CN103947169A - 用于助听器的自动fsk调谐电路和方法 - Google Patents

用于助听器的自动fsk调谐电路和方法 Download PDF

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Abstract

助听器中使用的FSK收发器(21)具有用于收发器频率自动调谐的装置。该自动调谐装置包括相位差检测器(26，27，28，29)和适于根据从相位差检测器(26，27，28，29)接收到的信息来控制FSK收发器(21)的谐振电路的频率的调谐管理器(25)。相位差检测器(26，27，28，29)测量FSK收发器(21)的谐振电路的部件(Ci)两端的相位差。如果二进制FSK符号的相位差(A)等于相反的二进制FSK符号的相位差(B)，则谐振电路被调谐，否则，调谐管理器(25)执行调谐过程以最小化该差值。

Description

用于助听器的自动FSK调谐电路和方法
技术领域
本申请涉及助听器。更具体地，涉及具有无线数字通信的装置的助听器。本申请也涉及用于调谐FSK收发器的谐振电路的频率的方法。
背景技术
助听器应该被理解为设计成佩戴在听力受损用户的耳后或耳中的小型电子设备。助听器的主要目的是放大环境声音足够量以被助听器用户感知。声音通常通过助听器中的麦克风获取，通过助听器信号处理器电子处理，并通过助听器中的声学输出换能器再现。根据基于用户听觉能力的听力敏感图的处方，专业助听器装配者将放大装置单独安装到听力受损用户。通过将该处方应用到助听器放大器，通过放大由听力损失损害的频率范围，是有可能补偿听力损失的。出于灵活性考虑，助听器中的信号处理器最好是数字信号处理器。
当代助听器通常包括允许与外部设备进行无线双向通信的短程收发器。与助听器通信的许多无线通信类型被利用，诸如，将助听器编程到用于补偿听力损失的处方、从助听器用户携带的口袋大小的设备远程控制助听器、从外部设备流式传输音频信号到助听器以用于再现、和两个助听器之间的相互通信(例如在助听器之间流式传输音频信号)。
助听器中采用的无线通信类型最好是数字的，因为这相对于模拟通信暗含几个优点，例如，当采用数字助听器时，具有的优点有：更好的抗噪声能力、执行所发送信号的有效纠错的可能性、以及不需要对发送信号进行单独的A/D或D/A转换。数字无线通信的一种非常低功耗的方法是FSK-调制数字位流发送。在电池供电的助听器中，功率效率是一个非常重要的设计因素，因为狭窄的物理约束，电池的能量密度和寿命是非常有限的。
助听器中使用的无线电电路必须满足助听器的物理约束。它必须是非常小，例如每边几毫米，它必须具有适度的功率要求，而且它应尽可能多发射电磁功率以能够在可接受范围内发送。由于电感器可以执行无线电天线的任务，具有包括电感器和电容器的谐振电路的感应无线电是助听器应用中的调谐无线电电路的首选类型，从而节省空间。这种无线电收发器更好地适于以相同频率交替接收和发送(例如半双工)，从而不需要一个以上的发送信道，没有使用一个以上频率引起的双工器问题，而且不需要天线重新调谐。
为了能够以有效的方式接收和发送无线电信号，感应无线电高度依赖于被精确调谐到其工作频率。出于助听器的工作寿命考虑，该调谐应该被固定，当然该调谐分别依赖于电感线圈的部件值和谐振器容量，并且在理想情况下，该调谐在天线线圈的制造阶段进行。然而，操作性助听器电路的寄生电容对感应无线电的工作频率具有很深影响，因此，在离开助听器厂之前，感应无线电的频率的最终调谐的一些装置是必要的。
一种已知的调谐助听器的感应无线电的频率的方法涉及在助听器中设置的可调电容元件和能够将合适的无线测试信号提供给助听器的专用校准装备。助听器中的可调电容元件优选体现为数字可调电容器组，其中一系列电子开关通过打开或关闭电容器组中的各个电容器的连接来控制电容器组的总容量，从而创建阶梯式可调电容元件。电容器组的电子开关优选通过锁存器控制，能够进行，例如8位锁存器，从而向感应无线电提供具有256个离散电容值的可调电容元件。数字可调电容器组的优点是它很容易实现为包含助听器信号处理器本身的集成电路的部分，从而节省空间。
用于校准助听器的感应无线电电路的调谐的过程大致如下：助听器设置在校准装备中并开机。设置在靠近助听器处的校准装备中的无线电收发器以助听器无线电收发器的期望频率的邻近频率发送确认请求到助听器接收器。助听器通过发送确认消息到校准装备中的收发器来响应，该消息包括助听器识别码和可调电容元件的当前值。
当接收来自助听器的确认消息时，校准装备发送指令到助听器以进入专用服务模式，设置其电容元件的值为，例如可能的最低值，以及返回确认消息到校准装备。当接收确认消息时，校准装备执行从助听器发送的信号的发送天线上的电压测量。该电压反比于到谐振频率的距离。现在，校准装备通过进入循环执行助听器收发器频率的粗调，其中校准装备遍历，例如助听器的电容器组的每个第10个可能值，发送指令到助听器以更新其电容器组的值以及发出确认消息，校准装备在该过程的每个步骤上测量电压的标称发送频率。在该粗调节过程中，校准装备映射出测量的电压相对电容值的表。
通过检查表结果，校准装备寻找对应于所测量的最高电压的电容值。然后校准装备通过再次进入循环以执行助听器收发器频率的微调，现在以，例如低于对应于测量的最高电压的电容值的20％的电容值开始，并遍历每个单独的电容值，高达，例如高于对应于测量的最高电压的电容值的20％的电容值，在该过程中，映射出测量的电压相对于电容值。
在校准过程中，校准装备通过分析所述表以及寻找对应于测量的最高电压的电容值，确定最佳电容值。在该电容值处，来自特定助听器的电压尽可能高，并且助听器收发器的工作频率尽可能接近标称发送频率。然后校准装备通过发送找到的最佳电容值到助听器，将电容值连同助听器的识别码一起储存在其内部数据库中，以及发出命令指挥助听器退出其服务模式来结束该校准过程。助听器将最佳电容值储存在其内部存储器中，并且现在被校准到标称发送频率。针对每个助听器，执行该校准过程需要大约15到25秒。
虽然该校准过程对于确保助听器的无线电收发器频率的正确校准是可靠的，但是它仍然被认为是缓慢而繁琐的，因为为了执行收发器频率校准，其涉及在制造阶段使用外部校准装备。如果由于一些原因，例如环境的变化，助听器收发器的校准的频率改变，则为了正确执行，助听器需要在具有校准装备的服务设施处重新校准。环境的变化可以源自湿气、腐蚀性流体、金属的存在或电磁干扰。
因此，本发明所要解决的问题是设计一种无线助听器，其中，可以执行校准或重新校准收发器频率而不用解决外部设备。通过助听器本身以更快和更有效的方式执行收发器频率校准的一种解决方案是优选的。
WO-A2-2010058324公开了用于确定FSK接收器中的振荡器的载波频率的频率偏移的方法和系统。该方法包括检测FSK调制的位流的I和Q信号对的一个或更多个组合的过零点，确定在第一方向上的I和Q信号对的至少一个组合的正事件(positive occurrences)，以及确定在与第一方向相反的第二方向上的I和Q信号对的至少一个组合的负事件(negativeoccurrences)。然后测量和累加连续的正负事件之间的总时间和总的正负事件。频率控制模块比较正事件率与负事件比率，并且差值被用于调节振荡器的频率。该方法比较复杂，因为其包括8个相位基准值的产生以用于可靠检测过零点。
WO-A1-2009156879公开了用于调谐FSK收发器的天线的方法和系统。该方法包括接收指示天线发送的较低FSK频率上的第一数据信号的第一信号强度的第一信号强度指示符，接收指示天线发送的较高FSK频率上的第二数据信号的第二信号强度的第二信号强度指示符，基于第一信号强度指示符与第二信号强度指示符之间的差值确定调谐控制信号，以及基于控制信号调谐天线。为了确定调谐控制信号，该方法需要两个信号强度指示符。如果发送器和接收器之间的距离变得太大，则两个信号强度之间的差将变得太小而不能向接收器提供适当的控制信号，因此调谐会容易漂移。因此WO-A1-2009156879所描述的方法被认为不适于调谐包括助听器的收发器系统中的天线，因为在其中所需的最大工作范围至少是一米。
US5450086公开了一种与多频率FSK发送器连用的自调谐FSK接收器。FSK接收器的自调谐机制具有用于遍历通过多个预定的、离散的接收频率直到找到有效接收频率的方法。US5450086没有提出或提及在频率漂移时用于微调接收频率的方法。
发明内容
根据本发明的第一方面，设计了一种在助听器中使用的频移键控收发器，该收发器具有至少包括固定电感、固定电容和可变电容的谐振电路，其中该收发器包括FSK调制器、发送放大器、接收放大器以及用于控制谐振电路的调谐频率为所需频率的装置，所述调谐装置包括相位差检测器和调谐管理器，相位差检测器适于测量固定电容两端的相位差，调谐管理器包括用于接收来自发送数据缓冲器的符号的装置，用于接收来自相位差检测器的测量相位差的装置，用于比较对应于第一接收到的符号的第一相位差与对应于第二接收到的符号的第二相位差的装置，以及用于根据第一相位差与第二相位差之间的差值调节可变电容的值以控制谐振电路的调谐频率的装置。
助听器收发器使用谐振电路中的部件(诸如电容器)两端的相移的测量值作为调谐频率的量度，以及利用在谐振电路调谐时，对于“0”符号与“1”符号相同的是，电容器两端都有相移差，即90°的相移差的事实。该特征进一步详细解释如下。
数字位流可以通过对位流进行FSK调制而无线发送，然后以载波频率fc将FSK调制的位流调制到载波上，从而产生用于发送的FSK信号，该发送包括两个不同的频率f1和f2的，f1和f2具有以下关系
f 1 = f c + δf 2  和  f 2 = f c - δf 2
其中δ是fc的频率偏差并且δf＝f1-f2。换句话说，f1和f2出现在距fc的等距离处。然后，为了无线广播FSK信号，FSK信号被施加到调谐到fc的发送器RLC电路。
然后，通过接收和解调FSK信号，接收器可以检测和再生发送的数字位流。为了确保FSK信号的正确接收和解调，一个必要条件是接收器中的谐振电路的频率fc被调谐到尽可能接近发送器载波频率fc0。接收器载波频率fc可以被直接测量，或它可以从所接收的FSK信号的可检测属性导出。
包括电容器和电感器的并联谐振电路的一个属性是，所施加的频率越靠近谐振电路的谐振频率，阻抗就增加。谐振电路的另一个属性是施加到谐振电路的信号的相角差在谐振处是90°。如果电容器被分成固定电容器和可变电容器，谐振电路的谐振频率可以通过调节可变电容器的值而改变。
如果并联谐振电路被馈入谐振频率上的FSK调制信号，例如，固定电容器两端的相角差在发送“0”符号时将是90°+θ，在发送“1”符号时是90°-θ，因为FSK发送包括两个不同的频率，正如前面说明的。相角差θ与频率偏差δ和谐振器的Q密切相关，并且分别表示FSK频率f1和f2上的相角差。如果谐振频率偏离FSK调制信号的频率，这种偏差将在固定电容器两端的相角差的偏差中体现其自身。在下文中，为了能够检测和分析自动频率控制中使用的相位差偏差，相角差的偏差被记为Δθ。
在一个优选的实施例中，如果谐振频率低于FSK调制信号的频率，则对于“0”符号，谐振电路的固定电容器两端的相角差是90°+θ+Δθ，即大于谐振处的相角差。然而，如果谐振频率大于FSK调制信号的频率，则对于“0”符号，谐振电路的固定电容器两端的相角差是90°+θ-Δθ，即小于谐振处的相位角差。同样地，对于“1”符号，如果谐振频率小于FSK调制信号的频率，相角差将是90°-θ+Δθ，如果谐振频率大于FSK调制信号的频率，相角差将是90°-θ-Δθ。
在一个优选实施例中，用于调节可变电容的值的装置包括用于储存可变电容的至少一个值的装置，用于比较可变电容的当前值与可变电容的至少一个储存值的装置，以及基于比较控制对可变电容的值的调整之间的时间段的装置。
如果可变电容的当前值等于可变电容的储存值，则这使得调谐管理器能够将调谐过程暂停预定时间段。如果电容值自上次执行调谐都没有改变，以这种方法调谐更少被执行。可以想象的情形，当第一次通电时，FSK收发器初始执行调谐过程，以短时间间隔执行一系列重复的调谐过程，并每次储存可变电容器的值，对照储存值检查可变电容器的值，然后增加时间间隔，其中调谐过程被执行，例如每发送百个报文一次，等等。这种情形意味着调谐被连续监测，然而，如果可变电容器的值明显改变，调谐仅被重新调整，从而在执行调整过程期间节省电力和资源。
根据本发明的第二方面，设计一种用于助听器的FSK收发器的谐振电路的频率的自动调谐的方法，其中所述谐振电路至少包括固定电容器、可变电容器和电感器，并且其中所述方法包括以下步骤：向谐振电路提供FSK调制数字位流，测量对应于固定电容器两端的第一二进制符号的第一相位差，测量对应于固定电容器两端的第二二进制符号的第二相位差，比较第一相位差与第二相位差，以及如果第一相位差和第二相位差的差超过预定量，则通过调节可变电容器的值控制谐振电路的频率。
该方法能够以快速有效的方式实现FSK收发器的谐振电路的自动调谐，而不需要外部设备。当由“0”符号产生的相位差与由“1”符号产生的相位差比较时，比较结果被直接用作一种手段，所述手段确定谐振电路失谐多少，确定谐振电路的频率太低还是太高，以及在必要时，向可变电容器提供相应的调节值，从而通过改变可变电容器的值调节谐振频率。为了能够执行谐振电路的调谐，这种简单的方法仅需要至少一个“0”符号和至少一个“1”符号的发送，而且由于一个单独报文的发送通常包括50至100之间均匀分布的二进制符号，因此执行调谐谐振电路的方法的系统可能已经达到了对应于正确调谐频率的电容器值，甚至在单独报文发送结束之前。
附图说明
现在将参考附图更详细的描述本发明，其中
图1是示出根据现有技术的用于助听器的FSK收发器的框图，
图2是示出根据本发明的自动FSK收发器调谐的原理的框图，
图3示出了根据本发明的用于助听器的FSK收发器的实施例的框图，
图4示出了根据本发明的用于助听器的FSK收发器的可替换的实施例的框图，
图5a示出了谐振附近的FSK信号的功率关系的曲线图，
图5b示出了谐振附近的FSK信号的相位关系的曲线图，
图6a示出了图3显示的FSK收发器的实施例中的谐振频率处的FSK信号的相频关系曲线图，
图6b示出了图5a中频率低于谐振处的FSK信号的相频关系曲线图，
图6c示出了图5a中频率高于谐振处的FSK信号的相频关系曲线图，以及
图7示出了图3中的FSK收发器采用的自动调谐过程的流程图。
具体实施方式
图1中的方框图示出了根据现有技术的助听器FSK收发器1。FSK收发器1包括数字控制器2、FSK调制器7、发送功率放大器8、低噪声接收放大器9、固定电容器C1、可变电容器C2以及天线线圈L1，所述线圈物理上在FSK收发器1的外部。数字控制器2包括发送数据缓冲器3、接收数据缓冲器4、射频调谐控制器5和存储器6。图1也示出了计算机10控制的射频校准装备11，其能够经由天线线圈L2与收发器1通信。在校准过程期间，助听器(未示出)被假定放置在接近校准装备11的固定物中。
发送数据缓冲器3和接收数据缓冲器4都适合与助听器(未示出)的数字信号处理部件通信。发送数据缓冲器3收集在数字接口(未示出)上发送的数据以及馈送串行数据到FSK调制器7。FSK调制器7产生用于发送放大器8的输出信号并且来自发送放大器8的放大的FSK调制信号通过包括电容器C1、电容器C2和天线线圈L1的谐振电路调制以用于无线发送。调谐控制器5具有用于根据从校准装备11接收到的指令数字地调节电容器C2的值的装置，以及用于在存储器6中储存当前电容器值的装置。
在下面讨论中，经由天线线圈L1和L2在调谐校准装备11和助听器收发器1之间交换的无线消息被称为报文。在执行调谐校准过程期间，校准装备11发送确认报文到助听器收发器1。助听器收发器1通过发出ID(标识)消息报文到校准装备11来响应于确认报文。
计算机10指示校准装备11开始调谐校准过程，并且校准装备11发送指令报文到助听器收发器1以进入服务模式。在服务模式中，为了调谐收发器的谐振电路的频率，助听器收发器1允许校准装备11执行对可变电容器C2的值的调节。
第一遍，校准装备11遍历电容器C2的二进制值(例如，以每次8级进行)，从最低电容器值到最高电容器值，并且对于辐射的每个电容器值，为了使校准装备11产生电容器值的范围的估计(其中最高场强从助听器收发器1接收)，当助听器(未示出)响应确认报文时，从助听器收发器1发送的电压被测量。因此，所收集的测量值被计算机10储存在相对场强的二进制电容器值的表中。
第二遍，校准装备11从例如低于第一遍中显示最高场强的值的20％到例如高于该值的20％，遍历C2的每个单独的二进制电容器值，再次测量每个二进制电容器值集合的场强，在第二遍期间，在表中储存相对场强的二进制电容器值，以及在校准过程结束时，从表中选择对应于最高场强的二进制电容器值。为了减少校准时间同时保持足够精确度，采用两遍方法，确保在助听器收发器1的谐振电路的调谐频率被校准时，找到以及在助听器收发器1中的存储器6中存储对应于最高场强的C2的精确电容器值。一旦校准已经被执行，校准装备11将找到的电容器值连同用于后续参考的助听器ID储存在计算机10的存储器中，并发送报文到助听器收发器1，将助听器从服务模式释放，从而允许助听器以校准的收发器调谐恢复正常操作。
前面描述的现有技术的校准过程是非常精确的，但是虽然如此，也存在许多缺点，最大的缺点是包括专用校准装备以确保收发器频率的正确校准，作为在发货之前制造助听器的最后一步。单个助听器的校准大约花费30秒，因此如果助听器的FSK收发器能够在正常使用期间自校准以及监测它自己的收发器频率，则校准装备完全可以省去，并且在助听器制造期间将明显节省时间。
图2示出根据本发明的用于助听器(未示出)的FSK收发器11的调谐校准原理。图2中的FSK收发器12包括数字控制器2、FSK调制器7、发送功率放大器8，低噪声接收放大器9、相位检测器10、固定电容器C1、可变电容器C2以及FSK收发器1外部的天线线圈L1。数字控制器2包括发送数据缓冲器3、接收数据缓冲器4、射频调谐管理器5和存储器6。相位检测器10具有检测固定电容器C1两端的相位差的装置(未示出)和传递有关于检测的相位差的信息到调谐管理器5的装置。
本发明的FSK收发器12与现在技术的FSK收发器1的主要区别是本发明的FSK收发器12具有用于监测固定电容器C1两端的FSK信号的相移的装置和用于相应地调节可变电容器C2的装置，从而控制谐振频率。发明人已经认识到，如果发送“0”符号时固定电容器C1两端的相位差与发送“1”符号时的相位差大小相同，则谐振电路的频率等于系统时钟(未示出)控制的FSK调制器7的输出频率，从而谐振电路调谐。
在使用期间，FSK收发器12接收来自相似配置的外部FSK收发器(未示出)(例如设置在远程控制单元中)的报文，外部FSK收发器(未示出)不同于助听器中的FSK收发器12，其通过石英晶体保持其内部振荡器的频率的调谐。因此，外部FSK收发器频率的调谐是非常精确的，并且比自由运转的振荡器不易发生偏移。出于电力和空间考虑，石英晶体安装在助听器中是不切实际的，但是外部FSK收发器的振荡器频率仍然可以作为助听器的FSK收发器12的频率参考。
每当助听器的FSK收发器12接收或发送FSK信号时，包括C1、C2和L1的FSK收发器的谐振电路在由C1、C2和L1的值确定的频率处振荡。当接收FSK信号时，FSK收发器12检测频率f1或频率f2，如前面所述的。当检测到频率f1时，固定电容器C1两端的相位差具有值θf1，当检测到频率f2时，固定电容器C1两端的相位差具有值θf2。由于对称的原因，并且因为电容器C1的值是固定的，因此每当谐振电路的频率调谐时，相位差θf1等于相位差θf2。
根据本发明的FSK收发器12利用相位检测器10分别从接收到的FSK信号得出相位差θf1和θf2，正如在固定电容器C1两端检测到的。通过在相位检测器10中临时储存相位差θf1和θf2以及使用调谐管理器5比较相位差θf1的值与相位差θf2的值，在相位差互不相等时，调谐管理器5能够检测两个相位差之间的可能偏差以及对可变电容器C2的值执行调节。由于两个相位差的差异是谐振电路频率fc与载波频率fc0失谐造成的，并且可变电容器C2的值的变化导致谐振电路频率变化。适当的调节最终导致测量的相位差大小相等，从而谐振电路频率fc等于fc0。
图3示出根据本发明的用于助听器(未示出)的FSK收发器21的实施例。本实施例显示了一个实际相位差检测器的实施方式。FSK收发器21包括数字控制器22、FSK调制器30、功率放大器31、低噪声放大器32、限制器29、XOR门(异或门)28、低通滤波器27、固定电容器C1、可变电容器C2和外部天线线圈L1。数字控制器22包括A/D转换器26、调谐管理器25、接收数据缓冲器24和发送数据缓冲器23。
在根据本发明的FSK收发器21的实施例中，用于测量固定电容器C1两端的相移的装置包括限制器29、XOR门28、低通滤波器27和A/D转换器26；以及用于调节可变电容器C2的装置包括调谐管理器25。通过获取来自FSK调制器30的输出信号并将其馈送到XOR门28的第一输入端，以及获取提供给天线线圈L1的输出信号并将其馈送通过限制器29到达XOR门28的第二输入端，FSK收发器21测量C1两端的相移。来自FSK调制器30的输出信号本质上是数字信号，但是，为了由XOR门28正确地检测，提供给天线线圈L1的输出信号需要由限制器29调节。
功率放大器31被认为是具有高带宽的线性放大器，并且不会明显影响FSK调制器30的输出信号的相位。
每当来自FSK调制器30的输出信号具有限制器29的输出信号的相反相位时，来自XOR门28的输出信号是逻辑高(HIGH)。XOR门28的反应时间与FSK解调器30的偏移速率相比相对为零。因此，每当FSK调制器30输出“0”符号时，XOR门28产生第一具体持续时间的脉冲，以及每当FSK调制器30输出“1”符号时，XOR门28产生第二具体持续时间的脉冲。从XOR门28输出的脉冲通过低通滤波器27滤波，基本上产生与XOR门28输出的脉冲的持续时间成比例的模拟电压。
低通滤波器27输出的电压被用作A/D转换器26的输入信号，并且来自A/D转换器26的输出是对应于固定电容器C1两端的测量的相位差的数字量。由A/D转换器26输出的数字量被调谐管理器用于确定固定电容器C1两端的相移。然后调谐管理器25比较发送“1”符号时产生的数字量与发送“0”符号时产生的数字量，并使用比较结果调节谐振电路的调谐频率(以在下面更密切解释的方式)。
FSK信号具有在预定频率距离低于载波频率fc0的较低频率f0的信号部分和在预定频率距离处高于载波频率fc0的较高频率f1的信号部分。FSK调制是对称的，即载波频率fc0和较低符号频率f0之间的频率距离与载波频率fc0和较高符号频率f1之间的频率距离是相同的。按照惯例，较低频率f0被用于表示“0”符号，较高频率f1被用于表示“1”符号。
在载波频率fc0处，当谐振电路调谐时，固定电容器C1两端的相移是90°。同时，在频率f0处，C1两端的相移是比90°高θ度，并且由于对称性，在频率f1处，C1两端的相移是比90°低θ度。如果谐振电路的频率fc低于fc0，则在频率f0处C1两端的相移变得更大，在频率f1处C2两端的相移变得更小。然而，如果谐振电路的频率fc高于fc0，则在频率f0处C1两端的相移变得更小，在频率f1处C2两端的相移变得更大。
图4示出了根据本发明的用于助听器(未示出)的FSK收发器40的另一个实施例。该实施例显示了本发明使用的实际相位差检测器的替换性实施方式。FSK收发器40包括数字控制器50、FSK调制器51、功率放大器52、低噪声放大器53、限制器41、XOR门42、反相器43、第一低通滤波器44、第二低通滤波器45、比较器46、固定电容器C1、可变电容器C2和外部天线线圈L1。数字控制器50包括调谐管理器47、接收数据缓冲器48和发送数据缓冲器49。
在FSK收发器50的实施例中，用于测量固定电容器C1两端的相移的装置包括限制器41、XOR门42、反相器43、第一低通滤波器44、第二低能滤波器45和比较器46；并且用于调节可变电容器C2的装置包括调谐管理器47。通过获取来自FSK调制器51的输出信号并将其馈送到XOR门42的第一输入端，以及获取提供给天线线圈L1的输出信号并将其馈送通过限制器41到达XOR门42的第二输入端，FSK收发器50测量C1两端的相移。与图3所示的配置一样，来自FSK调制器51的输出信号是数字信号，然而为了由XOR门42正确地检测，提供给天线线圈L1的输出信号必须通过限制器41调节。本实施例需要来自FSK调制器51的输出脉冲具有“0”符号和“1”符号的均匀分布，或者需要FSK调制器51在所需的发送频率处直接工作，但是在其他方面是容易实现的。
每当来自FSK调制器51的输出信号具有与限制器41的输出信号相反的相位时，来自XOR门42的输出信号是逻辑高。XOR门42的反应时间与FSK解调器51的偏移速率相比相对为零。因此，每当FSK调制器51输出“0”符号时，XOR门42产生第一具体持续时间的脉冲，而每当FSK调制器51输出“1”符号时，XOR门42产生第二具体持续时间的脉冲。从XOR门42输出的脉冲被分别提供给反相器43的输入端和第一低通滤波器44的输入端，以及来自反相器43的输出信号被用作第二低通滤波器45的输入信号。来自第一低通滤波器44的输出信号被提供给比较器的正输入端，而来自第二低通滤波器45的输出信号被提供给比较器46的负输入端。来自比较器46的输出被馈送给调谐管理器47的输入端。
在使用期间，XOR门42输出对应于测量的固定电容器C1两端的相位差的脉冲。每当发送“1”符号时，第一低通滤波器44直接使用从XOR门42输出的脉冲，并生成与固定电容器C1两端的相位差成比例的第一输出电压。该电压被用作比较器46的正输入。另一方面，每当发送“0”符号时，第二低通滤波器45使用来自反相器43的输出提供从XOR门42输出的脉冲的反相版本，从而产生与固定电容器C1两端的相位差成比例的第二输出电压。该电压被用作比较器46的负输入。
每当振荡器调谐时，“0”符号的相位差值与“1”符号的相位差值相等。因此，来自第一低通滤波器44的输出电压等于来自第二低通滤波器45的输出电压，因此来自比较器46的输出电压是0伏，其由数字控制器50的调谐管理器47解释为振荡器正在调谐的指示。
如果比较器46输出的电压是正的，那么对应于f1的相位差大于对应于f0的相位差，正如上面说明的，并且振荡器频率太高。在这种情况下，为了降低振荡器频率，调谐管理器47通过增大可变电容器C2的值来补偿。另一方面，如果比较器46输出的电压是负的，那么对应于f1的相位差小于对应于f0的相位差，并且振荡器频率太低。在这种情况下，为了增大振荡器频率，调谐管理器47通过降低可变电容器C2的值来补偿。
由于不需要A/D转换器的事实，本实施例可以优于图3所示的实施例。低通滤波器44和45需要足够长的脉冲系列以便能够稳定到用于调谐管理器47的足够精确的电压从而执行调谐偏差的可靠检测，但是在具有例如128位长度的一个或两个报文的发送期间，这是很容易实现的。
图5a和5b中的曲线图示出了FSK信号的发送功率与图3中所示的FSK收发器的谐振电路的相应的相位差之间的相关性。图5a示出FSK收发器的发送功率，图5b示出FSK收发器的相应的相位关系。在图5a和5b中，fc指示谐振电路的频率，fc0指示目标发送频率，并且f0和f1指示由位流的FSK调制产生的FSK频率。
在图5b中，相角θf0和θf1分别是对应于频率f0和f1的相角差。从图5b可以明显看出当谐振电路的谐振频率fc等于目标发送频率fc0时，90°与θf0之间的相位距离等于90°与θf1之间的相位距离。本发明利用了这个事实。
通过比较发送“0”符号时C1两端的相移与发送“1”符号时C1两端的相移，根据本发明的助听器的FSK收发器21的调谐管理器25可以确定FSK收发器21的谐振电路的调谐频率fc相对于所需的载波频率fc0是太高还是太低。然后，调谐管理器25利用该知识，根据参考图6a、6b和6c的下面进一步详细讨论的调节方案调节可变电容器C2的值。
图6a示出FSK收发器21的谐振电路的相频关系。曲线图具有横坐标示出的频率(f)和纵坐标示出的图3的固定电容器C1两端的测量的相移(θ)。根据该曲线图，在低于fc0的频率处，测量的相移高于90°，而在高于fc0的频率处，测量的相移低于90°。在谐振时，谐振频率fc等于FSK载波频率fc0，并且在这点上，FSK收发器21的固定电容器C1两端的相移θ0准确为90°。在较低频率f0处，相移θf0-90°等于相位距离A度，而在较高频率f1处，相移90°-θf1等于相位距离B度。从图6a中明显看出，相位距离A和B同样大，因此谐振频率fc等于fc0。
在图6b中，谐振频率fc低于FSK载波频率fc0。在较低频率f0处，相移θf0-90°等于相位距离A度，而在较高频率f1处，相移90°-θf1等于相位距离B度。图6b显示了相位距离A大于相位距离B，因此谐振频率fc小于fc0。
在图6c中，谐振频率fc高于FSK载波频率fc0。与图6a和图6b一样，在较低频率f0处，相移θf0-90°等于相位距离A度，而在较高频率f1处，相移90°-θf1等于相位距离B度。图6c示出相位距离A小于相位距离B，因此谐振频率fc大于fc0。
从图5a、5b和5c可以得知，通过比较较低频率f0处检测到的相移距离A与较高频率f1处检测到的相移距离B，调谐管理器25通过比较相位差A和B的大小可以推断出谐振频率fc和载波频率fc0之间的关系，并且可以采取适当的行动以改进谐振电路的调谐。
例如，如果相移距离A和B的比较结果显示相移距离A大于相移距离B，那么谐振频率fc小于载波频率fc0。然后执行其调谐例程的调谐管理器25可以通过将可变电容器C2的值降低一小量而增大频率fc，再次比较相移距离A和B，然后重复调节直到A和B之间的差充分接近0度，从而fc和fc0之间的差低于预定的最小差值。
另一方面，如果相移距离A和B的比较结果显示相移距离A小于相移距离B，那么谐振频率fc大于载波频率fc0。在这种情况下，调谐管理器25可以通过将可变电容器C2的值增大一小量而降低频率fc，再次比较相移距离A和B，重复调节直到A和B之间的差充分接近0度，从而fc和fc0之间的差低于预定的最小差值。
用于助听器的FSK收发器通常发送包含二进制位流的报文(例如，每个报文128位)，位流包括1和0。该长度的位流被发送，例如每次发送一个确认报文时。由于调谐管理器25仅需要一个“0”符号和一个“1”符号来评估谐振电路的调谐状态，因此一个单独的发送对于调谐管理器25来说足以使其能够执行频率fc的调谐到在可变电容器C2的一级(step)内的准确度。
在一个优选实施例中，助听器FSK收发器21在每次助听器开启时，可以执行完整的调谐校准，然后调谐管理器25在使用期间监测谐振频率fc，例如，在使用期间收集统计信息，并在大约每千个发送执行一次频率fc的重新校准。如果FSK收发器21的位速率是每秒20千位，则典型的发送持续时间为5到10毫秒，并且调谐管理器25在发送结束前将获得谐振电路的适当调谐。
在一个优选实施例中，FSK收发器的载波频率被选为10.0MHz。适当选择的FSK无线电收发器可以具有例如600kHz的有效带宽，因此谐振电路的调节范围为9.4MHz到10.6MHz。该范围必须被FSK收发器21中的可变电容器C2覆盖。如果具有例如8位的分级电容器用于C2，则可以获得256个可能的离散电容器值。如果假定离散电容器值的各个级等距地分布在电容器的整个可变操作范围内，并且相移平衡近似位于电容器范围的中间，即在数字电容器值128处，那么FSK收发器频率可以在大约400Hz容限内调节。
图7中的流程图示出了图3中的调谐管理器25执行的调谐算法的实施例。当助听器控制器发布调谐请求到调谐管理器25时，在步骤100算法初始化。在步骤101和102中，从发送数据缓冲器23接收二进制符号并解码。如果符号是“0”，在步骤103中，从A/D转换器26读取C1两端的相位差，并且在步骤104中将其储存在变量A中。另一方面，如果符号是“1”，则在步骤105中从A/D转换器26中读取C1两端的相位差，并在步骤106中将其储存在变量B中。在步骤107中，调谐管理器25比较储存在变量A和B中的相位差值，并在步骤108和110中测试比较结果。
在步骤108中，执行测试以估计“0”的相位差值是否小于“1”的相位差值。如果小于，调谐管理器25推断谐振频率fc太高，因而C2的值太小。结果，在步骤109中，调谐管理器25发布命令以增大C2的值，该算法循环返回到步骤101以等待下一个符号。如果不小于，算法继续到步骤110。
在步骤110中，执行测试以估计“0”的相位差值是否大于“1”的相位差值。如果大于，调谐管理器25推断谐振频率fc太低，因而C2的值太大。因此，在步骤111中，调谐管理器25发布命令以降低C2的值，并且该算法循环返回步骤101以等待下一个符号。如果不大于，算法继续到步骤112。
如果算法到达步骤112，调谐管理器25推断“0”的相位差值等于“1”的相位差值，因此谐振频率调谐。然后算法无条件地继续到步骤113，设置标记指示谐振频率调谐，将C2的值储存在存储器中并循环返回到步骤101以等待下一个符号。
调谐管理器25在每次从发送数据缓冲器23接收符号时执行图7中的算法。然而，在一个优选实施例中，对于比如说10个连续的二进制符号，如果调谐管理器25没有对C2的值做出调节，则调谐管理器25可以暂停调谐算法。然后调谐管理器进行空闲状态，计数由发送数据缓冲器23发送的符号的数量，然后执行调谐算法，例如大约每千个发送符号执行调谐算法一次，以继续监测谐振电路的调谐稳定性。本优选实施例节省助听器电路中的电力和资源，同时控制FSK收发器的调谐频率。

Claims (10)

1.一种在助听器中使用的频移键控收发器(21)，即FSK收发器，所述收发器具有至少包括固定电感(L1)、固定电容(C1)和可变电容(C2)的谐振电路，
其中所述收发器(21)包括FSK调制器(7)、发送放大器(8)、接收放大器(9)和用于控制所述谐振电路的调谐频率到所需频率的装置(22)，
所述调谐装置包括相位差检测器(10)和调谐管理器(25)，所述相位差检测器(10)适于测量所述固定电容(C1)两端的相位差，所述调谐管理器(25)包括
用于接收来自发送数据缓冲器(23)的符号的装置；
用于接收来自所述相位差检测器(10)的测量的相位差的装置；
用于比较对应于第一接收到的符号的第一相位差与对应于第二接收到的符号的第二相位差的装置，和
用于根据所述第一相位差与所述第二相位差之间的差，调节所述可变电容(C2)的值以控制所述谐振电路的所述调谐频率的装置。
2.根据权利要求1所述的FSK收发器，其中所述相位差检测器(10)包括限制器(29)、逻辑XOR门(28)、低通滤波器(27)和模数转换器(26)，用于提供对对应于发送到所述调谐管理器(25)的符号的相位差的测量。
3.根据权利要求1所述的FSK收发器，其中所述相位差检测器(10)包括限制器(41)、逻辑XOR门(42)、第一低通滤波器(44)、反相器、第二低通滤波器(45)和比较器(46)，用于提供对对应于发送到所述调谐管理器(47)的符号的相位差的测量。
4.根据权利要求1所述的FSK收发器，其中用于调节所述可变电容(C2)的所述值的所述装置包括用于储存所述可变电容(C2)的至少一个值的装置、用于比较所述可变电容(C2)的当前值与所述可变电容(C2)的所述至少一个储存值的装置，和用于基于所述比较控制所述可变电容(C2)的所述值的调节之间的时间段的装置。
5.一种用于助听器的FSK收发器的谐振电路的频率的自动调谐方法，所述谐振电路至少包括固定电容器(C1)、可变电容器(C2)和电感器(L1)，其中所述方法包括以下步骤：
向所述谐振电路提供FSK调制的数字位流，
测量对应于所述固定电容器(C1)两端的第一二进制符号的第一相位差(A)，
测量对应于所述固定电容器(C1)两端的第二二进制符号的第二相位差(B)，
比较所述第一相位差(A)与所述第二相位差(B)，以及
如果所述第一相位差(A)和所述第二相位差(B)的差超过预定量，则通过调节所述可变电容器(C2)的值控制所述谐振电路的所述频率。
6.根据权利要求5所述的方法，其中测量所述固定电容器(C1)两端的相位差的步骤包括以下步骤：
对所述固定电容器(C1)的第一终端的逻辑级和所述固定电容器(C1)的第二终端的逻辑级执行XOR功能，
低通滤波所述XOR功能产生的输出信号以获得电压信号，以及
将低通滤波后的电压信号转换为表示所测量的相位差的数字信号。
7.根据权利要求5所述的方法，其中比较所述第一相位差(A)与所述第二相位差(B)的步骤包括以下步骤：
当所述第一二进制符号出现时，读取并储存第一相位差(A)，
当所述第二二进制符号出现时，读取并储存第二相位差(B)，以及
根据所述第一储存的相位差(A)和所述第二储存的相位差(B)之间的差，产生用于所述可变电容器(C2)的控制输出信号。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，如果所述第一储存的相位差(A)小于所述第二储存的相位差(B)，则用于所述可变电容器(C2)的所述控制输出信号增大。
9.根据权利要求7所述的方法，其中，如果所述第一储存的相位差(A)大于所述第二储存的相位差(B)，则用于所述可变电容器(C2)的所述控制输出信号减小。
10.根据权利要求7所述的方法，其中，如果所述第一储存的相位差(A)与所述第二储存的相位差(B)之间的所述差小于预定的最小差值，则用于所述可变电容器(C2)的所述控制输出信号保持不变。
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