JP2006033584A - Fsk検波回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 LC並列共振回路14にAFC信号を印加し、90°移相回路15にAFC信号を印加したレベル補償用電圧可変容量素子15(3)を接続し、FSK検波出力レベル変化を最小限に抑えるFSK検波回路を提供する。
【解決手段】 第1入力端と第2入力端間に90°移相回路15が接続され、第1入力端FSK変調信号が、第2入力端に90°移相回路15を通して90°移相したFSK変調信号が供給される乗算回路13と、第2入力端に接続され、セラミックディスクリミネータ14(1)とAFC信号が印加されたバラクタダイオード14(3)とを並列接続したLC並列共振回路14とを有し、90°移相回路15にAFC信号が印加されたレベル補償用バラクタダイオード15(3)とコンデンサ15(4)の並列接続回路が接続される。
【選択図】 図1
【解決手段】 第1入力端と第2入力端間に90°移相回路15が接続され、第1入力端FSK変調信号が、第2入力端に90°移相回路15を通して90°移相したFSK変調信号が供給される乗算回路13と、第2入力端に接続され、セラミックディスクリミネータ14(1)とAFC信号が印加されたバラクタダイオード14(3)とを並列接続したLC並列共振回路14とを有し、90°移相回路15にAFC信号が印加されたレベル補償用バラクタダイオード15(3)とコンデンサ15(4)の並列接続回路が接続される。
【選択図】 図1
Description
本発明は、乗算回路とLC並列共振回路とからなるクワッドラチャ復調器を備えたFSK(周波数シフトキーイング)検波回路に係り、LC並列共振回路のダイナミックレンジ(利用信号帯域幅)を拡大させるようにしたFSK検波回路に関する。
自動車等の移動車両においては、車両が盗難にあったり、車両内に侵入されて内部の装置が破損されたりするのを防ぐためにドアを施錠するドアロックを設けている。従来、当該ドアロックの施錠あるいは解錠は、エンジン始動のためのキーをキー孔に挿入することによって行っていたが、利便性の面から、キーをキー孔に挿入することなく携帯用送信機のスイッチを操作することによってドアロックの施錠・解錠を行ういわゆるアクティブキーレスエントリー装置が用いられている。さらに近年では、スイッチを操作しなくても所定の携帯用送受信機を持っていて所定の領域に位置すれば、自動的にドアロックの解錠・施錠を行ういわゆるパッシブキーレスエントリー装置が用いられている。
このパッシブキーレスエントリー装置は、車両に搭載される車載用送受信機と、ユーザー等が携帯保持する携帯用送受信機とからなるもので、使用時に、車載用送受信機と携帯用送受信機との間で無線信号を送受信し、その時に送受信した無線信号が正規の信号であれば、車両側の被制御機器に対する所定の制御、例えばドア錠のアンロックが行われ、直ちにその車両を使用できるようにするものであり、一方、送受信した無線信号の一方または双方が正規の信号でなければ、車両側の被制御機器に対する所定の制御、例えばドア錠のアンロックが行われず、直ちに車両の使用ができないものである。
かかるパッシブキーレスエントリー装置の動作時には、始めに、車載用送受信機から一定時間毎に自己の車両に固有のIDを含むリクエスト信号が無線送信される。このとき、携帯用送受信機がこのリクエスト信号を受信すると、そのリクエスト信号に含まれる車両のIDと既登録されている正規の車両のIDとを照合し、それらのIDが一致した場合、そのリクエスト信号に応答して自己の携帯用送受信機に固有のIDと車両の被制御機器を所定制御する指令信号とを含んだ無線信号(この無線信号はレスポンス信号またはアンサー信号と呼ぶことがある)を無線送信する。この後、車載用送受信機がこの無線信号を受信すると、無線信号に含まれる車載用送受信機のIDと既登録されている車載用送受信機のIDとを照合し、それらのIDが一致した場合、その無線信号から指令信号を抽出し、抽出した指令信号に従って車両側の被制御機器の所定の制御、例えばドア錠のアンロックが行われる。
ところで、キーレスエントリー装置においては、パッシブ動作とアクティブ動作の双方の機能を併せ持つことがより便利であるが、パッシブ動作においては、意図することなくドアの施錠及び解錠が行われるため、車両に接近した位置で動作するのが望まれ、そのために車両側からは通信到達距離が短くなるよう低周波の信号を送信する。一方、アクティブ動作においては、意図した操作を考慮すると、通信到達距離は長いことが望まれ、そのために携帯用送受信機からの送信信号は高周波の信号を送信するのが一般的である。そして、高周波信号を用いた通信においては、高周波の搬送波を信号によって周波数変調したFSK信号や、振幅変調したASK信号を送信する。
ところで、携帯用送受信機から送信される高周波無線信号がFSK変調信号を含んだものである場合には、車載用送受信機の受信機として、そのFSK変調信号を受信処理できる受信機、とりわけFSK検波回路を有する受信機を用いる必要があり、このような受信機の一例としては、特開2002−27004号公報に開示された受信機がある。
ここで、図3は、特開2002−27004号公報に開示された受信機の要部構成を示すブロック図である。
図3に示されるように、この受信機は、受信アンテナ41と、バンドパスフィルタ(BPF)42と、高周波増幅段(RF−A)43と、ミキサ段44と、局部発振器45と、中間周波フィルタ(IF−F)46と、リミッタアンプ(LM−A)47と、乗算回路48(1)とLC並列共振回路48(2)と90°移相コンデンサ48(3)とからなるクワッドラチャ検波回路48と、ローパスフィルタ(LF)49と、増幅段(AMP)50と、比較器51と、利用回路52とからなっている。この場合、クワッドラチャ検波回路48は、第1入力端及び第2入力端を持った乗算回路48(1)と、インダクタ及びキャパシタを並列接続したLC並列共振回路48(2)と、90°移相コンデンサ48(3)とにより構成されており、乗算回路48(1)の第1入力端と第2入力端との間に90°移相コンデンサ48(3)が接続され、乗算回路48(1)の第2入力端と接地点間にLC並列共振回路48(2)が接続されたものである。
前記構成を有するこの受信機は、概略、次のように動作する。
FSK変調信号を含んだ高周波無線信号(以下、ここでは変調信号を含んだ高周波無線信号を高周波信号という)が受信アンテナ41で受信されると、受信された高周波信号は、バンドパスフィルタ42において信号帯域外の不要な周波数成分が除去され、次いで、高周波増幅段43において所定の信号レベルになるように増幅された後、ミキサ段44の第1入力端に供給される。このとき、ミキサ段44の第2入力端には局部発振器45から出力された局部発振信号が供給され、それによってミキサ段44において高周波信号と局部発振信号とが周波数混合され、ミキサ段44から周波数混合信号が出力される。ミキサ段44の出力周波数混合信号は、中間周波フィルタ46によってそれら2つの信号の差周波数である中間周波(IF)信号が抽出され、抽出された中間周波信号は、リミッタアンプ47において制限増幅された後、次続のクワッドラチャ検波回路48の乗算回路48(1)の第1入力端に供給される。これと同時に、中間周波信号は、90°移相コンデンサ48(3)により90°移相され、乗算回路48(1)の第2入力端に供給される。
クワッドラチャ検波回路48は、乗算回路48(1)において、第1入力端に供給された中間周波信号と第2入力端に供給された90°移相された中間周波信号とが乗算され、その乗算により乗算回路48(1)からFSK検波信号が出力される。このFSK検波信号は、ローパスフィルタ49においてFSK検波信号以外の不要な信号成分が除去され、次いで増幅段50において所要の信号レベルになるように増幅された後、比較器51に供給される。比較器51は、増幅したFSK検波信号からコード化データを発生させ、得られたコード化データを利用回路52に供給し、利用回路52の制御が行われる。
前述のような受信機に用いられるクワッドラチャ検波回路48には、LC並列共振回路48(2)の容量素子を電圧可変容量素子にし、増幅段50の出力から導出されるAFC(自動周波数制御)信号をLC並列共振回路48(2)の電圧可変容量素子に加える手段を採用したもの、すなわち、LC並列共振回路48(2)の電圧可変容量素子のキャパシタンス値をAFC信号に応じて変化させることにより、その並列共振周波数を変化させ、クワッドラチャ検波回路48において検波可能なFSK信号の信号帯域幅、すなわちこの受信機における受信可能帯域幅を拡げるようにする手段が知られている。
特開2002−27004号公報
ところで、LC並列共振回路にAFC信号を印加するタイプのクワッドラチャ検波回路は、LC並列共振回路の電圧可変容量素子に印加されるAFC電圧の大きさにより、FSK検波出力レベルが変化するようになり、そのレベル変化は前段のリミッタアンプ47の利得を増大させるようにしても殆ど改善されないものであり、かかるレベル変化の小さいクワッドラチャ検波回路の実現が望まれている。
本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたもので、その目的は、LC並列共振回路にAFC信号を印加するとともに、90°移相回路にAFC信号を印加したレベル補償用電圧可変容量素子を接続し、FSK検波出力レベル変化を最小限に抑えることを可能にしたFSK検波回路を提供することにある。
前記目的を達成するために、本発明によるFSK検波回路は、第1入力端と第2入力端間に90°移相回路が接続され、第1入力端にFSK変調信号が供給され、第2入力端に90°移相回路を通して90°移相したFSK変調信号が供給される乗算回路と、第2入力端に接続され、セラミックディスクリミネータとAFC信号が印加されたバラクタダイオードとを並列接続したLC並列共振回路とを有するものであって、90°移相回路にAFC信号が印加されるレベル補償用バラクタダイオードとコンデンサとの並列接続回路を接続した手段を具備する。
以上のように、本発明に係るFSK検波回路によれば、LC並列共振回路のバラクタダイオードにAFC信号を印加してLC並列共振回路の並列共振周波数をAFC信号とともに変化させ、FSK変調信号に対するLC並列共振回路の中間周波信号帯域幅を拡げるとともに、90°移相回路にAFC信号が印加されるレベル補償用バラクタダイオードを接続し、AFC信号の大きさに応じて90°移相回路のFSK変調信号に対する容量分圧比を変化させるようにしているので、それによりAFC信号の大きさに対応するFSK検波信号レベル変化を少なくすることができるという効果がある。
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図1は、本発明によるFSK検波回路を用いた受信機の一つの実施の形態であって、受信機の要部構成を示すブロック図である。
図1に示されるように、この実施の形態による受信機は、高周波信号入力端子1と、バンドパスフィルタ(BPF)2と、低雑音高周波増幅段(LNA)3と、高周波フィルタ(RF−FIL)4と、第1ミキサ段(MIX 1)5と、第1中間周波フィルタ(IF−FIL1)6と、第2ミキサ段(MIX 2)7と、第2中間周波フィルタ(IF−FIL2)8と、PLL回路(PLL)9と、水晶振動子10と、中間周波増幅段(IFA)11と、リミッタアンプ(LM)12と、乗算回路(MPX)13と、LC並列共振回路14と、90°移相回路15と、第1オペアンプ(OA1)16と、比較器(COM)17と、第2オペアンプ(OA2)18と、ローパスフィルタ(LF)19と、データ出力端子20とからなっている。なお、図1において、点線で囲まれた部分は、集積回路(IC)で構成された部分であり、点線外にある各種の素子は、集積回路に外付けされている素子である。
乗算回路13とLC並列共振回路14と90°移相回路15とからなる回路部分は、全体でクワッドラチャ検波回路21を構成している。この場合、LC並列共振回路14は、セラミックディスクリミネータ14(1)とそれに直列接続された直流阻止コンデンサ14(2)と、バラクタダイオード14(3)とが並列接続されたもので、バラクタダイオード14(3)には、第2オペアンプ18から導出されたAFC信号がバッファ抵抗14(4)を通して供給される。90°移相回路15は、2個のコンデンサ15(1)、15(2)と、それらに直列接続されたレベル補償用バラクタダイオード15(3)とコンデンサ15(4)の並列接続回路と、AFC信号の帰路抵抗15(5)とからなっている。また、ローパスフィルタ19は、それぞれ2個の抵抗19(1)、19(2)と2個のコンデンサ19(3)、19(4)からなっている。
そして、バンドパスフィルタ2は、入力端が高周波信号入力端子1に、出力端が低雑音高周波増幅段3の入力端に接続される。低雑音高周波増幅段3は、出力端が第1ミキサ段5の第1入力端に接続されるとともに高周波フィルタ4を通して接地接続される。第1ミキサ段5は、出力端が第2ミキサ段7の第1入力端に接続されるとともに第1中間周波フィルタ6を通して接地接続され、第2入力端がPLL回路9の第1出力端に接続される。第2ミキサ段7は、出力端が第2中間周波フィルタ8を通して中間周波増幅段11の入力端に接続され、第2入力端がPLL回路9の第2出力端に接続される。PLL回路9は、基準信号入力端に水晶振動子10が接続される。
また、中間周波増幅段11は、出力端がリミッタアンプ12の入力端に接続され、リミッタアンプ12は、出力端が直接乗算回路13の第1入力端13(1)に接続されるとともに90°移相コンデンサ15を通して乗算回路13の第2入力端13(2)に接続される。乗算回路13は、第2入力端13(2)がLC並列共振回路14を通して接地接続され、出力端が第1オペアンプ16の入力端に接続される。第1オペアンプ16は、出力端が比較器17の入力端に直接接続されるとともにローパスフィルタ19を通して第2オペアンプ18の入力端に接続される。この場合、第2オペアンプ18とローパスフィルタ19とによりアクティブローパスフィルタが構成されている。比較器17は、出力端がデータ出力端子20に接続される。第2オペアンプ18は、出力端がバッファ抵抗14(5)を通してバラクタダイオード14(3)のカソードとレベル補償用バラクタダイオード15(3)のカソードとに接続される。レベル補償用バラクタダイオード15(3)は、アノードが帰路抵抗15(5)を通して接地接続される。
ここで、図1に図示されたこの実施の形態による受信機の動作について説明する。
受信アンテナ(図1に図示なし)で受信されたFSK変調信号を含んだ高周波無線信号(以下、ここでも変調信号を含んだ高周波無線信号を高周波信号という)が高周波信号入力端子1に供給されると、供給された高周波信号は、バンドパスフィルタ2において信号帯域外の不要な周波数成分が除去され、次いで、低雑音高周波増幅段3において所定の信号レベルになるように増幅される。低雑音高周波増幅段3から出力された高周波信号は、高周波フィルタ4において所定の信号周波数成分だけが抽出され、第1ミキサ段5の第1入力端に供給される。このとき、第1ミキサ段5の第2入力端にはPLL回路9の第1出力端から出力された第1局部発振信号が供給され、それによって第1ミキサ段5において高周波信号と第1局部発振信号とが周波数混合され、第1ミキサ段5から第1周波数混合信号が出力される。
第1ミキサ段5の出力第1周波数混合信号は、第1中間周波フィルタ6によってそれら2つの信号の差周波数である第1中間周波信号が抽出され、抽出された第1中間周波信号は、第2ミキサ段7の第1入力端に供給される。このときも、第2ミキサ段7の第2入力端にはPLL回路9の第2出力端から出力された第2局部発振信号が供給され、それによって第2ミキサ段7において第1中間周波信号と第2局部発振信号とが周波数混合され、第2ミキサ段7から第2周波数混合信号が出力される。第2ミキサ段7の出力第2周波数混合信号は、第2中間周波フィルタ8によってそれら2つの信号の差周波数である第2中間周波信号が抽出され、抽出された第2中間周波信号は、中間周波増幅段11で所定信号レベルになるように増幅され、次いで、リミッタアンプ12において制限増幅された後、次続のクワッドラチャ検波回路21の乗算回路13の第1入力端13(1)に供給される。それと同時に、第2中間周波信号は、90°移相回路15により90°移相され、乗算回路13の第2入力端13(2)に供給される。
クワッドラチャ検波回路21は、乗算回路13において、第1入力端13(1)に供給された第2中間周波信号と第2入力端13(2)に供給された90°移相された第2中間周波信号とが乗算され、その乗算によって乗算回路13の出力端にFSK検波信号が出力される。乗算回路13から出力されたFSK検波信号は、第1オペアンプ16によって差動増幅され、次いで比較器17で波形整形されてデータ出力端子20に供給され、データ出力端子20から図示されない利用回路に供給される。また、第1オペアンプ16の出力信号は、ローパスフィルタ19と第2オペアンプ18とによって構成されるアクティブローパスフィルタを通してAFC信号(誤差信号)に変換される。
第2オペアンプ18から得られたAFC信号は、バッファ抵抗14(4)を通してバラクタダイオード14(3)のカソードとレベル補償用バラクタダイオード15(3)のカソードにそれぞれ供給され、AFC信号に応じてバラクタダイオード14(3)の容量値とレベル補償用バラクタダイオード15(3)の容量値とを変化させる。このとき、レベル補償用バラクタダイオード15(3)は、LC並列共振回路14にAFC信号を供給して中間周波数に同調をとった際に、その同調周波数によってクワッドラチャ検波回路21の入力信号レベルが変化するのをレベル補償用バラクタダイオード15(3)の容量値を変化させることにより抑えるようにするもので、FSK信号である場合、所定レベル以上の信号が入力されたとき、検波出力はその偏移量に依存する。すなわち、LC並列共振回路14に中間周波信号(FSK変調信号)が印加されたときに、高い周波数に変った状態であると、AFC信号によってバラクタダイオード14(3)の容量値とレベル補償用バラクタダイオード15(3)の容量値とを減少させ、中間周波信号(FSK変調信号)が低い周波数に変った状態であると、バラクタダイオード14(3)の容量値とレベル補償用バラクタダイオード15(3)の容量値とを増加させて入力電圧を上げるように動作する。
ここで、図2は、図1に図示されたクワッドラチャ検波回路21のレベル変化特性を示す特性図であって、横軸はVで表わしたバラクタダイオードに加えられるAFC信号であり、縦軸はdBで表わした乗算回路13の入力レベル、すなわちセラミックディスクリミネータ14(1)の出力レベルであって、曲線aは90°移相回路15にレベル補償用バラクタダイオード15(3)とコンデンサ15(4)との並列回路を接続した場合である。また、曲線bはレベル補償用バラクタダイオード15(3)とコンデンサ15(4)とを接続しない場合であり、曲線cはレベル補償用バラクタダイオード15(3)を接続したがコンデンサ15(4)を接続しない場合であって、いずれも曲線aとの比較のために挙げたものである。
図2の特性図に示されるように、90°移相回路15にレベル補償用バラクタダイオード15(3)とコンデンサ15(4)との並列回路を接続した場合、曲線aに示すように、LC並列共振回路14のバラクタダイオード14(3)及び90°移相回路15のレベル補償用バラクタダイオード15(3)に供給されるAFC信号がその有効変化領域である1.0Vから4.5Vまで変動すると、クワッドラチャ検波回路21に入力される中間周波信号レベルが約3dBと約5dBの間の約2dBの範囲内の出力レベル変化を示すだけである。
これに対して、90°移相回路15にレベル補償用バラクタダイオード15(3)とコンデンサ15(4)とを接続しない場合、バラクタダイオード14(3)に供給されるAFC信号がその有効変化領域である1.0Vから4.5Vまで変動すると、約−1dBと約5dBの間の約6dBの範囲内の出力レベル変化を示し、90°移相回路15にレベル補償用バラクタダイオード15(3)を接続したがコンデンサ15(4)を接続しない場合、バラクタダイオード14(3)に供給されるAFC信号がその有効変化領域である1.0Vから4.5Vまで変動すると、約−1dBから約1dBを経て約−5dBにいたる約6dBの範囲の出力レベル変化を示すものである。
図2に図示された曲線aから判るように、90°移相回路15にレベル補償用バラクタダイオード15(3)とコンデンサ15(4)との並列接続回路を接続すれば、AFC信号がその有効変化領域である1.0Vから4.5Vまで変動しても、クワッドラチャ検波回路21から出力されるFSK検波信号出力レベル変化を約2dB程度に抑えることができ、良好なFSK検波信号を導出させることができる。
1 高周波信号入力端子
2 バンドパスフィルタ(BPF)
3 低雑音高周波増幅段(LNA)
4 高周波フィルタ(RF−FIL)
5 第1ミキサ段(MIX 1)
6 第1中間周波フィルタ(IF−FIL1)
7 第2ミキサ段(MIX 2)
8 第2中間周波フィルタ(IF−FIL2)
9 PLL回路(PLL)
10 水晶振動子
11 中間周波増幅段(IFA)
12 リミッタアンプ(LM)
13 乗算回路(MPX)
13(1) 第1入力端
13(2) 第2入力端
14 LC並列共振回路
14(1) セラミックディスクリミネータ
14(2) 直流阻止コンデンサ
14(3) バラクタダイオード
15 90°移相回路
15(1)15(2)、15(4) コンデンサ
15(3) レベル補償用バラクタダイオード
16 第1オペアンプ(OA1)
17 比較器(COM)
18 第2オペアンプ(OA2)
19 ローパスフィルタ(LF)
20 データ出力端子
21 クワッドラチャ検波回路
2 バンドパスフィルタ(BPF)
3 低雑音高周波増幅段(LNA)
4 高周波フィルタ(RF−FIL)
5 第1ミキサ段(MIX 1)
6 第1中間周波フィルタ(IF−FIL1)
7 第2ミキサ段(MIX 2)
8 第2中間周波フィルタ(IF−FIL2)
9 PLL回路(PLL)
10 水晶振動子
11 中間周波増幅段(IFA)
12 リミッタアンプ(LM)
13 乗算回路(MPX)
13(1) 第1入力端
13(2) 第2入力端
14 LC並列共振回路
14(1) セラミックディスクリミネータ
14(2) 直流阻止コンデンサ
14(3) バラクタダイオード
15 90°移相回路
15(1)15(2)、15(4) コンデンサ
15(3) レベル補償用バラクタダイオード
16 第1オペアンプ(OA1)
17 比較器(COM)
18 第2オペアンプ(OA2)
19 ローパスフィルタ(LF)
20 データ出力端子
21 クワッドラチャ検波回路
Claims (1)
- 第1入力端と第2入力端間に90°移相回路が接続され、前記第1入力端にFSK変調信号が供給され、前記第2入力端に前記90°移相回路を通して90°移相した前記FSK変調信号が供給される乗算回路と、前記第2入力端に接続され、セラミックディスクリミネータとAFC信号が印加されたバラクタダイオードとを並列接続したLC並列共振回路とを有するFSK検波回路であって、前記90°移相回路に前記AFC信号が印加されるレベル補償用バラクタダイオードとコンデンサとの並列接続回路を接続していることを特徴とするFSK検波回路。
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