JP2009246998A - 無線通信においてローカル発振器の周波数を較正する装置および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】無線通信において、ローカル発振器周波数を較正する装置および方法を提供する。
【解決手段】開示された実施形態にしたがうと、デジタル自動周波数制御ループにおいて、周波数誤差弁別器とともにデジタル回転子を有する受信機は、ローカル発振周波数を較正するために使用される正確なデジタル値を得るために使用される。ローカル周波数生成ループの発振周波数の周波数誤差はベースバンド入力信号の周波数の変化を生じさせる。ローカル周波数生成ループの周波数誤差に関するベースバンド入力信号周波数の変化は、周波数誤差弁別器により位相回転として検知することができる。デジタル自動周波数制御ループを使用することにより、ローカル周波数生成によりもたらされた周波数誤差が正確に決定される。周波数誤差と対応する制御ビットは、較正テーブルに入力される。較正テーブルは、ローカル発振周波数を温度変化、パイロット検索およびクイックページングに関して調整するために用いられてもよい。
【選択図】図２

Description

関連技術

関連出願のクロスリファレンス
本発明は、“デジタル回転子を用いた水晶発振器の較正”と題され、２００１年１月９日に出願されたシリアル番号第６０／２６０，４３２号の仮特許出願の優先権を主張する。この仮特許出願はすべての目的のために参照により全体がここに取り込まれる。

本発明は一般的に無線通信システムの分野に関する。特に、本発明は受信機の水晶発振器を較正してより正確なタイミングを導く新規で改良された装置および方法に関する。

符号分割多元接続（“ＣＤＭＡ”）システムのような無線通信システムにおいて、送信機および受信機は信号の復調および復号で使用するために時間同期している。ＣＤＭＡシステムにおいて、あるユーザのメッセージ信号を他のユーザのメッセージ信号と区別するために、各ユーザは自身のメッセージ信号を送信信号に一意的に符号化する。意図された受信機はユーザの符号シーケンスを知っており、送信信号を復号してメッセージを受信することができる。

送信機および受信機の時間同期は、パイロット信号を基地局から移動装置に送信することによって達成できる。移動装置はパイロット信号を使用して移動装置がタイミング基準として利用するローカル発振器を訂正することができる。例えばＩＳ−９５やｃｄｍａ２０００システムにおいて、移動装置は、パイロット信号をトラッキングすることによりＧＰＳから導かれた基地局のタイミングから正確なタイミング基準を得ることができる。

移動装置がタイミング基準として使用するローカル発振器は、一般的に水晶発振器である。水晶発振器は電圧制御発振器（“ＶＣＯ”）でもよく、例えばこの発振器は基準つまり同調電圧を使用して発振器の周波数を制御、すなわち変化させる。他のタイプの周波数制御も可能である。例えば発振器は電流制御発振器でもよい。

水晶発振器の発振器周波数は周囲の温度の変化によって影響を受けるおそれがある。温度補償された発振器は、温度の変化による発振器周波数の変化を低減するか補償するよう設計されている。

水晶発振器の発振周波数は、通常許容範囲内の正常周波数として特定される。例えば発振器は、±5ピーピーエム(“ppm”)の誤差で評価される19.68MHz（メガヘルツ、すなわち１秒あたり百万周期）の周波数発振器として特定されてもよい。その後、例えば19.68MHzの発振器が、ＲＦミキサに印加するための800MHzの搬送波と同期するために用いられる場合、ＲＦミキサに印加された同期搬送波の周波数は、4000Hzの誤差（5ピーピーエム×800ミリオンHz、すなわち5×800Hz）以下の精度となるよう期待される。周波数の誤差は、例えば周波数誤差検出器、ループフィルタ、および電圧制御発振器を含む自動周波数制御ループを使用することにより訂正されるか、あるいは補償される。

周波数誤差検出器は通常弁別器として参照されるものであるが、受信搬送波の周波数と同期搬送波の周波数との差の測定値を計算する。この測定値は“誤差測定値”として参照されている。この誤差測定値はフィルタされて“デジタル”制御信号を生成する。この信号は電圧制御発振器に与えられるアナログ同調信号に変換される。電圧制御発振器を同調することにより同期搬送波の周波数が変化する。受信搬送波の周波数を同期搬送波の周波数と一致させる際に、このクローズしているループのフィードバックによって、ローカル発振器のタイミングが訂正される。

発振器の周波数誤差はいくつかの要因によって影響を受けるおそれがある。これらの要因には、（１）すでに述べた温度、（２）水晶および他の部品の経年劣化、（３）移動装置内部や移動装置間での電圧操作の違い、（４）ある移動装置と別の移動装置の部品の違いが含まれる。

多数の異なる要因および時の経過によるこれらの要因の変動は、ローカル発振器のタイミングを訂正するために適用されるデジタル信号の較正をかなり困難にしている。このため、一般的に較正は現在の無線移動システムでは行われていない。その代わりに、自動周波数制御ループのフィードバックを利用した周波数トラッキングにしたがって、デジタル制御信号が正しい方向にプッシュされている。言い換えれば、デジタル制御信号は正しい正負の演算符号を持っているが、デジタル制御信号は、既知あるいは所定の周波数誤差をデジタル制御信号に直接変換してローカル発振器のタイミングを訂正することが望まれる特定の目的のために十分に正確とはいえない。

図１は、ＣＤＭＡ無線通信システムにおける自動周波数制御ループの周波数トラッキングを用いる従来の方法を示す。図１に示す周波数トラッキングシステム１００は、例えばＣＤＭＡ移動装置内の受信機の一部分を構成していてもよい。周波数トラッキングシステム１００は、例えば、基地局送信アンテナ（示されていない）とＲＦフロントエンド１０４に接続された受信アンテナ１０２との間の無線周波数（“ＲＦ”）信号伝搬により通信することができる。ＲＦフロントエンド１０４は一般的にＲＦ搬送波の周波数に適合した周波数シンセサイザを使用して、送信のためにＲＦ搬送波に変調される前に、ＲＦ信号をベースバンド周波数信号、すなわち符号化されたメッセージ信号に変換する。これはより簡単に“ベースバンド信号”として参照される。

ＲＦフロントエンド１０４により使用される周波数シンセサイザは、この例では電圧制御発振器（“ＶＣＯ”）であるローカル発振器１０６から、タイミング基準１０３を受け取る。図１を参照するとデジタルベースバンド信号は、Ｉ成分１０５として参照され図１で“Ｉ”と示される同相成分と、Ｑ成分１０７として参照され図１で“Ｑ”と示される直角位相成分とを有する。

引き続き図１で、Ｉ成分１０５およびＱ成分１０７を有するデジタルベースバンド信号は入力信号として周波数誤差弁別器１１０に与えられる。パイロット復調モジュール１１２は、“一連のパイロットシンボル”として参照される一連のシンボルとして入力信号を復調する。各パイロットシンボルはＩ成分１１３およびＱ成分１１５を有しているので、パイロットシンボルを２次元のＩＱ平面におけるベクトルとして表すことができる。この平面上でＩ成分は水平軸上にありＱ成分は垂直軸上にある。ローカル発振器１０６における周波数誤差、すなわちＲＦフロントエンド１０４において到来信号を復調するために合成された搬送波周波数と到来搬送波周波数との間の不一致により、受信された一連のベースバンドシンボルは２次元ＩＱ平面上で回転する。

Ｉ成分１１３とＱ成分１１５からなる各パイロットシンボルは装置遅延素子１１４および１１６にそれぞれ与えられ、さらに位相回転測定モジュール１１８にも与えられる。装置遅延素子１１４および１１６は、位相回転測定モジュール１１８が、Ｉ成分１１７とＱ成分１１９からなる前のパイロットシンボルを、それぞれＩ成分１１３とＱ成分１１５からなる現在のパイロットシンボルと同時に利用できるようにする。これにより、位相回転測定モジュール１１８は連続したパイロットシンボル間の位相回転を計算することができる。各パイロットシンボルは２次元ＩＱ平面のベクトルとして表され、Ｉ成分は水平軸にＱ成分は垂直軸に配置される。

任意の２次元ベクトル（ｘ，ｙ）は極座標（ｒ，θ）で表すことができ、ここで

例えば、Ｉ成分１１３とＱ成分１１５からなる現在のパイロットシンボルが極座標（ｒ₁，θ₁）で示され、Ｉ成分１１７とＱ成分１１９からなる前のパイロットシンボルが極座標（ｒ₀,θ₀）で表される場合、位相回転測定モジュール１１８は、連続するパイロットシンボル間の位相差（θ₁−θ₀）として示される誤差測定値１２１を出力する。したがって、誤差測定値１２１はローカル発振器１０６の周波数誤差と正比例する。位相回転測定モジュール１１８は誤差測定値１２１を利得αフィルタ１２２に出力する。

引き続き図１で、誤差測定値１２１は誤差測定値の合計または平均であり、利得αフィルタ１２２に与えられる。利得αフィルタ１２２は、フィルタされた誤差測定値を制御ビット１２３の形式で制御レジスタ１２４に提供する。制御レジスタ１２４は、制御ビット１２５としてデジタル・アナログ変換器１２６に出力される制御ビット１２３用の記憶装置を備えている。デジタル・アナログ変換器１２６は、制御値と正比例する電圧のようなアナログ量に制御値をデジタル的に表す制御ビット１２５を変換する。ＲＣフィルタネットワーク１２８は、デジタル・アナログ変換器１２６の出力電圧の任意の残余の変動をフィルタして、アナログ同調電圧１２９、すなわち制御電圧をローカル発振器１０６に提供する。アナログ同調電圧１２９はローカル発振器１０６の発振器周波数を変化させる。このローカル発振器１０６はタイミング基準１０３を変化させ、このタイミング基準１０３はＲＦフロントエンド１０４により使用される周波数シンセサイザの周波数を変化させる。このように、図１はＣＤＭＡ無線通信システムの受信機のための周波数トラッキングに対する従来的な方法の１つの例を示している。

図１で説明される例では、デジタル制御信号の不正確な“較正”が、例えば制御ビット１２５用に実験値を供給し、周波数トラッキングシステムを安定するまで実行させることでもたらされてしまう。これらの実例のためにはより正確な技術が必要であり、所定の周波数誤差を直接デジタル制御信号に変換してローカル発振器のタイミングを訂正することが望ましい。すなわち、デジタル制御信号を調整するために正確な較正が必要とされる。

正確な較正は、例えばパイロットの検索において有用である。パイロットの検索ではパイロット信号がまだ獲得されていないので、ローカル発振器における周波数の誤差を訂正するために自動周波数制御ループを実行することはできない。移動装置に電源が入ると移動装置はまずパイロット信号を“検索”する。一般的にパイロットの検索はローカル発振器用の初期周波数を選択し、その後ＰＮコード空間にわたってパイロットの検索を実行することによって、すなわち１つ以上のＰＮコードの位相を変化させることによって行われる。パイロットが見つからない場合ローカル発振器の周波数は上下に調整され、ＰＮコード空間全体を通じて再びパイロットの検索が実行される。この処理はパイロット信号が見つかるまで繰り返される。周波数の検索効率が落ちるので、正確な較正なしでは周波数の調整を正確に制御することはできない。

“クイックページング”においても効率的かつ正確な較正が重要である。クイックページングは移動装置を省電力消費すなわち“待機”モードにすることによって動作する。通常のインターバルで、移動装置は“ウェイクアップ”して、任意の到来呼があるかどうかチェックする。ローカル発振器が正しく較正されない場合、到来呼のチェックに要する“ウェイクアップ”時間の長さが長すぎて待機モードによる電力セーブが実質的に損なわれてしまうおそれがある。

このように、無線通信システムにおいて、ローカル発振器の周波数の較正のためのより効率的かつ正確な技術への要求がある。また、無線通信システムの移動装置において、ローカル発振器の周波数誤差を訂正するよう要求されたローカル発振器に対する制御入力を自動的に較正するための技術的な要求もある。さらに、無線通信システムの移動装置において所定の周波数誤差を訂正するために要求されるローカル発振器に対する制御入力を自動的に較正する技術的な要求もある。

本発明にしたがうと、ローカル発振周波数を較正するために使用される正確なデジタル値を得るために、デジタル自動周波数制御ループの周波数誤差弁別器とともにデジタル回転子を有する受信機が使用される。

本発明の１つの観点において、ローカル周波数生成ループの発振周波数における周波数誤差は入力信号の復調中にベースバンド入力信号周波数の変化を生じさせる。ローカル周波数生成ループの周波数誤差と関連したベースバンド入力信号周波数の変化は、例えば周波数誤差弁別器による位相回転として検知することができる。デジタル回転子と周波数誤差弁別器とを含むデジタル自動周波数制御ループを使用することにより、ローカル周波数生成ループによりもたらされる周波数誤差は高度の正確性をもって決定することができる。

例えば周波数誤差は、デジタル自動周波数制御ループの動作が安定するとき、すなわち周波数誤差がもはや実質的に変化しないときに決定される。周波数誤差および対応する制御ビットは、例えば移動装置のメモリ内の較正テーブルに入力される。較正テーブルは、例えば、温度変化、パイロットの周波数検索、およびクイックページングのためにローカル発振周波数を調整するのに用いることができる。

ＣＤＭＡ無線通信システムにおける既知の受信機の周波数トラッキングの一例を示すブロック図。 本発明にしたがった、ＣＤＭＡ無線通信システムにおける受信機の周波数トラッキングおよび較正の例を示すブロック図。 図２に示すデジタル回転子をより詳細に示す図。 本発明にしたがった周波数較正を説明するフローチャート。

図２は、１つの実施形態にしたがった、ＣＤＭＡ無線通信システムにおける例示的な受信機のための周波数トラッキングおよび較正の例を示す。図２に示す例示的な周波数トラッキングおよび較正システム２００は、基地局から移動装置への通信が生じるとき、すなわちＣＤＭＡ無線通信システムのフォワード通信チャネルにわたって通信が生じるとき、一般的に移動装置中に存する受信機つまりＣＤＭＡモデムの一部を構成する。

図２の周波数トラッキングおよび較正システム２００は、図１の周波数トラッキングシステム１００のモジュールおよび特徴と機能的に対応したさまざまなモジュールや特徴を示す。周波数トラッキングシステム１００のモジュールおよび特徴と対応した周波数トラッキングおよび較正システム２００のモジュールおよび特徴は、図１と整合する順序でナンバリングされている。具体的には、ＲＦフロントエンド１０４、周波数誤差弁別器１１０、利得αフィルタ１２２、制御レジスタ１２４、デジタル・アナログ変換器１２６、ＲＣフィルタネットワーク１２８、およびローカル発振器１０６を含むループは、ＲＦフロントエンド２０４、周波数誤差弁別器２１０、利得αフィルタ２２２、制御レジスタ２２４、デジタル・アナログ変換器２２６、ＲＣフィルタネットワーク２２８，およびローカル発振器２０６を含むループにそれぞれ対応している。さらに、受信アンテナ１０２、デジタルベースバンド信号のＩ成分１０５およびＱ成分１０７、制御ビット１２５、およびアナログ同調電圧１２９が、それぞれ、受信アンテナ２０２、デジタルベースバンド信号のＩ成分２０５およびＱ成分２０７、制御ビット２２５、およびアナログ同調電圧２２９として示されている。

引き続き図２で、１つの実施形態において受信アンテナ２０２は、ＣＤＭＡ無線通信システムにおけるフォワード通信チャネルを介して、基地局送信アンテナ（示されていない）から送信されたＲＦ信号を受信する。受信アンテナ２０２はＲＦフロントエンドに接続されている。ＲＦフロントエンド２０４は、ＲＦ搬送波の周波数に適合した周波数シンセサイザを使用してＲＦ信号をベースバンド信号に変換する。例えばＲＦフロントエンド２０４は、フィルタ、周波数シンセサイザ、周波数ミキサ、増幅器、およびアナログ・デジタル変換器を組み合わせて用いて、ＲＦ信号をデジタルベースバンド信号に変換してもよい。ＲＦフロントエンド２０４が使用する周波数シンセサイザは、タイミング基準２０３をローカル発振器２０６から受け取る。このローカル発振器２０６は、ここで説明される１つの実施形態において電圧制御発振器（“ＶＣＯ”）である。タイミング基準２０３は、その周波数がローカル発振器２０６の発振周波数である信号である。例えば、ローカル発振器２０６は、±5ppmで評価される19.68MHzの発振周波数を有する電圧制御温度補償水晶発振器（“ＶＣＴＣＸＯ”）でもよい。このようにして、ＲＦフロントエンド２０４はデジタルベースバンド信号を出力する。図２に示すように、デジタルベースバンド信号は、図２で“Ｉ”と示すＩ成分２０５として参照される同相成分と図２で“Ｑ”と示すＱ成分２０７として参照される直角位相成分とを有する。

引き続き図２で、Ｉ成分２０５およびＱ成分２０７を有するデジタルベースバンド信号はデジタル回転子２０８の入力に与えられる。デジタルベースバンド信号は一連のシンボルを有する。Ｉ成分２０５およびＱ成分２０７を持つデジタルベースバンド信号の一連のシンボルにおける各シンボルは、複素平面空間内の点、すなわちＩおよびＱ成分を用いた複素平面における複素数、I+jQとして表される。ここで、“ｊ”は−１の平方根に等しい複素数である。ローカル発振器２０６における周波数誤差、すなわち、ＲＦフロントエンド２０４において到来呼を復調するよう合成された搬送波周波数と到来搬送波周波数との不一致により、受信された一連のベースバンドパイロットシンボルは複素平面上で回転する。例えば、ＲＦフロントエンド２０４が800MHzの搬送波周波数で信号を復調しているときの1ppmの周波数誤差により、受信された一連のベースバンドパイロットシンボルは１秒当たり８００回複素平面上を回転する。

デジタル回転子２０８は、Ｉ成分２０５とＱ成分２０７を有するデジタルベースバンド信号の複素平面上での回転を実現する。デジタル回転子２０８の出力は、Ｉ成分２０９とＱ成分２１１を有する回転したデジタルベースバンド信号である。Ｉ成分２０９をＩ_rotated、Ｑ成分２１１をＱ_rotatedで表す。Ｉ成分２０９とＱ成分２１１を有する回転デジタルベースバンド信号の各シンボルは、複素平面上でI_rotated+jQ_rotatedで表すことができる。複素平面上でのφ度のシンボルの回転はシンボルを複素数（cosφ+jsinφ）で乗算することによってなされる。したがって、デジタル回転子２０８の動作は以下の式で記述される。
I_rotated+jQ_rotated=(cosφ+jsinφ)(I+jQ)
=(Icosφ-Qsinφ)+j(Isinφ+Qcosφ)
このように、Ｉ成分２０５とＱ成分２０７を有するデジタルベースバンド信号はφ度回転し、回転したデジタルベースバンド信号のＩ成分２０９は（Icosφ-Qsinφ）であり、回転したデジタルベースバンド信号のＱ成分２１１は（Isinφ+Qcosφ）である。回転の角度φは、Ｉ成分２０５とＱ成分２０７を有するデジタルベースバンド信号の一連のシンボル中のシンボル毎に変化してもよく、したがって、一般的にこの角度は以下でより詳細に説明される利得βフィルタ２２０からデジタル回転子２０８への入力にしたがって、時間の経過に伴い定常的に変化している。例えば、利得βフィルタ２２０からデジタル回転子２０８への入力はδnで表すことができ、ここでｎはＩ成分２０５とＱ成分２０７を有するデジタルベースバンド信号の一連のシンボルの時間インデックスである。このシーケンス中の各シンボルに関する回転の角度φは以下の式で表される。
φ(n)=φ(n-1)+δ(n)
この式は、デジタル回転子２０８が“周波数変換”として参照される周波数訂正を生成していることを示す。なぜなら、角度φ(n)に対応する位相が時間の経過に伴い変化しているからである。例えばδ(n)が一定の場合、Ｉ成分２０５とＱ成分２０７とを有するデジタルベースバンド信号の一連のシンボルにおける１番目のシンボルδは角度φ(1)=δだけ位相回転し、このシーケンスの２番目のシンボルは角度φ(2)=φ(1)+δ=2δだけ位相回転し、同様に、このシーケンスのｋ番目のシンボルは角度φ(k)=kδだけ位相回転する。連続した位相の回転はこのように、ローカル発振器２０６の周波数誤差を補償するよう調整された周波数を持つ入力信号を提供する一方でベースバンド入力信号の周波数を変化させる。

引き続き図２で、デジタル回転子２０８の出力は、周波数誤差弁別器２１０の入力に結合し、これにより回転デジタルベースバンド信号のＩ成分２０９およびＱ成分２１１が、パイロット復調モジュール２１２に与えられる。パイロット復調モジュール２１２は、ＰＮ逆拡散と、ウォルシュ累算として参照されるウォルシュデカバリングを行い、入力信号を一連のパイロットシンボルとして復調する。Ｉ成分のパイロット信号２１３は、装置遅延素子２１４および位相回転測定モジュール２１８に与えられる。Ｑ成分のパイロットシンボル２１５は、装置遅延素子２１６および位相回転測定モジュール２１８に与えられる。装置遅延素子２１４は、位相回転測定モジュール２１８が前のＩ成分のパイロットシンボル２１７を現在のＩ成分のパイロット信号２１３と同時に利用できるようにし、装置遅延素子２１６は、位相回転測定モジュール２１８が前のＱ成分のパイロットシンボル２１９を現在のＱ成分のパイロットシンボル２１５と同時に利用できるようにする。これによって、位相回転測定モジュール２１８は、連続したシンボル間の位相回転、すなわち現在のパイロットシンボルと前のパイロットシンボルとの間の位相回転を計算することができる。ローカル発振器２０６の周波数誤差は、連続したシンボル間、すなわち現在のパイロットシンボルと前のパイロットシンボルとの間の位相回転に比例している。したがって、ローカル発振器２０６の周波数誤差は誤差測定値２２１に比例する。位相回転測定モジュール２１８は誤差測定値２２１をスイッチ２２７に出力する。

ＩＳ−９５Ａ・ＣＤＭＡ・ＲＡＫＥ受信機のように、一般的に４つのフィンガーを持つＲＡＫＥ受信機の場合、周波数誤差弁別器２１０がＲＡＫＥ受信機の各フィンガーに対して複製される。したがってＲＡＫＥ受信機の場合、回転デジタルベースバンド信号は各フィンガーの周波数誤差弁別器に与えられ、すべてのフィンガーからの誤差測定値は合計するか平均をとって誤差測定値２２１となり、スイッチ２２７に与えられる。

引き続き図２で、合計誤差測定値か平均誤差測定値である誤差測定値２２１がスイッチ２２７に与えられる。図２に示すように、スイッチ２２７は、２つの位置、位置“Ａ”または位置“Ｂ”のいずれかにセットすることができる。スイッチ２２７が位置Ａにセットされるとき、周波数誤差弁別器２１０によって出力された誤差測定値２２１が利得αフィルタ２２２に与えられる。スイッチ２２７が位置Ａにセットされているとき、ＲＦフロントエンド２０４、周波数エラー弁別器２１０、利得αフィルタ２２２、制御レジスタ２２４、デジタル・アナログ変換器２２６、ＲＣフィルタネットワーク２２８、およびローカル電圧制御発振器２０６を有する“ローカル周波数生成ループ”はクローズ、すなわち動作中である。これに対して、デジタル回転子２０８、周波数誤差弁別器２１０、および利得βフィルタ２２０を有するデジタル自動周波数制御ループ２５０はオープン、すなわち非動作中である。

スイッチ２２７が位置Ｂにセットされるとき、周波数誤差弁別器２１０によって出力された誤差測定値２２１は、以下でさらに説明される利得βフィルタ２２０に与えられる。スイッチ２２７が位置Ｂにセットされているとき、デジタル回転子２０８、周波数誤差弁別器２１０、および利得βフィルタ２２０を有するデジタル自動周波数制御ループ２５０はクローズ、すなわち動作中である。これに対して、ＲＦフロントエンド２０４、周波数誤差弁別器２１０、利得αフィルタ２２２、制御レジスタ２２４、デジタル・アナログ変換器２２６、ＲＣフィルタネットワーク２２８、およびローカル発振器２０６を有するローカル周波数生成ループはオープン、すなわち非動作中である。しかしながら、ローカル周波数生成ループ自体が非動作中であっても、制御レジスタ２２４、デジタル・アナログ変換器２２６、ＲＣフィルタネットワーク２２８、およびローカル発振器２０６は動作中であり、引き続き制御レジスタ２２４に記憶されている制御ビット２２５の値を利用してＲＦフロントエンド２０４にタイミング基準２０３を提供する。スイッチ２２７は技術的に知られた多くの方法のうちの任意のもので実現することができる。例えば、移動装置のマイクロプロセッサにリンクしている論理ゲートを利用することができる。代わりに、“ソフトウェアスイッチ”が使用されてもよい。スイッチ２２７の構成に関する詳細は当業者にとって明らかなのでここでは示されない。

引き続き図２で、スイッチ２２７が位置Ｂにセットされているとき、周波数誤差弁別器２１０によって出力された誤差測定値２２１が利得βフィルタ２２０に与えられる。利得βフィルタ２２０は、利得βで誤差測定値２２１を乗算し、位相差２４０として参照されるフィルタされた誤差測定値を、上述の回転角φ（ｎ）に対する訂正δ（ｎ）の形式でデジタル回転子２０８に提供する。訂正δ（ｎ）は、本発明で“訂正値”として参照される。利得βフィルタ２２０の利得βは調整可能である。例えば、デジタル回転子２０８、周波数誤差弁別器２１０および利得βフィルタ２２０を有するデジタル自動周波数制御ループの適切なバランスをとり、確実に訂正フィードバック動作を行うために調整が行われる。

引き続き図２で、スイッチ２２７が位置Ａにセットされるとき、周波数誤差弁別器２１０により出力された誤差測定値２２１が利得αフィルタ２２２に与えられる。利得αフィルタ２２２は利得αで誤差測定値を乗算し、制御ビット２２３の形式でフィルタされた誤差測定値を制御レジスタ２２４に提供する。利得αフィルタ２２２の利得αは調整可能である。例えば、ＲＦフロントエンド２０４、周波数誤差弁別器２１０、利得αフィルタ２２２、制御レジスタ２２４、デジタル・アナログ変換器２２６、ＲＣフィルタネットワーク２２８、およびローカル発振器２０６を有するローカル周波数生成ループの適切なバランスをとり、確実に訂正フィードバック動作を行うために調整が行われる。

制御レジスタ２２４は制御ビット２２３用の記憶装置を備えている。制御ビット２２３は制御レジスタ２２４から制御ビット２２５としてデジタル・アナログ変換器２２６に出力される。デジタル・アナログ変換器２２６は制御ビット２２５を変換する。すなわち、アナログ量が制御値に正比例する電圧のようなアナログの形式で制御値をデジタル的に表す。デジタル・アナログ変換はさまざまな形式で提供することができ、例えばデジタル・アナログ変換器２２６はパルス密度モジュレータ（“ＰＤＭ”）でもよい。１つの実施形態では、デジタル・アナログ変換器２２６は制御ビット２２５の値にしたがって変化するアナログ制御電圧を出力として提供する。

ＲＣフィルタネットワーク２２８は、デジタル・アナログ変換器２２６の出力電圧の任意の残差の変動をフィルタして、アナログ同調電圧２２９すなわち制御電圧をローカル発振器２０６に提供する。ローカル発振器２０６は、１つの実施形態を説明するために用いられる例では電圧制御発振器である。アナログ同調電圧２２９は、タイミング基準２０３を訂正するローカル発振器２０６の発振周波数をセット、すなわち訂正する。このようにして、ＲＦフロントエンド２０４により利用される周波数シンセサイザはＲＦ搬送波の周波数と一致する。

要約すると、図２を参照して、スイッチ２２７が位置Ａにセットされるとき、周波数トラッキングおよび較正システム２００は“モードＡ”として参照されるモードで動作する。このとき、ＲＦフロントエンド２０４、周波数誤差弁別器２１０、利得αフィルタ２２２、制御レジスタ２２４、デジタル・アナログ変換器２２６、ＲＣフィルタネットワーク２２８、およびローカル電圧制御発振器２０６を有するローカル周波数生成ループはクローズ、すなわち動作中である。モードＡの周波数トラッキングおよび較正システム２００は、制御ビット２２５の初期値を制御レジスタ２２４に置くことによって初期化される。初期値は、例えば実験上で導かれた値か、あるいはループのより速くより効率的な安定のために“較正テーブル”から得られた値でもよい。

モードＡではデジタル回転子２０８の動作は実際にはディスエーブルである。言い換えれば、モードＡではデジタル回転子２０８の出力信号はデジタル回転子２０８の入力信号とほぼ同一である。ディスエーブルなデジタル回転子２０８は多くの異なる方法で有効にできる。例えばスイッチまたは論理は、スイッチ２２７が位置Ａにセットされるときはいつでも、デジタル回転子２０８周辺の入力信号、すなわちＩ成分２０５とＱ成分２０７を有するデジタルベースバンド信号を周波数誤差弁別器２１０に対して分流するよう設けられてよい。別の例として、デジタル回転子２０８が使用する回転角φは、スイッチ２２７が位置Ａにセットされるときはいつでもゼロにセットされてよい。角度ゼロの回転は入力信号に全く影響をもたらさないので、デジタル回転子２０８は引き続き動作していてもよい。したがって、ＲＦフロントエンド２０４、周波数誤差弁別器２１０、利得αフィルタ２２２、制御レジスタ２２４、デジタル・アナログ変換器２２６、ＲＣフィルタネットワーク２２８、およびローカル発振器２０６を有するローカル周波数生成ループのモードＡでの動作は、デジタル回転子２０８によって影響を受けない。モードＡで、デジタル回転子２０８、周波数誤差弁別器２１０および利得βフィルタ２２０を有するデジタル自動周波数制御ループはオープン、すなわち非動作中である。

さらに、図２を参照して、スイッチ２２７が位置Ｂにセットされるとき、周波数トラッキングおよび較正システム２００は、“モードＢ”として参照されるモードで動作する。ここで、デジタル回転子２０８、周波数誤差弁別器２１０、および利得βフィルタ２２０を有するデジタル自動周波数制御ループ２５０はクローズ、すなわち動作中である。モードＢにおいて、ＲＦフロントエンド２０４、周波数誤差弁別器２１０、利得αフィルタ２２２、制御レジスタ２２４、デジタル・アナログ変換器２２６、ＲＣフィルタネットワーク２２８、およびローカル発振器２０６を有するローカル周波数生成ループはオープン、すなわち非動作中である。

したがって、周波数トラッキングおよび較正システム２００がモードＢで動作するとき、利得αフィルタ２２２は制御レジスタ２２４に入力を提供しない。しかしながら、ローカル電圧制御発振器２０６は引き続き制御レジスタ２２４に記憶された制御ビット２２５の値によって決定された周波数で動作する。

モードＢで動作する際、制御レジスタ２２４に記憶された制御ビット２２５の値が変化、すなわち摂動値が制御レジスタ２２４に挿入されて、ローカル電圧制御発振器２０６の発振周波数のオフセットが生成される。その結果ローカル電圧制御発振器２０６は、デジタル回転子２０８に入力されるＩ成分２０５とＱ成分２０７とを有するデジタルベースバンド信号の周波数オフセットを生成する。デジタル回転子２０８はＩ成分２０５とＱ成分２０７を有するデジタルベースバンド信号の位相を調整することによって、言い換えれば周波数誤差弁別器２１０に入力されるＩ成分２０９およびＱ成分２１１を有する回転したデジタルベースバンド信号を生成することによって周波数オフセットを訂正する。デジタル回転子２０８は、フィードバック、すなわち利得βフィルタ２２０を介して周波数誤差弁別器２１０から受け取った位相差２４０にしたがってＩ成分２０５とＱ成分２０７とを有するデジタルベースバンド信号の位相を調整することにより、周波数オフセットを訂正する。デジタル自動周波数制御ループ２５０が安定動作に達したときに周波数オフセットが決定されてもよい。デジタル自動周波数制御ループ２５０は、例えば利得βフィルタ２２０からデジタル回転子２０８への入力である位相差２４０がもはや実質的に変化しないときに安定動作に達する。位相差２４０がもはや実質的に変化しないとき、周波数誤差弁別器２１０の出力、すなわち誤差測定値２２１はほぼゼロに等しい。したがって、例えばデジタル自動周波数制御ループ２５０の安定動作は、周波数誤差弁別器２１０の出力をチェックして読み取り誤差測定値２２１がいつほぼゼロに等しいかを決定することにより判断される。デジタル自動周波数制御ループ２５０が安定動作に達するとき、例えばデジタル回転子２０８に入力された位相調整の大きさである位相差２４０をＩ成分２０５とＱ成分２０７を有するデジタルベースバンド信号におけるシンボルの間の時間で分割することによって、周波数オフセットが決定される。安定動作が決定されると、摂動値および対応する周波数オフセットは、移動装置のメモリに記憶された較正テーブルに入力される。例えばフラッシュメモリまたは他の不揮発性メモリが較正テーブルを作成記憶のために使用される。テーブルに記憶された値は、モードＡで周波数トラッキングおよび較正システム２００がより効率的に動作するよう、制御レジスタ２２４に挿入された制御ビット２２５の値を調整するために使用することができる。

例えば、パイロットの検索中、周波数トラッキングおよび較正システム２００はモードＡで動作するよう構成されてもよい。較正テーブルからの値を使用して制御レジスタ２２４に挿入された制御ビット２２５の値を調整することによって、周波数トラッキングおよび較正システム２００は、パイロット信号検索で使用するために既知の周波数誤差または所定の周波数オフセットを利用することができる。例えば、電圧制御発振器２０６が±5ppmの許容範囲を有し、800MHzのＲＦ搬送波を合成するための時間基準として使用されている場合、合成されている搬送波周波数は±4000MHzの誤差を有するだろう。この周波数誤差は直接ベースバンド信号に変換される。較正テーブルからの値を制御レジスタ２２４に読み込ませることによって、周波数が1000Hzの増分だけ変化した後にパイロットの検索が行われる場合に、系統立った周波数の検索を行うことができる。したがって、より正確な周波数検索を実現することによって、周波数トラッキングおよび較正システム２００はパイロットの検索における時間と電力消費を低減させることができる。

周波数トラッキングおよび較正システム２００は、例えば、移動装置の温度が変化するときなど、必要に応じてモードＢに入るよう構成されてもよい。上述したように、温度は水晶発振器の発振周波数に影響を与える。各移動装置は一般的に温度センサを有するので、例えば周波数トラッキングおよび較正システム２００は、移動装置の温度センサが温度の変化を知らせる場合はいつでもモードＢの動作に入るよう構成されてもよい。また、例えば較正テーブルは各温度の値に対して対応する摂動値および周波数オフセットを提供するよう拡張されてもよい。

さらに別の例として、周波数トラッキングおよび較正システム２００は、上述のクイックページングの“ウェイクアップ”部分についてモードＢの動作に入るよう構成されてもよい。ウェイクアップのときに較正テーブルからの値を使用して制御レジスタ２２４に挿入された制御ビット２２５の値を調整することによって、周波数トラッキングはモードＢで、到来呼をチェックするのに必要な少しの時間で達成されることができる。モードＢは、デジタル回転子を使用して現在の周波数オフセットの正確な値を決定するために用いられる。この周波数オフセットを較正テーブルへのインデックスとして使用して、制御レジスタ２２４に挿入された制御ビット２２５の値が決定され、次のウェイクアップ時の周波数誤差を訂正することができる。この手順により、モードＡで周波数トラッキングループを実行するのに必要な長時間のインターバルが回避される。モードＢの動作はモードＡの動作よりもかなり速く完了し、モードＡの動作よりも少ない電力を消費する。したがって、モードＢ動作で較正テーブルを使用することにより、周波数トラッキングおよび較正システム２００はクイックページングの際のウェイクアップ時間と電力消費を低減させることができる。このように、図２は１つの実施形態にしたがったＣＤＭＡ無線通信システムにおける例示的な受信機のための周波数トラッキングおよび較正の例を説明している。

図３は１つの実施形態にしたがったデジタル回転子の構成の例を示す。図３は、図２のデジタル回転子２０８に対応した例示的なデジタル回転子３０８を示す。デジタル回転子３０８は、図２のデジタルベースバンド信号のＩ成分２０５とデジタルベースバンド信号のＱ成分２０７にそれぞれ対応する入力信号３０５および３０７を受信する。そして、図２の回転デジタルベースバンド信号のＩ成分２０９および回転デジタルベースバンド信号のＱ成分２１１にそれぞれ対応した回転出力信号３０９および３１１を生成する。

入力信号３０５および３０７の一連のシンボル中の各シンボルは複素平面上で表される。すなわち複素数として、ＩおよびＱ成分を用いてI+jQと表すことができる。ここで“ｊ”は−１の平方根に等しい複素数である。それぞれI_rotatedおよびQ_rotatedで示される回転出力信号３０９および３１１のＩおよびＱ成分を使用して、回転出力信号３０９および３１１の各シンボルも、複素平面上でI_rotated+jQ_rotatedとして表される。複素平面上の角度φのシンボルの位相回転は、複素数(cosφ+jsinφ)でシンボルを乗算することによってなされる。したがって、入力信号３０５および３０７の各シンボルを角度φだけ位相回転させて回転出力信号３０９および３１１のシンボルにすることは以下の式で示される。

I_rotated+jQ_rotated=(cosφ+jsinφ)(I+jQ)
=(Icosφ-Qsinφ)+j(Isinφ+Qcosφ)
したがって、入力信号３０５および３０７が角度φだけ回転するとき、回転出力信号３０９（Ｉ成分）は（Icosφ-Qsinφ）であり、回転出力信号３１１（Ｑ成分）は（Isinφ+Qcosφ）である。

図３に示すように、入力信号３０５および３０７はデジタル回転子３０８に与えられ、ここで入力信号３０５および３０７は位相回転モジュール３３０の入力に導かれる。デジタル回転子３０８の位相回転モジュール３３０は、複素平面上での入力信号３０５および３０７の位相回転を実現する。位相回転モジュール３３０は、三角関数ルックアップテーブル３３２を利用して、図３に示す位相累積モジュール３３４が三角関数ルックアップテーブル３３２に提供した角度φ３３１に対応して、それぞれ“ｓｉｎ”および“ｃｏｓ”と略された三角関数の正弦および余弦の値を提供する。入力信号３０５および３０７並びに角度φ３３１を入力として使用して適切なルックアップおよび乗算動作を実行することにより、三角関数ルックアップテーブル３３２は、Icosφ３３３およびQsinφ３３７を加算機３３６への入力として出力し、値Isinφ３３５およびQcosφ３３９を図３に示すように加算機３３８への入力として出力する。三角関数ルックアップテーブル３３２はさまざまな方法で実現されてもよく、例えば全体のテーブルおよび乗算動作はハードウェアで実現されてもよいし、あるいはルックアップテーブルおよび乗算動作は読み出し専用メモリに記憶された三角関数の値によってソフトウェアで実現されてもよい。

図３に示すように、値Icosφ３３３とQsinφ３３７は加算機３３６に提供される。Icosφ３３３は図３で“＋”とマークされている加算機３３６の正の入力に提供され、Qsinφ３３７は図３で“−”とマークされている加算機３３６の負の入力に提供される。正の入力は自己の値を修正しないが、負の入力は自己の負の値を生成する。したがって加算機３３６の出力は(Icosφ-Qsinφ)である。したがって、加算機３３６の出力、すなわち回転出力信号３０９は上述の式におけるＩ成分である。さらに図３で示すように、値Isinφ３３５とQcosφ３３９は加算機３３８に提供される。Isinφ３３５とQcosφ３３９の値はいずれも、図３で“＋”とマークされている加算機３３８の正の入力に提供される。したがって、加算機３３８の出力は(Isinφ+Qcosφ)である。したがって、加算機３３８の出力、すなわち回転出力信号３１１は上述の式におけるＱ成分である。このように、位相回転モジュール３３０は、入力信号３０５および３０７並びに位相回転角度φ３３１から、ＩおよびＱ成分、すなわち回転出力信号３０９および３１１を生成し、これらをデジタル回転子３０８の出力に導く。したがって、デジタル回転子３０８の出力は回転出力信号３０９および３１１である。

位相回転モジュール３３０が使用する位相回転角φ３３１の値は、図２の利得βフィルタ２２０から出力された位相差２４０に対応する利得βフィルタ出力３４０から決定される。利得βフィルタ出力３４０は、位相回転角φ３３１に対する誤差訂正としてデジタル回転子３０８に出力される。言い換えれば、位相回転角φ３３１に対応する誤差訂正は、正または負の位相差３４３である。これは、加算機３４４によって現在の位相回転角φ３４７に加算され、位相差が正か負かによってそれぞれ現在の位相回転角φ３４７を増加または減少させる。このように、利得βフィルタ出力３４０は位相差レジスタ３４２に与えられる。ここで利得βフィルタ出力３４０は位相差３４３として記憶されて現在の位相回転角φ３４７に加算され、図３で示すように、加算機３４４によって位相累算レジスタ３３４に記憶される。この加算は入力信号３０５および３０７の一連のシンボル中の新しいシンボルがデジタル回転子に入力される毎に行われる。位相差レジスタ３４２に記憶されている位相差３４３の値はδ(n)で表される。ここでｎは入力信号３０５および３０７の一連のシンボルの時間インデックスであり、時間の経過に伴う位相回転角φ３３１への更新は以下の式で表される。
φ(n)=φ(n-1)+δ(n)
この式は、デジタル回転子３０８がベースバンド入力信号３０５および３０７に対して周波数の訂正または変換を割り当てていることを示している。なぜなら、ベースバンド入力信号３０５および３０７に割り当てられている角度φ（ｎ）に対応する位相回転角が時間の経過により変化するからである。このように図３は、１つの実施形態にしたがったデジタル回転子３０８の構成の例を説明している。

図４は、１つの実施形態にしたがった、周波数トラッキングのための較正テーブルを構成する１つの例を表すフローチャート４００を示す。図４に示すフローチャート４００は、通信がフォワードチャネルで行われているときに通常移動装置内に存する受信機において実行され得る処理を表している。フローチャート４００で示す処理は周波数トラッキングシステムにより実行することができる。このシステムには、例えばＣＤＭＡ通信システムまたはスペクトル拡散通信システムの移動装置またはＣＤＭＡモデムにおける、周波数トラッキングおよび較正システム２００がある。

図４を参照して、“較正処理”として参照される周波数トラッキングのための較正テーブルを構成する本発明の処理がステップ４０２で始まる。較正処理の開始は、例えば上述したような温度の変化を知らせる移動装置内の温度センサによってトリガされてもよい。また、例えば較正処理の開始は、１秒毎といった特定の時間インターバルでトリガされてもよい。

説明の目的で、例示的な周波数トラッキングおよび較正システム２００を用いると、ステップ４０４で周波数トラッキングおよび較正システム２００のスイッチ２２７を位置Ｂにセットすることにより較正処理が開始される。上述のように、スイッチ２２７を位置ＢにセットすることによりモードＢでの周波数トラッキングおよび較正システム２００の動作が可能になる。すなわち、デジタル回転子２０８、周波数誤差弁別器２１０、および利得βフィルタ２２０を有するデジタル自動周波数制御ループ２５０はクローズ、すなわち動作中である。一方で、制御レジスタ２２４、デジタル・アナログ変換器２２６、ＲＣフィルタネットワーク２２８、ローカル電圧制御発振器２０６、ＲＦフロントエンド２０４、および周波数誤差弁別器２１０を有するローカル周波数生成ループはオープンである。

引き続き図４で、ステップ４０６において、摂動値が周波数トラッキングおよび較正システム２００の制御レジスタ２２４に挿入される。摂動値は、制御ビット２２５に関する既知または所定の値である。例えば、周波数トラッキングおよび較正システム２００は、安定値が制御レジスタ２２４における制御ビット２２５の値に達するまでモードＡで実行されてもよい。その後、周波数トラッキングおよび較正システム２００がモードＢで動作するよう切り換えられるときに、制御ビット２２５の値が制御レジスタ２２４から読み出され、既知のオフセットが制御ビット２２５の値に算術的に加算されて、制御レジスタ２２４に挿入されるべき摂動値を生成することができる。

多くの摂動値が較正テーブルの各入力に対して１つずつ生成される。制御ビット２２５に関する摂動値が制御レジスタ２２４に挿入されると、デジタル・アナログ変換器２２６は、制御ビット２２５の摂動値をアナログ値の電圧に変換する。アナログ値の電圧は上述のようにＲＣフィルタネットワーク２２８で平滑され、アナログ同調電圧２２９をデジタル・アナログ変換器２２６に供給する。このように、制御レジスタ２２４に挿入された摂動値はローカル発振器２０６の発振器周波数の周波数誤差を生成する。上述のように、ローカル発振器２０６の周波数誤差は連続したパイロットシンボル間の位相回転に比例しており、周波数誤差弁別器２１０の位相回転測定モジュール２１８は位相差２４０を利得βフィルタ２２０に提供する。利得βフィルタ２２０は位相差２４０をデジタル回転子２０８の入力に提供する。この位相差２４０は上述したように位相回転角の訂正として機能する。

フローチャート４００のステップ４０８で、デジタル回転子２０８、周波数誤差弁別器２１０、および利得βフィルタ２２０を有するデジタル自動周波数制御ループ２５０は安定するまで動作する。図２を参照して上述したように、デジタル自動周波数制御ループ２５０が安定動作に達するときに周波数オフセットが決定されてもよい。デジタル自動周波数制御ループ２５０は、例えば利得βフィルタ２２０からデジタル回転子２０８への入力である位相差２４０がもはや実質的に変化しないときに安定動作に達する。デジタル自動周波数制御ループ２５０が安定動作に達するとき、周波数オフセットは、例えばＩ成分２０５とＱ成分２０７を有するデジタルベースバンド信号におけるシンボル間の時間で位相差２４０を分割することによって決定されてもよい。また、例えば図３に示すデジタル回転子３０８の構成を利用して、位相差レジスタ３４２の位相差３４３を読み出し、これをデジタルベースバンド入力信号３０５および３０７のシンボル間の時間で分割することによって周波数オフセットが計算されてもよい。

フローチャート４００のステップ４１０で、周波数誤差は上述のようにデジタル回転子２０８から決定され、制御レジスタ２２４から読み出された制御ビット２２５の摂動値とともに較正テーブルに記憶される。したがって、例えば、移動装置内の不揮発性メモリに記憶されている較正テーブルは、制御レジスタ２２４の制御値コンテンツ、すなわち摂動値と、デジタル回転子２０８を使用してデジタル的に非常に正確に測定されたローカル発振器２０６の周波数誤差との間の関係を維持する。さらに、移動装置の温度センサの値が並行して記憶される場合には、較正テーブルは、温度、制御値、およびローカル発振器周波数誤差の間の関係を維持するよう構築されてもよい。

ステップ４１２で、処理は較正テーブルが完成したかどうかを決定する。例えば較正テーブルは、各温度について較正されたテーブル入力の数に基づいて完成すべきかどうかが決定されてもよい。この例では、“テーブル入力”は温度値、制御値、および周波数誤差の組み合わせを参照する。較正された各温度値に対して５から２０の範囲のテーブル入力が合理的な数のテーブル入力である。例えば、５つのテーブル入力が較正された場合、テーブルは、較正されている温度値に対して完成していると決定されてもよい。別の例として、テーブルは特定の範囲の周波数誤差が較正された場合に完成していると決定されてもよい。上記で与えられた800MHzの周波数シンセサイザの例に関しては、周波数は4000Hzの誤差内で正確であるよう期待され、テーブル入力が-4000Hzから+4000Hzの範囲で1000Hzの周波数誤差ごとに生成されてもよい。較正テーブルが完成していないと決定された場合、ステップ４０６に戻り、引き続き新しい摂動値と共に制御レジスタ２２４に挿入されることで処理は進む。較正テーブルが完成していると決定されると、処理はステップ４１４に進む。

ステップ４１４で較正処理は終了する。較正処理の際、周波数トラッキングおよび較正システム２００はモードＢで動作する。較正処理の最後で、モードＢでの動作は継続してもよいし、例えばクイックページングが実行されるべき場合に開始されてもよい。別の例として、較正処理の最後において、周波数トラッキングおよび較正システム２００の動作はスイッチ２２７を位置ＡにセットすることによってモードＡに戻ってもよい。このように、図４は１つの実施形態にしたがった周波数トラッキングのための較正テーブルを構築する較正処理の例を示している。

これまでの説明によって、本発明が無線通信においてローカル発振周波数を較正する装置および方法を提供していることが認められる。上述した本発明の実施形態にしたがうと、既知の周波数誤差は、無線通信システム用の受信機においてタイミング基準として利用される電圧制御発振器のためにアナログ同調電圧に変換される。さらに、上述した本発明の実施形態にしたがうと、周波数誤差と同調電圧を決定するために使用されるデジタル制御値との間の関係が符号化され、周波数誤差とアナログ同調電圧との間の迅速で効率的な変換を提供する。本発明はＣＤＭＡシステムの通信に当てはまるように説明されているが、当業者であれば、電圧制御または電流制御されたアナログ装置または回路の同調のためにデジタル・アナログ変換が必要とされる同様の状況に本発明を応用できることを容易に理解できるだろう。

上述の説明から、本発明の概念を実現するためにその範囲から逸脱することなくさまざまな技術が利用されてもよいことは明らかである。さらに本発明はある実施形態を参照して説明されているが、当業者であれば、本発明の精神および範囲から離れることなくその形式や内容において変更をなしてもよいことを認識するだろう。例えば実施形態は、ここで主にＣＤＭＡ無線通信システムを参照して説明されたが、本発明は、例えば時間分割多元接続（“ＴＤＭＡ”）通信システムのように正確なタイミング基準を必要とする任意のタイプの通信システムで利用されてもよい。また、例えばここで説明された実施形態で示されたデジタル回転子は、ハードウェア、ソフトウェア、あるいは両方の組み合わせで実現されてもよい。説明された実施形態は例示であり非制限的であるというすべての観点で検討されるべきである。本発明はここで説明された特定の実施形態に制限されるものではなく、多くの再構成、修正、および代替が本発明の範囲から逸脱することなく可能である。

以上のように、無線通信におけるローカル発振周波数を較正する装置および方法が説明された。

Claims (25)

1. 第１の周波数を有するベースバンド入力信号を受信するよう構成されたデジタル自動周波数制御ループを具備し、
   前記デジタル自動周波数制御ループは、周波数誤差弁別器を有し、前記周波数誤差弁別器は誤差測定値を生成するよう構成されており、前記デジタル自動周波数制御ループは、
   前記第１の周波数を有する前記ベースバンド入力信号を受信するよう構成され、前記誤差測定値を生成する前記周波数誤差弁別器に回転デジタルベースバンド出力を提供するデジタル回転子をさらに有する受信機。
2. 前記周波数誤差弁別器は、一連のパイロットシンボルを位相回転測定モジュールに提供するパイロット復調モジュールをさらに具備し、前記位相回転測定モジュールは、前記一連のパイロットシンボルにおける現在のパイロットシンボルと前のパイロットシンボルとの間で位相回転を計算し、前記位相回転は前記誤差測定値を決定する請求項１記載の受信機。
3. 前記誤差測定値を受信する入力を有し、前記デジタル回転子に結合された利得βフィルタをさらに具備する請求項１記載の受信機。
4. 第２の周波数で発振する発振器を有するローカル周波数生成ループをさらに具備する請求項１記載の受信機。
5. 前記ローカル周波数生成ループは、前記周波数誤差弁別器の出力に結合された利得αフィルタをさらに具備し、前記利得αフィルタは制御レジスタに結合した出力を有する請求項４記載の受信機。
6. 前記ローカル周波数生成ループは、前記制御レジスタの出力に結合された入力を持つデジタル・アナログ変換器を有し、前記デジタル・アナログ変換器は前記発振器に結合された出力を有し、前記デジタル・アナログ変換器の前記出力は前記発振器を前記第２の周波数で発振させる請求項５記載の受信機。
7. 前記発振器は電圧制御された発振器である請求項６記載の受信機。
8. 前記ローカル周波数生成ループは、前記デジタル・アナログ変換器の前記出力に結合された入力を有するＲＣフィルタネットワークをさらに具備し、前記ＲＣフィルタネットワークは前記発振器に接続された出力を持ち、前記ＲＣフィルタネットワークの前記出力は、前記発振器を前記第２の周波数で発振させるようセットする請求項６記載の受信機。
9. 前記デジタル自動周波数制御ループがクローズのときに、前記ローカル周波数生成ループをオープンにし、前記ローカル周波数生成ループがクローズのときに前記デジタル自動周波数制御ループをオープンにするよう構成されたスイッチをさらに具備する請求項１記載の受信機。
10. 周波数誤差弁別器と結合したデジタル回転子を具備するデジタル自動周波数制御ループにおいて、
    第１の周波数を持つデジタルベースバンド入力信号を受信し、
    回転デジタルベースバンド出力を前記周波数誤差弁別器に供給し、
    前記第１の周波数を調整させる誤差測定値を生成するステップを含む方法。
11. ローカル周波数生成ループにおける発振器に、第２の周波数を発振させるステップをさらに含む請求項１０記載の方法。
12. 前記ローカル生成ループにおける制御レジスタ中の複数の制御ビットを利用して前記発振器を前記第２の周波数で発振させることをさらに含む請求項１１記載の方法。
13. 前記調整は、前記発振器の前記第２の周波数における周波数誤差に対応する請求項１２記載の方法。
14. 前記複数の制御ビットに対応する前記周波数誤差を較正テーブルに入力するステップをさらに含む請求項１３記載の方法。
15. 前記誤差測定値を前記デジタル回転子に与えるステップをさらに有する請求項１０記載の方法。
16. 前記与えるステップは、前記デジタル回転子に結合された出力を有する利得βフィルタに前記誤差測定値を提供することを含む請求項１５記載の方法。
17. 前記第１の周波数を有する前記デジタルベースバンド入力信号は、各シンボルが、同相成分と直角位相成分とを有する一連のシンボルを有する請求項１０記載の方法。
18. 前記利用するステップは、前記発振器に前記第２の周波数で発振させる前記複数の制御ビットのデジタル・アナログ変換器を有する請求項１２記載の方法。
19. 前記発振器は電圧制御発振器であり、前記デジタル・アナログ変換器はアナログ制御電圧を出力して、前記発振器を前記第２の周波数で発振させる請求項１８記載の方法。
20. 第１の周波数を有するベースバンド入力信号を受信するデジタル自動周波数制御ループと、第２の周波数で発振する発振器を含むローカル周波数生成ループとを有する受信機であって、前記デジタル自動周波数制御ループは、
    前記第１の周波数を有する前記ベースバンド入力信号を受信するよう構成され、回転デジタルベースバンド出力を誤差測定値を生成する周波数誤差弁別器に提供するデジタル回転子をさらに有し、前記誤差測定値に基づいて前記第１の周波数に前記第２の周波数の周波数誤差に対応した調整を行う受信機。
21. 前記周波数誤差弁別器は、一連のパイロットシンボルを位相回転測定モジュールに提供するパイロット復調モジュールをさらに有し、前記位相回転測定モジュールは、現在のパイロットシンボルと前記一連のパイロットシンボルにおける前のパイロットシンボルとの間の位相回転子を計算し、前記位相回転子は前記誤差測定値を決定する請求項２０記載の受信機。
22. 前記誤差測定値を受信する入力を有し、前記デジタル回転子に結合された出力を有する利得βフィルタをさらに具備する請求項２０記載の受信機。
23. 前記ローカル周波数生成ループは、前記周波数誤差弁別器の出力に結合された利得αフィルタを具備し、前記利得αフィルタは制御レジスタに結合された出力を有する請求項２０記載の受信機。
24. 前記ローカル周波数生成ループは、制御レジスタの出力に結合された入力を有するデジタル・アナログ変換器を具備し、前記デジタル・アナログ変換器は、前記発振器に結合された出力を有し、前記デジタル・アナログ変換器の前記出力は前記発振器を前記第２の周波数で発振させる請求項２０記載の受信機。
25. 前記デジタル自動周波数制御ループがクローズのときに前記ローカル周波数生成ループをオープンにし、前記ローカル周波数生成ループがクローズのときに前記デジタル自動周波数制御ループをオープンにするよう構成されたスイッチをさらに具備する請求項２０記載の受信機。

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