JP2009077331A - 増幅器、無線送信装置および無線受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】信号を低歪みで効率よく増幅可能な増幅器を提供する。
【解決手段】中心周波数ｆ_０の入力信号が入力される入力端子１０と、入力信号を分配する分配部１２と、分配された入力信号が伝達される第１から第ｉのブロック１４と、第１から第ｉのブロックを通過した信号を合成する合成部１６と、合成部で合成された信号を出力する出力端子１８とを備え、第ｎのブロックは、基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの前段共振器２０と、第ｎの増幅部２４と、基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの後段共振器２６と、第ｎの位相調整部２２を含み、後段共振器２６はｆ_ａまたはｆ_ｂの高調波共振周波数を有し、ｆ_ａ＜２ｆ_１、ｆ_ｂ＞２ｆ_ｉ、（ｆ_ａ＋ｆ_ｂ）／２＝２ｆ_０の関係を充足し、位相調整部は、基本周波数の隣接するブロックを通過する信号の位相差を逆相にし、２ｆ_ｎの信号の位相差を同相に維持する増幅器。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば、無線通信機に用いられ、信号を低歪みで効率よく増幅可能な増幅器、および、この増幅器を用いる無線送信装置および無線受信装置に関する。

増幅器は信号を所望の電界強度に増幅するために用いられる。一つの増幅デバイスだけでは、所望の電力への増幅を行うことができない場合には、複数の増幅デバイスを並列接続し、各増幅デバイスの出力電力を同相合成することで、所望の電力を得る方法がある(例えば、非特許文献１)。

一方、増幅器に用いられる増幅デバイスは非線形性を持つことから非線形歪みを信号と共に出してしまう問題がある。この対策としては、増幅デバイスを線形性の良い低出力領域で動かす方法があるが、低出力領域では効率が著しく低下する問題点がある。

そこで、増幅器を高効率で動作させるために非線形の増幅デバイスを並列に接続して、各増幅デバイスを動作させる時間を変えることによって線形出力を行うプッシュプルという方法がある。この他、非線形の増幅デバイスから出力される歪みを消すためのリニアライザ回路を用いる方法もある。リニアライザ回路の一般的な使用方法としては、あらかじめ増幅デバイスの逆歪みを持つ信号を与えておき、この逆歪みを持つ信号を入力信号に足し合わせたものを増幅器に与えるプレディストーション型リニアライザ回路がある。また、増幅デバイスの出力信号から歪み信号を取り出し、取り出した歪み信号から逆歪み信号を生成し、この逆歪み信号を増幅デバイスの出力信号から差し引くことにより、歪みを消すフィードフォワード型リニアライザ回路がある(例えば、非特許文献１)。また、２つの異なる帯域通過フィルタにより周波数軸上で信号を別々に分割する方法がある（例えば特許文献１）。

しかし、上記方法では、信号帯域に近い相互変調歪みを低減することはできるが、高調波歪みを除去できないという問題点があった。このため、従来、高調波歪みを除去するためには、増幅器の後段にローパスフィルタを付加していた。しかし、ローパスフィルタの付加は、電力損失を増大させるという問題点があった。
特表２００２−５１３２２７号公報 Ｓｔｅｖｅ Ｃｒｉｐｐｓ， "Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｉｎ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｄｅｓｉｇｎ，" Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ， ２００２ （ＩＳＢＮ−１３： ９７８−１５８０５３２８２２）

本発明は、上記事情を考慮してなされたものであり、その目的とするところは、信号を低歪みで効率よく増幅可能な増幅器、無線送信装置および無線受信装置を提供することにある。

本発明の一態様の増幅器は、中心周波数ｆ_０の入力信号が入力される入力端子と、前記入力端子に接続され、前記入力信号を分配する分配部と、前記分配部にそれぞれが並列に接続され、分配された前記入力信号が伝達される第１から第ｉ（ｉは２以上の偶数）のブロックと、前記第１から第ｉのブロックに接続され、前記第１から第ｉのブロックを通過した信号を合成する合成部と、前記合成部に接続され、前記合成部で合成された信号を出力する出力端子とを備え、前記第ｎのブロック（ｎは１からｉの間の整数）は、基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの前段共振器と、前記第ｎの前段共振器を通過した信号を増幅する第ｎの増幅部と、前記第ｎの増幅部を通過した信号が通過し、前記基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの後段共振器と、第ｎの位相調整部を含み、前記基本波共振周波数ｆ_ｍ（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、ｆ_ｍ≦ｆ_{（ｍ＋１）}の関係を充足し、前記第ｎの後段共振器は、２ｆ_１よりも低い高調波共振周波数ｆ_ａｊ（ｊは１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｊの後段共振器と、２ｆ_ｉよりも高い高調波共振周波数ｆ_ｂｋ（ｋはｊ以外の１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｋの後段共振器とに区分され、任意の前記第ｊの後段共振器について、（ｆ_ａｊ＋ｆ_ｂｋ）／２＝２ｆ_０の関係を充足する高調波共振周波数ｆ_ｂｋを有する第ｋの後段共振器が存在し、前記第ｍの位相調整部（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、前記第ｍのブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_ｍの信号と、前記第（ｍ＋１）のブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_{（ｍ+１）}の信号との位相差を逆相にし、前記第ｎの位相調整部（ｎは１からｉの間の整数）は、前記第ｎのブロックを通過する２ｆ_ｎの信号の位相差をすべて同相に維持することを特徴とする。

本発明の一態様の無線送信装置は、信号が入力される信号処理回路と、ローカル信号を発生するローカル信号発生器と、前記信号処理回路で信号処理された前記信号を、前記ローカル信号と乗算し、周波数変換する周波数変換器と、前記周波数変換器で周波数変換された前記信号を増幅する増幅器と、前記増幅器で増幅された前記信号を送信するアンテナを有し、前記増幅器は、中心周波数ｆ_０の入力信号が入力される入力端子と、前記入力端子に接続され、前記入力信号を分配する分配部と、前記分配部にそれぞれが並列に接続され、分配された前記入力信号が伝達される第１から第ｉ（ｉは２以上の偶数）のブロックと、前記第１から第ｉのブロックをに接続され、前記第１から第ｉのブロックを通過した信号を合成する合成部と、前記合成部に接続され、前記合成部で合成された信号を出力する出力端子とを備え、前記第ｎのブロック（ｎは１からｉの間の整数）は、基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの前段共振器と、前記第ｎの前段共振器を通過した信号を増幅する第ｎの増幅部と、前記第ｎの増幅部を通過した信号が通過し、前記基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの後段共振器と、第ｎの位相調整部を含み、前記基本波共振周波数ｆ_ｍ（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、ｆ_ｍ≦ｆ_{（ｍ＋１）}の関係を充足し、前記第ｎの後段共振器は、２ｆ_１よりも低い高調波共振周波数ｆ_ａｊ（ｊは１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｊの後段共振器と、２ｆ_ｉよりも高い高調波共振周波数ｆ_ｂｋ（ｋはｊ以外の１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｋの後段共振器とに区分され、任意の前記第ｊの後段共振器について、（ｆ_ａｊ＋ｆ_ｂｋ）／２＝２ｆ_０の関係を充足する高調波共振周波数ｆ_ｂｋを有する第ｋの後段共振器が存在し、前記第ｍの位相調整部（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、前記第ｍのブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_ｍの信号と、前記第（ｍ＋１）のブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_{（ｍ+１）}の信号との位相差を逆相にし、前記第ｎの位相調整部（ｎは１からｉの間の整数）は、前記第ｎのブロックを通過する２ｆ_ｎの信号の位相差をすべて同相に維持することを特徴とする。

本発明の一態様の無線受信装置は、信号が入力されるアンテナと、前記アンテナが受信した前記信号を増幅する増幅器と、ローカル信号を発生するローカル信号発生器と、前記増幅器で増幅された前記信号を、前記ローカル信号と乗算し、周波数変換する周波数変換器と、前記周波数変換器で周波数変換された信号を処理する信号処理回路を有し、前記増幅器は、中心周波数ｆ_０の入力信号が入力される入力端子と、前記入力端子に接続され、前記入力信号を分配する分配部と、前記分配部にそれぞれが並列に接続され、分配された前記入力信号が伝達される第１から第ｉ（ｉは２以上の偶数）のブロックと、前記第１から第ｉのブロックに接続され、前記第１から第ｉのブロックを通過した信号を合成する合成部と、前記合成部に接続され、前記合成部で合成された信号を出力する出力端子とを備え、前記第ｎのブロック（ｎは１からｉの間の整数）は、基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの前段共振器と、前記第ｎの前段共振器を通過した信号を増幅する第ｎの増幅部と、前記第ｎの増幅部を通過した信号が通過し、前記基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの後段共振器と、第ｎの位相調整部を含み、前記基本波共振周波数ｆ_ｍ（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、ｆ_ｍ≦ｆ_{（ｍ＋１）}の関係を充足し、前記第ｎの後段共振器は、２ｆ_１よりも低い高調波共振周波数ｆ_ａｊ（ｊは１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｊの後段共振器と、２ｆ_ｉよりも高い高調波共振周波数ｆ_ｂｋ（ｋはｊ以外の１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｋの後段共振器とに区分され、任意の前記第ｊの後段共振器について、（ｆ_ａｊ＋ｆ_ｂｋ）／２＝２ｆ_０の関係を充足する高調波共振周波数ｆ_ｂｋを有する第ｋの後段共振器が存在し、前記第ｍの位相調整部（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、前記第ｍのブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_ｍの信号と、前記第（ｍ＋１）のブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_{（ｍ+１）}の信号との位相差を逆相にし、前記第ｎの位相調整部（ｎは１からｉの間の整数）は、前記第ｎのブロックを通過する２ｆ_ｎの信号の位相差をすべて同相に維持することを特徴とする。

本発明によれば、信号を低歪みで効率よく増幅可能な増幅器、無線送信装置および無線受信装置を提供することが可能となる。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。

（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態の増幅器は、中心周波数ｆ_０の入力信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続され、入力信号を分配する分配部と、この分配部にそれぞれ並列に接続され、分配された入力信号が伝達される第１から第ｉ（ｉは２以上の偶数）のブロックと、第１から第ｉのブロックに接続し、これら第１から第ｉのブロックを通過した信号を合成する合成部と、この合成部に接続され、合成部で合成された信号を出力する出力端子とを備えている。そして、第ｎのブロック（ｎは１からｉの間の整数）は、基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの前段共振器と、この第ｎの前段共振器を通過した信号を増幅する第ｎの増幅部と、この第ｎの増幅部を通過した信号が通過し、基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの後段共振器と、第ｎの位相調整部を含んでいる。ここで、基本波共振周波数ｆ_ｍ（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、ｆ_ｍ≦ｆ_{（ｍ＋１）}の関係を充足し、第ｎの後段共振器は、２ｆ_１よりも低い高調波共振周波数ｆ_ａｊ（ｊは１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｊの後段共振器と、２ｆ_ｉよりも高い高調波共振周波数ｆ_ｂｋ（ｋはｊ以外の１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｋの後段共振器とに区分され、任意の前記第ｊの後段共振器について、（ｆ_ａｊ＋ｆ_ｂｋ）／２＝２ｆ_０の関係を充足する高調波共振周波数ｆ_ｂｋを有する第ｋの後段共振器が存在している。また、第ｍの位相調整部（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、第ｍのブロックを通過する基本波共振周波数ｆ_ｍの信号と、第（ｍ＋１）のブロックを通過する基本波共振周波数ｆ_{（ｍ+１）}の信号との位相差を逆相にする。また、第ｎの位相調整部（ｎは１からｉの間の整数）は、第ｎのブロックを通過する２ｆ_ｎの信号の位相差をすべて同相に維持する。

本実施の形態の増幅器は、上記構成を有することにより、増幅器で発生する高調波歪みおよび相互変調歪みを共に効率よく低減する。すなわち、上記各ブロック中の増幅器で発生した高調波歪みは、各ブロック内で２つの周波数ｆａとｆｂのいずれかにグループ化される。このグループ化された信号をそれぞれ同相で合成することにより、高調波歪みを効率よく低減する。また、各ブロックで、ｆ_１〜ｆ_ｎの基本波周波数に分割し、かつ、ｆ_１〜ｆ_ｎの基本波共振周波数を有する後段共振器を通して逆相で合成する。これによって、相互変調歪みを効率よく低減する。

図１は、本実施の形態の増幅器の概略ブロック図である。図１に示すように、この増幅器は入力端子１０、分配部である電力分配器１２、ｉ個（ただし、ｉは２以上の偶数）のブロック１４（１）〜１４（ｉ）、合成部である電力合成器１６、および、出力端子１８を備えている。

入力端子１０は、中心周波数ｆ_０の入力信号が入力される端子である。電力分配器１２は入力端子１０に接続されており、入力信号を電力分配器１２に対して、それぞれが並列に接続されるブロック１４（１）〜１４（ｉ）に分配する。ブロック１４（１）〜１４（ｉ）は、それぞれ電力合成器１６に接続され、ブロック１４（１）〜１４（ｉ）を通過した信号が、電力合成器１６にて合成される。この合成された信号は、増幅された中心周波数ｆ_０の出力信号として、電力合成器１６に接続された出力端子１８から出力される。

さらに、第ｎのブロック１４（ｎ）（ｎは１からｉの間の整数）は、第ｎの前段共振器２０（ｎ）、第ｎの位相調整部である伝送線路部２２（ｎ）、第ｎの増幅部２４（ｎ）、および、第ｎの後段共振器２６（ｎ）を備えている。

前段共振器２０（ｎ）は、基本波共振周波数ｆ_ｎを有している。そして、電力分配器１２に接続され、電力分配器１２によって分配された入力信号が伝播される。前段共振器２０（ｎ）は、伝送線路部２２（ｎ）に接続される。前段共振器２０（ｎ）を通過した信号は伝送線路部２２（ｎ）を通り、伝送線路部２２（ｎ）に接続される増幅部２４（ｎ）に伝播される。そして、増幅部２４（ｎ）は、前段共振器２０（ｎ）同様、基本波共振周波数ｆ_ｎを有する後段共振器２６（ｎ）に接続される。増幅部２４（ｎ）で増幅された信号は後段共振器２６（ｎ）を通過して、後段共振器２６（ｎ）に接続される電力合成器１６へと伝播される。ここで、伝送線路部２２（ｎ）と増幅部２４（ｎ）の接続順序は任意であり、増幅部２４（ｎ）が伝送線路部２２（ｎ）の前段側に接続されても構わない。

また、基本波共振周波数ｆ_ｍ（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、ｆ_ｍ≦ｆ_{（ｍ＋１）}の関係を充足する。すなわち、ｆ_１＜ｆ_２＜ｆ_３＜・・・・＜ｆ_ｉの関係がある。それぞれの基本波共振周波数の間隔は、一定であっても、一定でなくても構わない。

そして、図１においては、図面上方から下方へ基本波共振周波数の昇順にブロック１４（１）〜１４（ｉ）が配置されている。しかしながら、ブロック１４（１）〜１４（ｉ）の配置は、基本波共振周波数の大きさとは無関係に任意に配列することが可能である。

ここで、後段共振器２６（ｎ）は、基本波共振周波数ｆ_ｎを有すると共に、第１の高調波共振周波数ｆ_ａまたは第２の高調波共振周波数ｆ_ｂのいずれか一方を有している。より具体的には、第ｊの後段共振器（ｊは１からｉ／２の間の整数）は第１の高調波共振周波数ｆ_ａを有し、第ｋの後段共振器（ｋはｉ／２＋１からｉの間の整数）は第２の高調波共振周波数ｆ_ｂを有している。すなわち、基本波共振周波数の小さい方から半分の後段共振器２６（ｎ）は第１の高調波共振周波数ｆ_ａを有し、基本波共振周波数の大きい方から半分の後段共振器２６（ｎ）は第２の高調波共振周波数ｆ_ｂを有している。また、ｆ_ａ、ｆ_ｂとｆ_０は、ｆ_ａ＜２ｆ_１、ｆ_ｂ＞２ｆ_ｉ、（ｆ_ａ＋ｆ_ｂ）／２＝２ｆ_０の関係を充足している。なお、ここで（ｆ_ａ＋ｆ_ｂ）／２＝２ｆ_０の関係とは、必ずしも（ｆ_ａ＋ｆ_ｂ）／２が完全に２ｆ_０に等しくならずとも、２ｆ_０にほぼ等しければ構わない。より具体的には、２ｆ_０±変調帯域幅の範囲にあれば構わない。ここで、変調帯域幅とは１つの入力信号に割り当てられたデータ転送速度と方式に依存する電力の占有帯域幅である。また、ここでは説明を容易にするため、基本波共振周波数の小さい方から半分の後段共振器２６（ｎ）は第１の高調波共振周波数ｆ_ａを有し、基本波共振周波数の大きい方から半分の後段共振器２６（ｎ）は第２の高調波共振周波数ｆ_ｂを有するものとしたが、半分の後段共振器が第１の高調波共振周波数ｆ_ａ、他の半分の後段共振器が第２の高調波共振周波数ｆ_ｂを有していれば同様の作用を得ることができる。

また、第ｍの位相調整部（ｍは１からｉ−１の間の整数）である第ｍの伝送線路部２２（ｍ）は、ブロック１４（ｍ）を通過する基本波共振周波数ｆ_ｍの信号と、ブロック１４(ｍ＋１)を通過する基本波共振周波数ｆ_{（ｍ+１）}の信号との位相差を逆相にする機能を有している。すなわち、隣り合う大きさの基本波周波数を有するブロック同士から出力される信号が、それぞれ逆相になるよう、ブロック１４（ｎ）のそれぞれの伝送線路部２２（ｎ）が設計されている。同時に、第ｎの位相調整部（ｎは１からｉの間の整数）である伝送線路部２２（ｎ）は、伝送線路部２２（ｎ）を通過する高調波周波数である２ｆ_ｎの信号の位相差を同相に維持するようにも設計されている。

なお、本明細書中、２つの信号の基本波周波数が逆相とは必ずしも、２つの信号の位相差が厳密に１８０＋３６０×ｎ度（ｎは０以上の整数）でなくとも、ほぼ逆相であれば足りる。もっとも、位相差が（１８０±１５）＋３６０×ｎ度（ｎは０以上の整数）の範囲にあることが望ましい。また、２つの信号の高調波周波数が同相とは必ずしも、２つの信号の位相差が厳密に３６０＋７２０×ｎ度（ｎは０以上の整数）でなくとも、ほぼ同相であれば足りる。もっとも、位相差が（３６０±３０）＋７２０×ｎ度（ｎは０以上の整数）の範囲にあることが望ましい。上記範囲内にあれば、本実施の形態における信号の歪み除去作用が大きく劣化することがない。

また、ここでは、基本波共振周波数の小さい方から半分の後段共振器２６（ｎ）は第１の高調波共振周波数ｆ_ａを有し、基本波共振周波数の大きい方から半分の後段共振器２６（ｎ）は第２の高調波共振周波数ｆ_ｂを有するものとした。しかし、第ｎの後段共振器のうち、半数が第１の高調波共振周波数ｆ_ａを有し、残りの半数が第２の高調波共振周波数ｆ_ｂを有していれば、基本波周波数の大小と、高調波共振周波数との関係は、独立に定めること可能である。

また、ここでは、第ｎの後段共振器の高調波共振周波数は、第１の高調波共振周波数ｆ_ａ、または、第２の高調波共振周波数ｆ_ｂのどちらか一方であるとした。不要な周波数帯域の信号を除去する観点からは、このように、高調波共振周波数のうち、低いものをすべて同一周波数、高いものをすべて同一周波数として重ねることが望ましい。しかしながら、第ｎの後段共振器が、２ｆ_１よりも低い高調波共振周波数ｆ_ａｊ（ｊは１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｊの後段共振器と、２ｆ_ｉよりも高い高調波共振周波数ｆ_ｂｋ（ｋはｊ以外の１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｋの後段共振器とに区分され、任意の第ｊの後段共振器について、（ｆ_ａｊ＋ｆ_ｂｋ）／２＝２ｆ_０の関係を充足する高調波共振周波数ｆ_ｂｋを有する第ｋの後段共振器が存在するのであれば、必ずしも低いものをすべて同一周波数、高いものをすべて同一周波数とせずとも構わない。このような構成であっても、後述する高調波歪み除去作用が得られるからである。

また、ここでは第ｎの位相調整部（ｎは１からｉの間の整数）部として、例えばマイクロストリップ線路の伝送線路を用いた。構成が簡易である点からは伝送線路であることが望ましい、しかし、基本波周波数および高調波周波数に対する位相変換が上記要請を満足するのであれば、必ずしも伝送線路でなくとも、例えば、インダクタンスとキャパシタンスで構成される回路等であっても構わない。

次に、上記構成を有する図１の増幅器の動作について説明する。図１の増幅器の動作時には、中心周波数ｆ_０の入力信号が外部より入力端子１０に入力される。入力された信号は、電力分配器１２によって、ブロック１４（１）〜１４（ｉ）に分配される。

ブロック１４（１）〜１４（ｉ）に分配されて入力された信号は、前段共振器２０（１）〜２０（ｉ）の共振周波数ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_ｉに応じた信号として、前段共振器２０（１）〜２０（ｉ）から取り出される。前段共振器２０（１）〜２０（ｉ）から取り出された信号は、伝送線路部２２（１）〜２２（ｉ）を経て、増幅部２４（１）〜２４（ｉ）に与えられる。増幅部２４（１）〜２４（ｉ）に与えられた信号は、増幅部２４（１）〜２４（ｉ）の利得に応じて増幅される。

増幅の際には、相互変調歪みが発生するが、後述する理由により、相互変調歪みは小さく抑制される。さらに、増幅された信号は後段共振器２６（１）〜２６（ｉ）に与えられ、後段共振器２６（１）〜２６（ｉ）がそれぞれ、前段共振器２０（１）〜２０（ｉ）の共振周波数ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_ｉと同じ周波数を有することから、増幅部２４（１）〜２４（ｉ）で発生した相互変調歪みが取り除かれる。後段共振器２４（１）〜２４（ｉ）によって相互変調歪みが取り除かれた信号は、電力合成器１６に与えられる。電力合成器１６に与えられた信号は、合成された信号として出力端子１８から出力される。

一方、増幅部２４（１）〜２４（ｉ）で発生した２倍波の歪み信号は、後段共振器２６（１）〜２６（ｉ）から電力合成器１６に与えられる。後に詳述する作用により、この過程で２倍波の高調波歪みが取り除かれる。図２は、ある変調信号を入力信号として、図１の増幅器に入力した場合の出力信号の一例を示している。

以下、図１の増幅器の有する高調波歪み除去作用について詳細に説明する。

図３は、電力合成の原理を説明するための回路図である。図３の回路は、共振周波数ｆ_１をもつ共振器３０と、共振周波数ｆ_２をもつ共振器３２が並列に接続されている。そして、入力端子３４、出力端子３６、電力分配器３８、電力合成器４０、共振器３０を電力分配器３８に結合する結合回路４２ａ、共振器３２を電力分配器３８に結合する結合回路４２ｂ、共振器３０を電力合成器４０に結合する結合回路４４ａ、および、共振器３２を電力合成器４０に結合する結合回路４４ｂを備えている。

図４は、共振器３２と結合回路４４ｂとの結合Ｍ_２が逆相結合（位相が１８０度反転する）である場合において、入力端子３４にある信号を入力したときの周波数応答の説明図である。Ｓａは共振器３０で抽出された信号、Ｓｂは共振器３２で抽出された信号、Ｓは、出力端子３６から出力された合成信号を示す。

図５は、共振器３２と結合回路４４ｂとの結合Ｍ_２が同相結合（位相が変化しない）である場合において、入力端子３４にある信号を入力したときの周波数応答の説明図である。図４同様、Ｓａは共振器３０で抽出された信号、Ｓｂは共振器３２で抽出された信号、Ｓは、出力端子３６から出力された合成信号を示す。

ただし、ここで、共振器３０と結合回路４２ａとの結合ｍ_１（１）、共振器３０と結合回路４４ａとの結合ｍ_１（２）、および共振器３２と結合回路４２ｂとの結合ｍ_２は同相結合であるものとする。

共振器３２と結合回路４４ｂとの結合Ｍ_２が同相結合の場合、すなわち、合成する２つの信号が同相である場合、図５に示すように、目的帯域における中心周波数付近の信号強度が低くなり、所望の信号を減衰させることが可能となる。これは、以下の理由による。共振器において出力される信号は、その共振周波数を境にその前後の位相が反転する。このため、図３のように２つの異なる共振周波数を有する２つの共振器３０、３２から、同相で出力される２つの信号を合成すると、図５のように２つの異なる共振周波数の間の周波数帯域では、２つの信号の位相が異なっているため信号が相殺される。よって、２つの異なる共振周波数の中心付近の信号強度が低くなる。

これに対し、共振器３２と結合回路４４ｂとの結合Ｍ_２が逆相結合の場合、すなわち、合成する２つの信号が逆相である場合、図４に示すように、目的帯域における中心周波数付近の信号強度が強くなり、所望の信号を得ることが可能となる。

以上の電力合成の原理から、基本周波数の合成では逆相の位相差を実現し、２倍の高調波周波数の合成では同相の位相差を実現すれば、基本周波数は通過させて、２倍の高調波周波数を有する高調波歪みは通過させない増幅器を実現できる。

図１に示す増幅器においては、所望の出力信号を得るために、上述のように、共振周波数が隣接するブロックを通過する信号同士が、基本波で逆相、２倍波（高調波）で同相になるように位相調整部である伝送線路部２２（１）〜２２（ｉ）を設定している。このような特性を示す伝送線路の具体例を図６に示す。図６は、基本波で１８０度のマイクロストリップ線路の伝送線路である。基本波で１８０度のマイクロストリップ線路の伝送線路は、２倍の周波数で３６０度位相がまわる。このような、基本波で１８０度のマイクロストリップ線路の伝送線路を、共振周波数が隣接するブロックのいずれか一方の伝送線路部に付加することで、共振周波数が隣接するブロックを通過する信号同士が、基本波で逆相、２倍波で同相になるようにすることが可能となる。

そして、この伝送線路を用いたときの増幅器の周波数応答を、図１においてｉ＝２の場合を例に示したのが図７である。ブロック１４（１）の出力の基本波周波数はｆ_１、ブロック１４（２）の出力の基本波周波数はｆ_２となる。この２つの出力信号は逆相であるため和合成となる。

一方、ブロック１４（１）、ブロック１４（２）の出力の２倍波の高調波周波数は、それぞれ後段共振器２６（１）、２６（２）によって、取り出されるｆ_ａとｆ_ｂである。２倍波の高調波周波数は伝送線路部２２（１）、２２（２）によって同相に保たれるため、このｆ_ａとｆ_ｂの合成は同相であり差合成となる。したがって、ｆ_ａとｆ_ｂの中間の周波数での信号強度は相殺され２倍波減衰の特性が得られることになる。したがって、増幅部２４（１）、２４（２）で発生した高調波歪みが、この差合成により減衰し、出力信号から除去されるようになる。

次に、図１に示す増幅器における後段共振器２６（１）〜２６（ｉ）の具体例について説明する。上述のように、第ｎの後段共振器２６（ｎ）は、基本波共振周波数ｆ_ｎに対し、高調波共振周波数がｆ_ａまたはｆ_ｂであることが要求される。そたがって、第ｎの後段共振器２６（ｎ）においては、基本波共振周波数と高調波共振周波数が独立に設計可能であることが要求される。

図８は、一般的な半波長のマイクロストリップ線路（またはマイクロストリップライン）を用いた共振器パターンである。一般的にこのような共振器では両端の開放端部があるために、基本波の共振周波数に対して、２倍波の共振周波数は基本波の共振周波数の２倍よりも高い値となる。すなわち、開放端部の数が、基本波共振と２倍波共振で異なり、フリンジングエッフェクトの影響がそれぞれで異なるからである。したがって、図８の共振器パターンでは、２倍波の共振周波数を基本波の共振周波数の２倍よりも小さく設定することも要求される本実施の形態の後段共振器を提供することができない。

基本波の共振周波数と２倍波の共振周波数を独立に設定可能な共振器パターンを図９および図１０に示す。これらの共振器パターンは、中心部と端部で線路幅の異なるマイクロストリップ線路を組み合わせたものである。このように線路幅を変えることで共振器のインダクタンス（Ｌ）とキャパシタンス（Ｃ）を部分的に変化させ、基本波の共振周波数と２倍波の共振周波数を独立に設定することを可能としている。

図９に示すように線路幅大−線路幅小−線路幅大を組み合わせると、すなわち、両端部の幅を中心部の幅よりも大きくすると、２倍波の共振周波数は基本波周波数の２倍よりも大きくなる。一方、図１０に示すように線路幅小−線路幅大−線路幅小を組み合わせると、すなわち、両端部の幅を中心部の幅よりも小さくすると、２倍波の共振周波数は、基本波周波数の２倍よりも小さくなる。これらの共振器パターンを、後段共振器２６（１）〜２６（ｉ）として組み合わせることで、図１の増幅器を実現することが可能となる。

なお、ここでは共振器パターンとしてマイクロストリップ線路を用いる例を示した。簡便に加工形成できる点から、マイクロストリップ線路を用いることが望ましいが、その他、空洞共振器、同軸共振器、または、誘電体共振器等でも形状に凹凸を設計で組み込むことによって、同様の特性を有する共振器は実現可能であり、これらを後段共振器として適用しても構わない。

図１１は、ｉ＝２の図１の増幅器において、前段共振器２０（１）、２０（２）として直線パターンのマイクロストリップ線路を、後段共振器２６（１）、２６（２）として中心部と端部で線路幅の異なるマイクロストリップ線路を適用した場合の概略ブロック図である。

図に示すように、前段共振器２０（１）、２０（２）として直線パターンのマイクロストリップ線路が適用されている。これによって、ブロック１４(１)とブロック１４（２）を通過する信号（基本波周波数＝ｆ_１、ｆ_２、２倍波周波数＝ｆ_ａ、ｆ_ｂ）同士が、基本波で逆相、２倍波で同相になる。

また、ブロック２６（１）では、後段共振器２６（１）として、両端の幅が中心部の幅よりも小さいパターンのマイクロストリップ線路が適用され、基本波共振周波数ｆ_１の２倍よりも小さい２倍波共振周波数ｆ_ａを実現している。また、後段共振器２６（２）として、両端の幅が中心部の幅よりも大きいパターンのマイクロストリップ線路が適用され、基本波共振周波数ｆ_２の２倍よりも大きい２倍波共振周波数ｆ_ｂを実現している。

以上のように、図１の増幅器によれば、基本波を増幅して通過させるともに、増幅器によって生ずる高調波歪みを、ローパスフィルタ等を用いずに効率よく除去することが可能となる。

次に、図１の増幅器の有する相互変調歪み除去作用について説明する。

図１２は、信号強度が同一で互いに周波数の異なる２つの正弦波信号を非線形増幅デバイスに入力した時の出力スペクトルの一例を示す図である。図中の実線は、入力された２つの正弦波信号を増幅した時の出力信号を示し、破線は２つの正弦波信号に起因して発生した３次相互変調歪みを表す。図１２から明らかなように、３次相互変調歪みは信号帯域Δｆ（ここでは２つの正弦波信号の周波数差）の３倍にわたって現れる。

図１３は、信号強度が異なり互いに周波数の異なる２つの正弦波信号を非線形増幅デバイスに入力した時の出力スペクトルを示す図である。ここで、一方の信号強度は、図１２の場合と同じであり、他方の信号強度は図１２よりも低い。この場合には、３次相互変調歪みが図１２の場合に比べて大きく低減されることが分かる。また、図示しないが、５次以上の相互変調歪みに対しても低減されることは同様である。

図１４は、ある幅の帯域を有し、その帯域内で一定の信号強度を有する変調信号を非線形増幅デバイスに入力した時の出力スペクトルを示す図である。図１２の場合と同様に、入力信号の帯域の３倍の周波数範囲にわたって、相互変調歪みが現れる。

一方、図１５は、ｉ＝４の図１の増幅器に図１４と同様の変調信号を入力端子１０から入力した場合の、増幅部２４（１）〜２４（４）からの出力を重ねて示した図である。前段共振器２０（１）〜２０（４）を通過した各信号は、入力された変調信号を４つの帯域に分割した信号に相当する。各信号はそれぞれ正弦波形に近い形を有している。すなわち、それぞれの中心周波数ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４における信号強度が最も高く、中心から離れるほど低くなる。また、各信号は入力された変調信号が分割されているため、入力された変調信号よりも狭い帯域となっている。

このように、各信号は歪みにくい正弦波形に近い形を有し、かつ、狭い帯域をもつため、各信号から生成される相互変調歪みの信号強度もそれぞれ小さくなり、また、各相互変調歪みの信号帯域も狭くなる。したがって、増幅部２４（１）〜２４（４）での出力を合成することで、図１４と図１５を比較しても明らかなように、相互変調歪みの少ない出力信号を得ることが可能となる。

さらに、図１の増幅器（ｉ＝４）においては、増幅部２４（１）〜２４（４）の後段に、前段共振器２０（１）〜２０（４）と同一の基本波共振周波数を有する後段共振器２６（１）〜２６（４）を備えている。したがって、これらの後段共振器２６（１）〜２６（４）によっても、増幅部２４（１）〜２４（４）で生じた相互変調歪みを低減することが可能となる。よって、最終的に出力端子１８から出力される信号の相互変調歪みを大幅に低減させることが可能となる。

以上のように、図１の増幅器によれば、増幅器で生ずる高調波歪みおよび相互変調歪みが低減可能となり、信号を低歪みで効率よく増幅することができる。

次に、図１の増幅器の電力分配器１２、電力合成器１６の具体的構成について説明する。

図１６は、電力分配器の第１の具体例を示す図である。この電力分配器はマイクロストリップ線路を用いた２分配ウィルキンソン型分配器を２段構成とした４分配器である。例えば、５０Ωの線路５０の一端に入力端子Ｐ１が設けられ、他端に７０．７Ωの１／４波長の２つの線路５１（１）、５１（２）が接続される。線路５１（１）、５１（２）の他端同士は５０Ωの抵抗５２で接続され、これにより２分配器が構成される。この２分配器を２段構成にすることで、４分配器が実現される。２段目における各１／４波長の線路５３（１）〜５３（４）には５０Ω線路５４（１）〜５４（４）の一端が接続され、５０Ω線路５４（１）〜５４（４）の他端には出力端子Ｐ２〜Ｐ４が設けられる。５５（１）および５５（２）は５０Ωの抵抗である。また、Ｐ２〜Ｐ４を入力端子、Ｐ１を出力端子とすれば、図１の増幅器の電力合成器１６に適用できる。

図１７は、第２の電力分配器の具体例を示す図である。この電力分配器は、アイソレーション特性を犠牲に低損失重視で４分配器を構成したものである。５０オームの線路６０の一端に、入力端子Ｐ１１が設けられ、他端に１００Ωの１／４波長の４つの線路６１（１）〜６１（４）の一端が接続される。線路６１（１）〜６１（４）の他端には５０Ω線路６２（１）〜６２（４）が接続される。そして、５０Ω線路６２（１）〜６２（４）の出力側には、出力端子Ｐ１２〜Ｐ１５が設けられる。ここで、Ｐ１２〜Ｐ１４４を入力端子、Ｐ１１を出力端子とすれば、図１の増幅器の電力合成器１６に適用できる点については図１６に示す第１の具体例と同様である。

次に、図１の増幅器の電力分配器１２と、前段共振器２０（１）〜２０（ｉ）を分波器として構成した場合の具体例について説明する。図１８は、分波器の回路図である。ここでは、ｉ＝４の図１の増幅器に適用する場合の分波器を例に説明する。

この分波器の分波回路７７は、終端部において共振周波数ｆ_１で共振する共振回路７０（１）有している。この共振回路７０（１）は、図１の前段共振器２０（１）に対応する。共振回路７０（１）は、入力端子Ｐ７０から入力された信号に基づき共振し、共振信号が結合回路７１（１）を介して出力端子Ｐ７１から出力される。ここで、結合回路７１（１）は、図１の増幅器において、前段共振器２０（１）を伝送線路部２２（１）に結合する結合回路に相当する。共振周波数ｆ_２の共振器７０（２）は、共振周波数ｆ１の共振回路７０（１）の位置から共振周波数ｆ_２の１／４波長（λ_ｇ２／４）ずれた位置において分波回路７７に結合される。この共振回路７０（２）は、図１の前段共振器２０（２）に対応する。共振器７０（２）における共振信号は結合回路７１（２）を介して出力端子Ｐ７２から出力される。同様に、共振周波数ｆ_３の共振器７０（３）は、共振周波数ｆ１の共振回路７０（１）の位置から共振周波数ｆ_３の３／４波長（３λ_ｇ３／４）ずれた位置において分波回路７７に結合される。この共振回路７０（３）は、図１の前段共振器２０（３）に対応する。共振器７０（３）における共振信号は結合回路７１（３）を介して出力端子Ｐ７３から出力される。さらに、共振周波数ｆ_４の共振器７０（４）は、共振周波数ｆ１の共振回路７０（１）の位置から共振周波数ｆ_４の５／４波長（５λ_ｇ４／４）ずれた位置において分波回路７７に結合される。この共振回路７０（４）は、図１の前段共振器２０（４）に対応する。共振器７０（４）における共振信号は結合回路７１（４）を介して出力端子Ｐ７４から出力される。

次に、図１の増幅器の信号通過特性を説明する。図１９は信号通過特性のシミュレーションを行った図１の増幅器の概略ブロック図である。図２０は、図１９の増幅器の２倍の周波数における共振器の位置関係を示す図である。図２１は増幅器の信号通過特性のシミュレーション結果、より具体的には入力端子１０および出力端子１６のそれぞれにおける周波数応答のシミュレーション結果を示す図である。

図１９に示すように、ここではｉ＝６の場合の図１の増幅器において信号通過特性のシミュレーションを行っている。図２０において、点線がブロック１４（１）〜１４（３）から出力される高調波歪みである２倍波の信号波形であり、実線がブロック１４（４）〜１４（６）から出力される高調波歪みである２倍波の信号波形である。ブロック１４（１）〜１４（３）から出力される２倍波の信号はすべてｆ_ａの高調波周波数を有し、ブロック１４（１）〜１４（３）から出力される２倍波の信号はすべてｆ_ｂの高調波周波数を有している。そして、ｆ_ａ＜２ｆ_１、ｆ_ｂ＞２ｆ_ｉであり、（ｆ_ａ＋ｆ_ｂ）／２＝２ｆ_０の関係が満たされている。ここでｆ_０は入力される変調信号の中心周波数である。図２０の点線と実線の出力信号は、先述したように同相合成になるためｆａとｆｂの間の帯域の信号強度が低減され、結果として高調波歪みが低減される。

図２１の信号通過特性を導き出す際、図１９の入力端子１０への入力信号は、フラットな信号、すなわち全周波数帯域において一定の強度をもつ信号とした。また、前段共振器２０（１）〜２０（６）、後段共振器２６（１）〜２６（６）の基本波共振周波数ｆ_１〜ｆ_６は、ｆ_１＝１．９８１２ＧＨｚ、ｆ_２＝１．９８８ＧＨｚ、ｆ_３＝１．９９５３ＧＨｚ、ｆ_４＝２．００４７ＧＨｚ、ｆ_５＝２．０１２ＧＨｚ、ｆ_６＝２．０１８８ＧＨｚとしている。

また、前段共振器２０（１）〜２０（６）を外部回路、すなわち、前段共振器２０（１）〜２０（６）を電力分配器１２に結合するための結合回路および前段共振器２０（１）〜２０（６）を伝送線路部２２（１）〜２２（６）に結合するための結合回路、に結合させるための結合Ｑ値（あるいは外部結合Ｑ値）をＱｅ＝４００としている。同様に、後段共振器２６（１）〜２６（６）を外部回路、すなわち、後段共振器２６（１）〜２６（６）を電力合成器１６に結合するための結合回路および後段共振器２６（１）〜２６（６）を増幅部２４（１）〜２４（６）に結合するための結合回路、に結合させるための結合Ｑ値（あるいは外部結合Ｑ値）をＱｅ＝４００としている。

ここで、本明細書における結合度を次のように定義する。共振器の入力側の結合Ｑ値をＱ_ｉｎ、共振器の出力側の結合Ｑ値をＱ_ｏｕｔとすると、共振器の結合度は、１／（１／Ｑ_ｉｎ＋１／Ｑ_ｏｕｔ）によって表されるものとする。例えば、図１９において、前段共振器２０（１）の結合度は、１／（１／４００＋１／４００）＝２００である。

図２１において、横軸を周波数、縦軸をＳ_１１パラメータ（＝反射信号電圧／入力信号電圧）とする座標系に描かれたグラフ（反射特性グラフ）Ｇ１１（入力端子１０における周波数応答）と、横軸を周波数、縦軸をＳ_２１パラメータ（＝出力信号電圧／入力信号電圧）とする座標系に描かれたグラフ（通過特性グラフ）Ｇ２１（出力端子１８における周波数応答）とが示される。これらの特性グラフＧ１１、Ｇ２１から理解されるように、本実施例によれば、目的帯域の信号が通過させられ、非目的帯域の信号の大部分は通過が阻止されている（入力端子１０に反射している）。ここでは増幅部２４（１）〜２４（６）の利得を０ｄｂとした例を示したが、増幅部２４（１）〜２４（６）の利得を大きくすることで、特性グラフＧ２１はそれに合わせて、上下にシフトした形で得られる。このように本実施例によれば目的帯域の信号を低歪みで増幅して出力し、非目的帯域の信号の通過を阻止することが理解される。

図２２は、図２１の場合と異なる構成の増幅器の信号通過特性のシミュレーション結果を示す図である。ここでは、図１においてｉ＝４の場合の増幅器で、４つの前段共振器２０（１）〜２０（４）、４つの後段共振器２６（１）〜２６（４）を配置し、各ブロック１４（１）〜１４（４）で共振器の結合Ｑ値Ｑｅが異なる（各ブロックで共振器の結合度が異なる）場合の周波数応答（入力端子１０および出力端子１８のそれぞれにおける周波数応答）の例を示す。

ここで、図２１の場合と同様に、増幅部２４（１）〜２４（４）の利得は０ｄＢとし、前段共振器２０（１）、後段共振器２６（１）の共振周波数ｆ１＝１．９８８ＧＨｚ，前段共振器２０（２）、後段共振器２６（２）の共振周波数ｆ２＝１．９９５８ＧＨｚ，前段共振器２０（３）、後段共振器２６（３）の共振周波数ｆ３＝２．００４２ＧＨｚ，前段共振器２０（４）、後段共振器２６（４）の共振周波数ｆ４＝２．０１２ＧＨｚとしている。

また 前段共振器２０（１）、後段共振器２６（１）、前段共振器２０（４）、後段共振器２６（４）の結合Ｑ値はＱｅ１，Ｑｅ４＝５００，前段共振器２０（２）、後段共振器２６（２）、前段共振器２０（３）、後段共振器２６（３）の結合Ｑ値はＱｅ２，Ｑｅ３＝４００としている。すなわち、目的帯域の両端における前段および後段共振器の結合Ｑ値を高くしている（結合度を高くしている）。このように、目的帯域の両端における共振器の結合Ｑ値を高くすることにより、Ｓ_１１パラメータのグラフＧ１１ａ、Ｓ_２１パラメータのグラフＧ２１ａからも理解されるように、目的帯域外の減衰量を大きくできるという利点がある。

（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態の増幅器は、第ｎのブロック（ｎは１からｉの間の整数）が、第ｎのブロックを通過する信号の振幅を調整する振幅調整部を有すること以外は、第１の実施の形態と同様であるので、重複する記載については省略する。

図２３は、本実施の形態の増幅器の概略ブロック図である。図に示すようにブロック２０（ｎ）（ｎは１からｉの間の整数）が、第ｎのブロックを通過する信号の振幅を調整する振幅調整部２８（ｎ）を、位相調整部である伝送線路部２２（ｎ）と、増幅器２４（ｎ）との間に備えている。

図１の増幅器においては、歪みの少ない出力信号を得るため電力合成の際に合成する信号同士の振幅を、電力合成点においてそろえることが要求される。しかし、製造上増幅器の利得がばらつき、電力合成点において信号同士の振幅をそろえることが困難になる場合がある。図２３の増幅器によれば、各ブロック１４（１）〜１４（ｉ）それぞれに振幅調整部２８（１）〜２８（ｉ）を設けることにより、ブロック毎に信号の振幅を調整することが可能となる。よって、電力合成の際に合成する信号同士の振幅を、電力合成点においてそろえることが容易に実現でき、歪の少ない増幅された出力信号を得ることが可能となる。

なお、図２３では振幅調整部２８（ｎ）を、伝送線路部２２（ｎ）と、増幅器２４（ｎ）との間に配置しているが、振幅調整部２８（ｎ）を、伝送線路部２２（ｎ）の前段に設けても構わない。

（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態の増幅器は、第ｎのブロック（ｎは１からｉの間の整数）が、第ｎのブロックを通過する信号の位相を可変にする可変位相部を有すること以外は、第１の実施の形態と同様であるので、重複する記載については省略する。

図２４は、本実施の形態の増幅器の概略ブロック図である。図に示すようにブロック２０（ｎ）（ｎは１からｉの間の整数）が、第ｎのブロックを通過する信号の位相を他のブロックとの関係で変更可能な可変位相部２９（ｎ）を、位相調整部である伝送線路部２２（ｎ）と、増幅器２４（ｎ）との間に備えている。

図１の増幅器においては、歪みの少ない出力信号を得るため電力合成の際に合成する信号同士の位相差を、電力合成点において、隣接するブロックの信号の基本波で（１８０±１５）＋３６０×ｎ度（ｎは０以上の整数）の範囲に、２倍波（高調波）で（３６０±３０）＋７２０×ｎ度（ｎは０以上の整数）の範囲にあることが望ましい。しかし、製造上増幅器の特性がばらつきにより通過位相がばらつき、電力合成点において信号同士の位相差をそろえることが困難になる場合がある。図２４の増幅器によれば、各ブロック１４（１）〜１４（ｉ）それぞれに可変位相部２９（１）〜２９（ｉ）を設けることにより、ブロック毎に信号の位相を変更することが可能となる。よって、電力合成の際に合成する信号同士の位相を、電力合成点においてそろえることが容易に実現でき、歪の少ない増幅された出力信号を得ることが可能となる。

なお、図２４では可変位相部２９（ｎ）を、伝送線路部２２（ｎ）と、増幅器２４（ｎ）との間に配置しているが、可変位相部２９（ｎ）を、伝送線路部２２（ｎ）の前段に設けても構わない。

（第４の実施の形態）
本発明の第４の実施の形態の増幅器は、第ｎの増幅部が、外部制御信号に応答して、第ｎの増幅部の動作状態と非動作状態とを切り替える切り替え部を有すること以外は、第１の実施の形態と同様であるので、重複する記載については省略する。

図２５は、本実施の形態の増幅器の概略ブロック図である。図に示すように増幅器２４（ｎ）（１≦ｎ≦ｉ）が、自身の動作状態、非動作状態（オン状態、オフ状態）を切り替える切り替え部２３（ｎ）を有している。外部制御装置１９により外部制御信号が発せられ、その外部制御信号に応答して増幅部２４（１）〜２４（ｉ）が自身の動作状態を切替部を用いて切り替える。

図２６は図２５の増幅器の信号通過特性を示す図である。ここでは、ｉ＝４の場合について、切り替え部により動作させる増幅部の数を変更しつつシミュレーションを行っている。横軸は周波数で、縦軸はＳ_２１パラメータである。４つの増幅部２４（１）〜２４（４）を全て動作させた場合のシミュレーション結果がグラフＧ２１１で示され、２つの増幅部２４（３）、２４（４）のみを動作させた場合のシミュレーション結果がグラフＧ２１２で示される。グラフＧ２１１とＧ２１２から理解されるように、送信すべき信号帯域に合わせて必要な増幅部のみを動作させることで所望の出力信号を得ることができる。したがって、消費電力の削減が可能となる。よって、本実施の形態によれば、帯域幅の異なる信号に対しても高い効率での動作を維持することが可能となる。

（第５の実施の形態）
本発明の第５の実施の形態の無線送信装置は、先の実施の形態において説明した増幅器を組み込んだことを特徴とする無線送信装置である。したがって、以下、増幅器についての詳細な記載は省略する。

図２７は本実施の形態の無線送信装置の概略図である。信号として送信データ８０が入力される信号処理回路８２と、ローカル信号を発生するローカル信号発生器８６と、信号処理回路８２で信号処理された送信信号を、ローカル信号と乗算し、周波数変換する周波数変換器８４と、周波数変換器８４で周波数変換された送信信号を増幅する電力増幅器８８と、この電力増幅器８８で増幅された送信信号を帯域制限する帯域制限フィルタ（送信フィルタ）９０と、帯域制限された送信信号を送信するアンテナ９２を備えている。

送信データ８０は信号処理回路８２に入力され、ディジタル−アナログ変換、符号化及び変調などの送信処理が施されることにより、ベースバンドあるいは中間周波数
（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ＩＦ）帯の送信信号が生成される。

信号処理回路８２で生成された送信信号は周波数変換器（ミキサ）８４に入力され、ローカル信号発生器８６からのローカル信号と乗算されることによって、無線周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ＲＦ）帯の信号に周波数変換、すなわちアップコンバートされる。ミキサ８４から出力されるＲＦ信号は、上記実施の形態で説明した増幅器が適用される電力増幅器（ＰＡ：Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）８８によって増幅された後、帯域制限フィルタ（送信フィルタ）９０に入力される。

電力増幅器８８により増幅されたＲＦ信号はこの送信フィルタ９０において帯域制限を受けて不要な周波数成分が除去された後、アンテナ９２から電波として空間に放射される。なお、電力増幅器８８において不要な周波数成分が十分除去可能な場合は、必ずしも帯域制限フィルタ９０は設けなくともよい。

図２７の無線送信装置によれば、信号を低歪みで効率よく増幅可能な増幅器を備えることにより、低歪みのＲＦ信号を送信することが可能となる。

（第６の実施の形態）
本発明の第６の実施の形態の無線受信装置は、先の実施の形態において説明した増幅器を組み込んだことを特徴とする無線受信装置である。したがって、以下、増幅器についての詳細な記載は省略する。

図２８は本実施の形態の無線受信装置の概略図である。信号が入力されるアンテナ９２と、アンテナ９２が受信した信号を帯域制限する帯域制限フィルタ（受信フィルタ）９６と、帯域制限された信号を増幅する増幅器である低雑音増幅器９４と、ローカル信号を発生するローカル信号発生器８６と、低雑音増幅器９４で増幅された信号を、ローカル信号と乗算し、周波数変換する周波数変換器８４と、周波数変換器で周波数変換された信号を処理する信号処理回路８２を備えている。

アンテナ９２で受信された信号は帯域制限フィルタ（受信フィルタ）９６に入力され、この受信フィルタ９６で帯域制限を受けて不要な周波数成分が除去された後、上記実施の形態で説明した増幅器が適用される低雑音増幅器（ＬＮＡ：Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）９４に入力される。

低雑音増幅器９４で増幅された信号は、周波数変換器（ミキサ）８４に入力され、ローカル信号発生器８６からのローカル信号と乗算されることによって、ベースバンドあるいは中間周波数に変換される。この変換により低い周波数となった信号は信号処理回路８２に入力され、復調処理が施されることにより、受信データ９８が出力される。なお、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）９６において、不要な周波数成分が十分除去可能な場合は、帯域制限フィルタ９６は設けなくともよい。

図２８の無線受信装置によれば、信号を低歪みで効率よく増幅可能な増幅器を備えることにより、アンテナから入力された信号を、低歪みの信号として増幅し受信することが可能となる。

以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。実施の形態の説明においては、増幅器、無線送信装置、無線受信装置等で、本発明の説明に直接必要としない部分等については記載を省略したが、必要とされる増幅器、無線送信装置、無線受信装置等に関わる要素を適宜選択して用いることができる。

その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全ての増幅器、無線送信装置、および、無線受信装置は、本発明の範囲に包含される。本発明の範囲は、特許請求の範囲およびその均等物の範囲によって定義されるものである。

第１の実施の形態の増幅器の概略ブロック図。 第１の実施の形態の増幅器の出力信号の一例を示す図。 電力合成の原理を説明するための回路図。 逆相結合の周波数応答の説明図。 同相結合の周波数応答の説明図。 第１の実施の形態の伝送線路の具体例を示す図。 第１の実施の形態の増幅器（ｉ＝２）の周波数応答を示す図。 一般的なマイクロストリップ線路を用いた共振器パターンを示す図。 第１の実施の形態の後段共振器の共振器パターンの具体例を示す図。 第１の実施の形態の後段共振器の共振器パターンの具体例を示す図。 第１の実施の形態の増幅器（ｉ＝２）の具体例を示す図。 第１の実施の形態の増幅器の作用の説明図。 第１の実施の形態の増幅器の作用の説明図。 第１の実施の形態の増幅器の作用の説明図。 第１の実施の形態の増幅器の作用の説明図。 第１の実施の形態の電力分配器の第１の具体例を示す図。 第１の実施の形態の電力分配器の第２の具体例を示す図。 第１の実施の形態の電力分配器と前段共振器の具体例を示す図。 第１の実施の形態の増幅器（ｉ＝６）の概略ブロック図。 第１の実施の形態の増幅器（ｉ＝６）の２倍の周波数における共振器の位置関係を示す図。 第１の実施の形態の増幅器（ｉ＝６）の信号通過特性を示す図。 第１の実施の形態の増幅器（ｉ＝４）の信号通過特性を示す図。 第２の実施の形態の増幅器の概略ブロック図。 第３の実施の形態の増幅器の概略ブロック図。 第４の実施の形態の増幅器の概略ブロック図。 第４の実施の形態の増幅器（ｉ＝４）の信号通過特性を示す図。 第５の実施の形態の無線送信装置の概略ブロック図。 第６の実施の形態の無線受信装置の概略ブロック図。

符号の説明

１０ 入力端子
１２ 電力分配器
１４（１）〜１４（ｉ） ブロック
１６ 電力合成器
１８ 出力端子
２０（１）〜２０（ｉ） 前段共振器
２２（１）〜２２（ｉ） 伝送線路部
２３（１）〜２３（ｉ） 切り替え部
２４（１）〜２４（ｉ） 増幅器
２６（１）〜２６（ｉ） 後段共振器
２８（１）〜２８（ｉ） 振幅調整部
２９（１）〜２９（ｉ） 可変位相部
８０ 送信データ
８２ 信号処理回路
８４ 周波数変換機
８６ ローカル信号発生器
８８ 電力増幅器
９０ 帯域制限フィルタ
９２ アンテナ
９４ 低雑音増幅器
９６ 受信フィルタ
９８ 受信データ

Claims (20)

1. 中心周波数ｆ_０の入力信号が入力される入力端子と、
   前記入力端子に接続され、前記入力信号を分配する分配部と、
   前記分配部にそれぞれが並列に接続され、分配された前記入力信号が伝達される第１から第ｉ（ｉは２以上の偶数）のブロックと、
   前記第１から第ｉのブロックに接続され、前記第１から第ｉのブロックを通過した信号を合成する合成部と、
   前記合成部に接続され、前記合成部で合成された信号を出力する出力端子とを備え、
   前記第ｎのブロック（ｎは１からｉの間の整数）は、基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの前段共振器と、前記第ｎの前段共振器を通過した信号を増幅する第ｎの増幅部と、前記第ｎの増幅部を通過した信号が通過し、前記基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの後段共振器と、第ｎの位相調整部を含み、
   前記基本波共振周波数ｆ_ｍ（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、ｆ_ｍ≦ｆ_{（ｍ＋１）}の関係を充足し、
   前記第ｎの後段共振器は、２ｆ_１よりも低い高調波共振周波数ｆ_ａｊ（ｊは１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｊの後段共振器と、２ｆ_ｉよりも高い高調波共振周波数ｆ_ｂｋ（ｋはｊ以外の１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｋの後段共振器とに区分され、
   任意の前記第ｊの後段共振器について、（ｆ_ａｊ＋ｆ_ｂｋ）／２＝２ｆ_０の関係を充足する高調波共振周波数ｆ_ｂｋを有する第ｋの後段共振器が存在し、
   前記第ｍの位相調整部（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、前記第ｍのブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_ｍの信号と、前記第（ｍ＋１）のブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_{（ｍ+１）}の信号との位相差を逆相にし、
   前記第ｎの位相調整部（ｎは１からｉの間の整数）は、前記第ｎのブロックを通過する２ｆ_ｎの信号の位相差をすべて同相に維持する、
   ことを特徴とする増幅器。
2. 前記高調波共振周波数ｆ_ａｊがすべて同一の周波数であって、前記高調波共振周波数ｆ_ｂｋがすべて同一の周波数であることを特徴とする請求項１記載の増幅器。
3. 前記位相調整部が伝送線路であることを特徴とする請求項１記載の増幅器。
4. 前記第ｎのブロックは、前記第ｎのブロックを通過する信号の振幅を調整する振幅調整部を有することを特徴とする請求項１記載の増幅器。
5. 前記第ｎのブロックは、前記第ｎのブロックを通過する信号の位相を可変に変更する可変位相部を有することを特徴とする請求項１記載の増幅器。
6. 前記第ｎの増幅部は、外部制御信号に応答して、前記第ｎの増幅部の動作状態と非動作状態とを切り替える切り替え部を有することを特徴とする請求項１記載の増幅器。
7. 前記第ｎの後段共振器が、中心部と端部で線路幅の異なるマイクロストリップ線路で形成されていることを特徴とする請求項１記載の増幅器。
8. 信号が入力される信号処理回路と、
   ローカル信号を発生するローカル信号発生器と、
   前記信号処理回路で信号処理された前記信号を、前記ローカル信号と乗算し、周波数変換する周波数変換器と、
   前記周波数変換器で周波数変換された前記信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器で増幅された前記信号を送信するアンテナを有し、
   前記増幅器は、
   中心周波数ｆ_０の入力信号が入力される入力端子と、
   前記入力端子に接続され、前記入力信号を分配する分配部と、
   前記分配部にそれぞれが並列に接続され、分配された前記入力信号が伝達される第１から第ｉ（ｉは２以上の偶数）のブロックと、
   前記第１から第ｉのブロックに接続され、前記第１から第ｉのブロックを通過した信号を合成する合成部と、
   前記合成部に接続され、前記合成部で合成された信号を出力する出力端子とを備え、
   前記第ｎのブロック（ｎは１からｉの間の整数）は、基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの前段共振器と、前記第ｎの前段共振器を通過した信号を増幅する第ｎの増幅部と、前記第ｎの増幅部を通過した信号が通過し、前記基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの後段共振器と、第ｎの位相調整部を含み、
   前記基本波共振周波数ｆ_ｍ（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、ｆ_ｍ≦ｆ_{（ｍ＋１）}の関係を充足し、
   前記第ｎの後段共振器は、２ｆ_１よりも低い高調波共振周波数ｆ_ａｊ（ｊは１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｊの後段共振器と、２ｆ_ｉよりも高い高調波共振周波数ｆ_ｂｋ（ｋはｊ以外の１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｋの後段共振器とに区分され、
   任意の前記第ｊの後段共振器について、（ｆ_ａｊ＋ｆ_ｂｋ）／２＝２ｆ_０の関係を充足する高調波共振周波数ｆ_ｂｋを有する第ｋの後段共振器が存在し、
   前記第ｍの位相調整部（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、前記第ｍのブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_ｍの信号と、前記第（ｍ＋１）のブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_{（ｍ+１）}の信号との位相差を逆相にし、
   前記第ｎの位相調整部（ｎは１からｉの間の整数）は、前記第ｎのブロックを通過する２ｆ_ｎの信号の位相差をすべて同相に維持する、
   ことを特徴とする無線送信装置。
9. 前記高調波共振周波数ｆ_ａｊがすべて同一の周波数であって、前記高調波共振周波数ｆ_ｂｋがすべて同一の周波数であることを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
10. 前記位相調整部が伝送線路であることを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
11. 前記第ｎのブロックは、前記第ｎのブロックを通過する信号の振幅を調整する振幅調整部を有することを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
12. 前記第ｎのブロックは、前記第ｎのブロックを通過する信号の位相を可変に変更する可変位相部を有することを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
13. 前記第ｎの増幅部は、外部制御信号に応答して、前記第ｎの増幅部の動作状態と非動作状態とを切り替える切り替え部を有することを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
14. 前記第ｎの後段共振器が、中心部と端部で線路幅の異なるマイクロストリップ線路で形成されていることを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
15. 信号が入力されるアンテナと、
    前記アンテナが受信した前記信号を増幅する増幅器と、
    ローカル信号を発生するローカル信号発生器と、
    前記増幅器で増幅された前記信号を、前記ローカル信号と乗算し、周波数変換する周波数変換器と、
    前記周波数変換器で周波数変換された信号を処理する信号処理回路を有し、
    前記増幅器は、
    中心周波数ｆ_０の入力信号が入力される入力端子と、
    前記入力端子に接続され、前記入力信号を分配する分配部と、
    前記分配部にそれぞれが並列に接続され、分配された前記入力信号が伝達される第１から第ｉ（ｉは２以上の偶数）のブロックと、
    前記第１から第ｉのブロックに接続され、前記第１から第ｉのブロックを通過した信号を合成する合成部と、
    前記合成部に接続され、前記合成部で合成された信号を出力する出力端子とを備え、
    前記第ｎのブロック（ｎは１からｉの間の整数）は、基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの前段共振器と、前記第ｎの前段共振器を通過した信号を増幅する第ｎの増幅部と、前記第ｎの増幅部を通過した信号が通過し、前記基本波共振周波数ｆ_ｎを有する第ｎの後段共振器と、第ｎの位相調整部を含み、
    前記基本波共振周波数ｆ_ｍ（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、ｆ_ｍ≦ｆ_{（ｍ＋１）}の関係を充足し、
    前記第ｎの後段共振器は、２ｆ_１よりも低い高調波共振周波数ｆ_ａｊ（ｊは１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｊの後段共振器と、２ｆ_ｉよりも高い高調波共振周波数ｆ_ｂｋ（ｋはｊ以外の１からｉの間のｉ／２個の整数）を有する第ｋの後段共振器とに区分され、
    任意の前記第ｊの後段共振器について、（ｆ_ａｊ＋ｆ_ｂｋ）／２＝２ｆ_０の関係を充足する高調波共振周波数ｆ_ｂｋを有する第ｋの後段共振器が存在し、
    前記第ｍの位相調整部（ｍは１からｉ−１の間の整数）は、前記第ｍのブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_ｍの信号と、前記第（ｍ＋１）のブロックを通過する前記基本波周波数ｆ_{（ｍ+１）}の信号との位相差を逆相にし、
    前記第ｎの位相調整部（ｎは１からｉの間の整数）は、前記第ｎのブロックを通過する２ｆ_ｎの信号の位相差をすべて同相に維持する、
    ことを特徴とする無線受信装置。
16. 前記位相調整部が伝送線路であることを特徴とする請求項１５記載の無線受信装置。
17. 前記第ｎのブロックは、前記第ｎのブロックを通過する信号の振幅を調整する振幅調整部を有することを特徴とする請求項１５記載の無線受信装置。
18. 前記第ｎのブロックは、前記第ｎのブロックを通過する信号の位相を可変に変更する可変位相部を有することを特徴とする請求項１５記載の無線受信装置。
19. 前記第ｎの増幅部は、外部制御信号に応答して、前記第ｎの増幅部の動作状態と非動作状態とを切り替える切り替え部を有することを特徴とする請求項１５記載の無線受信装置。
20. 前記第ｎの後段共振器が、中心部と端部で線路幅の異なるマイクロストリップ線路で形成されていることを特徴とする請求項１５記載の無線受信装置。
    

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