JPH10285231A - 変調発振器 - Google Patents
変調発振器Info
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- JPH10285231A JPH10285231A JP10031836A JP3183698A JPH10285231A JP H10285231 A JPH10285231 A JP H10285231A JP 10031836 A JP10031836 A JP 10031836A JP 3183698 A JP3183698 A JP 3183698A JP H10285231 A JPH10285231 A JP H10285231A
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- oscillator
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
- H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
- H03C3/0975—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop applying frequency modulation in the phase locked loop at components other than the divider, the voltage controlled oscillator or the reference clock
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 一定エンベロープ信号の制約下で任意のスペ
クトルシェーピングにより良好な位相精度を実現する。 【解決手段】 変調発振器は、電圧制御発振器４３と、
検出器４１と、基準発振器４０とからなる。検出器４１
は、電圧制御発振器４３および基準発振器４０の出力の
周波数または位相の差を表す電圧を出力することによ
り、位相ロックループを形成する。変調発振器はさら
に、変調入力７２に入力される信号に応答して位相ロッ
クループのフィードバック信号を修正する位相変調手段
７１を有する。修正されたフィードバック信号は、変調
入力７２に入力される信号で、電圧制御発振器４３の無
線周波数出力を直接変調する。電圧制御発振器４３の変
調された無線周波数出力の累積位相は所定範囲（例えば
２π）に制限される。変調発振器のＲＦ出力はアンテナ
４４に直接接続されることが可能である。
クトルシェーピングにより良好な位相精度を実現する。 【解決手段】 変調発振器は、電圧制御発振器４３と、
検出器４１と、基準発振器４０とからなる。検出器４１
は、電圧制御発振器４３および基準発振器４０の出力の
周波数または位相の差を表す電圧を出力することによ
り、位相ロックループを形成する。変調発振器はさら
に、変調入力７２に入力される信号に応答して位相ロッ
クループのフィードバック信号を修正する位相変調手段
７１を有する。修正されたフィードバック信号は、変調
入力７２に入力される信号で、電圧制御発振器４３の無
線周波数出力を直接変調する。電圧制御発振器４３の変
調された無線周波数出力の累積位相は所定範囲（例えば
２π）に制限される。変調発振器のＲＦ出力はアンテナ
４４に直接接続されることが可能である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線送信回路の分
野に関し、特に、超小型無線送信器に特に適した電圧制
御発振器（ＶＣＯ）に関する。
野に関し、特に、超小型無線送信器に特に適した電圧制
御発振器（ＶＣＯ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】腕時計型電話機のような、スペースおよ
び利用可能な電力がきわめて制限されたアプリケーショ
ンでは、目的の機能を実行するために用いられる回路の
量を最小にすることを強いられる。含まれている回路か
らできるだけ多くの機能を引き出さなければならない。
この設計原理は、初期のエレクトロニクスで実践され
た。もっとも当時は、経済的な理由であって、能動デバ
イス、すなわち、真空管が非常に高価であったためであ
る。この設計原理は大概、設計の強固さと相容れない
が、この場合には必要悪であると考えられる。それで
も、最適な妥協に到達するために設計上の選択を慎重に
考慮しなければならない。
び利用可能な電力がきわめて制限されたアプリケーショ
ンでは、目的の機能を実行するために用いられる回路の
量を最小にすることを強いられる。含まれている回路か
らできるだけ多くの機能を引き出さなければならない。
この設計原理は、初期のエレクトロニクスで実践され
た。もっとも当時は、経済的な理由であって、能動デバ
イス、すなわち、真空管が非常に高価であったためであ
る。この設計原理は大概、設計の強固さと相容れない
が、この場合には必要悪であると考えられる。それで
も、最適な妥協に到達するために設計上の選択を慎重に
考慮しなければならない。
【０００３】コインあるいはボダン大のセルで動作する
マイクロ波無線送信器が生成する信号強度はほんのミリ
ワットのオーダーに必然的に制限される。マイクロ波の
変調器あるいはミキサを駆動するには少なくともこの程
度の信号パワーが必要であるため、ほとんどの局所発振
器はこの程度のパワーを発生するように設計される。
マイクロ波無線送信器が生成する信号強度はほんのミリ
ワットのオーダーに必然的に制限される。マイクロ波の
変調器あるいはミキサを駆動するには少なくともこの程
度の信号パワーが必要であるため、ほとんどの局所発振
器はこの程度のパワーを発生するように設計される。
【０００４】これらの理由と、部品数および電力消費を
小さく保つため、ならびに、変換損失および後の増幅の
必要性を回避するため、現在のアプリケーションでは、
このような変調器の使用を回避しようとする強い要請が
ある。介在する回路なしに発振器によってアンテナを直
接駆動することが好ましい。発振器が高調波を許容レベ
ル以下に保つのに十分なスペクトル純度を示すように設
計することができれば、出力フィルタさえも避けること
ができる。
小さく保つため、ならびに、変換損失および後の増幅の
必要性を回避するため、現在のアプリケーションでは、
このような変調器の使用を回避しようとする強い要請が
ある。介在する回路なしに発振器によってアンテナを直
接駆動することが好ましい。発振器が高調波を許容レベ
ル以下に保つのに十分なスペクトル純度を示すように設
計することができれば、出力フィルタさえも避けること
ができる。
【０００５】正確な周波数で送信するには、発振器（特
に電圧制御発振器（ＶＣＯ））は、安定な周波数基準に
ロックされなければならない。これは、寄生回路の変動
あるいは温度変化などによる周波数のドリフトや不確定
性を除去するためである。位相ロックループ（ＰＬＬ）
（通常この目的で使用される）が本質的である。ＰＬＬ
はまた、携帯型装置で生じやすいアンテナ負荷の避けが
たい変化によりＶＣＯ周波数が脱同調するのを防ぐ。
に電圧制御発振器（ＶＣＯ））は、安定な周波数基準に
ロックされなければならない。これは、寄生回路の変動
あるいは温度変化などによる周波数のドリフトや不確定
性を除去するためである。位相ロックループ（ＰＬＬ）
（通常この目的で使用される）が本質的である。ＰＬＬ
はまた、携帯型装置で生じやすいアンテナ負荷の避けが
たい変化によりＶＣＯ周波数が脱同調するのを防ぐ。
【０００６】ここで生じる疑問は、キャリアをどのよう
にして変調するかということである。
にして変調するかということである。
【０００７】Ａ．変調フォーマットの選択。 Ａ．１ オン／オフキーイング。ＶＣＯはオン／オフキ
ーイング（１つの振幅変調（ＡＭ）方式）することがで
きるが、これにより２つの問題点が生じる。第１に、オ
ン／オフキーイング（ＯＯＫ）は、ＲＦ（無線周波数）
パワーのうちの半分を変調されていないキャリアに残
す。上記のようにわれわれのアプリケーションでは送信
パワーがきわめて小さいため、基地局で受信される信号
はきわめて弱くなる。ノイズの存在下でこの信号を検出
することができるかどうかが非常に重要であるため、パ
ワーを浪費したくない。第２に、ＶＣＯがオフになって
から再びオンになるたびに、ＰＬＬは位相ロックを再取
得する必要がある。これによりシステムは、再取得中
に、割り当てられたチャネルの外の未定義の周波数でエ
ネルギーを生成し、また、再取得にどのくらいの時間が
かかるかに依存して、達成可能なキーイングレートが厳
しく制限される。
ーイング（１つの振幅変調（ＡＭ）方式）することがで
きるが、これにより２つの問題点が生じる。第１に、オ
ン／オフキーイング（ＯＯＫ）は、ＲＦ（無線周波数）
パワーのうちの半分を変調されていないキャリアに残
す。上記のようにわれわれのアプリケーションでは送信
パワーがきわめて小さいため、基地局で受信される信号
はきわめて弱くなる。ノイズの存在下でこの信号を検出
することができるかどうかが非常に重要であるため、パ
ワーを浪費したくない。第２に、ＶＣＯがオフになって
から再びオンになるたびに、ＰＬＬは位相ロックを再取
得する必要がある。これによりシステムは、再取得中
に、割り当てられたチャネルの外の未定義の周波数でエ
ネルギーを生成し、また、再取得にどのくらいの時間が
かかるかに依存して、達成可能なキーイングレートが厳
しく制限される。
【０００８】Ａ．２ 周波数変調。ＶＣＯは、単にその
制御ポートに変調信号を入力することによって容易に周
波数変調することができる。周波数変調（ＦＭ）および
位相変調（ＰＭ）は本質的に非常に類似しており、一般
に、それらのディジタル対応物である周波数シフトキー
イング（ＦＳＫ）および位相シフトキーイング（ＰＳ
Ｋ）と同様に一定振幅の波形を生成する。残念ながら、
現在利用可能な弁別器では、広帯域のＦＭはＡＭよりも
非常に高いシンボル検出しきい値を必要とし、変調指数
に依存して、一般に１０〜２０ｄＢとなる。与えられた
送信パワーでは、この問題点は直ちに信号レンジの減少
につながる。
制御ポートに変調信号を入力することによって容易に周
波数変調することができる。周波数変調（ＦＭ）および
位相変調（ＰＭ）は本質的に非常に類似しており、一般
に、それらのディジタル対応物である周波数シフトキー
イング（ＦＳＫ）および位相シフトキーイング（ＰＳ
Ｋ）と同様に一定振幅の波形を生成する。残念ながら、
現在利用可能な弁別器では、広帯域のＦＭはＡＭよりも
非常に高いシンボル検出しきい値を必要とし、変調指数
に依存して、一般に１０〜２０ｄＢとなる。与えられた
送信パワーでは、この問題点は直ちに信号レンジの減少
につながる。
【０００９】Ａ．３ 位相シフトキーイング。シンボル
検出しきい値および帯域幅利用に関して最も効率的な変
調方式は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）方式であ
る。これには、２相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）、４
相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）、オフセット（スタガ
ド）４相シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ）、最小シフト
キーイング（ＭＳＫ）、および正弦波周波数シフトキー
イング（ＳＦＳＫ）がある。後の４つはＢＰＳＫに比べ
て少なくとも２：１で信号レート対帯域幅の比が向上し
ている。本質的に、これらはすべて定包絡変調である。
検出しきい値および帯域幅利用に関して最も効率的な変
調方式は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）方式であ
る。これには、２相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）、４
相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）、オフセット（スタガ
ド）４相シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ）、最小シフト
キーイング（ＭＳＫ）、および正弦波周波数シフトキー
イング（ＳＦＳＫ）がある。後の４つはＢＰＳＫに比べ
て少なくとも２：１で信号レート対帯域幅の比が向上し
ている。本質的に、これらはすべて定包絡変調である。
【００１０】ＢＰＳＫおよびＱＰＳＫの信号が余分の側
波帯エネルギーを縮小するように送信器で帯域制限され
ると、それらの包絡は振幅変動を得る。受信器の増幅器
や中継器のリミタの非線形性が一定振幅を回復し、それ
に伴って、隣接するチャネルと干渉する好ましくない余
分の側波帯エネルギーが生じる可能性があるという問題
がある。ＯＱＰＳＫは、シンボル間位相遷移を±９０°
に制限して、上記の傾向をいくぶんか軽減する。ＭＳＫ
およびＳＦＳＫは、これらの位相遷移を連続にすること
によって、占有されるスペクトル帯域幅を本質的に縮小
する。
波帯エネルギーを縮小するように送信器で帯域制限され
ると、それらの包絡は振幅変動を得る。受信器の増幅器
や中継器のリミタの非線形性が一定振幅を回復し、それ
に伴って、隣接するチャネルと干渉する好ましくない余
分の側波帯エネルギーが生じる可能性があるという問題
がある。ＯＱＰＳＫは、シンボル間位相遷移を±９０°
に制限して、上記の傾向をいくぶんか軽減する。ＭＳＫ
およびＳＦＳＫは、これらの位相遷移を連続にすること
によって、占有されるスペクトル帯域幅を本質的に縮小
する。
【００１１】ＭＳＫおよびＳＦＳＫはＯＱＰＳＫと非常
に類似している。これらはすべて、±９０°に制限され
たシンボル間位相遷移を有するという点で共通する。Ｍ
ＳＫおよびＳＦＳＫは、主に、入力される変調信号ビッ
トのシェーピングにおいてＯＱＰＳＫと異なり、その結
果、スペクトルロールオフ率が異なる。ＯＱＰＳＫ、Ｍ
ＳＫおよびＳＦＳＫはすべて、与えられたビット誤り率
（ＢＥＲ）に対して、ＢＰＳＫおよびＱＰＳＫと同じＥ
b／Ｎ0（ノイズエネルギーに対するシンボルあたりエネ
ルギーの比）しきい値を示す。ここでは、ＯＱＰＳＫ、
ＭＳＫおよびＳＦＳＫを、この一般的なクラスの残りの
ものとともに、ＳＱＰＳＫ（スタガド４相位相シフトキ
ーイング）と呼ぶことにする。
に類似している。これらはすべて、±９０°に制限され
たシンボル間位相遷移を有するという点で共通する。Ｍ
ＳＫおよびＳＦＳＫは、主に、入力される変調信号ビッ
トのシェーピングにおいてＯＱＰＳＫと異なり、その結
果、スペクトルロールオフ率が異なる。ＯＱＰＳＫ、Ｍ
ＳＫおよびＳＦＳＫはすべて、与えられたビット誤り率
（ＢＥＲ）に対して、ＢＰＳＫおよびＱＰＳＫと同じＥ
b／Ｎ0（ノイズエネルギーに対するシンボルあたりエネ
ルギーの比）しきい値を示す。ここでは、ＯＱＰＳＫ、
ＭＳＫおよびＳＦＳＫを、この一般的なクラスの残りの
ものとともに、ＳＱＰＳＫ（スタガド４相位相シフトキ
ーイング）と呼ぶことにする。
【００１２】Ｂ．変調技術の選択 Ｂ．１ 線形合成。ＰＳＫは、線形または非線形のいず
れかの変調技術によって実装することができる。文献に
現れているほとんどの実装では線形変調として合成され
ている（ＡＭ技術）。図１に、線形合成によるＭＳＫ波
形の構成を示す。示されているビット列（ｂev，ｂod）
に対して、波形は次の式で記述される。
れかの変調技術によって実装することができる。文献に
現れているほとんどの実装では線形変調として合成され
ている（ＡＭ技術）。図１に、線形合成によるＭＳＫ波
形の構成を示す。示されているビット列（ｂev，ｂod）
に対して、波形は次の式で記述される。
【数１】 ただし、ｔは時間であり、ωcはキャリア周波数であ
り、Ｔは入力信号ビット間隔であり、ｂevおよびｂ
odは、０または１の値をとる、送信される論理信号ビッ
トであり、ｄI＝２ｂev−１およびｄQ＝２ｂod−１は、
それぞれ２Ｔ秒ごとに与えられ、ｄQの遷移はｄIの遷移
からＴ秒ずれており、これらは±１の値をとる逆極性信
号であり、Ｓam（ｔ）は変調されたキャリアである。
り、Ｔは入力信号ビット間隔であり、ｂevおよびｂ
odは、０または１の値をとる、送信される論理信号ビッ
トであり、ｄI＝２ｂev−１およびｄQ＝２ｂod−１は、
それぞれ２Ｔ秒ごとに与えられ、ｄQの遷移はｄIの遷移
からＴ秒ずれており、これらは±１の値をとる逆極性信
号であり、Ｓam（ｔ）は変調されたキャリアである。
【００１３】上記のＳam（ｔ）によって示されるような
線形合成ＰＳＫは、発振器とアンテナの間に、同相およ
び直交（ＩおよびＱ）キャリア信号を生成するための位
相スプリッタと、その後に、変調器要素（ミキサ）、コ
ンバイナ、および、信号を再生するための増幅器とをす
べて必要とする。これらの余分な要素はわれわれが避け
ようとしているものである。
線形合成ＰＳＫは、発振器とアンテナの間に、同相およ
び直交（ＩおよびＱ）キャリア信号を生成するための位
相スプリッタと、その後に、変調器要素（ミキサ）、コ
ンバイナ、および、信号を再生するための増幅器とをす
べて必要とする。これらの余分な要素はわれわれが避け
ようとしているものである。
【００１４】Ｂ．２ 非線形合成。図２に、図１を生成
するのに使用したのと同じデータに対する、次式で記述
される非線形合成によるＭＳＫ型波形の構成を示す。
するのに使用したのと同じデータに対する、次式で記述
される非線形合成によるＭＳＫ型波形の構成を示す。
【数２】 ただし、ｂ1およびｂ2は変調器制御ビットであり（すべ
てのデータはｂ1にある。ｂ2は単にＩとＱの間で位相を
切り替えるだけである。）、ｂ1およびｂ2はそれぞれＴ
秒間の間与えられ、前述の図１でＳam（ｔ）が生成して
いるのと同じ変調されたキャリア位相系列を生成する信
号ビット列から導出され、ｇ（ｔ）はパルスシェーピン
グ関数のインパルス応答（通常はローパスフィルタ）で
あり（注意すべき点であるが、ｇ（ｔ）の前のアスタリ
スクは畳込みを示す）、Ｓpm（ｔ）は変調されたキャリ
アである。
てのデータはｂ1にある。ｂ2は単にＩとＱの間で位相を
切り替えるだけである。）、ｂ1およびｂ2はそれぞれＴ
秒間の間与えられ、前述の図１でＳam（ｔ）が生成して
いるのと同じ変調されたキャリア位相系列を生成する信
号ビット列から導出され、ｇ（ｔ）はパルスシェーピン
グ関数のインパルス応答（通常はローパスフィルタ）で
あり（注意すべき点であるが、ｇ（ｔ）の前のアスタリ
スクは畳込みを示す）、Ｓpm（ｔ）は変調されたキャリ
アである。
【００１５】図示した波形φ（ｔ）は、ビット対系列
｛ｂ1，ｂ2｝から、位相ロックループの帯域制限応答ｇ
（ｔ）で平滑化した後に得られる変調位相である。図１
および図２のそれぞれの変調されたキャリア波形Ｓ
am（ｔ）とＳpm（ｔ）の類似性に注意すべきである。
｛ｂ1，ｂ2｝から、位相ロックループの帯域制限応答ｇ
（ｔ）で平滑化した後に得られる変調位相である。図１
および図２のそれぞれの変調されたキャリア波形Ｓ
am（ｔ）とＳpm（ｔ）の類似性に注意すべきである。
【００１６】変調器制御ビットｂ1およびｂ2の生成を図
３に示す。比較のために、前の例からのオフセット信号
ビットｄIおよびｄQも図示してある。
３に示す。比較のために、前の例からのオフセット信号
ビットｄIおよびｄQも図示してある。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】関数Ｓpm（ｔ）は、非
線形合成（ＦＭまたはＰＭ法）を意味し、直接接続され
るＶＣＯでの実装に影響を受けやすい。
線形合成（ＦＭまたはＰＭ法）を意味し、直接接続され
るＶＣＯでの実装に影響を受けやすい。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＢＰＳＫ（２
相ＰＳＫ）、ＱＰＳＫ（４相ＰＳＫ）、ＭＳＫ（最小シ
フトキーイング）などを含むＰＳＫ（位相シフトキーイ
ング）変調の族を生成する方法の簡単な実装を実現す
る。特に、本発明によれば、キャリアがその上に既に位
相変調された所望のディジタル情報とともに生成される
新しいアプローチが実現される。提案される方式は、線
形合成（ＡＭ法）で通常実装される従来のアプローチと
は異なり、直接非線形合成（ＦＭ法）を使用する。
相ＰＳＫ）、ＱＰＳＫ（４相ＰＳＫ）、ＭＳＫ（最小シ
フトキーイング）などを含むＰＳＫ（位相シフトキーイ
ング）変調の族を生成する方法の簡単な実装を実現す
る。特に、本発明によれば、キャリアがその上に既に位
相変調された所望のディジタル情報とともに生成される
新しいアプローチが実現される。提案される方式は、線
形合成（ＡＭ法）で通常実装される従来のアプローチと
は異なり、直接非線形合成（ＦＭ法）を使用する。
【００１９】本発明は、一定エンベロープ信号の制約下
で任意のスペクトルシェーピングにより良好な位相精度
を実現する。本発明によれば、簡単で安価なＶＣＯ（電
圧制御発振器）の出力を、位相スプリッタ、ミキサなど
の介在する回路要素を必要とせずに直接システムのアン
テナに接続することが可能となる。その結果得られる最
小限の実装は、例えば腕時計型電話通信機のアップリン
クに要求されるような超小型無線送信器の電力、サイズ
およびコストの制約にも適している。
で任意のスペクトルシェーピングにより良好な位相精度
を実現する。本発明によれば、簡単で安価なＶＣＯ（電
圧制御発振器）の出力を、位相スプリッタ、ミキサなど
の介在する回路要素を必要とせずに直接システムのアン
テナに接続することが可能となる。その結果得られる最
小限の実装は、例えば腕時計型電話通信機のアップリン
クに要求されるような超小型無線送信器の電力、サイズ
およびコストの制約にも適している。
【００２０】
【発明の実施の形態】図４の簡単な位相ロックループ
（ＰＬＬ）制御送信器を考える。ＰＬＬは、基準発振器
（４０）、位相検出器（ＰＤ）（４１）、およびフィル
タ（Ｇ（ｓ））（４２）を有する。アンテナ（４４）
は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）（４３）によって直接駆
動される。基準発振器（４０）の出力（４７）およびＶ
ＣＯ（４３）の出力（４５）の一部は位相検出器（４
１）への入力であり、位相検出器（４１）の出力（４
６）はフィルタ（４２）への入力である。ＶＣＯ（４
３）の周波数はフィルタ（４２）からの出力電圧によっ
て制御される。
（ＰＬＬ）制御送信器を考える。ＰＬＬは、基準発振器
（４０）、位相検出器（ＰＤ）（４１）、およびフィル
タ（Ｇ（ｓ））（４２）を有する。アンテナ（４４）
は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）（４３）によって直接駆
動される。基準発振器（４０）の出力（４７）およびＶ
ＣＯ（４３）の出力（４５）の一部は位相検出器（４
１）への入力であり、位相検出器（４１）の出力（４
６）はフィルタ（４２）への入力である。ＶＣＯ（４
３）の周波数はフィルタ（４２）からの出力電圧によっ
て制御される。
【００２１】ここで注意すべき点であるが、本明細書で
使用される「位相ロックループ」という用語は、位相ロ
ックループおよび周波数ロックループの両方を含む。こ
れらはいずれも、出力と基準の間の差に基づいて変動す
るエラー（誤差）電圧を用いたフィードバック経路によ
って制御される周波数を有する発振器である。
使用される「位相ロックループ」という用語は、位相ロ
ックループおよび周波数ロックループの両方を含む。こ
れらはいずれも、出力と基準の間の差に基づいて変動す
るエラー（誤差）電圧を用いたフィードバック経路によ
って制御される周波数を有する発振器である。
【００２２】位相検出器（４１）は、純粋な位相検出器
でも、位相・周波数検出器でもよい。
でも、位相・周波数検出器でもよい。
【００２３】図５に示すように、位相検出器（４１）の
出力（４６）におけるエラー（誤差）項ｅは、最も一般
的なタイプのＰＤではＶＣＯと基準の間の位相差の関数
として、正に向かうゼロ交差および負に向かうゼロ交差
を有する周期的波形となる。一方の傾斜のゼロ交差（５
０）は安定なアトラクタを形成し、他方のゼロ交差（５
１）は不安定なアトラクタを形成する。ＰＬＬは安定な
アトラクタに「引き込まれ」、これにより、ＶＣＯと基
準の間の定常的で安定な位相関係を規定する。
出力（４６）におけるエラー（誤差）項ｅは、最も一般
的なタイプのＰＤではＶＣＯと基準の間の位相差の関数
として、正に向かうゼロ交差および負に向かうゼロ交差
を有する周期的波形となる。一方の傾斜のゼロ交差（５
０）は安定なアトラクタを形成し、他方のゼロ交差（５
１）は不安定なアトラクタを形成する。ＰＬＬは安定な
アトラクタに「引き込まれ」、これにより、ＶＣＯと基
準の間の定常的で安定な位相関係を規定する。
【００２４】図６に示されるように、ＰＤ（４１）とＰ
ＬＬループフィルタ（４２）の間に１８０°信号反転
（πラジアン）（６０）が導入される場合、ＰＬＬアト
ラクタは役割を入れ換え、ＶＣＯ（４３）の位相をπだ
けシフトさせる。こうしてＶＣＯは実質的に、反転をオ
ンオフするキー入力（６１）によってＢＰＳＫ変調され
る。ＰＤの入力端子（４５）または（４７）のいずれか
にキー信号反転を導入しても同じ効果が得られる。
ＬＬループフィルタ（４２）の間に１８０°信号反転
（πラジアン）（６０）が導入される場合、ＰＬＬアト
ラクタは役割を入れ換え、ＶＣＯ（４３）の位相をπだ
けシフトさせる。こうしてＶＣＯは実質的に、反転をオ
ンオフするキー入力（６１）によってＢＰＳＫ変調され
る。ＰＤの入力端子（４５）または（４７）のいずれか
にキー信号反転を導入しても同じ効果が得られる。
【００２５】原理的には、不安定アトラクタ直上での補
正電圧はゼロである。従って、実際には、ＰＬＬ状態が
ここにある場合、この状態は、ＶＣＯ位相補正が始まる
前のしばらくの間とどまり、あるいは、ここにとどまっ
たままになる可能性もある。このため、実際の設計で
は、１８０°のステップ変化動作を避けるのが望まし
い。
正電圧はゼロである。従って、実際には、ＰＬＬ状態が
ここにある場合、この状態は、ＶＣＯ位相補正が始まる
前のしばらくの間とどまり、あるいは、ここにとどまっ
たままになる可能性もある。このため、実際の設計で
は、１８０°のステップ変化動作を避けるのが望まし
い。
【００２６】明らかなように、図６に示した信号反転の
代わりに、所望の位相シフト（例えば、ＱＰＳＫやＭＳ
Ｋの場合には９０°すなわちπ／２）を有するネットワ
ークを配置することによって、任意の位相シフトφを同
様に行うことが可能である。
代わりに、所望の位相シフト（例えば、ＱＰＳＫやＭＳ
Ｋの場合には９０°すなわちπ／２）を有するネットワ
ークを配置することによって、任意の位相シフトφを同
様に行うことが可能である。
【００２７】図７の周波数合成器において、分周係数Ｄ
を有するプログラマブル分周器（７０）がＰＬＬフィー
ドバック経路（４５）に導入されて、基準（４０）に対
するＶＣＯ（４３）周波数を規定する。基準（４０）は
一般に固定周波数であり、これはＶＣＯ（４３）の出力
（４４）より低い周波数である。これにより、ＶＣＯの
出力周波数は次式のように制御可能である。 ωvco＝Ｄ・ωref
を有するプログラマブル分周器（７０）がＰＬＬフィー
ドバック経路（４５）に導入されて、基準（４０）に対
するＶＣＯ（４３）周波数を規定する。基準（４０）は
一般に固定周波数であり、これはＶＣＯ（４３）の出力
（４４）より低い周波数である。これにより、ＶＣＯの
出力周波数は次式のように制御可能である。 ωvco＝Ｄ・ωref
【００２８】この分周器が存在する場合、ＰＤ（４１）
で導入されるθの位相シフトにより、ＶＣＯにおいてＤ
・θ（より正確には、急激に導入される場合にはＤ・θ
ｍｏｄ ２π）の位相シフトが生じる。Ｄが奇数の場
合、ＶＣＯにおける信号反転の正味の変化はπのままで
ある。残念ながら、正常な合成器動作の一部として、Ｄ
は奇数と偶数の間で動的に変化する。
で導入されるθの位相シフトにより、ＶＣＯにおいてＤ
・θ（より正確には、急激に導入される場合にはＤ・θ
ｍｏｄ ２π）の位相シフトが生じる。Ｄが奇数の場
合、ＶＣＯにおける信号反転の正味の変化はπのままで
ある。残念ながら、正常な合成器動作の一部として、Ｄ
は奇数と偶数の間で動的に変化する。
【００２９】本発明によれば、ＶＣＯ（４３）と分周器
（７０）の間に位相シフトを導入することによって、変
化する分周係数Ｄによる曖昧さを回避することができ
る。分周器の前で導入される位相シフトは係数Ｄによっ
て変更されない。しかし、ここで位相シフトを導入する
ことは、高周波での実装を必要とし、さまざまな困難が
伴う。従って、ＶＣＯ出力におけるπあるいは任意の位
相φを保証するとともに、単純性を維持するため、θ＝
φ／Ｄの位相シフトを一方のＰＤ入力（４５）または
（４７）で導入する。
（７０）の間に位相シフトを導入することによって、変
化する分周係数Ｄによる曖昧さを回避することができ
る。分周器の前で導入される位相シフトは係数Ｄによっ
て変更されない。しかし、ここで位相シフトを導入する
ことは、高周波での実装を必要とし、さまざまな困難が
伴う。従って、ＶＣＯ出力におけるπあるいは任意の位
相φを保証するとともに、単純性を維持するため、θ＝
φ／Ｄの位相シフトを一方のＰＤ入力（４５）または
（４７）で導入する。
【００３０】θを一定に保持すると、Ｄの変化により、
キャリア上に変調された結果の位相φに誤差が生じる。
注目している帯域はキャリア周波数に比べて狭い場合
（これは一般的である）、Ｄはあまり大きく変化する必
要はない。Ｄの比較的小さい変化により、変調された位
相の誤差も小さいもののみとなる。 ｜ΔＤ／Ｄ｜＜＜１ → ｜Δφ／φ｜
キャリア上に変調された結果の位相φに誤差が生じる。
注目している帯域はキャリア周波数に比べて狭い場合
（これは一般的である）、Ｄはあまり大きく変化する必
要はない。Ｄの比較的小さい変化により、変調された位
相の誤差も小さいもののみとなる。 ｜ΔＤ／Ｄ｜＜＜１ → ｜Δφ／φ｜
【００３１】注意すべき点であるが、任意の位相シフト
をＰＤ出力に導入することが可能であるが、ＰＤ出力は
ｄｃ（ゼロ周波数）であるため、ＩおよびＱ信号チャネ
ルならびにベクトル位相シフタが（正と負の周波数を区
別するために）必要となる。これは、この方式の単純性
を損なうことになる。ＰＤ入力に導入する場合には、ス
カラー位相シフタで十分である。
をＰＤ出力に導入することが可能であるが、ＰＤ出力は
ｄｃ（ゼロ周波数）であるため、ＩおよびＱ信号チャネ
ルならびにベクトル位相シフタが（正と負の周波数を区
別するために）必要となる。これは、この方式の単純性
を損なうことになる。ＰＤ入力に導入する場合には、ス
カラー位相シフタで十分である。
【００３２】［簡単な位相シフタ］ 伝達関数 Ｆ（ｉω）＝１／（１＋ｉωＲＣ） を有する簡単なローパスＲＣネットワークは次式で与え
られる位相シフトを示す。 Θ＝−ｔａｎ-1（ωＲＣ）
られる位相シフトを示す。 Θ＝−ｔａｎ-1（ωＲＣ）
【００３３】ＰＤで導入する必要のある位相シフトの量
はθ＝φ／Ｄである。キャリア周波数が２ＧＨｚで、チ
ャネル間隔が例えば１０ｋＨｚ（これはこの値での基準
周波数を規定する）の場合、Ｄ＝２００，０００とな
る。ＶＣＯ位相シフトφ＝π／２に対して、θ＝π／４
００，０００となる。これは非常に小さい数であり、正
確に実現するのは困難である。
はθ＝φ／Ｄである。キャリア周波数が２ＧＨｚで、チ
ャネル間隔が例えば１０ｋＨｚ（これはこの値での基準
周波数を規定する）の場合、Ｄ＝２００，０００とな
る。ＶＣＯ位相シフトφ＝π／２に対して、θ＝π／４
００，０００となる。これは非常に小さい数であり、正
確に実現するのは困難である。
【００３４】この位相シフトは、位相遅延Δτ＝θ／ω
ref＝（θ／Ｄ）／（ωc／Ｄ）＝φ／ωcと考えられ、
これは、このようにしてみると、分周器のいずれの側で
も同一である。
ref＝（θ／Ｄ）／（ωc／Ｄ）＝φ／ωcと考えられ、
これは、このようにしてみると、分周器のいずれの側で
も同一である。
【００３５】２ＧＨｚの範囲のＶＣＯ周波数では、π／
２の位相シフトはΔτ＝１２５ｐｓの位相遅延を表す。
明らかに、この非常に小さい時定数は、実現するのが非
現実的な素子値を要求する。しかし、注意すべき点であ
るが、位相変調では、位相の変化のみに注目すればよ
い。従って、キーイング（キー入力）が必要なのは、差
分位相シフトを行うためだけである。全位相遅延（例え
ばτ＝１００ｎｓ）は、適当な値により実現可能であ
り、ＲまたはＣを適当に変化させることによって差分的
に変化させることが可能である。
２の位相シフトはΔτ＝１２５ｐｓの位相遅延を表す。
明らかに、この非常に小さい時定数は、実現するのが非
現実的な素子値を要求する。しかし、注意すべき点であ
るが、位相変調では、位相の変化のみに注目すればよ
い。従って、キーイング（キー入力）が必要なのは、差
分位相シフトを行うためだけである。全位相遅延（例え
ばτ＝１００ｎｓ）は、適当な値により実現可能であ
り、ＲまたはＣを適当に変化させることによって差分的
に変化させることが可能である。
【００３６】τ＝１００ｎｓという公称値はΔτ＝１２
５ｐｓのキーイングに比べて大きいと思われるかもしれ
ない。この公称値における小さいドリフトでさえも、位
相の大きな変化を導入すると予想されるからである。し
かし、位相θの変化のみが変調に関係するため、ネット
ワークの全位相シフトΘは重要ではない。
５ｐｓのキーイングに比べて大きいと思われるかもしれ
ない。この公称値における小さいドリフトでさえも、位
相の大きな変化を導入すると予想されるからである。し
かし、位相θの変化のみが変調に関係するため、ネット
ワークの全位相シフトΘは重要ではない。
【００３７】Θの変動は、キー入力される位相シフトθ
に比べて大きくても、変調の精度に影響しない。受信器
は、送信器のもともとの基準位相を知る方法がないし、
その必要もない。受信器が必要とするのは、変調された
キャリアに含まれる相対的基準位相のみである。従っ
て、Θは、その上に変調θが構成される固定した基礎と
みなされる。この固定位相におけるドリフトがキーイン
グレートに比べてゆっくりである限り、受信器が信号を
正しく検出する能力に影響しない。
に比べて大きくても、変調の精度に影響しない。受信器
は、送信器のもともとの基準位相を知る方法がないし、
その必要もない。受信器が必要とするのは、変調された
キャリアに含まれる相対的基準位相のみである。従っ
て、Θは、その上に変調θが構成される固定した基礎と
みなされる。この固定位相におけるドリフトがキーイン
グレートに比べてゆっくりである限り、受信器が信号を
正しく検出する能力に影響しない。
【００３８】［位相ネットワークに対する公称極周波数
の選択］基準周波数が固定している限り、公称極周波数
の選択は、αrefを通すほど十分に高ければ、任意であ
る。（オールパス構成を用いれば後の制約は除かれ
る。）
の選択］基準周波数が固定している限り、公称極周波数
の選択は、αrefを通すほど十分に高ければ、任意であ
る。（オールパス構成を用いれば後の制約は除かれ
る。）
【００３９】ときには、基準周波数を可変にしたアプリ
ケーションがある。周波数に関する差分位相シフトの変
動を極小にするには、公称極周波数の最適配置は、次式
のような平均基準周波数とする。 １／（ＲＣ）≒＜ωref＞
ケーションがある。周波数に関する差分位相シフトの変
動を極小にするには、公称極周波数の最適配置は、次式
のような平均基準周波数とする。 １／（ＲＣ）≒＜ωref＞
【００４０】差分位相を一定に保持するために、１つの
極を超える広い周波数範囲が要求される可能性がある。
定位相差分ネットワークを実現する際に用いられるのと
類似の技術を用いて、必要な極周波数を決定するととも
に、有効な右半平面の極を実現するためにそれらの極周
波数をどのようにして２つの経路に分散させるかを決定
することが可能である。
極を超える広い周波数範囲が要求される可能性がある。
定位相差分ネットワークを実現する際に用いられるのと
類似の技術を用いて、必要な極周波数を決定するととも
に、有効な右半平面の極を実現するためにそれらの極周
波数をどのようにして２つの経路に分散させるかを決定
することが可能である。
【００４１】［位相シフトによるキーイング］図８の回
路において、Ｒの値は、変調キーイング情報に応答して
変更することができる。ＰＤ入力に与えられる周波数が
基準周波数ωrefで動作する場合、キー入力されるネッ
トワークは次式の差分位相シフトを生じる。 θ＝ΔΘ＝−ｔａｎ-1［ωrefＲＣ］＋ｔａｎ-1［ωref
（Ｒ−ΔＲ）Ｃ］
路において、Ｒの値は、変調キーイング情報に応答して
変更することができる。ＰＤ入力に与えられる周波数が
基準周波数ωrefで動作する場合、キー入力されるネッ
トワークは次式の差分位相シフトを生じる。 θ＝ΔΘ＝−ｔａｎ-1［ωrefＲＣ］＋ｔａｎ-1［ωref
（Ｒ−ΔＲ）Ｃ］
【００４２】位相シフトネットワークに２つのキーイン
グ点を設けることによって、θ1＝−π／Ｄおよびθ2＝
−π／（２Ｄ）のキー入力差分位相シフトを導入するこ
とができる。これらの２つのシフトは別個にあるいは組
み合わせてキー入力され、これらの４個の可能な組合せ
は、ＳＱＰＳＫを生成するのに必要な次の４つの変調位
相の値を生成する。 φ＝｛０，π／２，π，３π／２｝
グ点を設けることによって、θ1＝−π／Ｄおよびθ2＝
−π／（２Ｄ）のキー入力差分位相シフトを導入するこ
とができる。これらの２つのシフトは別個にあるいは組
み合わせてキー入力され、これらの４個の可能な組合せ
は、ＳＱＰＳＫを生成するのに必要な次の４つの変調位
相の値を生成する。 φ＝｛０，π／２，π，３π／２｝
【００４３】［実現可能な位相キーヤ］図９の回路は、
本発明に適した差分位相シフトキーヤ（キーイング装
置）の実際の設計である。これは、１個のキャパシタ
（９７）、５個の抵抗（９２）〜（９６）および２個の
電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）（９０）および（９
１）を使用する。第１のＦＥＴ（９０）は、抵抗（９
４）の両端でやや大きい値の抵抗（９２）をシャントす
ることによって小さい有効ΔＲをキー入力する。同様
に、第２のＦＥＴ（９１）は、抵抗（９５）の両端で抵
抗（９３）をシャントすることによってΔＲ／２をキー
入力する。これにより、キーイング素子の有限なＲ
DS（ｏｎ）（ＦＥＴチャネルの「オン」抵抗）の影響を
受けにくくなる。また、これにより、ＲDS（ｏｎ）の大
きい変動の影響も受けにくくなる。
本発明に適した差分位相シフトキーヤ（キーイング装
置）の実際の設計である。これは、１個のキャパシタ
（９７）、５個の抵抗（９２）〜（９６）および２個の
電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）（９０）および（９
１）を使用する。第１のＦＥＴ（９０）は、抵抗（９
４）の両端でやや大きい値の抵抗（９２）をシャントす
ることによって小さい有効ΔＲをキー入力する。同様
に、第２のＦＥＴ（９１）は、抵抗（９５）の両端で抵
抗（９３）をシャントすることによってΔＲ／２をキー
入力する。これにより、キーイング素子の有限なＲ
DS（ｏｎ）（ＦＥＴチャネルの「オン」抵抗）の影響を
受けにくくなる。また、これにより、ＲDS（ｏｎ）の大
きい変動の影響も受けにくくなる。
【００４４】Ｃ＝１００ｐＦ、Ｒtot＝１ｋΩ、およ
び、ＰＤ入力周波数が１０ｋＨｚの場合、１．２５Ωお
よび２．５Ωの有効ΔＲによりそれぞれ１２５ｐｓおよ
び２５０ｐｓの差分遅延が得られる。２ＧＨｚのキャリ
ア周波数では、これはそれぞれＶＣＯに対してπ／２お
よびπの位相を変調する。３π／２の変調位相は、両方
をキーイングすることによって達成され、０は、両方と
もキーイングしないことにより得られる。
び、ＰＤ入力周波数が１０ｋＨｚの場合、１．２５Ωお
よび２．５Ωの有効ΔＲによりそれぞれ１２５ｐｓおよ
び２５０ｐｓの差分遅延が得られる。２ＧＨｚのキャリ
ア周波数では、これはそれぞれＶＣＯに対してπ／２お
よびπの位相を変調する。３π／２の変調位相は、両方
をキーイングすることによって達成され、０は、両方と
もキーイングしないことにより得られる。
【００４５】［エラー電圧摂動による位相キーイング］
スイッチ可能位相シフトネットワークによって位相をキ
ーイングすることの代案として、位相キーイングは、図
１０に示すように、ＰＬＬのエラー経路（４６）（１０
１）（１０２）に電圧摂動（１００）を挿入することに
よっても実現される。
スイッチ可能位相シフトネットワークによって位相をキ
ーイングすることの代案として、位相キーイングは、図
１０に示すように、ＰＬＬのエラー経路（４６）（１０
１）（１０２）に電圧摂動（１００）を挿入することに
よっても実現される。
【００４６】これは特に、大きい分周比Ｄの場合のＰＤ
出力における位相の小さい変化に対して容易である。Ｖ
ＣＯ（４３）に入力される見かけのエラー電圧の変化
ｅ′＝ｅ＋ΔＶにより、ＰＬＬは、挿入された摂動を打
ち消すように位相を再調整する。
出力における位相の小さい変化に対して容易である。Ｖ
ＣＯ（４３）に入力される見かけのエラー電圧の変化
ｅ′＝ｅ＋ΔＶにより、ＰＬＬは、挿入された摂動を打
ち消すように位相を再調整する。
【００４７】Ｇ（ｓ）（４２）が本質的に積分器である
場合、ｅ′（１０２）はゼロに近づく。これにより、Ｐ
Ｄ（４１）の出力（４６）に有限のエラー電圧ｅ＝ｅ′
−ΔＶが存在することが可能となる。ＰＤの位相対電圧
伝達関数θ（Ｖ）＝γ・ΔＶが既知であり反復可能であ
る場合、これは、次のように、ＰＬＬの出力位相に対す
る制御可能な調整を可能にする。 φ＝θ（Ｖ）Ｄ＝γ・ΔＶapplied・Ｄ ただし、好ましくは、γ＝（θmax−θmin）／（Ｖmax
−Ｖmin）［ラジアン／ボルト］は定数である。
場合、ｅ′（１０２）はゼロに近づく。これにより、Ｐ
Ｄ（４１）の出力（４６）に有限のエラー電圧ｅ＝ｅ′
−ΔＶが存在することが可能となる。ＰＤの位相対電圧
伝達関数θ（Ｖ）＝γ・ΔＶが既知であり反復可能であ
る場合、これは、次のように、ＰＬＬの出力位相に対す
る制御可能な調整を可能にする。 φ＝θ（Ｖ）Ｄ＝γ・ΔＶapplied・Ｄ ただし、好ましくは、γ＝（θmax−θmin）／（Ｖmax
−Ｖmin）［ラジアン／ボルト］は定数である。
【００４８】このキーヤは、ＦＥＴキー電圧分割器の形
をとることが可能であり、固定ｄｃ基準電圧から駆動さ
れる図９の位相キーヤと形式的には幾分類似している。
をとることが可能であり、固定ｄｃ基準電圧から駆動さ
れる図９の位相キーヤと形式的には幾分類似している。
【００４９】ディジタル位相検出器は通常、線形伝達利
得を示すデューティ比デバイスである。ディジタル位相
検出器の出力は、入力される位相差の関数として２つの
状態の間で振動する。既知の基準電位がこれらの２つの
状態のそれぞれに対して送信される場合、平均出力電圧
は位相差の既知の線形関数となる。例えばＣＭＯＳ（相
補型金属酸化物半導体）デバイスは、電力レール電位を
送信する。０％から１００％までのデューティ比のシフ
トを引き起こす入力位相差の範囲は、個々の位相検出器
のトポロジーの関数であるが、ほとんどの場合、少なく
ともπラジアンの位相差の範囲をカバーする。
得を示すデューティ比デバイスである。ディジタル位相
検出器の出力は、入力される位相差の関数として２つの
状態の間で振動する。既知の基準電位がこれらの２つの
状態のそれぞれに対して送信される場合、平均出力電圧
は位相差の既知の線形関数となる。例えばＣＭＯＳ（相
補型金属酸化物半導体）デバイスは、電力レール電位を
送信する。０％から１００％までのデューティ比のシフ
トを引き起こす入力位相差の範囲は、個々の位相検出器
のトポロジーの関数であるが、ほとんどの場合、少なく
ともπラジアンの位相差の範囲をカバーする。
【００５０】［累積位相への対応］ＳＱＰＳＫでは単一
の信号遷移中の位相シフトは±π／２に制限されるが、
多数の位相遷移による変調されたキャリアの累積位相は
０〜２πの範囲に制限されない。変調されたキャリアの
位相が無制限にさまようことを防ぐような、データに対
する制約はない。有限長のキー入力位相シフタのみで
は、この状況に対処することはできない。従って、キー
ヤの範囲を超えてさまよう累積位相を生成する別の手段
を設けなければならない。
の信号遷移中の位相シフトは±π／２に制限されるが、
多数の位相遷移による変調されたキャリアの累積位相は
０〜２πの範囲に制限されない。変調されたキャリアの
位相が無制限にさまようことを防ぐような、データに対
する制約はない。有限長のキー入力位相シフタのみで
は、この状況に対処することはできない。従って、キー
ヤの範囲を超えてさまよう累積位相を生成する別の手段
を設けなければならない。
【００５１】現在の信号ビット区間におけるＶＣＯ位相
がΦ＝−３π／２であり、φ＝−π／２だけ変化してΦ
＝−２π＝０になろうとしているという状況を考える。
注意：結果として変調された位相が正であるかそれとも
負であるかは、位相キーヤがＰＤへのフィードバック経
路に導入されているかそれとも基準経路に導入されてい
るかに依存する。
がΦ＝−３π／２であり、φ＝−π／２だけ変化してΦ
＝−２π＝０になろうとしているという状況を考える。
注意：結果として変調された位相が正であるかそれとも
負であるかは、位相キーヤがＰＤへのフィードバック経
路に導入されているかそれとも基準経路に導入されてい
るかに依存する。
【００５２】図１１は、分周係数Ｄ＝６の場合のこの状
況を説明するタイミング図である。タイミング関係を明
確に説明するために、実際には一般に異なるが、ここで
はすべての波形を方形波として示す。基準波形および分
周器波形の中点の目盛は、ＰＤ出力のｅ＝０の点を示
す。定常状態では、ＰＬＬは、これらの点を相補波形の
遷移に整列させようとする。
況を説明するタイミング図である。タイミング関係を明
確に説明するために、実際には一般に異なるが、ここで
はすべての波形を方形波として示す。基準波形および分
周器波形の中点の目盛は、ＰＤ出力のｅ＝０の点を示
す。定常状態では、ＰＬＬは、これらの点を相補波形の
遷移に整列させようとする。
【００５３】キーヤはθ＝−２π／Ｄを利用可能ではな
く、θ＝０にスイッチしなければならない。データ遷移
の直後に、位相エラーはε1＝３π／（２Ｄ）にジャン
プする。他のアクションがとられない場合、ＰＬＬは、
π／Ｄおよびπ／（２Ｄ）を通ってε→０にしようとす
る。これにより、変調されたキャリア位相は、位相−π
および−π／２を通って「円を遠回りする」ことになる
ため、送信信号の側波帯の広がりが好ましくないほど過
剰になり、受信器における検出エラーを引き起こす可能
性がある。
く、θ＝０にスイッチしなければならない。データ遷移
の直後に、位相エラーはε1＝３π／（２Ｄ）にジャン
プする。他のアクションがとられない場合、ＰＬＬは、
π／Ｄおよびπ／（２Ｄ）を通ってε→０にしようとす
る。これにより、変調されたキャリア位相は、位相−π
および−π／２を通って「円を遠回りする」ことになる
ため、送信信号の側波帯の広がりが好ましくないほど過
剰になり、受信器における検出エラーを引き起こす可能
性がある。
【００５４】３π／（２Ｄ）の差分位相シフトがキー入
力されるのとほぼ同時に、分周器指数から１カウントを
減算すれば（ちょうど１つの分周器カウントサイクルの
間）、分周器出力は位相を２π／Ｄだけシフトし、正味
の位相エラーはε2＝−π／２となる。こうしてＰＬＬ
はこのエラーを直接ゼロにすることが可能となる。
力されるのとほぼ同時に、分周器指数から１カウントを
減算すれば（ちょうど１つの分周器カウントサイクルの
間）、分周器出力は位相を２π／Ｄだけシフトし、正味
の位相エラーはε2＝−π／２となる。こうしてＰＬＬ
はこのエラーを直接ゼロにすることが可能となる。
【００５５】一般に、無制限の位相累積を引き起こす可
能性のある任意のデータ系列に対処し、位相変化を±π
／２に制限するには、キー入力される位相が−３π／２
から０まで、あるいは、０から−３π／２まで回るごと
に、それぞれ、分周器から１カウントを減じ、あるい
は、分周器に１カウントを足さなければならない。
能性のある任意のデータ系列に対処し、位相変化を±π
／２に制限するには、キー入力される位相が−３π／２
から０まで、あるいは、０から−３π／２まで回るごと
に、それぞれ、分周器から１カウントを減じ、あるい
は、分周器に１カウントを足さなければならない。
【００５６】［変調の帯域制限］チャネル間干渉を最小
にするため、変調されたキャリアの側波帯のエネルギー
を制限することが好ましい。実際のシステムのサイズお
よび効率の制約が与えられた場合、変調後置フィルタの
使用を避けることが要求される。
にするため、変調されたキャリアの側波帯のエネルギー
を制限することが好ましい。実際のシステムのサイズお
よび効率の制約が与えられた場合、変調後置フィルタの
使用を避けることが要求される。
【００５７】本発明では、ディジタル変調情報｛ｂ1，
ｂ2｝が階段（ステップ）関数の系列としてＰＬＬに入
力されるが、その結果ＶＣＯ出力において得られる位相
変調キャリアのスペクトル帯域幅は本質的に、位相ロッ
クループによって課される周波数応答に制限される。Ｐ
ＬＬ応答を調整することによって、実効的な変調パルス
形状、従って、変調されたキャリアのスペクトル性質を
所望のように調整することができる。
ｂ2｝が階段（ステップ）関数の系列としてＰＬＬに入
力されるが、その結果ＶＣＯ出力において得られる位相
変調キャリアのスペクトル帯域幅は本質的に、位相ロッ
クループによって課される周波数応答に制限される。Ｐ
ＬＬ応答を調整することによって、実効的な変調パルス
形状、従って、変調されたキャリアのスペクトル性質を
所望のように調整することができる。
【００５８】位相変化要求に対するＰＬＬ応答が、例え
ば、高速階段応答に対して最適化される場合、結果の変
調およびそのスペクトルはＯＱＰＳＫのものに近づく。
コーナー周波数がｆp＝１／（２Ｔ）の理想ローパスフ
ィルタに近づくＰＬＬ応答により、変調された位相は正
弦波的に変動して、ＳＦＳＫのものに近づく変調および
スペクトルが得られる。
ば、高速階段応答に対して最適化される場合、結果の変
調およびそのスペクトルはＯＱＰＳＫのものに近づく。
コーナー周波数がｆp＝１／（２Ｔ）の理想ローパスフ
ィルタに近づくＰＬＬ応答により、変調された位相は正
弦波的に変動して、ＳＦＳＫのものに近づく変調および
スペクトルが得られる。
【００５９】非線形ＰＬＬ応答も使用可能である。例え
ば、スルー制限位相変化要求の入力により、ＭＳＫのも
のと同一の変調およびスペクトルが得られる。
ば、スルー制限位相変化要求の入力により、ＭＳＫのも
のと同一の変調およびスペクトルが得られる。
【００６０】ＰＬＬ応答に影響する因子のうちにそのル
ープフィルタがある。ＰＬＬ内のループフィルタはいく
つかの目的を有する。ループフィルタは、ＰＤ出力をフ
ィルタリングして２ωrefの項を抑制し、位相エラーを
減少させるような利得を与え、制御ループを補償して安
定性を保証する。あるいは、ループフィルタは、必要に
応じてループ応答をシェーピングして、変調されたキャ
リアの所望のスペクトルを実現するために使用される自
由変数である。ループ安定性を保証するように利得クロ
スオーバにおいて適当なリード補償が与えられれば、任
意の次数のループフィルタを使用可能である。
ープフィルタがある。ＰＬＬ内のループフィルタはいく
つかの目的を有する。ループフィルタは、ＰＤ出力をフ
ィルタリングして２ωrefの項を抑制し、位相エラーを
減少させるような利得を与え、制御ループを補償して安
定性を保証する。あるいは、ループフィルタは、必要に
応じてループ応答をシェーピングして、変調されたキャ
リアの所望のスペクトルを実現するために使用される自
由変数である。ループ安定性を保証するように利得クロ
スオーバにおいて適当なリード補償が与えられれば、任
意の次数のループフィルタを使用可能である。
【００６１】［信号レート制限］本発明では、位相シフ
タはＰＤ入力に導入され、入力される周波数ωrefは一
般に２π・３０ｋＨｚ以下である。これは利点にも欠点
にもなる可能性がある。この周波数範囲で位相シフタを
実装するのは容易である。しかし、信号がＰＬＬの制御
ループに導入されるため、最大信号レートはＰＬＬの帯
域幅（ＢＷ）に制限される。
タはＰＤ入力に導入され、入力される周波数ωrefは一
般に２π・３０ｋＨｚ以下である。これは利点にも欠点
にもなる可能性がある。この周波数範囲で位相シフタを
実装するのは容易である。しかし、信号がＰＬＬの制御
ループに導入されるため、最大信号レートはＰＬＬの帯
域幅（ＢＷ）に制限される。
【００６２】このことは、一見したほど制限的ではな
い。ループフィルタのコーナー周波数は２ωref以下で
なければならないが、ＰＬＬの閉ループ応答は、そのル
ープ利得およびその結果の極再配置のために、２ωref
を超えた周波数応答を有する。
い。ループフィルタのコーナー周波数は２ωref以下で
なければならないが、ＰＬＬの閉ループ応答は、そのル
ープ利得およびその結果の極再配置のために、２ωref
を超えた周波数応答を有する。
【００６３】別の問題は、ＶＣＯ自体の素子のＱ(quali
ty factor)に関するものである。スペクトルの純粋さを
達成するため、すなわち、１／ｆ型のキャリアノイズを
最小にするためには、発振器においてできるだけ高いＱ
を実現しようとする。次式で示されるように、このよう
な高いＱは制限されたＢＷを意味し、従って、発振周波
数あるいは位相をシフトする命令に対する制限された応
答が予想される。 ＢＷ＝ｆc／Ｑ ただし、ｆcは発振周波数である。
ty factor)に関するものである。スペクトルの純粋さを
達成するため、すなわち、１／ｆ型のキャリアノイズを
最小にするためには、発振器においてできるだけ高いＱ
を実現しようとする。次式で示されるように、このよう
な高いＱは制限されたＢＷを意味し、従って、発振周波
数あるいは位相をシフトする命令に対する制限された応
答が予想される。 ＢＷ＝ｆc／Ｑ ただし、ｆcは発振周波数である。
【００６４】これは、適当なＱの駆動フィルタについて
は確かに正しいであろう。駆動周波数を急激に変えよう
とすると、フィルタに累積されたエネルギーにより、出
力は、そのエネルギーが散逸するまで現在の動的状態に
とどまる。
は確かに正しいであろう。駆動周波数を急激に変えよう
とすると、フィルタに累積されたエネルギーにより、出
力は、そのエネルギーが散逸するまで現在の動的状態に
とどまる。
【００６５】しかし、ＶＣＯでは、周波数の変化が実現
されるまでエネルギーが散逸するのを待つ必要はない。
それは、ＶＣＯを制御する際には、発振器の固有値（極
位置）をシフトさせるからである。固有値を変えること
はその固有状態に対するエネルギーの結合に関係しない
ため、所望のように急激に実行することが可能である。
累積されたエネルギーは前と同様に往復し続けるが、そ
れは変更されたレートで行われる。従って、ＶＣＯのＦ
Ｍ帯域幅は、その周波数決定素子のＱによって制限され
ることはない。
されるまでエネルギーが散逸するのを待つ必要はない。
それは、ＶＣＯを制御する際には、発振器の固有値（極
位置）をシフトさせるからである。固有値を変えること
はその固有状態に対するエネルギーの結合に関係しない
ため、所望のように急激に実行することが可能である。
累積されたエネルギーは前と同様に往復し続けるが、そ
れは変更されたレートで行われる。従って、ＶＣＯのＦ
Ｍ帯域幅は、その周波数決定素子のＱによって制限され
ることはない。
【００６６】［変調されたキャリア帯域幅に対する予期
しない効果］線形合成ＭＳＫでは、レート１／Ｔでビッ
トストリームを送信するために適用される変調の帯域幅
は１／（４Ｔ）であればよい。この理由は、それぞれビ
ットレートが１／（２Ｔ）の２つの信号が２つの直交す
るチャネルに入力されるためである。ナイキストの定理
によれば、サンプリングレートｆs＝１／（２Ｔ）で合
成することが可能な最大信号周波数はｆs／２＝１／
（４Ｔ）である。これにより、変調されたキャリア側波
帯帯域幅は実質的に１／（４Ｔ）に近づく。
しない効果］線形合成ＭＳＫでは、レート１／Ｔでビッ
トストリームを送信するために適用される変調の帯域幅
は１／（４Ｔ）であればよい。この理由は、それぞれビ
ットレートが１／（２Ｔ）の２つの信号が２つの直交す
るチャネルに入力されるためである。ナイキストの定理
によれば、サンプリングレートｆs＝１／（２Ｔ）で合
成することが可能な最大信号周波数はｆs／２＝１／
（４Ｔ）である。これにより、変調されたキャリア側波
帯帯域幅は実質的に１／（４Ｔ）に近づく。
【００６７】非線形合成にはこのような直交するチャネ
ル対はないため、レート１／Ｔのビットストリームを１
／（２Ｔ）の帯域幅で変調器に入力しなければならな
い。しかし、理解されるように、非線形合成では必ずし
も、変調波形の高次の高調波成分ほど、変調されるキャ
リアにおける広い帯域幅を生じるとは限らない。例えば
非線形合成ＭＳＫでは、スルー制限三角形信号（奇数次
高調波が多い）の入力により、遷移において連続位相を
有する２つの値の間の階段状の周波数変化を生じるが、
これは、線形法によってＭＳＫ変調で得られるのと全く
同じ変調キャリアであり、従って、同じスペクトル帯域
幅を占める。
ル対はないため、レート１／Ｔのビットストリームを１
／（２Ｔ）の帯域幅で変調器に入力しなければならな
い。しかし、理解されるように、非線形合成では必ずし
も、変調波形の高次の高調波成分ほど、変調されるキャ
リアにおける広い帯域幅を生じるとは限らない。例えば
非線形合成ＭＳＫでは、スルー制限三角形信号（奇数次
高調波が多い）の入力により、遷移において連続位相を
有する２つの値の間の階段状の周波数変化を生じるが、
これは、線形法によってＭＳＫ変調で得られるのと全く
同じ変調キャリアであり、従って、同じスペクトル帯域
幅を占める。
【００６８】［位相精度］位相変調の精度にはいくつか
の因子が影響する。これらの因子は主に、位相キーヤの
素子公差と、合成器分周係数Ｄの変動である。最悪の場
合は、公称値φno m＝２７０°の場合に起こる。
の因子が影響する。これらの因子は主に、位相キーヤの
素子公差と、合成器分周係数Ｄの変動である。最悪の場
合は、公称値φno m＝２７０°の場合に起こる。
【００６９】位相キーヤの位相エラー（誤差）には３つ
の発生源がある。それらは、公称ＲＣ（抵抗・キャパシ
タ）時定数と、キーイングされるΔＲと、ＦＥＴのＲDS
（ｏｎ）の変動とである。図９に示した素子値の場合、
１００ΩのＲDS（ｏｎ）の誤差は、ＶＣＯにおける約
１．１°の変調位相誤差しか導入しない。±１％の固定
素子公差と、１００ΩのＲDS（ｏｎ）の誤差により導入
される全位相誤差は、統計的にはΔφ≦±４°（最悪の
場合でも±６．５°）である。
の発生源がある。それらは、公称ＲＣ（抵抗・キャパシ
タ）時定数と、キーイングされるΔＲと、ＦＥＴのＲDS
（ｏｎ）の変動とである。図９に示した素子値の場合、
１００ΩのＲDS（ｏｎ）の誤差は、ＶＣＯにおける約
１．１°の変調位相誤差しか導入しない。±１％の固定
素子公差と、１００ΩのＲDS（ｏｎ）の誤差により導入
される全位相誤差は、統計的にはΔφ≦±４°（最悪の
場合でも±６．５°）である。
【００７０】本願において、提案したキャリア周波数は
２ＧＨｚの範囲にあり、全帯域は４０ＭＨｚである。こ
れに対処するため、Ｄは±１％しか変化する必要がな
い。これにより導入される変調位相誤差は±１％であ
り、これは、公称値φnom＝２７０°においては、Δφ
≦±２．７°である。
２ＧＨｚの範囲にあり、全帯域は４０ＭＨｚである。こ
れに対処するため、Ｄは±１％しか変化する必要がな
い。これにより導入される変調位相誤差は±１％であ
り、これは、公称値φnom＝２７０°においては、Δφ
≦±２．７°である。
【００７１】これらすべての発生源から生じる全位相誤
差は統計的にはΔφ≦±４．８°であり、最悪の場合で
もΔφ≦±９．２°である。これは、ＩとＱのデータチ
ャネルの間で有限ではあるが許容可能なクロストークχ
≦ｓｉｎΔφを生じ、最悪のΔφ≦９．２°の場合、こ
れは−１５．９ｄＢに等しい。この信号の受信器が、互
いに干渉する位相対の平均にそれぞれ直交する、変更さ
れたＩおよびＱの基準位相を求める場合（平均を取る際
にπの差は無視する）、この数はχ≦ｓｉｎ（Δφ／
３）／ｃｏｓ（Δφ／３）＝ｔａｎ（Δφ／３）に縮小
することができる。最悪のΔφ≦９．２°の場合、これ
は−２５．４ｄＢに等しく、約１０ｄＢ改善されてい
る。
差は統計的にはΔφ≦±４．８°であり、最悪の場合で
もΔφ≦±９．２°である。これは、ＩとＱのデータチ
ャネルの間で有限ではあるが許容可能なクロストークχ
≦ｓｉｎΔφを生じ、最悪のΔφ≦９．２°の場合、こ
れは−１５．９ｄＢに等しい。この信号の受信器が、互
いに干渉する位相対の平均にそれぞれ直交する、変更さ
れたＩおよびＱの基準位相を求める場合（平均を取る際
にπの差は無視する）、この数はχ≦ｓｉｎ（Δφ／
３）／ｃｏｓ（Δφ／３）＝ｔａｎ（Δφ／３）に縮小
することができる。最悪のΔφ≦９．２°の場合、これ
は−２５．４ｄＢに等しく、約１０ｄＢ改善されてい
る。
【００７２】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明は、一定エン
ベロープ信号の制約下で任意のスペクトルシェーピング
により良好な位相精度を実現する。本発明によれば、簡
単で安価なＶＣＯ（電圧制御発振器）の出力を、位相ス
プリッタ、ミキサなどの介在する回路要素を必要とせず
に直接システムのアンテナに接続することが可能とな
る。その結果得られる最小限の実装は、例えば腕時計型
電話通信機のアップリンクに要求されるような超小型無
線送信器の電力、サイズおよびコストの制約にも適して
いる。
ベロープ信号の制約下で任意のスペクトルシェーピング
により良好な位相精度を実現する。本発明によれば、簡
単で安価なＶＣＯ（電圧制御発振器）の出力を、位相ス
プリッタ、ミキサなどの介在する回路要素を必要とせず
に直接システムのアンテナに接続することが可能とな
る。その結果得られる最小限の実装は、例えば腕時計型
電話通信機のアップリンクに要求されるような超小型無
線送信器の電力、サイズおよびコストの制約にも適して
いる。
【図１】線形合成によるＭＳＫ変調に関する波形図（従
来技術）である。
来技術）である。
【図２】非線形合成によるＭＳＫ変調に関する波形図で
ある。
ある。
【図３】ａは、制御ビットｂ1およびｂ2の生成に関する
波形図であり、ｂは、ａに示される制御ビットｂ1およ
びｂ2を生成するために使用可能な回路の部分概略図で
ある。
波形図であり、ｂは、ａに示される制御ビットｂ1およ
びｂ2を生成するために使用可能な回路の部分概略図で
ある。
【図４】簡単な位相ロックループ直接アンテナ接続ＶＣ
Ｏ型送信器のブロック図である。
Ｏ型送信器のブロック図である。
【図５】位相ロックループの位相検出器出力対位相エラ
ーのグラフである。
ーのグラフである。
【図６】キー反転が導入された位相ロックループ送信器
のブロック図である。
のブロック図である。
【図７】キー位相シフトおよび分周器が導入された位相
ロックループ送信器のブロック図である。
ロックループ送信器のブロック図である。
【図８】キー差分位相を有する簡単なＲＣ位相シフトネ
ットワークの部分概略図である。
ットワークの部分概略図である。
【図９】電界効果トランジスタキー差分位相シフトネッ
トワークの部分概略図である。
トワークの部分概略図である。
【図１０】キーエラー摂動を有する位相ロックループ送
信器のブロック図である。
信器のブロック図である。
【図１１】位相ロックループへのキー位相の導入を示す
タイミング図である。
タイミング図である。
４０ 基準発振器 ４１ 位相検出器（ＰＤ） ４２ フィルタ（Ｇ（ｓ）） ４３ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ４４ アンテナ ４５ ＶＣＯ（４３）の出力 ４６ 位相検出器（４１）の出力 ４７ 基準発振器（４０）の出力 ７０ プログラマブル分周器 ９０ 電界効果トランジスタ（ＦＥＴ） ９１ 電界効果トランジスタ（ＦＥＴ） ９２ 抵抗 ９３ 抵抗 ９４ 抵抗 ９５ 抵抗 ９６ 抵抗 ９７ キャパシタ １００ 電圧摂動
フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 デヴィッド ジェイ．トムソン アメリカ合衆国，07974 ニュージャージ ー，マーレイ ヒル，ポッサム ウェイ ４
Claims (29)
- 【請求項１】 無線周波数出力および変調入力を有し、
該無線周波数出力の周波数または位相が該変調入力に入
力される信号によって制御される変調発振器において、
該変調発振器は、 無線周波数出力および制御入力を有し、該無線周波数出
力の周波数が該制御入力に入力される電圧によって制御
される電圧制御発振器（４３）と、 第１入力（４７）および第２入力（４５）ならびにエラ
ー出力（４６）を有し、該エラー出力が該第１入力と該
第２入力に入力される信号間の周波数差または位相差に
関係する電圧からなる検出器（４１）と、 前記検出器の第１入力に接続された無線周波数出力を有
する基準発振器（４０）とからなり、 前記検出器の第２入力は、前記電圧制御発振器の無線周
波数出力に接続され、前記電圧制御発振器の無線周波数
出力から前記検出器の第２入力への接続はフィードバッ
ク経路を形成し、 前記検出器のエラー出力は、前記電圧制御発振器の制御
入力に接続され、前記検出器のエラー出力から前記電圧
制御発振器の制御入力への接続はエラー経路を形成し、 前記基準発振器、前記電圧制御発振器、および前記検出
器、ならびに前記エラー経路および前記フィードバック
経路は位相ロックループを形成し、 前記エラー経路上の電圧および前記フィードバック経路
上の無線周波数信号は前記位相ロックループにおけるフ
ィードバック信号を形成することにより、前記変調発振
器の無線周波数出力が該フィードバック信号を通じて前
記位相ロックループによって制御され、 前記変調発振器はさらに、前記変調入力に入力される信
号に応答して前記位相ロックループのフィードバック信
号を修正する位相変調手段を有し、前記位相ロックルー
プの修正されたフィードバック信号は、前記変調入力に
入力される信号で、前記電圧制御発振器の無線周波数出
力を直接変調することを特徴とする変調発振器。 - 【請求項２】 前記位相変調手段は、前記位相ロックル
ープのフィードバック経路において前記電圧制御発振器
の無線周波数出力と前記検出器の第２入力の間で、前記
変調入力に接続された少なくとも１つのスイッチング制
御入力を有する位相シフトキーヤ（７１）からなり、該
位相シフトキーヤのスイッチング制御入力（７２）に入
力される信号は所定量の位相シフトを引き起こすことを
特徴とする請求項１に記載の変調発振器。 - 【請求項３】 前記位相シフトキーヤは、 前記検出器の第２入力に接続された第１端および接地さ
れた第２端を有するキャパシタと、 第１端、および、前記キャパシタの第１端に接続された
第２端を有する第１抵抗と、 前記電圧制御発振器の無線周波数出力に接続された第１
端および前記第１抵抗の第１端に共有点で接続された第
２端を有する第２抵抗と、 前記電圧制御発振器の無線周波数出力に接続された第１
端子および前記第１抵抗と前記第２抵抗の共有点に接続
された第２端子を有し、前記スイッチング制御入力に入
力される信号に応答して接続を形成あるいは切断するス
イッチング手段とからなり、 前記スイッチング制御入力に入力される信号により、前
記スイッチング手段は導電状態を変更して前記第２抵抗
をシャントし、 前記第１抵抗および前記第２抵抗ならびに前記キャパシ
タの値は、前記スイッチング手段が前記第２抵抗をシャ
ントするように前記スイッチング手段のスイッチング制
御入力に入力される信号により所定値の位相シフトθの
変化が生じるように選択されることを特徴とする請求項
２に記載の変調発振器。 - 【請求項４】 ωrefは前記基準発振器の無線周波数出
力の周波数であり、Ｒ1は前記第１抵抗の値であり、Ｒ2
は前記第２抵抗の値であり、Ｃは前記キャパシタの値で
あるとして、前記位相シフトθは、θ＝−ｔａｎ-1［ω
ref（Ｒ1＋Ｒ2）Ｃ］＋ｔａｎ-1［ωrefＲ1Ｃ］によっ
て決定されることを特徴とする請求項３に記載の変調発
振器。 - 【請求項５】 前記スイッチング手段は電界効果トラン
ジスタであることを特徴とする請求項３に記載の変調発
振器。 - 【請求項６】 前記位相シフトキーヤは、複数のスイッ
チング制御入力を有する差分位相シフトキーヤであり、
該複数のスイッチング制御入力に入力される信号の組合
せによって複数の位相シフトを導入することが可能であ
り、前記位相シフトキーヤは、 前記検出器の第２入力に接続された第１端および接地さ
れた第２端を有するキャパシタと、 第１端、および、前記キャパシタの第１端に接続された
第２端を有する第１抵抗と、 直列に接続された複数のΔＲネットワークとからなり、 各ΔＲネットワークは、信号経路入力および信号経路出
力ならびにスイッチング制御入力を有し、最初のΔＲネ
ットワークの信号経路入力は前記電圧制御発振器の無線
周波数出力に接続され、最後のΔＲネットワークの信号
経路出力は前記位相シフトキーヤの第１抵抗の第１端に
接続され、各ΔＲネットワークのスイッチング制御入力
は前記位相シフトキーヤの複数のスイッチング制御入力
のうちの１つに接続され、 各ΔＲネットワークは、 該ΔＲネットワークの信号経路入力に接続された第１端
および該ΔＲネットワークの信号経路出力に接続された
第２端を有するシフト抵抗と、 前記シフト抵抗の第２端に接続された第１端子および前
記シフト抵抗の第２端に接続された第２端子を有し、前
記スイッチング制御入力に入力される信号に応答して接
続を形成あるいは切断するスイッチング手段とからな
り、前記スイッチング制御入力に入力される信号によ
り、前記スイッチング手段は導電状態を変更して前記シ
フト抵抗をシャントし、 ΔＲネットワークのシフト抵抗、前記位相シフトキーヤ
の第１抵抗および前記キャパシタの値は、前記複数のΔ
Ｒネットワークのスイッチング手段がそれぞれのシフト
抵抗をシャントするように該スイッチング手段のスイッ
チング制御入力に入力される信号により複数の所定値の
位相シフトが生じるように選択されることを特徴とする
請求項２に記載の変調発振器。 - 【請求項７】 ２個のΔＲネットワークが存在し、４個
の所定値の位相シフトが存在して、２個のスイッチング
制御入力に２個の信号を入力することにより前記電圧制
御発振器の出力の直交キーイングを行うことを特徴とす
る請求項６に記載の変調発振器。 - 【請求項８】 ΔＲネットワークのスイッチング手段は
電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項６
に記載の変調発振器。 - 【請求項９】 ΔＲネットワークは、スイッチング手段
に直列にさらに抵抗を有することを特徴とする請求項６
に記載の変調発振器。 - 【請求項１０】 前記位相変調手段は、前記エラー経路
において前記検出器のエラー出力と前記電圧制御発振器
の制御入力の間で、前記変調入力に接続された少なくと
も１つのスイッチング制御入力を有する位相シフトキー
ヤ（１０１）からなり、該位相シフトキーヤのスイッチ
ング制御入力（１００）に入力される信号は、前記位相
ロックループのエラー経路に摂動を挿入することによ
り、前記電圧制御発振器の無線周波数出力における所定
量の位相シフトを引き起こすことを特徴とする請求項１
に記載の変調発振器。 - 【請求項１１】 前記位相シフトキーヤは、スイッチン
グ制御入力、固定ＤＣ基準電圧に接続された基準入力お
よびスイッチ出力を有するキーイング電圧分割器からな
り、 前記スイッチング制御入力に入力される信号により少な
くとも１つの固定電圧値の電圧が前記スイッチ出力に現
れ、 前記スイッチング制御入力に入力される信号により、前
記固定電圧値に関係するエラー電圧の摂動を前記エラー
経路上で引き起こすことにより、前記電圧制御発振器の
無線周波数出力における所定量の位相シフトを引き起こ
すことを特徴とする請求項１０に記載の変調発振器。 - 【請求項１２】 前記電圧制御発振器の変調された無線
周波数出力の累積位相は所定範囲に制限されることを特
徴とする請求項１０に記載の変調発振器。 - 【請求項１３】 前記電圧制御発振器の無線周波数出力
の累積位相は２πの範囲に制限されることを特徴とする
請求項１２に記載の変調発振器。 - 【請求項１４】 前記基準発振器の無線周波数出力の周
波数は前記電圧制御発振器の無線周波数出力の周波数よ
り小さく、 前記位相ロックループは、前記フィードバック経路にお
いて前記電圧制御発振器の無線周波数出力と前記検出器
の第２入力の間に、信号の周波数を分割する分周手段
（７０）をさらに有することを特徴とする請求項１に記
載の変調発振器。 - 【請求項１５】 前記電圧制御発振器の変調された無線
周波数出力の累積位相は所定範囲に制限されることを特
徴とする請求項１４に記載の変調発振器。 - 【請求項１６】 前記電圧制御発振器の無線周波数出力
の累積位相は２πの範囲に制限されることを特徴とする
請求項１５に記載の変調発振器。 - 【請求項１７】 キーイングされる位相が０から−３π
／２に回るときに前記分周手段のカウントに１が加算さ
れることを特徴とする請求項１６に記載の変調発振器。 - 【請求項１８】 キーイングされる位相が−３π／２か
ら０に回るときに前記分周手段のカウントから１が減算
されることを特徴とする請求項１６に記載の変調発振
器。 - 【請求項１９】 前記電圧制御発振器の変調された無線
周波数出力の累積位相は所定範囲に制限されることを特
徴とする請求項１に記載の変調発振器。 - 【請求項２０】 前記電圧制御発振器の無線周波数出力
の累積位相は２πの範囲に制限されることを特徴とする
請求項１９に記載の変調発振器。 - 【請求項２１】 変調信号によって周波数変調または位
相変調されたＲＦキャリアを位相ロックループ発振器に
より発生する方法において、該位相ロックループ発振器
はＲＦ出力および周波数制御手段を有し、該周波数制御
手段は、エラー電圧を有するフィードバック経路を含
み、前記方法は、前記位相ロックループのフィードバッ
ク経路に変調信号を導入するステップからなることを特
徴とする、変調キャリア発生方法。 - 【請求項２２】 前記変調信号は、キーイングされた位
相シフトとして前記フィードバック経路に導入されるこ
とを特徴とする請求項２１に記載の方法。 - 【請求項２３】 前記エラー電圧に対する摂動としてデ
ータ信号が前記フィードバック経路に導入されることを
特徴とする請求項２１に記載の方法。 - 【請求項２４】 前記変調信号は、前記ＲＦ出力が直交
位相シフトキーイングされるように選択されることを特
徴とする請求項２１に記載の方法。 - 【請求項２５】 前記発振器のＲＦ出力はアンテナに直
接接続されることを特徴とする請求項２１に記載の方
法。 - 【請求項２６】 無線周波数出力および制御入力を有
し、該無線周波数出力の周波数が該制御入力に入力され
る電圧によって制御される電圧制御発振器（４３）と、 第１入力（４７）および第２入力（４５）ならびにエラ
ー出力（４６）を有し、該エラー出力が該第１入力と該
第２入力に入力される信号間の周波数差または位相差に
関係する電圧からなる検出器（４１）と、 前記検出器の第１入力に接続された無線周波数出力を有
する基準発振器（４０）とからなる変調発振器におい
て、 前記検出器の第２入力は、前記電圧制御発振器の無線周
波数出力に接続され、前記電圧制御発振器の無線周波数
出力から前記検出器の第２入力への接続はフィードバッ
ク経路を形成し、 前記検出器のエラー出力は、前記電圧制御発振器の制御
入力に接続され、前記検出器のエラー出力から前記電圧
制御発振器の制御入力への接続はエラー経路を形成し、 前記基準発振器、前記電圧制御発振器、および前記検出
器、ならびに前記エラー経路および前記フィードバック
経路は位相ロックループを形成し、 前記エラー経路上の電圧および前記フィードバック経路
上の無線周波数信号は前記位相ロックループにおけるフ
ィードバック信号を形成することにより、前記変調発振
器の無線周波数出力が該フィードバック信号を通じて前
記位相ロックループによって制御され、 前記変調発振器は、前記位相ロックループのフィードバ
ック経路に変調信号を導入する変調信号導入手段を有す
ることを特徴とする変調発振器。 - 【請求項２７】 前記変調信号導入手段は、前記変調信
号をキーイングされた位相シフトとして前記フィードバ
ック経路に導入する位相シフトネットワーク手段からな
ることを特徴とする請求項２６に記載の変調発振器。 - 【請求項２８】 前記変調信号導入手段は、前記変調信
号に応答して、前記エラー経路のエラー電圧に対してキ
ーイングされた摂動を引き起こす位相シフトキーイング
手段からなることを特徴とする請求項２６に記載の変調
発振器。 - 【請求項２９】 前記変調信号は、ＲＦ出力が直交位相
シフトキーイングされるように選択されることを特徴と
する請求項２６に記載の変調発振器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/799164 | 1997-02-14 | ||
| US08/799,164 US5966055A (en) | 1997-02-14 | 1997-02-14 | Phase-shift modulation of a direct antenna-driving VCO |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10285231A true JPH10285231A (ja) | 1998-10-23 |
Family
ID=25175192
Family Applications (1)
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1998
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- 1998-02-13 JP JP10031836A patent/JPH10285231A/ja active Pending
Cited By (2)
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|---|---|---|---|---|
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| CN109581376A (zh) * | 2018-12-26 | 2019-04-05 | 北京遥测技术研究所 | 一种用于安检成像的vco扫频非线性校正方法 |
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