JP2015503275A - 補聴器用自動ｆｓｋ同調回路および方法 - Google Patents

Abstract

補聴器において用いられるＦＳＫトランシーバ（21）はトランシーバ周波数の自動同調手段を有している。上記自動同調手段は，位相差検出器（26，27，28，29）と，上記位相差検出器（26，27，28，29）から受信される情報にしたがって上記ＦＳＫトランシーバ（21）の共振回路の周波数を制御するように構成される同調マネージャ（25）とを備えている。上記位相差検出器（26，27，28，29）は，上記ＦＳＫトランシーバ（21）の共振回路の素子（Ｃ１）の両端の位相差を計測する。バイナリＦＳＫシンボルの位相差（Ａ）が逆のバイナリＦＳＫシンボルの位相差（Ｂ）と等しい場合，上記共振回路は同調されており，そうでなければ上記同調マネージャ（25）は差を最小するために同調手順を実行する。

Description

この出願は補聴器に関する。より詳細には，無線デジタル通信手段を備える補聴器に関する。この出願はまたＦＳＫトランシーバの共振回路の周波数を同調（チューニング）する方法に関する。

補聴器は，聴覚障害を蒙っている人物の耳の後ろまたは耳の中に装着されるように設計された，小さい，小型電子機器として理解される。補聴器の主要な目的は，補聴器ユーザが知覚するのに充分な程度に周囲からの音を増幅することにある。音は通常補聴器内のマイクロフォンによってピックアップされ，補聴器信号処理装置によって電気的に処理され，補聴器内の音響出力トランスデューサによって再生される。増幅は，ユーザの聴力のオージオグラムに基づく処方（prescription）にしたがって，プロの補聴器フィッタによって聴覚障害者に個別に適合される。上記処方を補聴器増幅器に適用することによって，難聴によって損なわれている周波数範囲を増幅して難聴を補償することができる。フレキシビリティの理由から，補聴器内の信号処理装置は好ましくはデジタル信号処理装置である。

近年の補聴器の中には，外部機器（外部設備）（external equipment）と無線の双方向通信（wireless, two-way communication）を行うことができる短距離トランシーバ（短距離送受信機）（short-range transceivers）を備えるものがある。難聴を補償する処方に補聴器をプログラミングする，補聴器ユーザによって持ち運ばれるポケットサイズの機器から補聴器を遠隔制御する，再生のために外部装置から補聴器に向けてオーディオ信号をストリーミングする，２つの補聴器間で相互通信する，たとえば補聴器間でオーディオ信号をストリーミングするなど，多くのタイプの無線通信が補聴器とともに利用されている。

補聴器中に実装される無線通信のタイプはデジタルのものが好ましく，たとえば，より良好なノイズ耐性，送信信号の有効な誤り訂正が実施できること，デジタル補聴器が使用されるときの送信信号の独立したＡ／ＤまたはＤ／Ａ変換の必要性の排除など，アナログ通信に比べていくつかの利点を含む。非常に電力効率に優れたデジタル無線通信方法は，ＦＳＫ変調されたデジタルビットストリームの送信である。狭い物理的制約（narrow physical constraints）のためにエネルギー密度および電池寿命が非常に制限されるので，電池給電される補聴器では電力効率は重要な設計要素である。

補聴器において用いられる無線回路は補聴器の物理的制約に合うものでなければならない。非常に小さいもの，すなわちそれぞれの側で数ミリメートルでなければならず，かつ控え目な所要電力のものでなければならず，そして許容範囲で通信することできるようにできる限り強い電磁力を放出するものでなければならない。インダクタンスおよびキャパシタンスを備える共振回路を有する誘導無線（inductive radio）は，上記インダクタンスが無線のアンテナの役目を果たすことができ，したがってスペースを節約することができるために，補聴器への適用が好ましいタイプの同調無線回路（tuned radio circuit）である。このような無線トランシーバは，好ましくは同じ周波数で交互にすなわち半二重に送受信するように構成され，これによって複数の通信チャンネルの必要性，複数の周波数の使用から生じるダイプレクサ（デュプレクサ）問題，およびアンテナの再同調の必要性が無くなる。

無線信号を効率よく受信しかつ送信することができるようにするために，誘導無線はその動作周波数を正確に同調する（チューニングする）ことに強く依存する。補聴器の動作寿命のために固定されることになる同調は，当然にインダクタンス・コイルおよび共振容量の成分値にそれぞれ依存し，この同調は理想的にはアンテナ・コイルの製造段階で行われる。しかしながら，動作する補聴器回路の寄生容量が誘導無線の動作周波数に大きな影響を持っており，補聴器工場から出荷されるのに先だって誘導無線の周波数の最終同調のための何らかの方策が必要である。

補聴器の誘導無線の周波数同調の既知のやり方の一つは，補聴器内に配置された同調可能なキャパシタンス素子（容量素子）（tunable capacitance element）と，補聴器に適切な無線テスト信号を提供することが可能な専用校正装置（dedicated calibration rig）とを含む。補聴器内の同調可能な（チューナブルの）キャパシタンス素子は，好ましくは，キャパシタのデジタル同調可能バンク（digitally tunable bank of capacitors）として実装され，一連の電子スイッチが，キャパシタのバンクにおける個々のキャパシタの接続を開放または閉鎖することによってキャパシタのバンクのトータル容量を制御し，これによって段階的に同調可能なキャパシタンス素子が作られる。キャパシタのバンクの電子スイッチは好ましくはラッチ（latch）によって制御され，たとえば８ビット・ラッチ（8-bit latch）であれば，同調可能キャパシタンス素子に対して誘導無線のための256の離散キャパシタンス値を提供することができる。デジタル的に同調可能なキャパシタ・バンクの利点は，それが補聴器信号処理装置自体に組み込まれる集積回路の一部として容易に実装される点にあり，これによりスペースが節約される。

補聴器の誘導無線回路の同調を校正する手順（the procedure for calibrating the tuning）は，おおよそ次のとおりである。補聴器が校正装置に配置されて電源オンされる。補聴器の近くに配置された上記校正装置内の無線トランシーバが，補聴器レシーバに向けて，補聴器の無線トランシーバの期待周波数（expected frequency）の近傍周波数で，確認要求（アクノレッジ・リクエスト）を送信する。補聴器は，補聴器識別コードおよび同調可能キャパシタンス素子の現在値を含む確認メッセージを，上記校正装置内のトランシーバに向けて送信することで応答する。

補聴器からの確認メッセージを受取ると，上記校正装置は，補聴器に向けて，専用サービス・モードに入り，そのキャパシタンス素子の値をたとえばできるだけ低い値（可能最低値）（the lowest possible value）に設定し，上記校正装置に向けて確認メッセージを返信するための指示を送信する。上記確認メッセージを受信している間，上記校正装置は上記補聴器から送信される信号の送信アンテナ上の電圧の計測を実行する。この電圧は共振周波数までの距離（the distance to the resonance frequency）に反比例する。ここで上記校正装置は上記補聴器のトランシーバ周波数の粗調整（粗い調整）を実行し，そこではたとえば上記補聴器におけるキャパシタ・バンクにおける10個の可能値おきに（every tenth possible value）上記校正装置がトラバースするループに入り，そのキャパシタ・バンクの値を更新して確認メッセージを発行するための指示を上記補聴器に向けて送信し，上記校正装置は上記プロセスの各ステップにおいて公称送信周波数（the nominal transmission frequency）における電圧を測定する。この粗調整の間，上記校正装置は計測された電圧とキャパシタ値の対のテーブルを記録する（map out）。

上記テーブルの結果を調査することによって，上記校正装置は計測された最高電圧に対応するキャパシタ値を見つける。次に上記校正装置は，再びループに入ることによって補聴器トランシーバ周波数の微調整を実行し，計測された最高電圧に対応するキャパシタ値よりもたとえば20％低いキャパシタ値でスタートし，計測された最高電圧に対応するキャパシタ値をたとえば20％超えるキャパシタ値まで，単一キャパシタ値ごとにトラバースして，この処理において計測された電圧とキャパシタ値の対を記録する。

上記校正装置は，上記テーブルを分析して，上記校正プロセス中で計測された最高電圧に対応するキャパシタ値を見つけることによって，最適なキャパシタ値を決定する。このキャパシタ値において，特定補聴器からの電圧が可能な限り高くかつ補聴器トランシーバの動作周波数が可能な限り公称送信周波数に近いものになる。次に上記校正装置は，見つかった最適キャパシタ値を補聴器に送信して，その内部データベースに上記キャパシタ値を補聴器の識別コードととともに記憶し，上記補聴器をそのサービス・モードから抜けることを指示するコマンドを発行して校正手順を終了する。上記補聴器はその内部メモリに上記最適キャパシタ値を記憶し，これにより上記公称送信周波数に校正される。この校正手順は，補聴器が実行するのに１回あたり約１５秒から２５秒かかる。

上記校正手順は補聴器の無線トランシーバ周波数の正しい校正を保証するために信頼性があるが，依然として遅いと考えられるし，トランシーバ周波数校正を実行するために製造中に外部の校正器具を使用することを含むので扱いにくい。上記補聴器トランシーバの校正周波数をなんらかの理由たとえば環境変化のために変更すべきときには，正しい実行のために，校正装置を処理するサービス会社において，上記補聴器を再校正しなければならない。環境変化は，湿気，腐食性流体（corrosive fluids），金属または電磁干渉の存在から生じることもある。

したがってこの発明によって解決すべき課題は，外部機器によって解決するのではなく，トランシーバ周波数の校正または再校正を実行可能な無線補聴器を案出することにある。トランシーバ周波数校正を高速に実行する解決策，および補聴器自身によるより効率的なやり方が好ましい。

国際公開ＷＯ−Ａ２−２０１００５８３２４は，ＦＳＫレシーバにおける発振器の搬送周波数の周波数オフセットを決定する方法およびシステムを開示する。この方法は，ＦＳＫ変調ビットストリームのＩおよびＱ信号対の一または複数の組合せについてゼロクロス（zero-crossings）を決定し，第１の方向におけるＩおよびＱ信号対の少なくとも一つの組合せの正発生（positive occurrence）を決定し，かつ上記第１の方向と反対の第２の方向におけるＩおよびＱ信号対の少なくとも一つの組合せの負発生（negative occurrence）を決定することを含む。次に，連続する正および負発生間のトータル時間が計測され，トータルの正および負発生に沿って蓄積される。周波数制御モジュールによって，上記正発生比が上記負発生比と比較されて，その差が上記発振器の周波数の調整に用いられる。このやり方は，ゼロクロスの信頼性ある検出のために，８つの位相基準の生成を含むので，比較的複雑である。

国際公開ＷＯ−Ａ１−２００９１５６８７９号は，ＦＳＫトランシーバ用アンテナを同調（チューニング）する方法およびシステムを開示する。この方法は，低ＦＳＫ周波数においてアンテナによって送信される第１のデータ信号の第１の信号強度を示す第１の信号強度インジケータを受信し，高ＦＳＫ周波数において上記アンテナによって送信される第２のデータ信号の第２の信号強度を示す第２の信号強度インジケータを受信し，上記第１の信号強度インジケータと第２の信号強度インジケータの間の差に基づいて同調制御信号を決定し，上記制御信号に基づいて上記アンテナを同調することを含む。この方法は上記同調制御信号を決定するために２つの信号強度インジケータを必要とする。送信機と受信機の間の距離が長すぎる場合，適切な制御信号を上記受信機に提供するには上記２つの信号強度の間の差が小さすぎることになり，同調がドリフトする（変動する）可能性がある。したがって国際公開ＷＯ−Ａ１−２００９１５６８７９号に記載の方法は，所望最大動作範囲が少なくとも１メートルである，補聴器を含むトランシーバ・システムにおけるアンテナを同調するのには適さないと考えられる。

米国特許第５４５００８６号は，マルチ周波数ＦＳＫトランスミッタとともに用いる自己同調ＦＳＫトランシーバを開示する。ＦＳＫトランシーバの自己同調のメカニズムは，アクティブな受信周波数が見つかるまで，複数の所定の離散受信周波数を次々とトラバースする手段を有する。周波数ドリフト事象において受信機周波数を微調整する手段は，米国特許５４５００８６号に提案されておらず述べられてもいない。

この発明の第１の観点によると，補聴器において用いられる周波数シフト・キーイングトランシーバ（frequency-shift-keying transceiver）が案出され，上記トランシーバは，少なくとも固定インダクタンス，固定キャパシタンスおよび可変キャパシタンスを備える共振回路を有しており，上記トランシーバはＦＳＫ変調器，送信増幅器，受信増幅器および上記共振回路の同調周波数を所望周波数に制御する手段を備えており，上記同調手段が位相差検出器および同調マネージャを備え，上記位相差検出器が上記固定キャパシタンスの両端の位相差（the phase difference across the fixed capacitance）を計測（測定）するように構成されており，上記同調マネージャが，送信データ・バッファからシンボル（symbols）を受信する手段，上記位相差検出器から計測された位相差を受信する手段，第１の受信シンボルに対応する第１の位相差と第２の受信シンボルに対応する第２の位相差を比較する手段，および上記共振回路の上記同調周波数を制御するために，上記第１の位相差と上記第２の位相差との間の差にしたがって上記可変キャパシタンスの値を調整する手段を備えている。

上記補聴器トランシーバは，上記共振回路内の構成要素，たとえばキャパシタの両端の位相シフトの計測値（a measurement of the phase shift）を上記同調周波数の尺度（measure）として用いて，上記共振回路が同調すると，上記キャパシタの両端の９０°からの位相シフト差が“０”シンボルと，“１”シンボルとで同じになるという事実（the fact that the phase shift difference from 90°across the capacitor is the same for “0”-symbols as it is for “1”-symbols whenever the resonant circuit is in tune）を活用する。この特徴を以下詳細に説明する。

デジタルビットストリームはＦＳＫ変調されたビットストリームによって無線で送信することができ，搬送周波数ｆ_ｃの搬送波上で上記ＦＳＫ変調ビットストリームに変調することで，以下の関係を持つ２つの離散周波数ｆ_１およびｆ_２を含む通信用ＦＳＫ信号が生成される。

ここでδはｆ_ｃからの周波数偏差（frequency deviation）であり，δｆ＝ｆ_１−ｆ_２である。換言すると，ｆ_１およびｆ_２はｆ_ｃから等距離であることを表す。次に上記ＦＳＫ信号は，上記ＦＳＫ信号を無線でブロードキャストするために，ｆ_ｃに同調されたトランスミッタＲＬＣ回路（transmitter RLC circuit）に与えられる。

ＦＳＫ信号を受信しかつ復調することで，送信されるデジタルビットストリームをレシーバによって検出しかつ再生成することができる。上記ＦＳＫ信号の正しい受信および復調を保証するための命題的要件（imperative requirement）は，上記レシーバ中の上記共振回路の周波数ｆ_ｃができるだけ上記トランスミッタ搬送周波数ｆ_ｃ０の近くに同調されることである。上記レシーバ搬送周波数ｆ_ｃは直接に計測することができるし，または受信されるＦＳＫ信号の検出可能な特性（プロパティ）から導出することもできる。

キャパシタおよびインダクタを含む並列共振回路の特性の一つは，与えられる周波数が上記共振回路の上記共振周波数に近いほどインピーダンスが増加することにある。共振回路の他の特性は，上記共振回路に与えられる信号の位相角差が共振時に９０°であることである。上記キャパシタが固定キャパシタと可変キャパシタとに分けられる場合，上記共振回路の共振周波数を上記可変キャパシタの値を調整することによって変更することができる。

並列共振回路に共振周波数を持つＦＳＫ変調信号が与えられると，たとえば上記固定キャパシタの両端の位相角差は，“０”シンボルが送信されるたびに９０°＋θとなり，“１”シンボルが送信されるたびに９０°−θとなる。これは，上述したように，上記ＦＳＫ送信が２つの離散周波数を含むからである。上記位相角差θは周波数偏差δおよび共振器のＱ値に密接に関連しており，ＦＳＫ周波数ｆ_１およびｆ_２のそれぞれにおける位相角差を表す。上記共振周波数が上記ＦＳＫ変調信号の周波数から逸脱すると，その偏差（逸脱）が，上記固定キャパシタの両端の位相角差の偏倚（ずれ）において現れることになる。以下において，位相角差の偏倚を，自動周波数制御において用いる位相差偏差を検出しかつ解析できるようにするために，Δθとして示す。

好ましい実施態様では，上記共振周波数が上記ＦＳＫ変調信号の周波数よりも低い場合に，上記共振回路の上記固定キャパシタの両端の位相角差が“０”シンボルに対して９０°＋θ＋Δθとなり，すなわち共振時の位相角差よりも大きくなる。他方，上記共振周波数が上記ＦＳＫ変調信号の周波数よりも高い場合には，上記共振回路の上記固定キャパシタの両端の位相角差が“０”シンボルに対して９０°＋θ−Δθとなり，すなわち共振時の位相角差よりも小さくなる。同様にして，“１”シンボルに対しては，上記位相角差は，上記共振周波数が上記ＦＳＫ変調信号の周波数よりも低い場合に９０°−θ＋Δθとなり，上記共振周波数が上記ＦＳＫ変調信号の周波数よりも高い場合には９０°−θ−Δθとなる。

好ましい実施態様では，上記可変キャパシタンスの値を調整する手段は，少なくとも一つの上記可変キャパシタンスの値を記憶する手段，上記可変キャパシタンスの現在値と上記少なくとも一つの可変キャパシタンスの記憶値とを比較する手段，および上記比較に基づいて上記可変キャパシタンスの値に対する調整の間の時間間隔（the time period between adjustments）を制御する手段を備えている。

これにより，上記同調マネージャは，上記可変キャパシタンスの現在値が上記可変キャパシタンスの記憶値と同じである場合に，所定期間上記同調の手順を中断することができる。このやり方によって，最後に同調が実行されてから上記キャパシタンス値が変化していない場合には，同調がめったに行われないことになる（tuning is performed more rarely）。はじめに電源オンされたときに上記ＦＳＫトランシーバが最初の上記同調手順を実行して，短い間隔で繰り返し一連の同調手順を実行して毎回上記可変キャパシタの値を記憶し，上記可変キャパシタの値を上記記憶値に対してチェックし，その後上記同調手順が実行される間隔をのばして，たとえば１００の電文が送信されるごとに１回程度にするというシナリオを想定することができる。このシナリオは，上記同調を継続的に監視しつつ，上記可変キャパシタの値が有意に変化した場合にだけ上記同調が再調整されることを意味し，したがって同調手順の実行中の電力およびリソースが節約される。

第２の発明によると，補聴器用ＦＳＫトランシーバの共振回路の周波数の自動同調方法が提供され，ここで上記共振回路は少なくとも固定キャパシタ，可変キャパシタおよびインダクタンスを備えるものであり，上記方法は，上記共振回路のためのＦＫＳ変調デジタルビットストリームを提供し，上記固定キャパシタの両端の第１のバイナリシンボルに対応する第１の位相差を計測し，上記固定キャパシタの両端の第２のバイナリシンボルに対応する第２の位相差を計測し，上記第１の位相差と第２の位相差を比較し，上記第１の位相差が所定量を超えて（by more than a predetermined amount）上記第２の位相差と異なる場合に，上記可変キャパシタの値を調整することによって上記共振回路の周波数を制御するものである。

この方法によって，高速かつ効率的なＦＳＫトランシーバの共振回路の自動同調を，外部装置を必要とすることなく行うことができる。“０”シンボルからの結果として生じる位相差が“１”シンボルからの結果として生じる位相差と比較されて，上記比較結果が，上記共振回路がどの程度同調から外れているかを決定する手段として直接に用いられ，上記共振回路の周波数が低すぎるかまたは高すぎるかが判定され，必要なときに上記可変キャパシタについての対応する調整値が提供され，このようにして上記可変キャパシタの値を変更することによって，上記共振周波数が調整される。このシンプルな調整は，上記共振回路の同調を実行することができるようにするために，少なくとも一つの“０”シンボルと少なくとも一つの“１”シンボルの送信を必要とするだけであり，一つの単一電文の送信は典型的に５０個から１００個の均等に分散されたバイナリシンボルを含むので，上記共振回路を調整する方法を実行する上記システムは，単一電文の送信が終了する前であったとしても，適切な同調周波数に対応する上記キャパシタ値に達することができる。

従来技術による補聴器用ＦＳＫトランシーバを示すブロック図である。 この発明による自動ＦＳＫトランシーバ同調の原理を示すブロック図である。 この発明による補聴器用ＦＳＫトランシーバの実施例を示すブロック図である。 この発明による補聴器用ＦＳＫトランシーバの変形例を示すブロック図である。 共振付近のＦＳＫ信号の電力関係を示すグラフである。 共振付近のＦＳＫ信号の位相関係を示すグラフである。 図３に示すＦＳＫトランシーバの実施例において，共振周波数のＦＳＫ信号の位相−周波数関係を示すグラフである。 共振未満の周波数における図５ａのＦＳＫ信号の位相−周波数関係を示すグラフである。 共振を超える周波数における図５ａのＦＳＫ信号の位相−周波数関係を示すグラフである。 図３のＦＳＫトランシーバによって実行される自動同調手順を示すフローチャートである。

以下，図面を参照してこの発明をより詳細に説明する。

図１のブロック図は，従来技術の補聴器ＦＳＫトランシーバ１を示している。ＦＳＫトランシーバ１は，デジタル・コントローラ２，ＦＳＫ変調器７，送信電力増幅器８，低雑音受信増幅器９，固定キャパシタＣ_１，可変キャパシタＣ_２，およびアンテナ・コイルＬ_１を備えており，上記コイルは物理的に上記ＦＳＫトランシーバ１の外部にある。上記デジタル・コントローラ２は，送信データ・バッファ（transmission data buffer）３，受信データ・バッファ（reception data buffer）４，無線周波数同調（チューニング）コントローラ５およびメモリ６を備えている。図１には，コンピュータ10によって制御され，アンテナ・コイルＬ_２を介して上記トランシーバ１と通信することができる無線周波数校正（較正）装置（radio frequency calibration rig）11も示されている。補聴器（図示略）は，校正手順の最中には，上記校正装置11に近接する取付け具（固定具）（fixture）に配置されるものとする。

上記送信データ・バッファ３および受信データ・バッファ４は，補聴器（図示略）のデジタル信号処理部と通信するように構成されている。上記送信データ・バッファ３はデジタル・インターフェース（図示略）上の送信データを収集して（collect），上記ＦＳＫ変調器７にシリアル・データを与える。上記ＦＳＫ変調器７は上記送信増幅器８のための出力信号を生成し，上記送信増幅器８からの増幅されたＦＳＫ変調信号が無線通信のためのキャパシタＣ_１，キャパシタＣ_２およびアンテナ・コイルＬ_１からなる共振回路によって変調される。上記同調コントローラ５は，上記校正装置11から受信される指示（インストランクション）にしたがって上記キャパシタＣ_２の値をデジタル的に調整する手段，および上記メモリ６内に現在のキャパシタ値を記憶する手段を有している。

以下の説明において，上記同調校正装置11と上記補聴器トランシーバ１との間で上記アンテナ・コイルＬ_１およびＬ_２を通じてやり取りされる無線メッセージを，電文（テレグラム）と呼ぶ。上記同調校正手順の実行中に，上記校正装置11は確認電文を上記補聴器トランシーバ１に送信する。上記補聴器トランシーバ１は，ＩＤ（識別）メッセージ電文を上記校正装置11に送信することによって上記確認電文に応答する。

上記コンピュータ10は上記校正装置11に上記同調校正手順の開始を指示し，上記校正装置11は，サービス・モードに入るための指示電文を上記補聴器トランシーバ１に送信する。上記サービス・モードにおいて，上記補聴器トランシーバ１は，上記校正装置11が上記可変キャパシタＣ_２の値に対する調整を実行して上記トランシーバの上記共振回路の周波数を同調することを許可する。

最初（第１）の工程（パス）において（in a first pass），上記校正装置11は，たとえば１回あたり８段階分（8 steps at a time），キャパシタ最低値からキャパシタ最高値に向けて，上記キャパシタＣ_２のバイナリ値をトラバースし（traverse），各キャパシタ値について，上記補聴器（図示略）が確認電文に応答するときに上記補聴器トランシーバ１から送信される放射電圧を測定し，これにより上記校正装置11は，補聴器トランシーバ１から受信される最高強度場（the highest field strength）におけるキャパシタ値の範囲の推定を生成する。すなわち収集される測定値は，上記コンピュータ10において，強度場に対するバイナリキャパシタ値のテーブル中に記憶される。

第２の工程において，上記校正装置11は，Ｃ_２の単一のバイナリキャパシタ値（every single binary capacitor value of C₂）を，たとえば上記第１のパスにおいて最高強度場を提示する値から２０％低い値から，たとえばその値から２０％高い値にかけてトラバースして，各バイナリキャパシタ値のセットについて再び強度場を計測し，強度場に対するバイナリキャパシタ値を第２の工程中に上記テーブルに記憶し，校正手順の結果として，最高強度場に対応するバイナリキャパシタ値を上記テーブルから選択する。この２工程法（two-pass method）は，十分な正確性を維持しつつ校正時間を短縮するために実行されるものであり，上記補聴器トランシーバ１の共振回路の同調周波数が校正されるときに，最高強度場に対応するＣ_２の正確なキャパシタ値が見つけられかつ上記補聴器レシーバ１のメモリ６に記憶されることが保証される。一旦校正が実行されると，上記校正装置11はその後の参照のために見つかったキャパシタ値を補聴器ＩＤと一緒に上記コンピュータ10のメモリに記憶し，サービス・モードから上記補聴器を開放する電文を上記補聴器トランシーバ１に送信し，これによって上記補聴器は，校正されたトランシーバ同調を持つ通常動作に復帰することができる。

上述した従来技術の校正手順は非常に正確であるものの，他方では多数の問題点を抱えており，最も大きな問題点は，補聴器の販売前の製造工程における最終工程時に，上記トランシーバ周波数の適切な校正を保証するための専用校正装置が関与することである。一つの補聴器の校正には約３０秒かかるので，もしも上記補聴器のＦＳＫトランシーバがそれ自身で校正することができ，自身のトランシーバ周波数を通常使用中にモニタすることができたとすれば，上記校正装置を完全に省くことができ，補聴器の製造時の時間を明らかに短縮できることになる。

図２はこの発明による補聴器（図示略）用ＦＳＫトランシーバ11の同調校正の原理を示している。図２のＦＳＫトランシーバ12は，デジタル・コントローラ２，ＦＳＫ変調器７，送信電力増幅器８，低雑音受信増幅器９，位相検出器10，固定キャパシタＣ_１，可変キャパシタＣ_２およびＦＳＫトランシーバ１の外部にあるアンテナ・コイルＬ_１を備えている。上記デジタル・コントローラ２は，送信データ・バッファ３，受信データ・バッファ４，無線周波数同調マネージャ５およびメモリ６を備えている。上記位相検出器10は，上記固定キャパシタＣ_１の両端の位相差（phase differences across the fixed capacitor C₁）を検出する手段（図示略）および検出された位相差についての情報を上記同調マネージャ５に伝達する手段を備えている。

この発明によるＦＳＫトランシーバ12と従来技術のＦＳＫトランシーバ１との主な相違は，この発明によるＦＳＫトランシーバ12が，上記固定キャパシタＣ_１の両端のＦＳＫ信号の位相シフト（変移）をモニタ（監視）する手段および上記可変キャパシタＣ_２を適宜調整する手段を備えており，これにより共振周波数を制御することにある。発明者は，“０”シンボルが送信されるときの上記固定キャパシタＣ_１の両端の位相差が，“１”シンボルが送信されるときの位相差と同じ大きさ（same magnitude）であれば，上記共振回路の周波数はシステム・クロック（図示略）によって制御されるＦＳＫ変調器７の出力周波数と等しく，したがって上記共振回路は同調していることを認識した。

使用中，上記ＦＳＫトランシーバ12は，たとえばリモート・コントロール・ユニット内に設けられる，同様の構成の外部ＦＳＫトランシーバ（図示略）からの電文を受信する。上記外部ＦＳＫトランシーバ（図示略）は水晶（クオーツ・クリスタル）によってその内部発振器の周波数の同調を維持する点において，補聴器のＦＳＫトランシーバ12と異なっている。したがって上記外部ＦＳＫトランシーバの周波数の同調は非常に正確であり，フリーランニング発振器（free-running oscillator）に比べるとドリフティングはほとんど発生しない。水晶は，電力およびスペースを考慮すると補聴器に内蔵するのには非現実的なデバイスであるものの，外部ＦＳＫトランシーバの発振器の周波数は上記補聴器のＦＳＫトランシーバ12用の基準周波数として貢献することができる。

上記補聴器のＦＳＫトランシーバ12がＦＳＫ信号を受信するまたは送信するたびに，上記Ｃ_１，Ｃ_２およびＬ_１を備えるＦＳＫトランシーバの共振回路は，上記Ｃ_１，Ｃ_２およびＬ_１の値によって決定される周波数で発振する。ＦＳＫ信号を受信すると，上記ＦＳＫトランシーバ12は上述のように周波数ｆ_１または周波数ｆ_２のいずれかを検出する。周波数ｆ_１が検出された場合上記固定キャパシタＣ_１の両端の位相差はθ_ｆ１の値を持ち，周波数ｆ_２が検出された場合は上記固定キャパシタＣ_１の両端の位相差はθ_ｆ２の値を持つ。対称性の理由から，そして上記キャパシタＣ_１の値が固定されているために，上記共振回路の周波数が同調していれば上記位相差θ_ｆ１は位相差θ_ｆ２と等しい。

この発明による上記ＦＳＫトランシーバ12は，位相検出器10を利用して，上記固定キャパシタＣ_１の両端において検出される位相差θ_ｆ１およびθ_ｆ２を，上記受信されたＦＳＫ信号からそれぞれ導出する。上記位相検出器10に一時的に位相差θｆ_１およびθｆ_２を記憶して，かつ上記同調マネージャ５を用いて位相差の値θｆ_１と位相差の値θｆ_２を比較することによって，上記同調マネージャ５は上記２つの位相差の間に生じうる偏差を検出することができ，かつ上記位相差が実質的に等しくない場合に上記可変キャパシタＣ_２の値に対して調整を実行することができる。上記２つの位相差の間の不一致は上記共振回路の周波数ｆ_ｃが搬送周波数ｆ_ｃ０と調和していないことの結果であるので，上記可変キャパシタＣ_２の値における変化が上記共振回路の周波数における変化をもたらす。適切な調整が行われることで最終的には計測される位相差が等しい大きさとなり，したがって上記共振回路の周波数ｆ_ｃはｆ_ｃ０に等しくなる。

図３は，この発明による補聴器（図示略）用ＦＳＫトランシーバ21の実施例を示している。この実施例は実用的な位相差検出器の実装を示している。上記ＦＳＫトランシーバ21は，デジタル・コントローラ22，ＦＳＫ変調器30，電力増幅器31，低雑音増幅器32，リミッタ29，ＸＯＲゲート28，ローパス・フィルタ27，固定キャパシタＣ_１，可変キャパシタＣ_２，および外部アンテナ・コイルＬ_１を備えている。上記デジタル・コントローラ22は，Ａ／Ｄ変換器26，同調マネージャ25，受信データ・バッファ24および送信データ・バッファ23を備えている。

この発明によるＦＳＫトランシーバ21の上記実施例において，上記固定キャパシタＣ_１の両端の位相シフトを計測する手段が，上記リミッタ29，ＸＯＲゲート28，ローパス・フィルタ27およびＡ／Ｄ変換器26から構成されており，上記可変キャパシタＣ_２を調整する手段が上記同調マネージャ25から構成されている。上記ＦＳＫトランシーバ21は，上記ＦＳＫ変調器30からの出力信号を取得してそれを上記ＸＯＲゲート28の第１入力に与え，かつ上記アンテナ・コイルＬ_１にもたらされる出力信号を取得してそれを上記リミッタ29を通して上記ＸＯＲゲート28の第２入力に与えることで，Ｃ_１の両端の位相シフトを計測する。上記ＦＳＫ変調器30からの出力信号は本質的にデジタル信号であるが，上記アンテナ・コイルＬ_１にもたらされる出力信号は，上記リミッタ29によって調整して上記ＸＯＲゲート28によって適切に検出されるようにする必要がある。

上記電力増幅器31は広帯域幅を持つ線形増幅器とみなされるものであり，上記ＦＳＫ変調器30からの出力信号の位相に大幅な影響を及ぼすものではない。

上記ＦＳＫ変調器30からの出力信号が上記リミッタ29の出力信号の逆位相を持つと，上記ＸＯＲゲート28からの出力信号は論理ＨＩＧＨになる。上記ＸＯＲゲート28の応答時間は上記ＦＳＫ復調器30のシフト速度に対してほぼゼロ（comparatively nil）である。したがって上記ＸＯＲゲート28は，上記ＦＳＫ変調器30が“０”シンボルを出力するたびに第１の特定期間のパルス（pulses of a first, specific duration）を生成し，上記ＦＳＫ変調器30が“１”シンボルを出力するたびに第２の特定期間のパルスを生成する。上記ＸＯＲゲート28からのパルス出力は上記ローパス・フィルタ27によってフィルタリングされて，上記ＸＯＲゲート28によって出力されたパルスの期間に比例するアナログ電圧が実質的に生成される。

上記ローパス・フィルタ27によって出力される電圧は上記Ａ／Ｄ変換器26への入力信号として用いられ，上記Ａ／Ｄ変換器26からの出力は上記固定キャパシタＣ_１の両端で計測される位相差に対応するデジタル・ナンバ（a digital number）である。上記Ａ／Ｄコンバータ26によって出力されるデジタル・ナンバが上記同調マネージャによって用いられて上記固定キャパシタＣ_１の両端の位相シフトが決定される。上記同調マネージャ25は，“１”シンボルが送信されるたびに生成されるデジタル・ナンバを，“０”シンボルが送信されるたびに生成されるデジタル・ナンバと比較して，上記比較の結果を用いて，以下により詳細に説明するようにして，上記共振回路の同調周波数を調整する。

ＦＳＫ信号は，搬送周波数ｆ_ｃ０よりも所定周波数距離だけ低いところに低周波数（lower frequency）ｆ_０を有する信号部分を持ち，かつ搬送周波数ｆ_ｃｏよりも所定周波数距離だけ高いところに高周波数（higher frequency）ｆ_１を有する信号部分を持つ。ＦＳＫ変調は対称，すなわち上記搬送周波数ｆ_ｃ０と低シンボル周波数ｆ_０との間の周波数距離は，上記搬送周波数ｆ_ｃ０と高シンボル周波数ｆ_１との間の周波数距離と同じである。慣例により，上記低周波数ｆ_０を“０”シンボルを表すために用い，上記高周波数ｆ_１を“１”シンボルを表すために用いる。

上記共振回路が同調していると，上記搬送周波数ｆ_ｃ０で上記固定キャパシタＣ_１の両端の位相シフトは９０°である。同時に，上記周波数ｆ_０においてＣ_１の両端の位相シフトは９０°を超えるθ°であり，上記周波数ｆ_１におけるＣ_１の両端の位相シフトは対称性から９０°未満のθ°である。上記共振回路の上記周波数ｆ_ｃがｆ_ｃ０よりも低いと，周波数ｆ_０におけるＣ_１の両端の位相シフトは大きくなり，上記周波数ｆ_１におけるＣ_１の両端の位相シフトは小さくなる。他方，上記共振回路の周波数ｆ_ｃがｆ_ｃ０よりも高いと，周波数ｆ_０におけるＣ_１の両端の位相シフトは小さくなり，周波数ｆ_１におけるＣ_１の両端の位相シフトは大きくなる。

図４はこの発明による補聴器（図示略）用ＦＳＫトランシーバ40の他の実施例を示している。この実施例は，この発明において用いるための実用的な位相差検出装置の代替例を示している。上記ＦＳＫトランシーバ40は，デジタル・コントローラ50，ＦＳＫ変調器51，電力増幅器52，低雑音増幅器53，リミッタ41，ＸＯＲゲート42，インバータ43，第１のローパス・フィルタ44，第２のローパス・フィルタ45，比較器46，固定キャパシタＣ_１，可変キャパシタＣ_２，および外部アンテナ・コイルＬ_１を備えている。上記デジタル・コントローラ50は，同調マネージャ47，受信データ・バッファ48および送信データ・バッファ49を備えている。

この実施例のＦＳＫトランシーバ50では，上記固定キャパシタＣ_１の両端の位相シフトを計測する手段が，上記リミッタ41，ＸＯＲゲート42，インバータ43，第１のローパス・フィルタ44，第２のローパス・フィルタ45および比較器46から構成されており，上記可変キャパシタＣ_２を調整する手段が上記同調マネージャ47から構成されている。上記ＦＳＫトランシーバ50は，上記ＦＳＫ変調器51から出力信号を取得してそれを上記ＸＯＲゲート42の第１入力に与え，かつ上記アンテナ・コイルＬ_１にもたらされる出力信号を取得してそれを上記リミッタ41を通して上記ＸＯＲゲート42の第２入力に与えることによって，Ｃ_１の両端の位相シフトを計測する。図３に示す構成と同様に，上記ＦＳＫ変調器51からの出力信号はデジタル信号であり，他方上記アンテナ・コイルＬ_１にもたらされる出力信号は上記リミッタ41によって調整して上記ＸＯＲゲート42によって適切に検出されるようにしなければならない。この実施例は，上記ＦＳＫ変調器51からの出力パルスが“１”シンボルと“０”シンボルの均等分布（even distribution）を持つか，または上記ＦＳＫ変調器51が所望の送信周波数において直接に動作することを必要とするが，一方で容易に実装されるものである。

上記ＦＳＫ変調器51からの出力信号が上記リミッタ41の出力信号の逆位相を持つと，上記ＸＯＲゲート42からの出力信号が論理ＨＩＧＨとなる。上記ＸＯＲゲート42の反応時間は上記ＦＳＫ変調器51のシフト速度に対してほぼゼロ（comparatively nil）である。したがって上記ＸＯＲゲート42は，上記ＦＳＫ変調器51が“０”シンボルを出力するたびに第１の所定期間のパルスを発生し，上記ＦＳＫ変調器51が“１”シンボルを出力するたびに第２の所定期間のパルスを発生する。上記ＸＯＲゲート42から出力されたパルスは，上記インバータ43の入力および上記第１のローパス・フィルタ44の入力にそれぞれ与えられ，上記インバータ43からの出力信号は上記第２のローパス・フィルタ45の入力信号として用いられる。上記第１のローパス・フィルタ44からの出力信号が上記比較器46の正入力に与えられ，上記第２のローパス・フィルタ45からの出力信号が上記比較器46の負入力に与えられる。上記比較器46からの出力が上記同調マネージャ47の入力に与えられる。

使用中，上記ＸＯＲゲート42は上記固定キャパシタＣ_１の両端で計測される位相差に対応するパルスを出力する。上記第１のローパス・フィルタ44は上記ＸＯＲゲート42から出力されるパルスを直接に使用して，“１”シンボルが送信されるたびに上記固定キャパシタＣ_１の両端の位相差に比例する第１の出力電圧を生成する。この電圧が比較器46の正入力として用いられる。他方，上記第２のローパス・フィルタ45は上記ＸＯＲゲート42から出力される反転バージョンをもたらす上記インバータ43からの出力を使用して，“０”シンボルが送信されるたびに上記固定キャパシタＣ_１の両端の位相差に比例する第２の出力電圧を生成する。この電圧が比較器46の負入力として用いられる。

上記発振器が同調すると“０”シンボルおよび“１”シンボルの位相差の値（the phase difference values）は等しくなる。この場合上記第１のローパス・フィルタ44からの出力電圧が上記第２のローパス・フィルタ45からの出力電圧と等しくなり，上記比較器46からの出力電圧はしたがってゼロ・ボルトとなって，これが上記デジタル・コントローラ50の上記同調マネージャ47によって，上記発振器が同調していることを示すものとして解釈される。

上記比較器46から出力される電圧が正であれば，上述したようにｆ_１に対応する位相差はｆ_０に対応する位相差よりも大きく，発振器の周波数は高すぎる。この場合上記同調マネージャ47は上記可変キャパシタＣ_２の値を増やすことによって補償して，上記発振器周波数を下げる。他方，上記比較器46から出力される電圧が負であれば，ｆ_１に対応する位相差はｆ_０に対応する位相差よりも小さく，上記発振器周波数は低すぎる。この場合には，上記同調マネージャ47は上記可変キャパシタＣ_２の値を減らすことによって補償して，上記発振器周波数を上げる。

この実施例は，Ａ／Ｄ変換器を必要としないという事実から，図３に示す実施例よりも好ましいことがある。上記ローパス・フィルタ44および45は，同期ずれの確実な検出を実行するためには，上記同調マネージャ47が十分に正確に電圧を決めることができるようにするために十分に長い一連のパルスを必要とするが，これは，たとえば128ビットの長さを持つ一または二つの電文の送信中に容易に達成される。

図５ａおよび図５ｂのグラフは，ＦＳＫ信号の送信電力と図３に示すＦＳＫトランシーバの共振回路の対応する位相差との間のコヒーレンスを示している。図５ａは上記ＦＳＫトランシーバの送信電力を示しており，図５ｂは上記ＦＳＫトランシーバの対応する位相関係を示している。図５ａおよび図５ｂにおいて，ｆ_ｃは共振回路の周波数を示しており，ｆ_ｃ０は目標送信周波数を示しており，ｆ_０およびｆ_１はビットストリームのＦＳＫ変調によって生成されるＦＳＫ周波数を示している。

図５ｂにおいて，位相角θ_ｆ０およびθ_ｆ１は，それぞれ周波数ｆ_０およびｆ_１に対応する位相角差（phase angle differences）である。図５ｂから，上記共振回路の共振周波数ｆ_ｃが目標送信周波数ｆ_ｃ０に等しいときに，９０°とθ_ｆ０の間の位相距離（phase distance）と９０°とθ_ｆ１の間の位相距離と等しいことが分かる。この事実がこの発明によって利用される。

“０”シンボルまたは“１”シンボルがそれぞれ送信されるたびにＣ_１の両端の位相シフトを比較することによって，この発明による補聴器の上記ＦＳＫトランシーバ21の同調マネージャ25は，上記ＦＳＫトランシーバ21の共振回路の同調周波数ｆ_ｃが，所望の搬送周波数ｆ_ｃ０に対して高すぎるかまたは低すぎるかを決定することができる。この認識が次に，上記同調マネージャ25によって，以下に図６ａ，図６ｂおよび図６ｃを参照してさらに詳細に説明する調整スキームにしたがって，上記可変キャパシタＣ_２の値を調整するために利用される。

図６ａは上記ＦＳＫトランシーバ21の共振回路の位相−周波数関係を示している。このグラフにおいて横軸は周波数（ｆ）を示し，縦軸は図３の固定キャパシタＣ_１の両端の測定された位相シフト（θ）を示している。このグラフによると，ｆ_ｃ０未満の周波数において上記計測される位相シフトは９０°よりも大きく，ｆ_ｃ０を超える周波数において計測される位相シフトは９０°よりも小さい。共振時には，上記共振周波数ｆ_ｃはＦＳＫ搬送周波数ｆ_ｃ０に等しく，そのときに上記ＦＳＫトランシーバ21の固定キャパシタＣ_１の両端の位相シフトθ_０は正確に９０°となる。低周波数ｆ_０において，位相シフトθ_ｆ０−９０°は位相距離Ａ（度）に等しく，高周波数ｆ_１において上記位相シフト９０°−θ_ｆ１は位相距離Ｂ（度）に等しい。図６ａから，位相距離ＡおよびＢは大きさが等しく，共振周波数ｆ_ｃはｆ_ｃ０に等しいことが分かる。

図６ｂにおいて，共振周波数ｆ_ｃはＦＳＫ搬送周波数ｆ_ｃ０よりも低い。低周波数ｆ_０において位相シフトθ_ｆ０−９０°は位相距離Ａ（度）と等しく，高周波数ｆ_１において位相シフト９０°−θ_ｆ１は位相距離Ｂ（度）と等しい。図６ｂは，位相距離Ａが位相距離Ｂよりも大きく，したがって共振周波数ｆ_ｃがｆ_ｃ０よりも低いことを示している。

図６ｃにおいて，共振周波数ｆ_ｃはＦＳＫ搬送周波数ｆ_ｃ０よりも高い。図６ａおよび図６ｂと同じように，低周波数ｆ_０において位相シフトθ_ｆ０−９０°は位相距離Ａ（度）と等しく，高周波数ｆ_１において位相シフト９０°−θ_ｆ１は位相距離Ｂ（度）と等しい。図６ｃは，位相距離Ａが位相距離Ｂよりも小さく，したがって共振周波数ｆ_ｃがｆ_ｃ０よりも高いことを示している。

図５ａ，図５ｂおよび図５ｃから，低周波数ｆ_０において検出される位相シフト距離Ａと高周波数ｆ_１において検出される位相シフト距離Ｂとを比較することによって，上記位相距離ＡおよびＢの大きさを比較して共振周波数ｆ_ｃと搬送周波数ｆ_ｃ０の間の関係を上記同調マネージャ25によって推論することができることが分かり，上記共振回路の同調の改善のために適切な処理（アクション）をとることができる。

たとえば，位相シフト距離ＡおよびＢの比較が，上記位相シフト距離Ａが位相シフト距離Ｂよりも大きいことを示す場合，共振周波数ｆ_ｃは搬送周波数ｆ_ｃ０よりも低い。上記同調マネージャ25はその同調ルーチンの実行において，上記可変キャパシタＣ_２の値をわずかに（small amount）低めることで上記周波数ｆ_ｃを上げ，再び位相距離ＡおよびＢを比較し，上記ＡとＢの差が十分にゼロ（度）に近づくまで，すなわちｆ_ｃとｆ_ｃ０の間の差が所定の最小差未満となるまで，調整を繰り返すことができる。

他方，位相シフト距離ＡおよびＢの比較が，上記位相シフト距離Ａが位相シフト距離Ｂよりも小さいことを示す場合，共振周波数ｆ_ｃは搬送周波数ｆ_ｃ０よりも高い。この場合，同調マネージャ25は上記可変キャパスタＣ_２の値をわずかに大きくすることで上記周波数ｆ_ｃを下げ，再び位相距離ＡおよびＢを比較することができ，上記ＡとＢの差が十分にゼロ（度）に近づくまで，すなわちｆ_ｃとｆ_０ｃの間の差が所定の最小差未満となるまで，調整を繰り返す。

補聴器用ＦＳＫトランシーバは，典型的には，複数の１および０から構成される，たとえば一電文あたり128ビットのバイナリ・ビットストリームを含む電文を送信する。この長さのビットストリームが，たとえば確認電文が送られるたびに送信される。上記同調マネージャ25は，上記共振回路の同調状態を評価するために，一つの“０”シンボルおよび一つの“１”シンボルだけを必要とするので，一つの単一の送信（one single transmission）は，通常，上記同調マネージャ25が，上記可変キャパシタＣ_２の一ステップ内の精度で周波数ｆ_ｃの同調を実行できるようにするために（to be able to perform tuning of the frequency f_c to a precision within one step of the variable capacitor C₂），十分すぎる（more than adequate）ものである。

好ましい実施態様では，補聴器のＦＳＫトランシーバ21は，上記補聴器が電源オンされるたびに完全同調校正（complete tuning calibration）を実行するものであってもよく，その後上記同調マネージャ25は使用中に共振周波数ｆ_ｃをモニタする，たとえば使用中の統計情報を収集して，１０００回の送信に１回の程度で上記周波数ｆ_ｃの再校正を実行する。上記ＦＳＫトランシーバ21のビットレートが20ｋｂｉｔ／秒であれば，典型的な送信は５から１０ミリ秒の間隔を持ち，上記同調マネージャ25は上記送信が終了するよりも前に上記共振回路の適切な同調に到達することになる。

好ましい実施例では，上記ＦＳＫトランシーバの搬送周波数は10.0ＭＨｚとなるように選択される。適切には，選択するＦＳＫ無線トランシーバはたとえば600ｋＨｚの有効帯域幅を持つことができるものであり，この場合の上記共振回路の調整範囲は9.4ＭＨｚから10.6ＭＨｚとなる。この範囲が上記ＦＳＫトランシーバ21における上記可変キャパシタＣ_２によってカバーされる必要がある。たとえば８ビットを持つステップ・キャパシタ（stepped capacitor）がＣ_２として用いられる場合，２５６の離散キャパシタ値を取ることが可能である。離散キャパシタ値の個々のステップ（段階）が，上記キャパシタの可変動作範囲全体にわたって等間隔に分散しており，位相シフト平衡（phase shift equilibrium）がほぼ上記キャパシタ範囲の中間にある，すなわち１２８のデジタルキャパシタ値にあるとすると，上記ＦＳＫトランシーバの周波数は約400Ｈｚの公差内で調整することができる。

図７のフローチャートは，図３の同調マネージャ25によって実行される同調アルゴリズムの実施例を示している。このアルゴリズムは補聴器コントローラによって同調要求（リクエスト）が上記同調マネージャ25に発行されたときに，ステップ100において開始する。ステップ101および102においてバイナリシンボルが送信データ・バッファ23から受信されてかつ復号される。上記シンボルが“０”であれば，ステップ103においてＣ_１の両端の位相差がＡ／Ｄ変換器26から読まれてステップ104において変数Ａに記憶される。他方，上記シンボルが“１”であれば，ステップ105においてＣ_１の両端の位相差がＡ／Ｄ変換器26から読まれてステップ106において変数Ｂに記憶される。上記同調マネージャ25はステップ107において変数ＡおよびＢに記憶されている位相差の値を比較して，ステップ108および110において比較の結果をテストする。

ステップ108では，“０”についての位相差の値が“１”についての位相差の値よりも小さいかを推定するテストが実行される。そうであれば上記同調マネージャ25は共振周波数ｆ_ｃが高すぎる，すなわちＣ_２の値が小さすぎると結論づける。これにより上記同調マネージャ25はステップ109においてＣ_２の値を増やすコマンドを発行し，上記アルゴリズムはステップ101にループバックして次のシンボルを待つ。逆であれば上記アルゴリズムはステップ110に進む。

ステップ110では，“０”についての位相差の値が“１”についての位相差の値よりも大きいかを推定するテストが実行される。そうであれば上記同調マネージャ25は共振周波数ｆ_ｃが低すぎる，すなわちＣ_２の値が大きすぎると結論づける。これにより上記同調マネージャ25はステップ111においてＣ_２の値を減らすコマンドを発行し，上記アルゴリズムはステップ101にループバックして次のシンボルを待つ。逆であれば上記アルゴリズムはステップ112に進む。

上記アルゴリズムがステップ112に到達すると，上記同調マネージャは“０”についての位相差の値と“１”についての位相差の値が等しく，したがって共振周波数は同調していると結論づける。次に上記アルゴリズムは無条件にステップ113に進み，上記共振周波数が同調していることを示すフラグをセットしてメモリにＣ_２の値を記憶して，ステップ110にループバックして次のシンボルを待つ。

上記同調マネージャ25は，シンボルが上記送信データ・バッファ23から受信されるたびに図７のアルゴリズムを実行する。しかしながら，好ましい実施態様では，上記同調マネージャ25は，たとえば１０個の連続したバイナリシンボルについて上記同調マネージャ25によってＣ_２の値に対して何らの調整も行われなかった場合には，上記同調アルゴリズムを停止することができる。上記同調マネージャ25はその場合にアイドル状態に入り，上記送信データ・バッファ23によって送信されるシンボルの数をカウントし，たとえば１０００個の送信シンボルごとに１回程度で上記同調アルゴリズムを実行して，上記共振回路の同調安定性のモニタリングを継続する。この好ましい実施態様は，上記ＦＳＫトランシーバの同調周波数を制御しつつ，補聴器回路の電力およびリソースの節約を図るものである。

Claims (10)

1. 補聴器において用いられる周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）トランシーバ（21）であって，上記トランシーバは，少なくとも固定インダクタンス（Ｌ_１），固定キャパシタンス（Ｃ_１）および可変キャパシタンス（Ｃ_２）を備える共振回路を有するものであり，上記トランシーバ（21）がＦＳＫ変調器（７），送信増幅器（８），受信増幅器（９）および上記共振回路の同調周波数を所望周波数に制御する手段（22）を備えており，上記同調手段が位相差検出器（10）および同調マネージャ（25）を備え，上記位相差検出器（10）が上記固定キャパシタンス（Ｃ_１）の両端の位相差を計測するように構成されており，上記同調マネージャ（25）が送信データ・バッファ（23）からシンボルを受信する手段，上記位相差検出器（10）から計測された位相差を受信する手段，第１の受信シンボルに対応する第１の位相差と第２の受信シンボルに対応する第２の位相差を比較する手段，および上記共振回路の同調周波数を制御するために，上記第１の位相差と上記第２の位相差との間の差にしたがって上記可変キャパシタンス（Ｃ_２）の値を調整する手段を備えている，
   ＦＳＫトランシーバ。
2. 上記位相差検出器（10）が，上記同調マネージャ（25）に送信されるシンボルに対応する位相差の計測を提供するために，リミッタ（29），論理ＸＯＲゲート（28），ローパス・フィルタ（27）およびアナログ−デジタル変換器（26）を備えている，
   請求項１に記載のＦＳＫトランシーバ。
3. 上記位相差検出器（10）が，上記同調マネージャ（47）に送信されるシンボルに対応する位相差の計測を提供するために，リミッタ（41），論理ＸＯＲゲート（42），第１のローパス・フィルタ（44），インバータ，第２のローパス・フィルタ（45）および比較器（46）を備えている，
   請求項１に記載のＦＳＫトランシーバ。
4. 上記可変キャパシタンス（Ｃ_２）の値を調整する手段が，少なくとも一つの上記可変キャパシタンス（Ｃ_２）の値を記憶する手段，上記可変キャパシタンス（Ｃ_２）の現在値と上記少なくとも一つの上記可変キャパシタンス（Ｃ_２）の記憶値とを比較する手段，および上記比較に基づいて上記可変キャパシタンス（Ｃ_２）の値に対する調整の間の時間間隔を制御する手段を備えている，
   請求項１に記載のＦＳＫトランシーバ。
5. 補聴器用ＦＳＫトランシーバの共振回路の周波数の自動同調方法であって，
   上記共振回路は少なくとも固定キャパシタ（Ｃ_１），可変キャパシタ（Ｃ_２）およびインダクタンス（Ｌ_１）を備えるものであり，
   上記共振回路のためのＦＳＫ変調デジタルビットストリームを提供し，
   上記固定キャパシタ（Ｃ_１）の両端の第１のバイナリシンボルに対応する第１の位相差（Ａ）を計測し，
   上記固定キャパシタ（Ｃ_１）の両端の第２のバイナリシンボルに対応する第２の位相差（Ｂ）を計測し，
   上記第１の位相差（Ａ）と第２の位相差（Ｂ）を比較し，
   上記第１の位相差（Ａ）が所定量を超えて上記第２の位相差（Ｂ）と異なる場合に上記可変キャパシタ（Ｃ_２）の値を調整することによって上記共振回路の周波数を制御する，
   方法。
6. 上記固定キャパシタ（Ｃ_１）の両端の位相差を計測するステップが，
   上記固定キャパシタ（Ｃ_１）の第１端子の論理レベルおよび上記固定キャパシタ（Ｃ_１）の第２端子の論理レベルのＸＯＲ関数を実行するステップと，上記ＸＯＲ関数からの結果出力信号をローパス・フィルタリングして電圧信号を得るステップと，ローパス・フィルタリングされた電圧信号を計測された位相差を表すデジタル信号に変換するステップを含む，
   請求項５に記載の方法。
7. 上記第１の位相差（Ａ）と第２の位相差（Ｂ）を比較するステップが，上記第１のバイナリシンボルが存在する場合に第１の位相差（Ａ）を読み込みかつ記憶し，上記第２のバイナリシンボルが存在する場合に第２の位相差（Ｂ）を読み込みかつ記憶し，上記第１の記憶された位相差（Ａ）と第２の記憶された位相差（Ｂ）の間の差に依存して上記可変キャパシタ（Ｃ_２）のための制御出力信号を生成するステップを含む，
   請求項５に記載の方法。
8. 上記第１の記憶された位相差（Ａ）が上記第２の記憶された位相差（Ｂ）よりも小さい場合に，上記可変キャパシタ（Ｃ_２）のための制御出力信号が増加される，
   請求項７に記載の方法。
9. 上記第１の記憶された位相差（Ａ）が上記第２の記憶された位相差（Ｂ）よりも大きい場合に，上記可変キャパシタ（Ｃ_２）のための制御出力信号が減少される，
   請求項７に記載の方法。
10. 上記第１の記憶された位相差（Ａ）と上記第２の記憶された位相差（Ｂ）の間の差が所定最小差よりも小さい場合に，上記可変キャパシタ（Ｃ_２）のための制御出力信号が変更されることなく維持される，
    請求項７に記載の方法。

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