JPS6326020A - 周波数測定機能を有する受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、例えば、ＵＨＦの狭帯域移動通信のように、
角度変調を用い、かつ搬送波周波数ドリフトを極めて微
小に抑える必要のある通信方式において、自動周波数制
御を行なうための受信周波数測定機能を有する受信装置
に関するものである。

（従来の技術） 通信方式における搬送波周波数のドリフトは伝送特性を
著しく劣化させる６即ち、通過帯域内伝送特性において
は、伝送信号の歪み、周波数特性、誤り率等の劣化がお
き、また、帯域外伝送特性については、隣接チャネルへ
の漏洩電力が増加する。

これを防ぐためには、（１）伝送帯域幅に比べて充分広
い間隔においてチャネル配置を行う通信方式を構築する
か、（２）搬送波ドリフトの原因となる局部発振器や変
調器の安定度を極めて向上させるか、或いは（３）搬送
波ドリフトを検出し、希望する搬送波周波数に自動調整
する、の何れかの手段が必要であった。

（１）については、今後の通信量の増大に対し、有効な
無線周波数がますます限られてくることを鑑みると、特
に、１無線チヤネルを１通話チャネルに割り当てる通信
システムにおいては、広い伝送帯域を有する通信システ
ムを構築するのは困難であることは自明である。また、
広い多重通信等、伝送帯域幅を必要とする通信方式にお
いても、昨今の無線周波数の逼迫から多値変調等の技術
による伝送帯域幅の狭ｉＪｓ化が迫めら九でおり、搬送
波ドリフトの余裕を実現するために無線チャネル間隔を
広くとったシステムを構築することが困難であることは
いうまでもない。

（２）については、固定無線通信方式のように高安定度
の基準発振器を比較的容易に有することのできる通信方
式では問題とならないが、移動通信方式のように、簡便
で小形な移動無線機をシステム内に有する場合は大きな
問題となる。現在までに、温度変化に起因する搬送波ド
リフトを補正する手段としては、ＴＣＸＯ（Ｔｅｍｐｅ
ｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ！ｌ１ｐｅｎｓａｔｅｄＣｒｙｓｔ
ａｌ　０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ　：温度補償水晶発振器）
があるが、移動通信機器に装備するという・制約条件下
で大量生産を考慮した場合、現実的な安定度の限界は、
１〜１６５ρｐｆｆｉと考えられる（ＮＴＴ国際シンポ
ジウム資料−大容量移動通信方式−昭和５８年７月）。

さらに、水晶の発信周波数の温度変化をメモリーに記憶
させておき、温度検出素子からの温度情報をもとに、容
量アレーを制御して周波数制御を行うＤＴＣＸＯ（Ｄｉ
ｇｉｔａｌｌｙ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏｍｐｅ
ｎｓａｔｅｄ　Ｃｒｙｓｔａｌ　０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ
）も報告されているが（Ｔ、Ｕｎｏ　ｅｔａｌ“Ａ　Ｎ
ｅｗ　Ｄｉｇｉｔａｌ　ＴＣＸＯＣ１ｒｃｕｉｔ　Ｕｓ
ｉｎｇ　ａ　Ｃａｐａｓｉｔｏｒ−５ｗｉｔｃｈ　Ａｒ
ｒａｙ　：キャパシタスイッチアレイを用いた新ディジ
タルＴＣＸＣ回路、ＩＥＥＥ　Ｐｒｏｃ、３７ｔｈＦｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ
　ｐｐ４３４Ａ＋４４１）、温度変化に対する補償精度
をｌ　ｐｐｍ以下とすることは可能であるが、経年変化
に対する発信周波数の補償を行うことはできない。

（３）については大別して２つの方法が考えられる。

（Ａ）　ＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　：自動周波数制御）による方法 図１は従来からＦＭ放送用受信機に用いられている自動
周波数制御回路である。アンテナ１．１より受信された
周波数変調信号は局部発振器１．２と周波数混合器１．
３において周波数変換され、ＩＦ増幅器１．４で増幅さ
れる。周波数変換されたＩＦ倍信号周波数弁別器１．５
において周波数検波され、復調音声信号が周波数弁別器
出力１．６に出力される。

ここで、１．６は周波数偏移、即ち、周波数弁別器の中
心周波数からの入力信号周波数のずれに比例した直流電
圧成分を生じるので、この直流電圧をレベル変換器１．
７で電圧可変容量ダイオード１．８適合する電圧に変換
し、加える。電圧可変容量ダイオード１．８は局部発振
器１．２の発信周波数を１．６に出力された直流電圧成
分に対応して変化できるように局部発振器１．２の共振
回路を構成する。ここで局部発振器１．２に周波数変動
が生じると、ＩＦ周波数が周波数弁別器の中心周波数よ
り偏移し、この周波数偏移が直流電圧変化に変換され、
電圧可変容量ダイオードの容量変化となる。レベル変換
器１．７は１．６に生じる周波数変化が例えば、正の方
向であれば、電圧可変容量ダイオードの容量を減じる方
向、即ち正の電圧変化を生じるように電圧変換を行えば
よい。

（Ｂ）高い周波数確度を有する受信波に局部発振器を位
相同期させる方法 通信システム内において、高度な基準発振器を用意する
ことが可能となる場合、周波数安定度の劣る機器側で、
高い安定度の送信波を受信し、それを基準として、送信
あるいは受信に用いる局部信号発生器を位相同期する方
法が考えられる０図２はこのような目的に用いられる移
動通信用受信機（移動機側）の構成である（特公昭４Ｏ
−１５４４）。

アンテナ２．１では通信に用いる受信機２．２のほかに
、基地局より送信される基準周波数の受信機２．３を有
する。基準受信機２．３は位相比較器２．４の基準周波
数となる高周波出力を供給する。ＶＣＸＯ（Ｖｏｌｔａ
ｇａＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｃｒｙｓｔａｌ　０ｓｃｉ
ｌｌａｔｏｒ　：電圧可変型水晶発振器）２．５の出力
は位相比較器２．４に入力・比較され、基準受信機より
得られた基準周波数に同期するように制御される６局部
発振器は局部発振器用位相比較器２．６．ＶＣＯ（Ｖｏ
ｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　０ｓｃｉ１１ａｔ
ｏｒ　：電圧制御発振器）２．７．及び９分周器２．８
より構成される。ＶＣＸＯ２，５の出力は、ＶＣＯ２，
７を分周された出力と局部発振用位相比較器２．６にお
いて比較され、コノ出力はＶＣＯ２，７をＶＣＸＯ２，
５ニ同期するようにＶＣＯ２，７を制御する。この構成
においては、結局、局部発振器２．７の周波数安定度は
２つの位相同期ループが正常に動作する限りにおいては
基地局から送信される基！！！！周波数の安定度と同等
となる。

（発明が解決しようとする問題点） 上記（Ａ）の方式は、周波数変化を周波数弁別器で生じ
る直流電圧として測定していると考えることができる。

しかしながら、周波数弁別器の中心周波数の偏差は大量
生産を前提に考えると０．５ｋＨｚが限界である。この
ことは、即ち、ＡＦＣを行ったとしても、局部発振器の
発振周波数誤差は周波数弁別器の中心周波数の偏差以下
とすることはできない、従って、この方式は周波数ドリ
フトを極めて微小に抑える必要のある用途に用いること
はできない。

上記（Ｂ）の方式の構成の欠点は以下の２点である。即
ち、（Ａ）高度な安定度を有する基地局の無線設備及び
、移動側では本来の通信を行う受信機の他に、基準周波
数を生成する受信機が必要となる。また、貴重な周波数
資源を本来の情報伝達手段としてではなく１周波数制御
の手段として用いることが、周波数の有効利用の観点か
らは無駄である。（Ｂ）周波数基準を得るための位相同
期ループの安定性は受信機２．３が、苛酷な電波伝搬条
件下でいかに低電界まで基準周波数を生成できるかにか
かっており１例えば、移動通信方式のようにマルチパス
フェーディングによる受信電界の変動が数十ｄＢにも及
び急激な位相変動を伴う場合、低電界時には基準周波数
の生成が困是となる事が考えられる。

本発明の目的は、搬送波ドリフトを極めて微小に抑える
必要のある。角度変調を変調手段に用いた通信方式にお
いて、従来方式に見られた周波数検出の誤差を改善し、
また、極めて大幅な受信電界変動が発生する場合にも、
受信周波数ドリフトを正確に検出する回路を提供するこ
とにある。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、角度変調を用いる通信方式では、（１）受信
電界の変動の抑圧のためにリミタを使用できること、（
２）低電界時に発生するリミタによる広帯域雑音は簡単
なフィルタあるいはＰＬＬ等の雑音除去手段によって除
去可能であること、（３）受信機の局発周波数変動或い
は受信波の搬送波ドリフトは数回の周波数変換より中間
周波数に変換されてもその絶対値は保存されること、（
４）比較的周波数の低い中間周波数における周波数測定
は周波数測定の基準に用いるタイムベースに高安定の発
振器を必要としないこと、（５）周波数を測定するディ
ジタルカウンターは必要とする精度分だけ用意すれば、
例えば、１個のＭＳＩ（Ｍｉｄｄｌｅ　５ｃａｌｅ　Ｉ
ｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ　：中規模集積回路）程度で実現
可能であるほど装置規模は小さいこと１等に着目し、１
系列の受信機と単純な構成のＩＦフィルタ或いはＰＬＬ
等の雑音除去手段、及び周波数カウンターにより、受信
周波数ドリフトを精度良く測定することを最も大きな特
長とする。

従来は安定度の劣る機器側では正確な周波数測定手段を
有していなかったために、精度の低い受信周波数制御を
行うか、正確な周波数に同期させるための別の手段を設
けざるを得なかった。本発明においては、簡単な構成で
実現できるディシル周波数カウンタを用い、角度変調方
式においては一般的に用いられるリミタによって受信波
の電界変動を抑圧し、低電界時にリミタによって生じる
広帯域雑音は、リミタに後置した簡単なＩＦフィルタあ
るいはＰＬＬ等の雑音除去手段によって除去することに
よって、受信周波数あるいは局部発振周波数の変動を正
確に測定し得る測定系を構成することが従来の技術とは
異なる。また、マルチコンバージョン受信機（周波数変
換器と局部発振器を２式以上有する受信機）において、
第１局発の基準発振器を周波数カウンタのタイムベース
とした場合の、ＩＦにおける受信波の測定周波数と、第
１局発以外のすべての局発の測定周波数を算術的に演算
することによって、第２局発以降の局発の周波数変動に
起因する測定誤差を補正し、さらに高精度な周波数測定
手段を構成することが従来の技術とは異なる。

（実施例） 図３は本発明の実施例である。第１局発はＴ（１：ＸＯ
３，１９位相比較器３．２．　ＶＣＯ３，３，分周器３
．４より構成される。この動作は従来の技術の項目で述
べた。

アンテナ３．５に入力された受信波は第１ミクサ３．６
で第１局発のＶ（：０３．３の出力と混合され、第１Ｉ
Ｆフィルタ３．７で「受信周波数上第１局発周波数」の
うち、希望の第１ＩＦ周波数が選択される。これ７は、
第２局発３．８信号と第２ミクサ３．９で混合され、「
第１ＩＦ周波数士第２局発周波数」のうち、第２工Ｆフ
ィルタ３．１０で希望の第２ＩＦ周波数が選択される。

　Ｖ／、ＵＨＦ帯通信では、実用的に実現できるＩＦフ
ィルタに比べて搬送波周波数が高いこと、及び、高利得
のＩＦ増幅器が高い周波数では実現が難しいことを考慮
して、通常１図３に示すようなダブルコンバージョン受
信機が用いられる。従って本実施例においてはダブルコ
ンバージョン構成について説明する。第２ＩＦ周波数に
変換された信号は角度変調方式を用いる場合、リミタ３
．１１で信号振幅が飽和されるまで増幅される。角度変
調信号の復調はディスクリミネータ３．１２で行ねれる
。一方、受信波の周波数測定のためには、リミタ３．１
１の出力は分岐され雑音除去手段（ＢＰＦあるいはＰＬ
Ｌ等）３゜１３に入力される。雑音除去手段３．１３で
は、受信波のＣ／Ｎ（搬送波対雑音電力比）が低い場合
にリミタ３゜１１以降で発生する高帯域の雑音を除去す
るために挿入されている。この出力は周波数を測定する
周波数カウンタ３．１４に入力される。ここで図３にお
いて３．１５の部分が一種の受信周波数測定回路と把え
られる。周波数カウンタ３．１４のタイムベース信号の
精度は１０−４程度あれば最終ＩＦ周波数が４５５ｋＨ
ｚの場合、４５．５Ｈｚの誤差となり、実用上充分であ
る。

従って、タイムベースには受信機内の局部発振器に用い
る水晶発振器や、マイクロコンピュータのクロック等を
用いればよく、特別に本周波数測定のために高精度の周
波数基準を用意する必要はない。ここでは、受信機内で
周波数安定度が１番良好と考えられる第１局発のＴＣＸ
ｏ　３．Ｉを用いた場合における本発明の周波数測定精
度について述べる。

図３において、アンテナ端の受信周波数をＦ’ａｌ第１
ＩＦ周波数をｈ□、第１局発周波数をＦｌｌ、第２ＩＦ
周波数をＦ１２１第２局発２波数をＦｊｚ＋第１局発に
用いるＴＣＸＯの周波数偏差をε８．第２局発の周波数
偏差をε２．測定した第２ＩＦ周波数をＦ１□とする。

この時、以下の関係がある。

Ｆｌｌ　＝Ｆａ　　ＦａｌＦＪｚ　　　　　　　　　（
１）ここで、ＴＣＸＯのドリフトがＥｌの場合、第１局
発に図３のようなシンセサイザを用いた場合、第１局発
の周波数Ｆｊ１は次式となる。

ｈｔ＝Ｆｘ□　　（１＋　　ｔ　　、）　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　（２）第２局発の周波数
偏差Ｅ２を零とすると第１局発がドリフトした場合の第
２ＩＦ周波数−はｐ、＝ＦａＦｆｔ　　ＦＪｉ＝Ｆａ　
　Ｆｌｌ（１＋εＬ）　　ＦＪｚ　　　　（３）また、
第１局発のＴＣＸＯを周波数カウンタのタイムベースに
してこの第２ＩＦ周波数を測定すると、”　（Ｆａ　Ｆ
ｆｔ　（１＋ε１）　　Ｆｊｚ）／（１＋εＷＦ　　　
　（４）ここで、測定の偏差ΔＦ１□は ΔＦ＋２＝Ｆ１２　　Ｆ１ｚ＝（Ｆａ　Ｆｊｚ）（１／
　（１＋　εｔ）−１）Ｆｉｌ・Ｅエ　　　　　　　　
　（５）となる。ここでΔＦ＋□の絶対量を（５）に従
って計算すると、以下の表−１のようになる。

表−１ 但し、　Ｆａ＝８７２．５ＭＨｚ、　Ｆ１１＝７８２．
５ＭＨｚ、　Ｆ１ｘ＝８９゜４５５ＭＨｚ　ＨＦ　＋　
１＝９０ＭＨｚ　ＨＦ　＋　２　”　４５５ｋＨｚとす
る。

表−１よりわかるように、周波数変換をおこなっても、
第１局発の周波数誤差は保存されるため、第２ＩＦ周波
数において周波数測定を行うなら高精度の周波数測定が
可能となる。

次に１本発明の周波数測定精度について述べる。

図４に変調されたＲＦ倍信号図３の方式に従って周波数
測定した場合の測定精度を示す。変調の影響を明らかに
するために、フェージング無とし、擬似音声によるＲＦ
倍信号平均変調度は１　、５　（ｒａｄ／ｓ）、音声の
下部帯域に擬似音声と周波数多重されたスプリントフェ
ーズ符号化されたＰＮデータ信号によるＲＦ倍信号最大
周波数偏移は０．６ｋＨｚである。また周波数測定のゲ
ートタイムは１秒である。受信機の１２ｄＢＳＩＮＡＤ
感度はＯｄＢμで、通過帯域幅は８　ｋＨｚである。こ
の図ではＩＦ周波数が４５３．５ｋＨｚから４５６゜５
ｋＨｚまでの場合について、０．５ｋＨｚごとに示して
いる。この図かられかるように、受信電界が５’ｄＢμ
までは測定値の標準偏差は５Ｈｚ以下という非常に良好
な精度が得られている。

周波数変調の場合は、変調信号の振幅が搬送波周波数を
中心とした周波数の偏移に変換される。

従って、変調信号は周波数変調されたＲＦ倍信号周波数
測定に際して誤差の要因となるが、変調器がＡＣ結合さ
れているとＲＦ倍信号定常的な周波数偏移が生じないこ
と、また、測定のゲート時間を変調周波数の時間変化に
比べて充分長くとることにより変調波による搬送波の周
波数変動は平均化されて零に収束する等の理由により、
図４に示すように高精度の周波数測定が可能となる。

図５にフェージングの影響を示す。最大ドツプラ周波数
は４０Ｈｚで、これは８００ＭＨｚ帯においては移動体
の速度が約５０ｋｍ／ｈに相当する。変調条件は図４と
同等である。この図から、フェージング無に比べて、低
電界時の測定偏差は増加することがわかるが、受信電界
が１ＯｄＢμで測定値の標準偏差は１０Ｈｚ程度と、実
用上充分な測定精度を有する。

図６は本発明に用いた雑音除去手段の効果を示す。図４
及５は、通過帯域幅が受信帯域と等しいＢＰＦ　３．１
３をリミタ３．１１に後置して測定を行っているが１図
６はＢＰＦ　３．１３を省いである。ＢＰＦが無いと受
信電界が４０ｄＢμでも測定周波数の標準偏差は４００
Ｈｚにも達し、測定精度が著しく劣化する。これは、リ
ミタ３．１１から発生する広帯域雑音の影響であり、こ
のＢＰＦもしくはこれに代わる雑音除去手段を設けるこ
とは周波数測定に際して必須となる。

これは以下の理由による。即ち１図６に示すように、バ
ンドパスフィルタ等の雑音除去手段を周波数カウンタに
前置しないと、低電界入力時における測定値は必ず中間
周波数より大きくなる。図７はリミタの出力波形（ａ）
、　（ｃ）とこれを（ア）の点をスレッショルドとして
成形した波形（ｂ）、　（ｄ）である、　（ａ）、　（
ｂ）は高受信入力時で（Ｃ）、　（ｄ）は低受信入力時
である。ここで、高受信入力時は受信波の振幅は完全に
飽和し、これを波形成形することにより、受信波の正確
な周波数測定ができる。しかし、低受信入力時は、搬送
波対雑音電力比が劣化するので、リミタが高利得増幅器
であっても、熱雑音に対して完全に飽和した出力をえる
ことができない場合、図７（ｃ）のような波形となる。

これを波形整形しても図７（ｄ）のように雑音によって
不要なパルスが生成され、これが雑音除去手段を有さな
い場合に低受信入力時に搬送波周波数よりも高い周波数
を測定する原因である。

（実施例　その２） 図８は本発明の第２の実施例であって第２局発の搬送ド
リフトによる測定誤差を補正する方式である。まず、構
成について説明する。

カウンタの入力切り換え回路８．１は制御演算回路８．
２の指示に従ってリミタ３．１１の出力と第２局発３．
８の出力を切り換える。カウンタ３．１４の出力”は制
御演算回路に入力され、第２局発の発振周波数誤差を補
正するための計算を行う。制御演算回路は、１チツプマ
イクロプロセツサで簡単に実現できる。それ以外の構成
は図３と同等であり、８゜３を本実施例の受信周波数測
定回路とする。なお、本実施例においては周波数カウン
タを１台とし、その入力を切り換えているが、複数の周
波数カウンタを用意し、その測定値を演算制御部におい
て読み込んでもよい。

次に、第２局発による誤差の補正法について述べる。

実施例１と同様に、カウンタのタイムベースに第１局発
のＴＣＸＯを用いて第２ＩＦ周波数を測定する。

測定値は へ Ｆ、、＝　（Ｆａ−Ｆｊｘ（１＋　ｉ　１）−ＦＩＺ（
１＋　ｉ　ｚ））／（１＋ε、）”（Ｆ＋＊　　Ｆｊｔ
・εｘ　　ＦＩｔ・εｔ）／Ｄ＋ε、）　　　　（６）
となる。一方、切り換え回路７．１を第２帰発側に切り
換え、第２局発周波数を測定する。この測定値は Ｆ、２　＝Ｆ第２　（１＋　ε　２）／（１＋　ε　、
）　　　　　　　　　　　　（７）この測定値を算術的
に加算して、 式（８）は第２局発の誤差の項であるε２を含んでいな
い、また測定すべき無線チャネルが決定されればＦｌ、
はわかり、ＦＩＺ２及びＦｊｚは既知である。従って、
第１局発の周波数誤差Ｅ工は式（８）よりとなり、第２
ＩＦ周波数の発振周波数誤差によらず。

受信周波数偏差あるいは第１局発周波数偏差を測定する
ことができる。また、式（６）は第２局発を下側局発と
した例であるが、これを上側局発とした場合は式（６）
は以下のようになる。

八 Ｆｌｚ　＝　（Ｆｎ　＋　Ｆｊｚ　’εＬ＋Ｆ１ｚ”　
ｔ　り／（１＋　ｆ　ｉ）　　　　（１０）この場合も
また、式（１０）より、第２局発周波数を測定した結果
である式（７）を減算することによって、以下の式のよ
うにε２の項を消去することができる。

（実施例　その３） 実施例２においては、ダブルコンバージョン受信機につ
いて、第２局発の周波数偏差の補正法を示したが、この
方法はマルチコンバージョン受信機についても適用でき
る。図９にマルチコンバージョン受信機において、第１
局発のＴＣＸＯをタイムベースとして、第２〜ｎ局発の
周波数測定値及び、第ｎＩＦ周波数の測定値から第２〜
ｎ局発周波数の周波数誤差を補正する方法を示す０図９
において、９．１〜９．４は図７の構成に新たに追加と
なる周波数変換器と局部発掘器、９．５は第ｎＩＦフィ
ルタである。また、第２〜ｎ局発及び第ｎＩＦの周波数
は切り換えスイッチ９．６によって選択され、周波数カ
ウンタ３．１５に入力される。切り換えスイッチ９．６
は演算・制御部７．２によって制御される。

最終ＩＦ周波数Ｆｉｎは Ｆｌｎ＝Ｆａ　　（ＦＩｔ　＋　’・・・・・＋Ｆｊ、
ｌ）　　　　　　　（１２）また、各局発がドリフトし
た場合の第ｎＩＦ周波数Ｆｌ＋＋は これを第１局発のＴＣＸＯをタイムベースにして測定へ したＦｉｎは 一方、第に番目の局発周波数Ｆｊｋを第１局発のＴＣＸ
Ｏをタイムベースにして測定したＦｌｋは△ Ｆ、ｋ　＝Ｆオｋ　（１＋　ε　ｉ）’／（１＋　ε　
ｉ）　　　　　　　　　　　　　（１５）式（１４）に
、式（１５）をｋが２よりｎまでを加算した結果を加え
て次式を得る。

これより、ε２〜ε、の項が消え、ε１について解くと
以下のようになる。

式（１７）より、演算制御部において、カウンタの入力
を切り替えて、最終ＩＦ周波数及び、第２〜ｎ周波数を
測定し、単純な演算を行うことで、マルチコンバージョ
ン受信機においても、第２〜ｎ局発の周波数偏差による
周波数測定誤差を補正することができる。また、本実施
例においては第２〜ｎ局発を下側局発としたが、実施例
２で述べたように第２〜ｎ局発は上側局発を採用しても
、これらの周波数誤差を打ち消すことができる。なお、
マルチコンバージョン受信機において、後段のＩＦ周波
数が低い場合、後段の局発は充分な安定度を有するので
、これらによる周波数誤差の補正は必要とならない場合
がある。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明では、小規模の回路で、変
調、フェージングに関わらず、受信周波数の高精度測定
が可能となる。本発明の回路で測定した受信波の周波数
誤差をもとに第１局発のＴＣｘＯの周波数制御を行えば
、測定周波数誤差に等しい精度まで受信系の周波数安定
度を高めることが可能となる。このことは、ＴＣＸＯの
安定度が現状では１〜１　、５ｐｐｍであることを鑑み
ると、ＩＧＨｚ以上の搬送波周波数を用いる移動通信機
器、あるいは、厳しい周波数安定度が要求されるインタ
ーリーブ無線チャネルを用いた狭帯域移動通信機器を安
価、小型に提供する上で極めて大きな利点となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＡＦＣの構成である。第２図は従来の高
精度周波数基準に位相同期させる局発を持った受信機の
構成である。第３図は本発明の実施例１の構成である。 第４図は本発明の実施例１の周波数測定精度の測定結果
（変調有り、フェージング無し、雑音除去手段有り）で
ある。第５図は本発明の実施例１の周波数測定精度の測
定結果（変調有り、フェージング有り、雑音除去手段有
り）である。第６図は本発明の実施例１の周波数測定精
度の測定結果（変調有り、フェージング有り、雑音除去
手段無し）である。第７図は雑音除去手段の効果を示す
図である。第８図は本発明の実施例２の構成である。第
９図は本発明の実施例３の構成である。 １．１・・・アンテナ、　　　１．２・ＶＦＯｌｌ、３
・・・周波数変換器、　１．４・・・中間周波増幅器、
１．５・・・周波数弁別器、　１．６・・・検波出力、
１．７・・・レヘル変換器、　２．１・・・アンテナ、
２．２・・・周波数変換器、　２．３・・・受信機、２
．４−・・位相比較器、　　２．５・ＶＣＸＯ１２，６
・・・位相比較器、　　２．７・・・ＶＣＯ１２，８−
・・分周器、３．１　・ＴＣＸＯ１３，２・・・位相比
較器、　　３．３・・・ＶＣＯ１３，４・・・分周器、
　　　　３．５・・・アンテナ、３．６・・・第１ミク
サ、　　３．７・・・第１ＩＦフイルタ、３．８・・・
第２局発、　　　３．９・・・第２ミクサ。 ３．１０・・・第１ＩＦフイルタ、 ３．１１・・・リミタ、 ３．１２・・・周波数弁別器、３．１３・・・雑音除去
手段、３．１４・・・周波数カウンタ、 ３．１５・・・受信周波数測定回路、 ８．１・・・切り替えスイッチ、 ８．２・・・演算制御部、 ８．３・・・受信周波数測定回路、 ９．１・・・第３局発。 ９．２・・・第ｎ局発、　　　９．３・・・第３ミクサ
、９．４・・・第ｎミクサ、　　９．５・・・第１ＩＦ
フイルタ、９．６・・・切り替えスイッチ。 フｌ コ２ −４，わ＼−Ｘ　Ｗ　Ｘ　Ｘ−に−Ｘ−に−Ｘ−Ｘ−Ｘ
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Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）角度変調信号を受信する受信機において、発振器
   と、 該発振器にもとづいて局発信号を発生する局発回路と、 該局発回路の出力により受信波の周波数を変換する周波
   数変換回路と、 該変換回路に接続される振幅制限器と、 振幅制限器の出力の中の雑音を除去する雑音除去手段と
   、 雑音除去手段の出力波の周波数を測定する周波数カウン
   タとを有し、 該周波数カウンタの基準周波数を前記発信器の出力によ
   り設定することにより、受信機の受信周波数及びその誤
   差を測定することを特徴とする、周波数測定機能を有す
   る受信装置。
2. （２）角度変調信号を受信する受信機において、発振器
   と、 該発振器にもとづいて局発信号を発生する局発回路と、 該局発回路の出力により受信波の周波数を変換する周波
   数変換回路と、 その出力に接続される別の周波数変換回路及び局発回路
   と、 最終の周波数変換回路に接続される振幅制限器と、 振幅制限器の出力の中の雑音を除去する雑音除去手段と
   、 雑音除去手段の出力波の周波数及び第２段以後の局発回
   路の周波数を測定する周波数カウンタとを有し、 測定した局部発信周波数の値と最終中間周数段の振幅制
   限器の出力周波数の値を演算することによって、第２局
   部発信器以降の発信周波数誤差に起因する測定周波数誤
   差を補正することを特徴とする周波数測定機能を有する
   受信装置。