CN101855879A - 用于助听器的fsk接收器和处理fsk信号的方法 - Google Patents

Abstract

一种包括频移键控(FSK)接收器(30)的助听器(40)，该FSK接收器包括第一放大器级(13)、限幅器级(14)和多个相位检测级，其中每个相位检测级分别包括本机振荡器(15a、15b、15c、15d、15e)、混频器级(16a、16b、16c、16d、16e)、滤波器级(17a、17b、17c、17d、17e)和比较器级(18a、18b、18c、18d、18e)。相位检测级的数目大于2。每个比较器级(18a、18b、18c、18d、18e)的输出被共同连接到查找表(28)的输入。本发明还提供在助听器中使用的FSK接收器和处FSK信号的方法。

Description

用于助听器的FSK接收器和处理FSK信号的方法

技术领域

本申请涉及助听器。具体地，其涉及包括无线接收器的助听器。更具体地，本发明涉及包括频移键控(FSK)接收器的助听器。

背景技术

助听器中的常用信号源是拾取在助听器附近发生的听觉声信号的一个或多于一个扩音器/麦克风。助听器中的另一常用信号源是拾音线圈(telecoil)接收器。这种接收器经常表现为微小线圈，该微小线圈被配置为从围绕包括该接收器的助听器的拾音线圈发射器获得电磁基带(即未调制)音频信号。

为了先进的功能性，现有技术的助听器通常被设计成接受多于一个信号源，以便借助于助听器电路放大、调节和再生所接受的信号源。

一些耳背式(BTE)助听器具有用于将外部设备连接到助听器电路的装置，诸如FM接收器、蓝牙接收器、电缆等。这种外部设备能够以各种方式与助听器通信；例如，通常提供电缆连接以便设计助听器，FM接收器可以被连接以用于公共广播的情形，其中讲话者佩戴具有无线FM发射器的麦克风，而蓝牙

接收器可以用于使来自移动电话等的音频信号流。

一些较新的助听器类型还包括内部无线接收器。这些无线接收器类型的大多数直接从助听器电池获得能量。长时间使用本领域已知的无线接收器可能导致迅速消耗助听器电池，这使得必须经常更换电池并且增加了助听器的运行成本。具有包括独立电池的整体电源的接收器类型增加了接收器的重量、尺寸和复杂性。因此更高功率效率的无线接收器将对助听器使用者更有利。

功率效率例如可以通过减少接收器电路的总功率消耗而被提高。然而，这应该在不削弱接收器的噪音性能的情况下被执行，削弱接收器的噪音性能可能导致降低的信号品质。假如将被传输的信号是数字格式，则通常优选本领域技术人员所熟知的FSK发射器/接收器结构。

FSK信号可以以多种不同的方式被解调，每种方式具有不同的优点、拓扑结构和复杂度。解调器可以被划分为几种类别：FM到AM类型(如斜率、Foster-Seeley和比率)解调器、PLL解调器、零交叉解调器和正交解调器。

本领域熟知的一种正交解调器类型包括一个本机/局部(local)振荡器和两个信号支路，这两个信号支路分别表示为将所接收的信号分裂成同相(I)分量和正交(Q)分量的同相支路和正交支路。在(二进制)正交信号中，一个分量被赋值为二进制0，另一个分量被赋值为二进制1。由于两个信号分量I和Q相互排斥，无论何时激活发射器，都产生包括1和0的数字比特流。两个支路被连接到CPU，该CPU完成解调过程。通常，每个支路包括乘法器、滤波器和决策器。同相支路中的乘法器被直接连接到本机振荡器，而正交支路中的乘法器被连接到相位偏移90度的本机振荡器。然后根据其预期目的解码和利用频移键控信号中的信息。

例如，这种FSK解调器在Burke的US4987374中被描述。该解调器包括馈送信号(feeding)给第一支路和第二支路的本机振荡器，每个支路包括混频器和检测级。第一支路中的混频器将进入信号和来自本机振荡器的直接信号混频，第二支路中的混频器将进入信号和来自本机振荡器的相位偏移90度的信号混频。

现有技术的FSK接收器在多数应用中令人满意地工作。然而，如果可用功率很小(在助听器中通常就是这样)，则有效传输音程非常短，并且接收误差(例如由于信号中的噪音)可能严重地破坏所接收信号的品质。

因此，为了在不显著增加功率消耗的情况下改进FSK接收器的抗噪性，需要检测信号的更确信方式。

发明内容

根据本发明适用于助听器的无线FSK接收器具有权利要求1所述的特征。

通过将解调器支路的数目从2增加到3、4、5或更多的支路，根据本发明的FSK接收器的总比特分辨率(即每个数据位发送的离散符号的数目)相对地增加。利用当代的微电子技术，可以发现尽管增加了接收器的复杂性，但是由添加更多的解调器支路所导致的增加的功率消耗是可接受的。因此，可以实现FSK接收器设计的更有效且高功率效率的方法。包括5到10个解调器支路的无线FSK接收器被认为可以在抗噪性、电路复杂性和总接收器功率消耗之间提供最佳均衡。

在第二方面，本发明提供如权利要求7所述的无线FSK接收器。

在第三方面，本发明提供如权利要求9所述的方法。

进一步的特征和优点出现在从属权利要求中。

附图说明

现在将参考附图进一步详细描述本发明，其中

图1是显示现有技术无线FSK发射器的示意框图；

图2是显示图1中的发射器发射的信号的频谱的曲线图；

图3是现有技术无线FSK接收器；

图4是图3中所示的现有技术无线FSK接收器检测的信号的矢量图；

图5是根据本发明的无线FSK接收器的实施例的示意框图；

图6是在图5所示的无线FSK接收器中的削波阶段之前检测二进制“0”的5个支路的时序图；

图7是检测来自图5所示的无线FSK接收器的二进制“0”的信号的矢量图；

图8是在图5所示的无线FSK接收器中的削波阶段之前检测二进制“1”的5个支路的时序图；

图9是检测来自图5所示的无线FSK接收器的二进制“1”的信号的矢量图；

图10是在图5所示的无线FSK接收器中的削波阶段之后检测二进制“0”的5个支路的时序图；

图11是在图5所示的无线FSK接收器中的削波阶段之后检测二进制“1”的5个支路的时序图；

图12是根据本发明的模拟差分结构的无线FSK接收器的实施例；及

图13是具有根据本发明的无线FSK接收器的助听器。

具体实施方式

图1显示现有技术的频移键控(FSK)发射器1。它包括串行比特流发生器2、反相器3、第一混频器或乘法器5、第一本机振荡器4、第二混频器或乘法器6、第二本机振荡器7、求和节点8、输出级9和发射器天线10。数据信号m(t)由串行比特流发生器2产生，并且被分裂成两个支路。下面支路中的信号与来自第二本机振荡器7的信号在第二混频器6中混频，上面支路中的信号由反相器3反相并且与来自第一本机振荡器4的信号在第一混频器5中混频。由于在上面支路中存在反相器3，所以在任何时间混频器5、6中仅有一个产生输出信号。

来自本机振荡器4、7的信号可以分别被描述为：

cos((ω_c+Δω)·t)

和

cos((ω_c-Δω)·t)

来自解调器1的两个输出支路的信号在求和节点8处被求和，产生FSK信号s(t)，其被描述为：

$s\left(t\right)=\stackrel{\‾}{m}\left(t\right)\cos (({\mathrm{\ω}}_c+\mathrm{\Δ\ω})\·t)+m\left(t\right)\cos (({\mathrm{\ω}}_c-\mathrm{\Δ\ω})\·t)$

其由输出级9放大以便经由发射器天线10无线传输。因此FSK发射器输出由本机振荡器4和7确定的两个频率中的一个，这取决于m(t)是“0”还是“1”。

图2显示由图1中的FSK发射器产生的FSK信号的一部分频谱。该信号位于f_c+Δf和f_c-Δf附近。频谱内容可能随着m(t)的不同调制指数值和不同频谱内容而不同。

现有技术无线FSK接收器11被配置为接收和解码由图1中的FSK发射器产生的无线FSK信号，该无线FSK接收器在图3中用示意框图显示。无线FSK接收器11的输入级包括接收天线12、放大器13和限幅器14。为了检测所接收的信号，FSK接收器11还具有第一相位检测级、第二相位检测级和CPU接口19，其中第一相位检测级包括第一本机振荡器15a、第一混频器16a、第一低通滤波器17a和第一限幅器18a，第二相位检测级包括第二本机振荡器15b、第二混频器16b、第二低通滤波器17b和第二限幅器18b。

FSK信号由接收天线12接收、由放大器13放大并且由限幅器14调整。限幅器14的输出被分裂成两个支路并且被分别馈送到第一混频器16a的输入和第二混频器16b的输入。在第一混频器16a中，输入信号与来自第一本机振荡器15a的输出信号相乘。产生的输出信号被馈送到第一低通滤波器17a的输入，并且来自第一低通滤波器17a的输出被馈送到第一限幅器18a的输入。

同样地，在第二混频器16b中，输入信号与来自第二本机振荡器15b的输出信号相乘。产生的输出信号被馈送到第二低通滤波器17b的输入，并且来自第二低通滤波器17b的输出被馈送到第二限幅器18b的输入。来自第一限幅器18a和第二限幅器18b的输出信号被馈送到CPU接口19的输入以便进一步处理。

图4是显示图3中所示的现有技术接收器所接收的信号的矢量I(同相)和Q(正交相)的矢量图。矢量I和Q在单位圆中被描述并且相互具有90度的相位差。横坐标(0°)和矢量I之间的相位偏差被表示为Δω·t并且表示现有技术接收器11的角符号分辨率。

在该设置中，接收器中的相位检测级的数目是2，等于传输信号中存在的明显可检测的相位角的数目，因此所接收的信号中存在的噪音和EMC干扰可能显著地降低现有技术接收器11的接收能力，最终降低到信息被篡改、扭曲或完全丢失的程度。随着发射功率的减小，对噪音干扰的敏感性增加。接收品质可以以多种方式被改进，例如增大发射器功率、减小传输距离或改进接收器选择性。

如果保持接收器目前的兼容性，则增大发射器功率是不可能的。更高功率的发射器也可能是笨重的并且难于合并到例如便携尺寸的遥控装置中。在这种情形下，传输距离还可以是方便的距离，因为将遥控装置保持在口袋中并且从那里对其操作是有益的。在接收器选择性方面的改进很难在不增加接收器电路的复杂性(以及功率消耗)的情况下完成。提供具有改进抗噪性的FSK接收器而不显著增加功率消耗是本发明的目标。

图5显示根据本发明的实施例的无线FSK接收器20的示意框图。无线FSK接收器20是单端FSK接收器。无线接收器20的输入级包括接收天线12、放大器13和限幅器14，类似于现有技术的无线接收器11的输入级。为了检测所接收的信号，FSK接收器20包括5个相同的解调器支路，每个解调器支路分别包括本机振荡器15a、15b、15c、15d、15e，混频器16a、16b、16c、16d、16e，低通滤波器17a、17b、17c、17d、17e以及限幅器18a、18b、18c、18d、18e。

每个限幅器18a、18b、18c、18d、18e的输出被分别连接到查找表块28的输入，查找表块28包括加权(weight)x₁、x₂、x₃、x₄、x₅，加权y₁、y₂、y₃、y₄、y₅，第一求和∑_x和第二求和∑_y以及Arctan2函数21。

无线FSK接收器20的限幅器18a、18b、18c、18d、18e的每个输出提供查找表28的一个输入，并且被分裂成分别用x_i和y_i加权的两个单独支路组。来自加权x₁、x₂、x₃、x₄、x₅的输出在第一求和∑_x中求和，来自加权y₁、y₂、y₃、y₄、y₅的输出在第二求和∑_y中求和。求和∑_x和∑_y的输出被馈送到Arctan2函数21的输入，查找表28的Arctan2函数21的输出被连接到微分器/差分器22的输入。下面将进一步解释Arctan2函数。

本文中使用的两变元反正切函数是反正切函数的变体Arctan2(x，y)并且被定义为：

其中

因此，与仅被定义在单位圆右侧的常规反正切函数arctan(x，y)不同，Arctan2函数被定义在整个单位圆中。

微分器22的输出被连接到低通滤波器23的输入，低通滤波器23的输出被连接到比较器27的输入，比较器27的输出被连接到时钟数据恢复块24的输入。时钟数据恢复块24通过时钟线C和数据线D被连接到缓冲器25。缓冲器25的输出被连接到串行外围接口26的输入。

天线12接收所传输的信号，放大器13将所接收的信号放大到适于输入限幅器14的信号水平。所接收的信号被假设是频率调制的频移键控的模拟比特流。所接收的信号借助于限幅器14被转换成二级数字比特流。然后该信号被提供给如下所述的第一、第二、第三、第四和第五解调器支路的输入。

第一解调器支路15a、16a、17a、18a转换并且调整限幅器14输出的信号的第一部分。第一本机振荡器15a和第一混频器16a将所接收的信号转换为基带信号。第一混频器16a将直接转换的传输信号输出给第一低通滤波器17a，来自第一滤波器17a的输出的信号被用作第一限幅器18a的输入信号，第一限幅器18a在第一支路15a、16a、17a、18a中起到决策器件的作用。第一限幅器18a的输出是逻辑数字电平，其被用作加权x₁和y₁的变元，在求和∑_x和∑_y中被求和以提供查找表28中Arctan2函数21的输入。

第二解调器支路15b、16b、17b、18b转换并且调整限幅器14输出的信号的第二部分。与来自第一本机振荡器15a的输出信号相比，来自第二本机振荡器15b的输出信号被相移π/5。第二本机振荡器15b和第二混频器16b将所接收的信号转换为基带信号。第二混频器16b将直接转换的传输信号输出给第二低通滤波器17b，来自第二滤波器17b的输出的信号被用作第二限幅器18b的输入信号，第二限幅器18b在第二支路15b、16b、17b、18b中起到决策器件的作用。第二限幅器18b的输出是逻辑数字电平，其被用作加权x₂和y₂的变元，在求和∑_x和∑_y中被求和以提供查找表28中Arctan2函数21的输入。

第三解调器支路15c、16c、17c、18c转换并且调整限幅器14输出的信号的第三部分。与来自第一本机振荡器15a的输出信号相比，来自第三本机振荡器15c的输出信号被相移2π/5。第三本机振荡器15c和第三混频器16c将所接收的信号转换为基带信号。第三混频器16c将直接转换的传输信号输出给第三低通滤波器17c，来自第三滤波器17c的输出的信号被用作第三限幅器18c的输入信号，第三限幅器18c在第三支路15c、16c、17c、18c中起到决策器件的作用。第三限幅器18c的输出是逻辑数字电平，其被用作加权x₃和y₃的变元，在求和∑_x和∑_y中被求和以提供查找表28中Arctan2函数21的输入。

第四解调器支路15d、16d、17d、18d转换并且调整限幅器14输出的信号的第四部分。与来自第一本机振荡器15a的输出信号相比，来自第四本机振荡器15d的输出信号被相移3π/5。第四本机振荡器15d和第四混频器16d将所接收的信号转换为基带信号。第四混频器16d将直接转换的传输信号输出给第四低通滤波器17d，来自第四滤波器17d的输出的信号被用作第四限幅器18d的输入信号，第四限幅器18d在第四支路15d、16d、17d、18d中起到决策器件的作用。第四限幅器18d的输出是逻辑数字电平，其被用作加权x₄和y₄的变元，在求和∑_x和∑_y中被求和以提供查找表28中Arctan2函数21的输入。

第五解调器支路15e、16e、17e、18e转换并且调整限幅器14输出的信号的第五部分。与来自第一本机振荡器15a的输出信号相比，来自第五本机振荡器15e的输出信号被相移4π/5。第五本机振荡器15e和第五混频器16e将所接收的信号转换为基带信号。第五混频器16e将直接转换的传输信号输出给第五低通滤波器17e，来自第五滤波器17e的输出的信号被用作第五限幅器18e的输入信号，第五限幅器18e在第五支路15e、16e、17e、18e中起到决策器件的作用。第五限幅器18e的输出是逻辑数字电平，其被用作加权x₅和y₅的变元，在求和∑_x和∑_y中被求和以提供查找表28中Arctan2函数21的输入。

因此，Arctan2函数21从5个解调器支路接收经求和的逻辑电平x_i和y_i并且将这些电平作为Arctan2函数21的变元。因此，Arctan2(x_i，y_i)函数21推导出旋转矢量θ(t)，其被用作微分器22的输入。来自微分器22的输出信号在低通滤波器23中被低通滤波，来自低通滤波器23的输出信号被传送到比较器27，该比较器用作解调器的决策器件。来自比较器27的输出被用作时钟数据恢复块24的输入。

时钟数据恢复块24通过低通滤波器23从提供给它的串行数据信号中提取嵌入式时钟脉冲，并且将所恢复的时钟脉冲通过时钟线C提供给缓冲器25，并通过数据线D将串行数据信号提供给缓冲器25。串并行接口用嵌入式时钟脉冲来重新同步被缓冲的数据信号。缓冲器25收集预定数目的被接收的数据位，并且将这些数据位提供给串行外围接口26。串行外围接口26被配置为在缓冲器25饱和之前取出被缓冲的数据。

无线接收器20能够检测所接收的数据流中的单独数字符号之间的相位差，其准确度比现有技术所熟知的FSK接收器高。假设5个本机振荡器15a、15b、15c、15d、15e中的每一个输出如下信号LO_i(t)：

${\mathrm{LO}}_i\left(t\right)=\cos ({\mathrm{\ω}}_c\·t+\frac{i\·\mathrm{\π}}{5})$

然后根据本发明的FSK接收器20中的每个支路i的解调信号u_i(t)可以被描述为：

$u_i\left(t\right)=K\·(\stackrel{\‾}{m}\left(t\right)\·\cos (\mathrm{\Δ\ω}\·t-\frac{i\·\mathrm{\π}}{5})+m\left(t\right)\·\cos (-\mathrm{\Δ\ω}\·t-\frac{i\·\mathrm{\π}}{5}))$

其中K是比例系数。该表达式不考虑限幅器14中由削波产生的边带。

图6中的曲线图显示接收示例的5条曲线u₁、u₂、u₃、u₄和u₅，其中m(t)＝0。每条曲线u_i的半周期对应于时间周期π/Δω，曲线的顺序对应于表示图7中所示矢量图中的5个被检测信号的5个矢量u₁、u₂、u₃、u₄和u₅的逆时针顺序。相位偏差是π/5并且表示根据本发明的接收器20的角符号分辨率。通过比较图7中的矢量图与图4中所示的矢量图，应该注意到该符号分辨率比现有技术的FSK接收器11获得的符号分辨率更好。

图8中的曲线图显示接收示例的5条曲线u₅、u₄、u₃、u₂和u₁，其中m(t)＝0。每条曲线u_i的半周期对应于时间周期π/Δω，曲线的顺序对应于表示图9中所示矢量图中的5个检测信号的5个矢量u₅、u₄、u₃、u₂和u₁的顺时针顺序。同样地，应该注意到该符号分辨率比现有技术的FSK接收器11获得的符号分辨率更好。

因此，5个支路中的5个被检测矢量的累进序列对应于被检测的逻辑“0”，5个支路中的5个被检测矢量的回归序列对应于被检测的逻辑“1”。当检测到“0”时，这对应于图7的矢量图中所示的逆时针旋转，当检测到“1”时，这对应于图9矢量图中所示的顺时针旋转。

再次参考图5，在通过FSK接收器20的限幅器级18a、18b、18c、18d、18e执行削波之后，5个输出信号

在m(t)＝1时看起来大致地像图10中的时序图，而在m(t)＝0时大致像图11中的时序图。在图10的情形，首先检测到

然后检测到

和这告诉接收器信号矢量θ(t)是顺时针移动的，并且接收到“1”。在图11的情形，首先检测到然后检测到

和

这告诉接收器信号矢量θ(t)是逆时针移动的，并且接收到“0”。下面以示例的方式被更详细地描述m(t)＝1时该信息的推导过程。

信号

y_i、x_i和函数Arctan2(y_i，x_i)被用来确定矢量是顺时针旋转(被解释为“1”)还是逆时针旋转(被解释为“0”)。对于m(t)＝1，信号

可以用矩阵A描述：

$A=\left[\begin{array}{ccccc}{\tilde{u}}_1& {\tilde{u}}_2& {\tilde{u}}_3& {\tilde{u}}_4& {\tilde{u}}_5\\ 1& 1& 1& 1& 1\\ -1& 1& 1& 1& 1\\ -1& -1& 1& 1& 1\\ -1& -1& -1& 1& 1\\ -1& -1& -1& -1& 1\\ -1& -1& -1& -1& -1\\ 1& -1& -1& -1& -1\\ 1& 1& -1& -1& -1\\ 1& 1& 1& -1& -1\\ 1& 1& 1& 1& -1\end{array}\right],m\left(t\right)=1$

常量y_i和x_i是下面线性方程组的解：

角度为

其中其中Arc tan2(y，x)∈[-π，π]

线性方程中的角度值在此处用度数表示以便清楚。相似的矩阵(未显示)描述m(t)＝0时的信号

其可能在形式上也显示出对于y和x分别存在一个唯一解。

可以使用相同的常量按比例调整y和x，因为它们都是Arctan2(y_i，x_i)的变元。这些线性方程的一个特殊解可能是：

$y^T=\left[\begin{array}{ccccc}1& \cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{5}\right)& \cos \left(\frac{2\mathrm{\π}}{5}\right)& -\cos \left(\frac{2\mathrm{\π}}{5}\right)& -\cos \end{array}\left(\frac{\mathrm{\π}}{5}\right)\right]$

$x^T=\left[\begin{array}{ccccc}0& \sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{5}\right)& \sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{5}\right)& \sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{5}\right)& \sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{5}\right)\end{array}\right]$

其给出的结果为下面的角度序列：

当m(t)＝1时，

以及

当m(t)＝0时，

提供给FSK接收器的信号具有正斜率或负斜率，正斜率对应于单位圆图中的顺时针旋转并因此表示二进制“1”，负斜率对应于单位圆图中的逆时针旋转并因此表示二进制“0”。以这种方式，对于FSK接收器20有可能确定信号是上升还是下降，即矢量在单位圆图中顺时针移动或逆时针移动，例如通过在一个位持续时间期间在

的两个值之间的差，确定在该位持续时间周期内是正的还是负的，并因此确定所传输的符号是二进制“0”还是二进制“1”。

调制指数被定义为：

其中Δf是偏差频率[Hz]，DR是数据速率[bits/s]。

如果最终的矢量以角速度Δω旋转：

Δω＝2πΔf

则瞬时角度值是：

作为一个示例，假设调制指数β＝1，则数据速率DR是2Δf，并且位持续时间为：

$\frac{1}{\mathrm{DR}}=\frac{1}{2\mathrm{\Δf}}=\frac{T_0}{2},$

其中T₀是被调制信号的偏差频率的周期。这表示最终的矢量在单位圆中针对每一位(pr.bit)旋转π弧度。

在具有多于两个支路的FSK接收器中，位分辨率的概念被定义为：

其中N是系统中支路的数目。在数学上，位分辨率表示每一数据位对应的单位圆中的点的数目。随着支路数目的增加，位分辨率由于表示每一位的可检测符号的数目增加而成比例地增大，因此改进了每一位的检测。与现有技术已知的接收器中仅有两个不同的角度值不同，在五相系统中(如图5中的实施例所示的接收器20)，其对于每一位给出了

的5个不同的角度值，即5·β的位分辨率产生更高的检测准确度并因此产生更好的抗噪性。

图12显示根据本发明的无线FSK接收器的另一个优选实施例30。无线接收器30是差分FSK接收器。差分FSK接收器本身在现有技术中是已知的，并且其比单端FSK接收器实施方式具有多个实际优点。从体系角度看，差分实施方式与单端实施方式不具有显著的差异，但实际上，差分实施方式具有更好的抗噪性。

下面将更详细地描述图12中显示的本发明的差分FSK接收器。

无线接收器30的输入级包括接收天线12和放大器13。在该实施方式中不需要输入限幅器。放大器13通过双线接口总线被分别连接到5个混频器16a、16b、16c、16d、16e中每一个的两个输入。5个本机方波振荡器15a、15b、15c、15d、15e中的每一个包括两个输出，其中一个输出被连接到5个反相器29a、29b、29c、29d、29e中各自一个的输入，另一个输入被直接连接到5个混频器16a、16b、16c、16d、16e中各自一个的输入。5个反相器29a、29b、29c、29d、29e的输出被分别连接到5个混频器16a、16b、16c、16d、16e的另一个输入。来自本机方波振荡器15a、15b、15c、15d、15e的信号在相位上相差π/5。

反相器29a、29b、29c、29d、29e的目的是分别为混频器16a、16b、16c、16d、16e提供来自本机振荡器15a、15b、15c、15d、15e的直接信号分别被相位反转180度后的信号。因此5个混频器16a、16b、16c、16d、16e中的每一个接收4个单独信号用以混频：来自输入级12、13的实时输入信号和反相信号、分别来自本机方波振荡器15a、15b、15c、15d、15e中每一个的实时本机振荡器信号以及分别来自反相器29a、29b、29c、29d、29e中每一个的反相本机振荡器信号。来自5个混频器16a、16b、16c、16d、16e的输出信号包括用于进一步处理的5个信号对，其中在每个信号对之间具有36度相位差。

来自5个混频器16a、16b、16c、16d、16e的信号对被分别连接到5个带通滤波器31a、31b、31c、31d、31e的输入。5个带通滤波器31a、31b、31c、31d、31e的输出也形成信号对，其被分别连接到5个限幅器18a、18b、18c、18d、18e的输入。5个限幅器18a、18b、18c、18d、18e的输出被连接到查找表28的输入，查找表28包括加权x₁、x₂、x₃、x₄、x₅，加权y₁、y₂、y₃、y₄、y₅，第一求和∑_x和第二求和∑_y和Arctan2函数21。图12中的查找表28和下游后续块以与图5所示的无线接收器20的配置方式相似的方式被配置。

在5个限幅器18a、18b、18c、18d、18e的上游，信号被认为是模拟信号。在5个限幅器18a、18b、18c、18d、18e的下游，信号被认为是数字信号。5个限幅器18a、18b、18c、18d、18e在混频器16a、16b、16c、16d、16e之后的这种策略布置也有助于保持低的功率消耗，因为在基带的数字切换比在高频(诸如FSK传输频率)的数字切换需要更少的功率。

第一解调器支路15a、29a、16a、31a、18a转换并且调整前置放大器13输出的信号的第一部分。第一本机振荡器15a将所接收的信号转换为基带信号。第一混频器16a将直接转换的传输信号输出给第一带通滤波器31a，来自第一带通滤波器31a的输出的信号被用作第一限幅器18a的输入信号，第一限幅器18a在第一支路15a、29a、16a、31a、18a中起到决策器件的作用。第一限幅器18a的输出是逻辑数字电平，其被用作支路x₁和y₁的变元，在求和∑_x和∑_y中被求和以提供查找表28中Arctan2函数21的输入。

第二解调器支路15b、29b、16b、31b、18b转换并且调整前置放大器13输出的信号的第二部分。第二本机振荡器15b将所接收的信号转换为基带信号。与来自第一本机振荡器15a的输出信号相比，来自第二本机振荡器15b的输出信号被相移π/5。第二混频器16b将直接转换的传输信号输出给第二带通滤波器31b，来自第二带通滤波器31b的输出的信号被用作第二限幅器18b的输入信号，第二限幅器18b在第二支路15b、29b、16b、31b、18b中起到决策器件的作用。第二限幅器18b的输出是逻辑数字电平，其被用作支路x₂和y₂的变元，在求和∑_x和∑_y中被求和以提供查找表28中Arctan2函数21的输入。

第三解调器支路15c、29c、16c、31c、18c转换并且调整前置放大器13输出的信号的第三部分。第三本机振荡器15c将所接收的信号转换为基带信号。与来自第一本机振荡器15a的输出信号相比，来自第三本机振荡器15c的输出信号被相移2π/5。第三混频器16c将直接转换的传输信号输出给第三带通滤波器31c，来自第三带通滤波器31c的输出的信号被用作第三限幅器18c的输入信号，第三限幅器18c在第三支路15c、29c、16c、31c、18c中起到决策器件的作用。第三限幅器18b的输出是逻辑数字电平，其被用作支路x₃和y₃的变元，在求和∑_x和∑_y中被求和以提供查找表28中Arctan2函数21的输入。

第四解调器支路15d、29d、16d、31d、18d转换并且调整前置放大器13输出的信号的第四部分。第四本机振荡器15d将所接收的信号转换为基带信号。与来自第一本机振荡器15a的输出信号相比，来自第四本机振荡器15d的输出信号被相移3π/5。第四混频器16d将直接转换的传输信号输出给第四带通滤波器31d，来自第四带通滤波器31d的输出的信号被用作第四限幅器18d的输入信号，第四限幅器18d在第四支路15d、29d、16d、31d、18d中起到决策器件的作用。第四限幅器18d的输出是逻辑数字电平，其被用作支路x₄和y₄的变元，在求和∑_x和∑_y中被求和以提供查找表28中Arctan2函数21的输入。

第五解调器支路15e、29e、16e、31e、18e转换并且调整前置放大器13输出的信号的第五部分。第五本机振荡器15e将所接收的信号转换为基带信号。与来自第一本机振荡器15a的输出信号相比，来自第五本机振荡器15e的输出信号被相移4π/5。第五混频器16e将直接转换的传输信号输出给第五带通滤波器31e，来自第五带通滤波器31e的输出的信号被用作第五限幅器18e的输入信号，第五限幅器18e在第五支路15e、29e、16e、31e、18e中起到决策器的作用。第五限幅器18e的输出是逻辑数字电平，其被用作支路x₅和y₅的变元，在求和∑_x和∑_y中被求和以提供查找表28中Arctan2函数21的输入。

只要当无线FSK信号被本发明的差分FSK接收器30的接收天线12接收，所接收的信号都被输入放大器13放大并且作为差分模拟信号被提供给5个支路。这些差分信号分别在混频器16a、16b、16c、16d、16e中通过分别来自本机方波振荡器15a、15b、15c、15d、15e的信号和分别来自反相器29a、29b、29c、29d、29e的反相方波信号被从传输频率向下转换(即折叠)到基带频率。分别来自混频器16a、16b、16c、16d、16e的向下转换的信号分别在带通滤波器31a、31b、31c、31d、31e中被频带限制，来自带通滤波器31a、31b、31c、31d、31e的频带限制信号分别被5个限幅器18a、18b、18c、18d、18e限制，并因此被转换为逻辑电平，这些逻辑电平分别经由加权x_i和y_i提供给求和点∑_x和∑_y。

求和点∑_x和∑_y将它们的输出提供给查找表28的Arctan2函数21。后续块即微分器22、低通滤波器23、决策块27、时钟数据恢复块25、缓冲器25和串行外围接口26具有与图5中所示的实施例相似的结构和功能。

除了通过利用五相结构获得的益处，图12中所示的无线FSK接收器的实施例进一步从在基带执行对所接收的信号的限制的事实中受益，即分别在包括混频器16a、16b、16c、16d、16e的转换级之后。这进一步减少无线FSK接收器30的电流消耗，延长了电池寿命，即使长时间连续操作本发明的接收器30。

图13是根据本发明的助听器40的示意框图。助听器40包括天线12、放大器13、无线FSK接收器30、麦克风51、拾音线圈52、输入选择器53、助听器处理器50和声音输出换能器54。助听器处理器50被配置为处理来自麦克风51和拾音线圈52的信号，并且进一步包括装置(未显示)来处理无线FSK接收器30接收的信号以通过声音输出换能器54再现。无线FSK接收器30优选是助听器40的电路的整体部分，并且甚至可以完全嵌入在包括助听器处理器50的集成电路中，并且可以有利地从助听器电池(未显示)中提取所需的电力。

因此根据本发明的助听器包含低功率有效FSK接收器，该FSK接收器包括多相接收结构。以这种方式，助听器使用者可以从根据本发明的助听器的多种新应用中受益，例如对助听器进行无线遥控或编程，或无线接收助听器中的数字编码的音频信号。

Claims (15)

1.一种包括无线频移键控即FSK接收器的助听器，所述接收器包括天线、第一放大器级、限幅器级、多个并行相位检测级和查找表块，其中每个相位检测级分别包括本机振荡器、混频器级、滤波器级和比较器级，各自比较器级中每一个的输出被连接到所述查找表块的输入，其特征在于所述相位检测级的数目大于2。

2.根据权利要求1所述的助听器，其特征在于所述本机振荡器的相位角相互交错180°/n，其中n是本机振荡器的数目。

3.根据权利要求1所述的助听器，其特征在于所述相位检测级的数目是5。

4.根据权利要求1所述的助听器，其特征在于所述相位检测级的输出被馈送给所述查找表块的输入，其中它们根据权重被合并。

5.根据权利要求1所述的助听器，其特征在于所述相位检测级适于接收模拟输入，以模拟形式通过所述混频器级和所述滤波器级处理所述输入，并且在所述比较器级中数字化所述滤波器输出。

6.根据权利要求1所述的助听器，其特征在于每个本机振荡器具有两个输出，其中第一输出通过反相器被连接到各自的混频器级，且第二输出被直接连接到各自的混频器级。

7.一种用于助听器的无线频移键控即FSK接收器，所述接收器包括第一放大器级、限幅器级、多个相位检测级和查找表块，其中每个相位检测级分别包括本机振荡器、混频器级、滤波器级和比较器级，各自比较器级中每一个的输出被连接到查找表的输入，其特征在于所述相位检测级的数目大于2。

8.根据权利要求7所述的无线FSK接收器，其特征在于至少一个所述多个相位检测级是差分相位检测级。

9.一种处理无线频移键控即FSK信号以便为助听器提供信号的方法，其包括以下步骤：接收所述FSK信号；放大所述FSK信号；限幅被放大的FSK信号；将被放大和限幅的FSK信号分裂成多个信号支路，所述支路的数目大于要被接收的明显可检测的相位角的数目；检测所述多个信号支路中每一个支路中的FSK信号的相位；基于所述多个信号支路中每一个支路中的FSK信号的被检测相位计算逻辑信号矢量；对所述多个信号支路的所述信号矢量求和；基于求和的结果从所述FSK信号中导出信息；以及将所导出的信息提供给所述助听器。

10.根据权利要求9所述的方法，其中检测所述多个信号支路中每一个支路中的FSK信号的相位的步骤包括以下步骤：通过混频所述FSK信号和来自本机振荡器的信号来产生混频信号；使用低通滤波器对所述混频信号进行频带限制；将被混频和频带限制的信号与固定的预先确定的水平进行比较；以及基于所述比较产生逻辑值。

11.根据权利要求10所述的方法，其中在所述多个信号支路中的所述本机振荡器的所述相位角相互逐步交错180°/n，其中n是信号支路的数目。

12.根据权利要求11所述的方法，其中从所述FSK信号中导出信息的步骤包括以下步骤：根据特定函数从所述逻辑信号矢量的总和的变元确定所述信号；差分来自所述特定函数的信号；对被差分的信号进行低通滤波；从被低通滤波的信号中恢复时钟和数据；基于所恢复的时钟将所恢复的数据存储在缓冲器中；以及从所述缓冲器中取回所存储的数据以便由所述助听器使用。

13.根据权利要求11所述的方法，其中检测所述多个信号支路中每一个支路中的FSK信号的相位的步骤包括以下步骤：将所述信号分裂成两个支路；通过混频被分裂的信号和来自本机方波振荡器的直接被反相的信号来产生两个混频信号；使用带通滤波器对所述两个混频信号进行频带限制；将被混频和频带限制的信号与固定的预先确定的水平进行比较；以及基于所述比较产生逻辑值。

14.根据权利要求11所述的方法，其中在所述多个信号支路中每一个支路中的所述本机方波振荡器的所述相位角相互逐步交错180°/n，其中n是信号支路的数目。

15.根据权利要求12所述的方法，其中所述特定函数是Arctan2函数。

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