JPH06261089A - 周波数安定化機能を有する移動無線機 - Google Patents
周波数安定化機能を有する移動無線機Info
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- JPH06261089A JPH06261089A JP4356993A JP4356993A JPH06261089A JP H06261089 A JPH06261089 A JP H06261089A JP 4356993 A JP4356993 A JP 4356993A JP 4356993 A JP4356993 A JP 4356993A JP H06261089 A JPH06261089 A JP H06261089A
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Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 1シンボルTS 中にπ/4以上の位相回転が
あっても基準発振器の周波数を受信周波数に追従安定化
する。 【構成】 位相量子化手段25で受信中間周波信号の位
相を、TS /2ごとに検出し、その検出位相データを遅
延手段27でTS の遅延と、TS /2の遅延とを与え
る。位相変化量検出手段31で現位相データφ(to )
とTS 遅延位相データφ(to −TS )との位相差を求
め、位相回転検出手段32でデータφ(to−TS )と
TS /2遅延位相データφ(to −TS /2)との差の
極性から受信変調波の位相回転方向を検出し、これら検
出した位相差と位相回転方向から、周波数誤差信号生成
手段33で正しい位相回転誤差を求め、この誤差にもと
ずいてこれが小さくなるように基準発振器の発振周波数
を制御する。
あっても基準発振器の周波数を受信周波数に追従安定化
する。 【構成】 位相量子化手段25で受信中間周波信号の位
相を、TS /2ごとに検出し、その検出位相データを遅
延手段27でTS の遅延と、TS /2の遅延とを与え
る。位相変化量検出手段31で現位相データφ(to )
とTS 遅延位相データφ(to −TS )との位相差を求
め、位相回転検出手段32でデータφ(to−TS )と
TS /2遅延位相データφ(to −TS /2)との差の
極性から受信変調波の位相回転方向を検出し、これら検
出した位相差と位相回転方向から、周波数誤差信号生成
手段33で正しい位相回転誤差を求め、この誤差にもと
ずいてこれが小さくなるように基準発振器の発振周波数
を制御する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、例えばUHF帯のデ
ィジタル移動通信のように角度変調を用い、かつ、搬送
波ドリフトを極めて微小に抑える必要のある移動通信方
式において、自動的に搬送波周波数を安定化する機能を
有する移動無線機に関するものである。
ィジタル移動通信のように角度変調を用い、かつ、搬送
波ドリフトを極めて微小に抑える必要のある移動通信方
式において、自動的に搬送波周波数を安定化する機能を
有する移動無線機に関するものである。
【0002】
【従来の技術】通信方式における搬送波ドリフトは伝送
品質を著しく劣化させる。即ち、通過帯域内伝送特性に
おいては、伝送信号の歪み、周波数特性、誤り率等の劣
化がおき、また帯域外伝送特性については、隣接チャネ
ルへの漏洩電力が増加する。これを防ぐためには、
(1)伝送帯域幅に比べて充分広い間隔においてチャネ
ル配置を行う通信方式を構築するか、(2)搬送波ドリ
フトの原因となる局部発振器や変調器の安定度を極めて
向上させるか、或いは(3)搬送波ドリフトを検出し、
希望する搬送波周波数に自動調整する、の何れかの手段
が必要であった。
品質を著しく劣化させる。即ち、通過帯域内伝送特性に
おいては、伝送信号の歪み、周波数特性、誤り率等の劣
化がおき、また帯域外伝送特性については、隣接チャネ
ルへの漏洩電力が増加する。これを防ぐためには、
(1)伝送帯域幅に比べて充分広い間隔においてチャネ
ル配置を行う通信方式を構築するか、(2)搬送波ドリ
フトの原因となる局部発振器や変調器の安定度を極めて
向上させるか、或いは(3)搬送波ドリフトを検出し、
希望する搬送波周波数に自動調整する、の何れかの手段
が必要であった。
【0003】(1)については、今後の通信量の増大に
対し、有効な無線周波数がますます限られてくることを
鑑みると、特に1無線システムを1通話チャネルに割り
当てる通信システムにおいては、広い伝送帯域を有する
通信システムを構築するのは困難であることは自明であ
る。また多重通信等の広い伝送帯域幅を必要とする通信
方式においても、昨今の無線周波数の逼迫から多値変調
等の技術による伝送帯域幅の狭小化が進められており、
搬送波ドリフトの余裕を実現するために無線チャネル間
隔を広くとったシステムを構築することが困難であるこ
とは言うまでもない。また移動無線機においては、一般
に比較的低周波で安定に発振する水晶発振器を基準発振
器として、搬送波帯域周波数の信号を得るために、電圧
制御発振器に位相同期をかける構成、あるいはディジタ
ル回路で位相同期のとれた搬送波を直接発振するダイレ
クトディジタルシンセサイザにより、一つ或いは複数の
局部発振器となる周波数シンセサイザを構成している。
対し、有効な無線周波数がますます限られてくることを
鑑みると、特に1無線システムを1通話チャネルに割り
当てる通信システムにおいては、広い伝送帯域を有する
通信システムを構築するのは困難であることは自明であ
る。また多重通信等の広い伝送帯域幅を必要とする通信
方式においても、昨今の無線周波数の逼迫から多値変調
等の技術による伝送帯域幅の狭小化が進められており、
搬送波ドリフトの余裕を実現するために無線チャネル間
隔を広くとったシステムを構築することが困難であるこ
とは言うまでもない。また移動無線機においては、一般
に比較的低周波で安定に発振する水晶発振器を基準発振
器として、搬送波帯域周波数の信号を得るために、電圧
制御発振器に位相同期をかける構成、あるいはディジタ
ル回路で位相同期のとれた搬送波を直接発振するダイレ
クトディジタルシンセサイザにより、一つ或いは複数の
局部発振器となる周波数シンセサイザを構成している。
【0004】このため(2)については、固定無線通信
方式のように高安定の基準発振器を比較的容易に有する
ことのできる通信方式では問題とならないが、移動通信
方式のように、簡便で小形な移動無線機をシステム内に
有する場合は大きな問題となる。現在までに、温度変化
に起因する搬送波ドリフトを補正する手段としては、T
CXO(Temperature Compensat
ed CrystalOscillator:温度補償
水晶発振器)があるが、移動通信機器に装備するという
制約条件下で大量生産を考慮した場合、このTCXOの
現実的な安定度の限界は1.5〜2ppmと考えられ
る。さらに水晶の発振周波数の温度変化をメモリに記憶
させておき、温度検出素子からの温度情報をもとに、容
量アレーを制御して周波数制御を行うDTCXO(Di
gitally Temperature Compe
nseted Crystal Oscillato
r)も実用化され、しかも温度変化に対する補償精度を
0.5ppm以下とすることも可能であるが、いずれに
しても経年変化に対する発振周波数の補償を行うことは
できない。
方式のように高安定の基準発振器を比較的容易に有する
ことのできる通信方式では問題とならないが、移動通信
方式のように、簡便で小形な移動無線機をシステム内に
有する場合は大きな問題となる。現在までに、温度変化
に起因する搬送波ドリフトを補正する手段としては、T
CXO(Temperature Compensat
ed CrystalOscillator:温度補償
水晶発振器)があるが、移動通信機器に装備するという
制約条件下で大量生産を考慮した場合、このTCXOの
現実的な安定度の限界は1.5〜2ppmと考えられ
る。さらに水晶の発振周波数の温度変化をメモリに記憶
させておき、温度検出素子からの温度情報をもとに、容
量アレーを制御して周波数制御を行うDTCXO(Di
gitally Temperature Compe
nseted Crystal Oscillato
r)も実用化され、しかも温度変化に対する補償精度を
0.5ppm以下とすることも可能であるが、いずれに
しても経年変化に対する発振周波数の補償を行うことは
できない。
【0005】(3)については高い周波数確度を有する
受信波に局部発振器を周波数同期させる方法が一般的で
ある。この方法の従来例を図4に示す。この図4はアナ
ログ角度変調を用いた移動通信システムで用いられる一
般的な周波数安定化機能を有する移動無線機の場合であ
る。アンテナ11より受信された安定な基地局送信波を
受信機12で中間周波信号に周波数変換し、その中間周
波信号を雑音除去手段13に通過させる。ここで1つ或
いは複数の周波数シンセサイザ14は基準発振器15の
発振信号を基準として動作し、この1つ或いは複数の周
波数シンセサイザ14の出力信号は、受信波の周波数変
換を行うため受信機12の局部発振信号として入力され
る。このため中間周波信号には基準発振器15の発振周
波数誤差が重畳している。雑音除去手段13を通過した
この中間周波信号の周波数を周波数カウンタ16で測定
し、周波数誤差検出手段17で前記測定値の所定の中間
周波信号周波数に対する周波数誤差を検出し、その結果
を基準発振器制御手段18に入力する。基準発振器制御
手段18は、前記周波数誤差の検出結果が所定の値以下
となるように基準発振器15を制御し、基準発振器15
の周波数誤差を補償する。この結果、基準発振器15の
出力信号を基準とする1つ或いは複数の周波数シンセサ
イザ14は基地局の送信信号周波数と同等の周波数安定
度となる。この1つ或いは複数の周波数シンセサイザ1
4を変調手段19の局部発振器として共用し、変調手段
19の出力を電力増幅器21、アンテナ22を通じて送
信することにより、移動無線機の送信周波数安定度につ
いても安定な基地局送信波周波数精度と同等に向上する
ことができる。
受信波に局部発振器を周波数同期させる方法が一般的で
ある。この方法の従来例を図4に示す。この図4はアナ
ログ角度変調を用いた移動通信システムで用いられる一
般的な周波数安定化機能を有する移動無線機の場合であ
る。アンテナ11より受信された安定な基地局送信波を
受信機12で中間周波信号に周波数変換し、その中間周
波信号を雑音除去手段13に通過させる。ここで1つ或
いは複数の周波数シンセサイザ14は基準発振器15の
発振信号を基準として動作し、この1つ或いは複数の周
波数シンセサイザ14の出力信号は、受信波の周波数変
換を行うため受信機12の局部発振信号として入力され
る。このため中間周波信号には基準発振器15の発振周
波数誤差が重畳している。雑音除去手段13を通過した
この中間周波信号の周波数を周波数カウンタ16で測定
し、周波数誤差検出手段17で前記測定値の所定の中間
周波信号周波数に対する周波数誤差を検出し、その結果
を基準発振器制御手段18に入力する。基準発振器制御
手段18は、前記周波数誤差の検出結果が所定の値以下
となるように基準発振器15を制御し、基準発振器15
の周波数誤差を補償する。この結果、基準発振器15の
出力信号を基準とする1つ或いは複数の周波数シンセサ
イザ14は基地局の送信信号周波数と同等の周波数安定
度となる。この1つ或いは複数の周波数シンセサイザ1
4を変調手段19の局部発振器として共用し、変調手段
19の出力を電力増幅器21、アンテナ22を通じて送
信することにより、移動無線機の送信周波数安定度につ
いても安定な基地局送信波周波数精度と同等に向上する
ことができる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】従来のアナログ角度変
調方式においては中間周波信号を周波数カウンタで計数
することで高精度な周波数測定が可能であった。しかし
ながらディジタル信号を伝送する、例えばFSK,PS
Kなどのディジタル角度変調方式においては、伝送する
データのパタンによってシンボルごとの位相遷移が偏る
ため搬送波周波数が偏移し、カウンタでの測定周波数に
誤差が生じる場合がある。これは、データ系列がランダ
ムである場合においては無視しうる値であるが、一部で
も変調位相の遷移の偏りをもつ特定パタンのデータが存
在する場合においては搬送波周波数が偏移し、周波数誤
差を生じる。このことから従来方式の測定周波数をもと
に基準発振器を制御すると、基準発振器の出力にもこの
誤差が重畳し、所定の周波数安定度が得られない問題が
あった。
調方式においては中間周波信号を周波数カウンタで計数
することで高精度な周波数測定が可能であった。しかし
ながらディジタル信号を伝送する、例えばFSK,PS
Kなどのディジタル角度変調方式においては、伝送する
データのパタンによってシンボルごとの位相遷移が偏る
ため搬送波周波数が偏移し、カウンタでの測定周波数に
誤差が生じる場合がある。これは、データ系列がランダ
ムである場合においては無視しうる値であるが、一部で
も変調位相の遷移の偏りをもつ特定パタンのデータが存
在する場合においては搬送波周波数が偏移し、周波数誤
差を生じる。このことから従来方式の測定周波数をもと
に基準発振器を制御すると、基準発振器の出力にもこの
誤差が重畳し、所定の周波数安定度が得られない問題が
あった。
【0007】さらに、移動無線機に装備できるTCXO
に対しては部品価格や大きさ等の制約が大きく、周波数
安定度の向上に限界がある。局部発振器のシンセサイザ
はTCXOに同期して発振するため、搬送波周波数が高
くなるにつれて出力される局部発振器の周波数誤差が拡
大する問題がある。局部発振器の周波数誤差が大きく、
これによる受信変調波の位相回転が本来の変調位相遷移
と区別のつかない程度にまで達すると、ディジタル復調
器が有する周波数ドリフトの追従範囲を越えてしまい、
データの復調が正常に行われない問題があった。
に対しては部品価格や大きさ等の制約が大きく、周波数
安定度の向上に限界がある。局部発振器のシンセサイザ
はTCXOに同期して発振するため、搬送波周波数が高
くなるにつれて出力される局部発振器の周波数誤差が拡
大する問題がある。局部発振器の周波数誤差が大きく、
これによる受信変調波の位相回転が本来の変調位相遷移
と区別のつかない程度にまで達すると、ディジタル復調
器が有する周波数ドリフトの追従範囲を越えてしまい、
データの復調が正常に行われない問題があった。
【0008】例えば、ビットレートfbのQDPSK変
調の場合、1シンボル時間内の位相回転が±π/4ラジ
アンすなわち(fb/16)Hzを越える周波数ドリフ
トに追従することはできない。この値はfbが40kb
it/sec程度のQDPSK伝送システムでは約2.
5kHzとなる。これは比較的高い搬送波周波数、例え
ば1.5GHz帯で使用される移動無線機の基準発振器
に要求される周波数安定度に換算すると1.7ppmに
相当する。基準発振器に用いられるTCXOは、温度特
性、電源電圧特性、経時変化による長期安定度を考慮す
ると、1.7ppm以下の周波数安定度を確保しつつ、
移動無線機として要求される低価格、小形軽量、低消費
電力といった特性を全て満足することは困難である。こ
のため、基準発振器に対する周波数安定度の許容値を緩
和できる、周波数誤差補償範囲を拡大した周波数安定化
機能を有する移動無線機の実現が望まれていた。
調の場合、1シンボル時間内の位相回転が±π/4ラジ
アンすなわち(fb/16)Hzを越える周波数ドリフ
トに追従することはできない。この値はfbが40kb
it/sec程度のQDPSK伝送システムでは約2.
5kHzとなる。これは比較的高い搬送波周波数、例え
ば1.5GHz帯で使用される移動無線機の基準発振器
に要求される周波数安定度に換算すると1.7ppmに
相当する。基準発振器に用いられるTCXOは、温度特
性、電源電圧特性、経時変化による長期安定度を考慮す
ると、1.7ppm以下の周波数安定度を確保しつつ、
移動無線機として要求される低価格、小形軽量、低消費
電力といった特性を全て満足することは困難である。こ
のため、基準発振器に対する周波数安定度の許容値を緩
和できる、周波数誤差補償範囲を拡大した周波数安定化
機能を有する移動無線機の実現が望まれていた。
【0009】この発明の目的は、搬送波ドリフトを極め
て微小に抑える必要のある、角度変調を用いた移動通信
方式に供する移動無線機において、ディジタル信号を伝
送するディジタル角度変調方式においても、正確に周波
数誤差の検出が行える周波数誤差検出手段を有し、基準
発振器の誤差補償範囲を従来より拡大させ、つまり前記
例では±π/4ラジアンを越える周波数ドリフトのよう
な大きな周波数誤差が基準発振器に生じても正しく動作
する周波数安定化機能を有する移動無線機を提供するこ
とにある。
て微小に抑える必要のある、角度変調を用いた移動通信
方式に供する移動無線機において、ディジタル信号を伝
送するディジタル角度変調方式においても、正確に周波
数誤差の検出が行える周波数誤差検出手段を有し、基準
発振器の誤差補償範囲を従来より拡大させ、つまり前記
例では±π/4ラジアンを越える周波数ドリフトのよう
な大きな周波数誤差が基準発振器に生じても正しく動作
する周波数安定化機能を有する移動無線機を提供するこ
とにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】この発明によれば、角度
変調を用いるディジタル通信方式における基地局送信波
を基準に周波数安定化動作を行う移動無線機において、
受信信号の位相がシンボル周波数の2倍以上の速度で位
相量子化手段により検出され、その検出出力である位相
データは1シンボル及びそれよりも短かい時間それぞれ
遅延手段で遅延され、前記位相データと遅延手段からの
それぞれ遅延量の異なる複数の位相データとから周波数
誤差検出手段により基準発振器の発振周波数誤差が検出
され、その検出周波数誤差により基準発振器が前記周波
数誤差が小さくなるように制御される。
変調を用いるディジタル通信方式における基地局送信波
を基準に周波数安定化動作を行う移動無線機において、
受信信号の位相がシンボル周波数の2倍以上の速度で位
相量子化手段により検出され、その検出出力である位相
データは1シンボル及びそれよりも短かい時間それぞれ
遅延手段で遅延され、前記位相データと遅延手段からの
それぞれ遅延量の異なる複数の位相データとから周波数
誤差検出手段により基準発振器の発振周波数誤差が検出
され、その検出周波数誤差により基準発振器が前記周波
数誤差が小さくなるように制御される。
【0011】
【作用】この構成によれば、1シンボル期間よりも短か
い遅延の位相量子化した位相データも利用するため、受
信変調波の位相軌跡判定を行う際に変調信号の位相回転
方向も知ることができ、1シンボル時間内の位相回転
が、π/4シフトQDPSKの場合に±π/4ラジアン
を越えても周波数誤差を検出でき、周波数補償範囲が拡
大される。
い遅延の位相量子化した位相データも利用するため、受
信変調波の位相軌跡判定を行う際に変調信号の位相回転
方向も知ることができ、1シンボル時間内の位相回転
が、π/4シフトQDPSKの場合に±π/4ラジアン
を越えても周波数誤差を検出でき、周波数補償範囲が拡
大される。
【0012】
【実施例】図1にこの発明の実施例を示し、図4と対応
する部分に同一符号を付けてある。この実施例では受信
機12よりの中間周波信号は、位相量子化手段25に入
力する。位相量子化手段25は、角度変調された中間周
波信号の位相を、受信変調波のシンボル周波数の2倍以
上の標本化周波数で検出して位相を量子化し、位相デー
タとして出力する。復調手段26は位相量子化手段25
からの位相データを用いて検波及び復調を行ない、ディ
ジタルデータを出力する。また、位相量子化手段25か
らの位相データは遅延手段27にも入力され、遅延量の
異なる複数の位相データ、つまり1シンボルの遅延と、
1シンボル時間以下、例えば1シンボル時間の2分の1
の遅延の位相データとして周波数誤差検出手段28に入
力される。周波数誤差検出手段28には位相量子化手段
25からの位相データも供給される。周波数誤差検出手
段28では、それぞれ遅延量の異なる複数の位相データ
(遅延されていない位相データは遅延量ゼロ)から受信
変調波のシンボル間の位相軌跡をその回転方向を含める
ことにより正しく判定して周波数誤差の検出を行う。周
波数誤差検出手段28からの周波数誤差の信号は基準発
振器制御手段18に入力される。基準発振器制御手段1
8は、前記周波数誤差の検出結果が所定の値以下となる
ように基準発振器15の発振周波数を制御して基準発振
器15の周波数誤差を補償する。この結果、基準発振器
15の出力信号を基準とする1つあるいは複数の周波数
シンセサイザ14は基地局の送信信号と同等の周波数安
定度とすることができる。
する部分に同一符号を付けてある。この実施例では受信
機12よりの中間周波信号は、位相量子化手段25に入
力する。位相量子化手段25は、角度変調された中間周
波信号の位相を、受信変調波のシンボル周波数の2倍以
上の標本化周波数で検出して位相を量子化し、位相デー
タとして出力する。復調手段26は位相量子化手段25
からの位相データを用いて検波及び復調を行ない、ディ
ジタルデータを出力する。また、位相量子化手段25か
らの位相データは遅延手段27にも入力され、遅延量の
異なる複数の位相データ、つまり1シンボルの遅延と、
1シンボル時間以下、例えば1シンボル時間の2分の1
の遅延の位相データとして周波数誤差検出手段28に入
力される。周波数誤差検出手段28には位相量子化手段
25からの位相データも供給される。周波数誤差検出手
段28では、それぞれ遅延量の異なる複数の位相データ
(遅延されていない位相データは遅延量ゼロ)から受信
変調波のシンボル間の位相軌跡をその回転方向を含める
ことにより正しく判定して周波数誤差の検出を行う。周
波数誤差検出手段28からの周波数誤差の信号は基準発
振器制御手段18に入力される。基準発振器制御手段1
8は、前記周波数誤差の検出結果が所定の値以下となる
ように基準発振器15の発振周波数を制御して基準発振
器15の周波数誤差を補償する。この結果、基準発振器
15の出力信号を基準とする1つあるいは複数の周波数
シンセサイザ14は基地局の送信信号と同等の周波数安
定度とすることができる。
【0013】この実施例をディジタル角度変調の例とし
てπ/4シフトQDPSK変調方式へ適用した場合につ
いて説明する。図2Aにπ/4シフトQDPSKの位相
遷移の一例を示す。1シンボルあたりの位相遷移量は4
つのシンボルデータのそれぞれに応じてそれぞれ±π/
4、±3π/4ラジアンであり、位相軌跡が位相平面の
原点を通過しない特徴がある。
てπ/4シフトQDPSK変調方式へ適用した場合につ
いて説明する。図2Aにπ/4シフトQDPSKの位相
遷移の一例を示す。1シンボルあたりの位相遷移量は4
つのシンボルデータのそれぞれに応じてそれぞれ±π/
4、±3π/4ラジアンであり、位相軌跡が位相平面の
原点を通過しない特徴がある。
【0014】図2Bは基準発振器15に周波数誤差があ
るときのπ/4シフトQDPSK位相軌跡および遅延量
の異なる複数の位相データを用いた周波数誤差の検出原
理を説明する図である。この図2Bでは例として±3π
/4ラジアンの位相遷移に対して1シンボルあたり±π
/4ラジアンの位相回転を生じる周波数誤差が重畳した
場合を示している。このとき、時刻t=to −TS (t
o は任意のシンボル時刻、TS はシンボル時間)から次
のシンボルに到達する時刻t=to の間の位相軌跡は、
破線で示す本来の軌跡から次第にずれ、どちらのシンボ
ルも図中のX点、つまり時刻t=to −TS の位相に対
しπラジアンの点に到達し、この時点t o ではシンボル
位相の遷移量が+3π/4ラジアンか、−3π/4ラジ
アンか判定ができない状態となる。つまり従来では時刻
to −TS の位相からπラジアンずれた位相に対して何
れ側にあるかにより位相回転が+か−かの判定を行って
いるためこの場合、位相量子化手段25の出力位相デー
タφ(to )と遅延手段27で1シンボル遅延した位相
データφ(to −TS )との差分から求まる、1シンボ
ルあたりの位相変化量Δφ(to )=φ(to )−φ
(to −TS )から周波数誤差を検出しようとすると、
1シンボルあたりの位相回転が±π/4ラジアン以下の
周波数誤差範囲までしか検出できないことは明らかであ
る。
るときのπ/4シフトQDPSK位相軌跡および遅延量
の異なる複数の位相データを用いた周波数誤差の検出原
理を説明する図である。この図2Bでは例として±3π
/4ラジアンの位相遷移に対して1シンボルあたり±π
/4ラジアンの位相回転を生じる周波数誤差が重畳した
場合を示している。このとき、時刻t=to −TS (t
o は任意のシンボル時刻、TS はシンボル時間)から次
のシンボルに到達する時刻t=to の間の位相軌跡は、
破線で示す本来の軌跡から次第にずれ、どちらのシンボ
ルも図中のX点、つまり時刻t=to −TS の位相に対
しπラジアンの点に到達し、この時点t o ではシンボル
位相の遷移量が+3π/4ラジアンか、−3π/4ラジ
アンか判定ができない状態となる。つまり従来では時刻
to −TS の位相からπラジアンずれた位相に対して何
れ側にあるかにより位相回転が+か−かの判定を行って
いるためこの場合、位相量子化手段25の出力位相デー
タφ(to )と遅延手段27で1シンボル遅延した位相
データφ(to −TS )との差分から求まる、1シンボ
ルあたりの位相変化量Δφ(to )=φ(to )−φ
(to −TS )から周波数誤差を検出しようとすると、
1シンボルあたりの位相回転が±π/4ラジアン以下の
周波数誤差範囲までしか検出できないことは明らかであ
る。
【0015】そこでこの実施例では、周波数誤差検出手
段28の具体例で示すように、位相変化量検出手段31
において位相データφ(to )と1シンボル前の位相デ
ータφ(to −TS )との差である1シンボルあたりの
位相変化量Δφを検出するとともに、その1シンボルあ
たりの位相遷移の途中の一つあるいは複数の時刻、この
例ではt=to −TS /2における位相データφ(to
−TS /2)(これは図2B中のa点またはb点に相当
する)を遅延手段27から取り出し、位相回転方向検出
手段32において、同様に遅延手段27の出力である位
相データφ(t o −TS )との位相差SΔφ=φ(to
−TS /2)−φ(to −TS )を求め、この値の正負
から本来の位相軌跡の方向を判定する。すなわち、両者
の位相差SΔφが正、φ(to −TS /2)−φ(to
−TS )>0のときは正の位相回転を生じる周波数誤差
が重畳したものと判定し、両者の位相差が負、φ(to
−TS /2)−φ(to −TS )<0のときは負の位相
回転を生じる周波数誤差が重畳したものと判定する。こ
れにより、1シンボルあたりの位相回転が±π/4ラジ
アンを越える周波数誤差に対しても正しい位相回転量の
検出が可能となり周波数誤差検出範囲の拡大が可能とな
る。
段28の具体例で示すように、位相変化量検出手段31
において位相データφ(to )と1シンボル前の位相デ
ータφ(to −TS )との差である1シンボルあたりの
位相変化量Δφを検出するとともに、その1シンボルあ
たりの位相遷移の途中の一つあるいは複数の時刻、この
例ではt=to −TS /2における位相データφ(to
−TS /2)(これは図2B中のa点またはb点に相当
する)を遅延手段27から取り出し、位相回転方向検出
手段32において、同様に遅延手段27の出力である位
相データφ(t o −TS )との位相差SΔφ=φ(to
−TS /2)−φ(to −TS )を求め、この値の正負
から本来の位相軌跡の方向を判定する。すなわち、両者
の位相差SΔφが正、φ(to −TS /2)−φ(to
−TS )>0のときは正の位相回転を生じる周波数誤差
が重畳したものと判定し、両者の位相差が負、φ(to
−TS /2)−φ(to −TS )<0のときは負の位相
回転を生じる周波数誤差が重畳したものと判定する。こ
れにより、1シンボルあたりの位相回転が±π/4ラジ
アンを越える周波数誤差に対しても正しい位相回転量の
検出が可能となり周波数誤差検出範囲の拡大が可能とな
る。
【0016】周波数誤差信号生成手段33は、位相変化
量検出手段31の出力Δφ(to )および位相回転方向
検出手段33の出力SΔφに基づいて周波数誤差信号を
生成し、つまりΔφ(to )が例えば−3π/4であっ
てもSΔφが正であれば+5π/4の位相回転があった
と判断し、周波数誤差による位相回転が+2π/4であ
ることを示す信号を作り、これを基準発振器制御手段1
8へ入力する。基準発振器制御手段18では周波数誤差
を相殺するために周波数誤差補償信号を生成してこれを
基準発振器15に入力し、周波数誤差が所定の値以下と
なるまで基準発振器の発振周波数を制御し安定化動作を
行なう。
量検出手段31の出力Δφ(to )および位相回転方向
検出手段33の出力SΔφに基づいて周波数誤差信号を
生成し、つまりΔφ(to )が例えば−3π/4であっ
てもSΔφが正であれば+5π/4の位相回転があった
と判断し、周波数誤差による位相回転が+2π/4であ
ることを示す信号を作り、これを基準発振器制御手段1
8へ入力する。基準発振器制御手段18では周波数誤差
を相殺するために周波数誤差補償信号を生成してこれを
基準発振器15に入力し、周波数誤差が所定の値以下と
なるまで基準発振器の発振周波数を制御し安定化動作を
行なう。
【0017】したがって、この発明によれば、ディジタ
ル角度変調方式においても従来以上の広い範囲の周波数
誤差補償が可能な周波数安定化機能を有する移動無線機
を提供することができる。また、この発明における位相
量子化手段及び周波数安定化機能を実現するための遅延
手段、周波数誤差検出手段、基準発振器制御手段で構成
される回路は全て論理回路で構成でき、LSI化が容易
であるため、小型化、低消費電力化、無調整化が容易と
なり、移動無線機に適する。なお位相回転方向の検出は
φ(to )とφ(to −TS /2)とを用いてもよい。
ル角度変調方式においても従来以上の広い範囲の周波数
誤差補償が可能な周波数安定化機能を有する移動無線機
を提供することができる。また、この発明における位相
量子化手段及び周波数安定化機能を実現するための遅延
手段、周波数誤差検出手段、基準発振器制御手段で構成
される回路は全て論理回路で構成でき、LSI化が容易
であるため、小型化、低消費電力化、無調整化が容易と
なり、移動無線機に適する。なお位相回転方向の検出は
φ(to )とφ(to −TS /2)とを用いてもよい。
【0018】
【発明の効果】以上説明したように、この発明の周波数
安定化機能を有する移動無線機は、角度変調方式を用い
るディジタル通信方式において、中間周波信号を位相量
子化した位相データおよびそれぞれ遅延量の異なる、特
に1シンボル時間以下の遅延量を含む複数の位相データ
を用いて受信変調波の位相軌跡判定信号として用い、つ
まり1シンボル時間より短かい時間での受信変調信号の
位相回転方向を判定することにより、基準発振器の発振
周波数誤差検出範囲及び補償範囲の拡大を実現できるの
で、基準発振器の発振周波数誤差が大きい場合において
も動作する周波数安定化機能を有する移動無線機の提供
が可能となる。
安定化機能を有する移動無線機は、角度変調方式を用い
るディジタル通信方式において、中間周波信号を位相量
子化した位相データおよびそれぞれ遅延量の異なる、特
に1シンボル時間以下の遅延量を含む複数の位相データ
を用いて受信変調波の位相軌跡判定信号として用い、つ
まり1シンボル時間より短かい時間での受信変調信号の
位相回転方向を判定することにより、基準発振器の発振
周波数誤差検出範囲及び補償範囲の拡大を実現できるの
で、基準発振器の発振周波数誤差が大きい場合において
も動作する周波数安定化機能を有する移動無線機の提供
が可能となる。
【図1】この発明による周波数安定化機能を有する移動
無線機の実施例を示すブロック図。
無線機の実施例を示すブロック図。
【図2】Aはπ/4シフトQDPSKの位相遷移を示す
図、Bは周波数誤差が存在するときの位相軌跡を示す図
である。
図、Bは周波数誤差が存在するときの位相軌跡を示す図
である。
【図3】1シンボル時間以下の遅延量を含む遅延量が異
なる複数の位相データによる周波数誤差検出手段の具体
的構成を示すブロック図。
なる複数の位相データによる周波数誤差検出手段の具体
的構成を示すブロック図。
【図4】従来の周波数安定化機能を有する移動無線機を
示すブロック図。
示すブロック図。
Claims (1)
- 【請求項1】 角度変調信号をディジタル信号伝達手段
として用い、送信周波数及び受信周波数を周波数シンセ
サイザよりの信号で定め、前記周波数シンセサイザの周
波数基準として基準発振器を用いる移動無線機におい
て、 受信信号の位相をシンボル周波数の2倍より速い速度で
検出する位相量子化手段と、 その位相量子化手段の出力信号である位相データを1シ
ンボル時間よりも短い時間を含む互いに異なる複数の遅
延量だけ遅延させる遅延手段と、 前記位相データと、前記遅延手段からのそれぞれ遅延量
の異なる複数の位相データとから前記基準発振器の発振
周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、 前記周波数誤差を相殺するための周波数誤差補償信号を
生成して前記基準発振器を制御する基準発振器制御手段
と、 を設けたことを特徴とする周波数安定化機能を有する移
動無線機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4356993A JPH06261089A (ja) | 1993-03-04 | 1993-03-04 | 周波数安定化機能を有する移動無線機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4356993A JPH06261089A (ja) | 1993-03-04 | 1993-03-04 | 周波数安定化機能を有する移動無線機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06261089A true JPH06261089A (ja) | 1994-09-16 |
Family
ID=12667384
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4356993A Pending JPH06261089A (ja) | 1993-03-04 | 1993-03-04 | 周波数安定化機能を有する移動無線機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06261089A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7512195B2 (en) | 2004-09-30 | 2009-03-31 | Icom Incorporated | Frequency control apparatus, wireless communication apparatus and frequency control method |
-
1993
- 1993-03-04 JP JP4356993A patent/JPH06261089A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7512195B2 (en) | 2004-09-30 | 2009-03-31 | Icom Incorporated | Frequency control apparatus, wireless communication apparatus and frequency control method |
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