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンとして、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）に電流ＩＦ２を流し、その後、電圧Ｖoutが低下して（Ｖｂ＋Ｖref2）を下回った場合（入力オフセット電圧Ｖref2は理想的にはゼロであるから、ＶoutがＶｂを下回った場合ということもできる）には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を再度オフとして、点ｐ１、ｐ２間を遮断する。この動作により、逆起電力に起因して発生する電流ＩＦ２を吸収することができる。また、「Ｖout＜Ｖｂ＋Ｖref2」が成立している場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフ状態を維持することができ、ＰＷＭ信号のオフデューティ時に逆起電力が消滅して電動ファン１１の惰性回転による起電力が発生した場合であっても、点ｐ１、ｐ２間を確実に遮断することができる。

次に、電流ＩＦ２をＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を介して流すことにより、発熱量が低減される理由について説明する。図３に示す特性曲線Ｓ２は、直流モータＭ１の２つの入力端子間にダイオードを設けて電流ＩＦ２を流した場合の、電圧Ｖoutの変化を示す特性曲線である。ダイオードを用いた場合には、電圧Ｖoutと電圧Ｖｂとの間に０．６Ｖ程度の差が生じるので、電圧Ｖoutは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を用いた場合の特性曲線Ｓ１を大きく上回ることになる。そして、この曲線Ｓ２で囲まれる面積が発熱量に対応するので、本実施形態による方式（特性曲線Ｓ１）では、従来のダイオードを用いる場合と比較して、発熱量が著しく低下していることが理解される。

このようにして、本実施形態に係る電動ファンの制御装置１０では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をＰＷＭ制御で駆動する際に、ＰＷＭ信号がオンデューティからオフデューティに切り替わる際に生じる逆起電力により点ｐ２の電圧Ｖoutが上昇した場合であっても、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンとすることにより、電流ＩＦ２が寄生ダイオードＤ１ではなく、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を流れるので、ダイオードを用いた場合と比較して発熱量を著しく低減することができる。

また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンとなった後に電圧Ｖoutが減少し、（Ｖｂ＋Ｖref2）を下回った場合には、再度ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフとなるので、逆起電力に起因する電流ＩＦ２が消滅した後、電動ファン１１が惰性で回転することにより起電力が発生した場合でも、この電圧が直流モータＭ１に戻されることはない。従って、ＰＷＭ信号のオフデューティ時に電流ＩＦ１がゼロとなる期間（図４の符号ｑ３に示す期間）に、直流モータＭ１の回転が不安定になるという問題を解消することができる。換言すれば、「Ｖout＜Ｖｂ＋Ｖref1」が成立する場合には、常にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフとなるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の動作とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の動作の同期をとることなく、惰性回転により生じる起電力の影響を回避することができる。

また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動に同期をとる必要がないので、回路構成を簡素化でき装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

更に、オペアンプ（比較器ＣＭＰ１）の入力オフセット電圧Ｖosに対応したＶref2を電圧Ｖoutから減算して比較器ＣＭＰ１のプラス側入力端子に供給するので、入力オフセット電圧Ｖosがプラス側に存在する場合であっても、これをキャンセルすることができる。

次に、本発明の第２実施形態に係る電動ファンの制御装置について説明する。図５は、第２実施形態に係る電動ファンの制御装置１０ａの構成を示す回路図である。図５に示す回路では、図１に示した回路と対比して、バッファアンプ１４の入力側にアンド回路ＡＮＤ１（ロジック回路）を設け、該アンド回路ＡＮＤ１の一方の入力端子にＰＷＭ駆動制御部１２の出力信号を反転した信号を供給し、他方の入力端子に比較器ＣＭＰ１の出力信号を供給する。

このような構成とすることにより、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に供給されるＰＷＭ信号がオンデューティでない場合にのみ、比較器ＣＭＰ１の出力信号がバッファアンプ１４に供給可能となるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が同時にオンとなることを防止でき、前述した第１実施形態と同様の効果を達成することができると共に、２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、（Ｑ２）が同時にオンとなって、貫通電流が流れることを防止しフェールセーフを実現できる。

以上、本発明の電動ファンの制御装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。

例えば、上述した実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、（Ｑ２）をそれぞれＮチャネル型としたが、ゲート駆動の論理を反対にすれば、Ｐチャネル型とすることも可能である。また、第１レベルをＨレベル、第２レベルをＬレベルとしたが、ＨレベルとＬレベルを入れ替えて論理回路を構成しても同様の効果を達成することができる。

本発明は、低周波のＰＷＭ信号で駆動する電動ファンを安定に運転する際に極めて有用である。

１０、１０ａ 電動ファンの制御装置
１１ 電動ファン
１２ ＰＷＭ駆動制御部
１３ 切替スイッチ
１４ バッファアンプ
１５ リレー
ＶＢ 直流電源
ＶＰ 重畳電源
Ｍ１ 直流モータ
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ（第１電界効果トランジスタ）
Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ（第２電界効果トランジスタ）
ＣＭＰ１ 比較器

Claims (5)

1. 電動ファンを駆動する直流モータの正極端子を直流電源側に接続し、負極端子をグランド側に接続した回路を制御する電動ファンの制御装置において、
   前記直流モータの負極端子とグランドとの間に設けられ、前記直流モータの駆動、停止を切り替える第１電界効果トランジスタと、
   前記第１電界効果トランジスタのオン時には、該第１電界効果トランジスタの制御入力端子に低周波のＰＷＭ信号を供給して、前記直流モータに流れる電流を制御するＰＷＭ駆動手段と、
   前記直流モータの正極端子と負極端子との間に設けられ、前記負極端子から正極端子に向く方向が寄生ダイオードの順方向となるように配置される第２電界効果トランジスタと、
   第１所定電圧及び第２所定電圧のいずれか一方を択一的に出力する切替手段と、
   前記第１電界効果トランジスタの負極端子に生じる第１電圧から、前記正極端子に生じる第２電圧を減算した差分値が、前記切替手段より出力される電圧よりも大きい場合に第１レベルの信号を出力し、小さい場合に第２レベルの信号を出力し、この出力信号を前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子に供給する比較手段と、を有し、
   前記切替手段は、前記比較手段の出力信号が第２レベルのときに第１所定電圧を出力し、第１レベルのときに第２所定電圧を出力することを特徴とする電動ファンの制御装置。
2. 前記第１所定電圧は、前記寄生ダイオードの順方向電圧よりもやや低い電圧であり、前記第２所定電圧は、前記比較手段が有する入力オフセット電圧であることを特徴とする請求項１に記載の電動ファンの制御装置。
3. 前記直流電源に直流の重畳電圧を重畳する重畳電源と、
   前記比較手段の出力端子と、前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子と、の間に設けられたバッファ回路を更に備え、
   前記バッファ回路は、前記比較手段より第１レベル信号が出力された場合に、この第１レベル信号に前記重畳電圧を重畳して、前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子に供給することを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の電動ファンの制御装置。
4. 前記ＰＷＭ駆動手段より出力されるＰＷＭ信号がオフデューティの場合にのみ、前記比較手段の出力信号を前記第１電界効果トランジスタの制御入力端子に出力可能とするロジック回路を更に備えたことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の電動ファンの制御装置。
5. 前記低周波のＰＷＭ信号は、オフデューティ時に負荷電流が０Ａまで低下する程度の周波数であることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の電動ファンの制御装置。

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