CN111313840A - 多级放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种多级放大器，用于将包含两个载波频率(f1、f2)的多载波信号放大的多级放大器(1)具备：N个(N为2以上的整数)放大器，第k+1级的放大器级联连接于第k级的放大器，分别将多载波信号放大；及提取电路(9)，其输入连接于第j级的放大器的输出，其输出向第j+1级的放大器的输入或第j+1级的放大器的输出提供补偿信号，提取电路具有：滤波电路(11)，连接于第j级的放大器的输出，提取差分频率f2‑f1的n倍(n为1以上的整数)的变形频率成分；移相器(13)，纵列连接于滤波电路，使变形频率成分的相位移动；及增益调整电路(15)，纵列连接于移相电路，调整变形频率成分的振幅，生成补偿信号。

Description

多级放大器
技术领域
本公开涉及将包含载波频率的信号放大的多级放大器。
背景技术
以往，在构成手机系统的基站等设备中，使用将包含多个载波频率的多载波信号放大的放大器，该放大器具备对于由放大器产生的变形进行补偿的单元。例如，专利文献1：日本特开平1-302901号公报公开了使放大器的输出的变形成分成为最小的结构。而且，专利文献2：日本特开2000-252765号公报公开了在放大器的输出侧附加有被动的滤波电路的结构，该滤波电路使作为与多载波信号的调制积而产生的杂音的等级降低。而且，专利文献3：日本特开2008-48032号公报公开了在放大器的输入侧设置输出不同的次数的变形补偿信号的多个信号产生电路的结构。同样，专利文献4：日本特开2008-271289号公报公开了在放大器的输入侧设置输出不同的变形补偿信号的多个信号产生电路并通过这些产生电路产生奇数次的变形的结构。
在上述的以往的放大器的结构中，无法充分降低基于二次相互调制变形或其高次谐波的混合调制，处于输出信号的品质下降的倾向。特别是在多载波信号的带域宽的情况下，存在比较低次的高次谐波变形进入该带域而输出信号的品质下降的情况。因此，希望充分降低基于二次相互调制变形或其高次谐波的混合调制而提高输出信号的品质。
发明内容
本公开的一方面的多级放大器用于将多载波信号放大，该多载波信号包含具有第一频率f1的第一成分和具有第二频率f2的第二成分，所述多级放大器具备：N个(N为2以上的整数)放大器，分别被区分为第i级(i为1至N的整数)的放大器，第k+1级(1≤k≤N-1)的放大器级联连接于第k级的放大器，各个放大器将多载波信号放大；及补偿电路，具有输入和输出，输入连接于第j级(j为1至N-1的整数)的放大器的输出，输出向第j+1级的放大器的输入或第j+1级的放大器的输出提供补偿信号，补偿电路具有：滤波电路，连接于第j级的放大器的输出，提取差分频率f2-f1的n倍(n为1以上的整数)的变形频率成分；移相电路，纵列连接于滤波电路，使变形频率成分的相位移动；及振幅调整电路，纵列连接于移相电路，调整变形频率成分的振幅，生成补偿信号。
附图说明
图1是表示实施方式的多级放大器1的概略结构的框图。
图2是表示图1的多级放大器1中的放大器M1～Mn的级间的连接结构及输入侧及输出侧的连接结构的电路图。
图3是表示不使用变形补偿单元而由多级放大器放大的多载波信号的频谱的坐标图。
图4是表示不使用变形补偿单元而由多级放大器放大的多载波信号的频谱的坐标图。
图5是表示由不具备变形补偿单元的多级放大器放大的多载波信号的频谱的实际的波形的图。
图6是表示提取电路9中的信号的提取用的电路结构的一例的图。
图7是表示图6的结构中的信号传输特性的计算例的坐标图。
图8是表示提取电路9中的信号的合波用的电路结构的一例的图。
图9是表示图8的结构中的信号传输特性的计算例的坐标图。
图10是表示提取电路9中的信号的合波用的电路结构的一例的图。
图11是表示图10的结构中的信号传输特性的计算例的坐标图。
图12是表示变形例的多级放大器1A的概略结构的框图。
图13是表示提取电路9中的信号的合波用的电路结构的一例的图。
图14是表示图13的结构中的信号传输特性的计算例的坐标图。
图15是表示提取电路9中的信号的合波用的电路结构的一例的图。
图16是表示图15的结构中的信号传输特性的计算例的坐标图。
具体实施方式
以下，关于本公开的实施方式，参照附图进行说明。需要说明的是，在附图的说明中，对于同一要素标注同一附图标记，省略重复的说明。
[多级放大器的结构]
图1是表示实施方式的多级放大器1的结构的框图。多级放大器1在构成手机系统的基站等设备中为了将包含多个载波频率的模拟信号(多载波信号)放大而使用。例如，向多级放大器1输入的多载波信号是至少包含第一载波频率f1的信号和第二载波频率f2的信号的信号。第一载波频率f1及第二载波频率f2没有限定为特定的值，例如为2GHz带的频率即f1＝1810MHz、f2＝2160MHz。
如图1所示，多级放大器1包括被输入多载波信号的输入端子PIN、输出放大后的多载波信号的输出端子POUT、在输入端子PIN与输出端子POUT之间级联连接的第1～第n级(n为2以上的自然数)的放大器M1、M2、…Mn-1、Mn。放大器M1将从输入端子PIN输入的多载波信号放大而将放大的多载波信号向下一级的放大器M2输出。放大器M2、…Mn-1分别将从上一级的放大器M1、…Mn-2输入的多载波信号放大，将放大后的多载波信号向下一级的放大器M3、…Mn输出。最终级的放大器Mn将从上一级的放大器Mn-1输入的多载波信号放大，将放大后的多载波信号经由输出端子POUT向外部输出。通过这样的多级结构，多级放大器1能够以高的放大率将多载波信号放大。
图2示出多级放大器1中的放大器M1～Mn的级间的连接结构及输入侧及输出侧的连接结构。在各放大器M1～Mn的输出连接有由电感器L1及电容器C1构成的偏压电路。上述M个偏压电路构成直流偏压供给电路3。在各个偏压电路中，向电感器L1的一端及电容器C1的一端施加偏压电压VC。在各个偏压电路中，电感器L1的另一端连接于各个放大器M1～Mn的输出，电容器C1的另一端被接地。该直流偏压供给电路3对于各个放大器M1～Mn供给直流偏压。在输入端子PIN与初级的放大器M1的输入之间连接有由电容器C2及电感器L2构成的输入匹配电路5。在最终级的放大器Mn与输出端子POUT之间连接有由电容器C3、C4及电感器L3构成的输出匹配电路7。在输入匹配电路5中，在电容器C2的一端连接输入端子PIN，电容器C2的另一端及电感器L2的一端连接于初级的放大器M1的输入，电感器L2的另一端被接地。在输出匹配电路7中，电容器C3的一端及电感器L3的一端连接于最终级的放大器Mn的输出，电感器L3的另一端及电容器C4的一端连接于输出端子POUT，电容器C3、C4的另一端被接地。
返回图1，多级放大器1还包括插入到第n-1级的放大器Mn-1的输出与最终级的放大器Mn的输出之间的提取电路9。提取电路9包括滤波电路11、移送器(移相器)13及增益调整电路15。滤波电路11、移送器(移相器)13及增益调整电路15按此顺序被级联连接。滤波电路11的输入连接于第n-1级的放大器Mn-1的输出与最终级的放大器Mn之间的传输路径。滤波电路11从由第n-1级的放大器Mn-1输出的多载波信号除去第一载波频率f1及第二载波频率f2的基本波成分，提取相当于第一载波频率f1与第二载波频率f2之差的差分频率(f2-f1)的频率成分(变形频率成分)。该滤波电路11是例如提取差分频率(f2-f1)的频率成分的低通滤波器。移送器13调整从滤波电路11输出的差分频率(f2-f1)的频率成分的信号的相位。增益调整电路15由可变增益放大器或可变衰减器构成。增益调整电路15的输入与移送器13的输出连接，增益调整电路15的输出与最终级的放大器Mn的输出连接。从增益调整电路15输出的信号与从最终级的放大器Mn输出的信号合波。增益调整电路15调整从移送器13输出的差分频率(f2-f1)的频率成分的信号的振幅(强度)，输出调整后的信号。
上述结构的提取电路9调整从由放大器Mn-1输出的多载波信号中提取的差分频率(f2-f1)的频率成分的相位及振幅，降低从最终级的放大器Mn输出的多载波信号的差分频率(f2-f1)的成分。即，在提取电路9中，移送器13进行相位调整，增益调整电路15进行振幅调整，生成用于使从放大器Mn输出的多载波信号所包含的差分频率(f2-f1)的频率成分最小的信号。通过这样构成，不仅能够抑制基于多级放大器1的输出中的差分频率(f2-f1)的频率成分的混合调制，而且也能够抑制基于该高次谐波的混合调制、基于以上述为起因的相互调制变形的混合调制。
在此，示出将包含第一载波频率f1的信号和第二载波频率f2的信号的多载波信号通过作为比较例的不具备变形补偿电路的多级放大器放大时产生的混合调制。然后，说明本实施方式的多级放大器1的作用效果。
图3及图4示出通过不具备变形补偿电路的多级放大器放大后的多载波信号的频谱的例子。如图3所示，如果将多载波信号向多级放大器输入，则该输出中也出现除了频率f1、f2以外而通过相互调制产生的频率±k1·f1±k2·f2(k1、k2为自然数)的信号成分。频率f1、f2以外的上述的频率成分以多级放大器的增益为非线形且相对于输入信号而输出信号变形的情况为起因。k1+k2是相互调制(IM：intermodulation)的次数。而且，如图4所示，在多级放大器的输出中，不仅产生图3所示的相互调制变形，而且也产生具有频率f1、f2的基本波或相互调制变形的整数倍的频率成分的高次谐波变形。
图5示出通过不具备变形补偿电路的多级放大器放大后的多载波信号的频谱的实际波形的例子。在此，示出输入了包含第一载波频率f1＝1810MHz、第二载波频率f2＝2160MHz的成分的多载波信号时的例子。这样，可知多级放大器的输出信号包含以下的频率成分。
·基本波的频率成分f1、f2
·三次相互调制变形的频率成分IM3_low：2f1-f2
·三次相互调制变形的频率成分IM3_high：2f2-f1
·五次相互调制变形的频率成分IM5_low：3f1-2f2
·五次相互调制变形的频率成分IM5_high：3f2-2f1
·七次相互调制变形的频率成分IM7_low：4f1-3f2
·七次相互调制变形的频率成分IM7_high：4f2-3f1
·二次互补调制变形的频率成分IM2：f2-f1
·频率成分IM2的二次高次谐波、二次相互调制变形及其他的相互调制变形的频率成分：2×(f2-f1)
·频率成分IM2的三次高次谐波、二次相互调制变形及其他的相互调制变形的频率成分：3×(f2-f1)
·频率成分IM2的四次高次谐波、二次相互调制变形及其他的相互调制变形的频率成分：4×(f2-f1)
·频率成分IM2的五次高次谐波、二次相互调制变形及其他的相互调制变形的频率成分：5×(f2-f1)
·频率成分IM2的六次高次谐波、二次相互调制变形及其他的相互调制变形的频率成分：6×(f2-f1)
·频率成分IM2的七次高次谐波、二次相互调制变形及其他的相互调制变形的频率成分：7×(f2-f1)
·基本波的二次高次谐波的频率成分：2×f1，2×f2
多载波信号的有意的带域是以2GHz为中心的640MHz的宽度的带域。在图5所示那样的输出信号中，作为对多载波信号的品质造成影响的变形而如下的变形的成分(A1)～(A4)成为问题。
(A1)频率成分IM2的五次高次谐波、二次相互调制变形及其他的相互调制变形的频率成分：5×(f2-f1)
(A2)频率成分IM2的六次高次谐波、二次相互调制变形及其他的相互调制变形的频率成分：6×(f2-f1)
(A3)频率成分f1与频率成分5×(f2-f1)之间的三次相互调制变形的频率成分IM3(5×(f2-f1)&f1)
(A4)频率成分f2与频率成分6×(f2-f1)之间的三次相互调制变形的频率成分IM3(6×(f2-f1)&f2)
这样，在将包含2个载波频率的多载波信号放大的情况下，二次相互调制变形的频率成分IM2的频率升高，比较小的次数的高次谐波成分进入信号的带域。而且，该频率成分IM2的整数倍的高次谐波成分在其与基本波之间产生三次相互调制变形，该变形进入信号的带域。其结果是，也会产生使多载波信号的品质劣化而不满足多载波信号的标准这样的事态。
为了补偿这样的变形成分也可考虑使用以往的数字变形补偿系统(DPD：DigitalPre-Distortion)的情况。然而，这样的系统的能够补偿的频率带域如果未覆盖变形的频率，则变形的补偿变得不充分，多载波信号的变形补偿变得困难。例如，在上述(A1)的情况下，为了接收成为相互调制变形的产生源的频率5f1、5f2而需要2GHz的5倍的10GHz的带域。而且，在对频率成分IM2的五次高次谐波进行补偿的情况下，也需要接收成为产生源的频率f2-f1＝2160MHz-1810MHz＝350MHz，该情况也需要2GHz附近的带域2000-350MHz，作为基站等的通信机系统的DPD的带域而难以实现。作为DPD，对于2GHz(2个载波的中心频率)需要处理至350MHz小的频率成分为止。即，DPD需要对于向构成放大器的FET输入的输入信号赋予变形，为了进行变形补偿而需要比上述的有意的带域宽的带域中的动作。
另一方面，根据本实施方式的多级放大器1，通过提取电路9从n-1级的放大器Mn-1的输出信号提取相当于第一载波频率f1与第二载波频率f2之差的差分频率(f2-f1)的频率成分IM2，该频率成分(补偿成分)在被调整了相位及强度之后与最终级的放大器Mn的输出信号合波。由此，在最终级的输出中，能够充分降低基于2个基本波的成分的二次相互调制变形或其高次谐波的混合调制。由此，能够提高输出信号的品质。具体而言，能够降低二次相互调制变形的频率成分IM2，结果是也能够降低基于频率成分IM2的高次谐波及相互调制变形，因此能够降低输出信号中的上述的变形成分(A1)～(A4)。特别是在多级放大器1中，移送器13及增益调整电路15为了对输出信号所包含的频率成分IM2进行补偿而调整相位及振幅，因此能够可靠地降低二次相互调制变形或其高次谐波的混合调制，能够充分地提高输出信号的品质。
作为用于对变形进行补偿的结构，可考虑如日本特开2000-252765号公报记载那样使用被动的滤波电路的结构。在这样的结构中，需要在构成放大器的器件的外侧附加滤波电路，产生寄生电阻成分，存在如果使二次相互调制变形的成分衰减则基本波的成分(载波频率的成分)也衰减的情况。在本实施方式中，使第n-1级的放大器Mn-1的输出信号分支而进行处理，将处理后的信号与最终级的放大器Mn的输出合波，因此这样的可能性不存在。
另外，作为其他的结构，为了对变形进行补偿，也可考虑将在放大器器件的端部预测为器件产生的频率成分IM2的高次谐波的相同振幅且相反相位的补偿信号向电路注入的结构。在该情况下，需要生成补偿信号的新的信号源，也需要使补偿信号与放大器生成的信号同步，放大器的结构变得复杂。在本实施方式中，不需要这样的信号源，也不需要用于使其同步的机构，通过简易的结构实现且小型化也容易。
接下来，示出多级放大器1的提取电路9中的从多载波信号的频率成分IM2的提取及合波用的电路结构的一例。
图6示出提取电路9中的信号的提取用的结构的一例。提取电路9具有经由从形成在第n-1级的放大器Mn-1的输出与最终级的放大器Mn的输入之间的传输路径TP1的中途分支并连接的电感器LZ及电容器CZ的串联电路而从端口Port1提取信号的结构。该串联电路是从第n-1级的放大器Mn-1的输出信号提取频率成分IM2的带通滤波器，是滤波电路11的一例。该串联电路构成为，虽然使频率成分IM2通过但是隔断基本波成分f1、f2，避免给传输路径TP1中的载波频率f1、f2的传输特性造成影响。
图7示出图6的结构中的信号传输特性的计算例。传输特性A示出从第n-1级的放大器Mn-1的输出至最终级的放大器Mn的输入的特性，传输特性B示出从第n-1级的放大器Mn-1的输出至端口Port1的特性。在此，例如，电感器LZ的电感设定为39nH，电容器CZ的电容设定为4.7pF。这样，在传输特性A中，在载波频率的附近的包含2GHz的带域中，损失充分地降低为约0.1dB，在传输特性B中，频率成分IM2的频率350MHz下的损失最小，另一方面，在载波的频率2GHz的附近，损失充分大。
图8示出提取电路9中的频率成分IM2的补偿信号的合波用的结构的一例。提取电路9具有经由从形成在最终级的放大器Mn的输出与输出端子POUT之间的传输路径的中途分支形成的偏压电压施加用的传输路径而将频率成分IM2的补偿信号与放大器Mn的输出信号合波的结构。即，在最终级的放大器Mn的输出与输出端子POUT之间，2个传输路径TP2、TP3形成为直线状，2个传输路径TP2、TP3由直流隔断用的电容器C14连结。而且，在传输路径TP2与接地图案GND之间连接3个输出匹配电路用的电容器C11、C12、C13，在从传输路径TP2的中途至偏压电压施加用的端口Port2之间分支形成传输路径TP4，在传输路径TP4与接地图案GND之间连接有高通电容器C15、C16、C17、C18。该端口Port2及传输路径TP4也作为频率成分IM2的补偿信号的合波用的电路而共用。在该电路中，传输路径TP4具有从由传输路径TP2分支的分支点至高通电容器C15为止的传输路径长l。传输路径长l及高通电容器C15、C16、C17、C18的电容以满足如下的要件的方式设定：(1)放大器Mn的输出与端口Port2之间的传输特性使频率成分IM2通过，(2)放大器Mn的输出与端口Port2之间的传输特性将基本波成分f1、f2隔断，(3)传输路径TP2的传输特性尽可能避免使载波频率f1、f2的频率成分衰减。
图9示出图8的结构中的信号传输特性的计算例。传输特性C表示从最终级的放大器Mn的输出至输出端子POUT的特性，传输特性D表示从最终级的放大器Mn的输出至端口Port2的特性。这样，在传输特性C中，在载波频率的附近的包含2GHz的带域，损失充分地降低为约0.3dB，在传输特性D中，频率成分IM2的频率350MHz下的损失最小，另一方面，在载波的频率2GHz的附近，充分增大损失而避免使载波频率的成分向偏压施加用的电路流入。
图10示出提取电路9中的频率成分IM2的补偿信号的向放大器Mn的输出信号的合波用的另一构成例。在图10所示的结构中，信号合波用的电路与偏压施加用的电路另行设置。即，在从传输路径TP2的中途至信号合波用的端口Port3之间分支并连接有由电感器LY及电容器CY构成的串联电路。该串联电路是从端口Port3朝向传输路径TP2使频率成分IM2的补偿信号通过的带通滤波器。在该串联电路中，电感器LY的电感及电容器CY的电容设定为虽然频率成分IM2通过但是基本波成分f1、f2隔断而尽可能地避免使传输路径TP2中的载波频率f1、f2的频率成分减少的值。
图11示出图10的结构中的信号传输特性的计算例。传输特性E表示从最终级的放大器Mn的输出至输出端子POUT的特性，传输特性F表示从最终级的放大器Mn的输出至端口Port3的特性。在此，例如，电感器LY的电感设定为15nH，电容器CY的电容设定为12pF。这样，在传输特性E中，在载波频率的附近的包含2GHz的带域中，损失充分降低为约0.4dB，在传输特性F中，频率成分IM2的频率350MHz下的损失最小，另一方面，在载波的频率2GHz的附近，给予充分大的损失，避免使载波频率的成分向信号合波用的电路流入。
以上，在优选的实施方式中图示并说明了本公开的原理，但是本领域技术人员可知本发明不脱离这样的原理而在配置及详情中可变更的情况。本发明没有限定为本公开的特定的结构。因此，对于由权利要求书及其主旨的范围得来的全部的修正及变更来主张权利。
在上述实施方式中，将频率成分IM2的补偿信号与最终级的放大器Mn的输出合波，但是也可以如图12所示的变形例的多级放大器1A那样使频率成分IM2的补偿信号与最终级的放大器Mn的输入合波。详细而言，在多级放大器1A中，提取电路9的输出连接于最终级的放大器Mn的输入，提取电路9的输出信号(补偿信号)与最终级的放大器Mn的输入信号合波。需要说明的是，在图12中，图示出放大器Mn-1的输出直接连接于放大器Mn的输入，但是实际上，放大器Mn-1的输出经由例如传输路径(传输线)而连接于放大器Mn的输入，放大器Mn的输入信号不与放大器Mn-1的输出信号相同，具有延迟(相位差)。所以，图12中，从第n-1级的放大器Mn-1的输出至最终级的放大器Mn的输入的直通线实际包括传输线或与传输线类似的其他结构。因此，图12的结构表示将由放大器Mn-1的输出信号生成的频率成分IM2的补偿信号与即将向放大器Mn输入之前的信号合波的情况。例如，在提取电路9中，对应于放大器Mn-1的输出信号传播至放大器Mn的输入的延迟，来调整由放大器Mn-1的输出信号生成的频率成分IM2的补偿信号的相位。
图13示出多级放大器1A具备的提取电路9中的频率成分IM2的补偿信号的合波用的结构的一例。提取电路9具有经由从形成在第n-1级的放大器Mn-1的输出与最终级的放大器Mn的输入之间的传输路径的中途分支形成的偏压电压施加用的传输路径而将频率成分IM2的补偿信号与向放大器Mn输入的信号合波的结构。即，在与第n-1级的放大器Mn-1的输出相连的端口Port4和最终级的放大器Mn的输入之间，呈直线状地形成有3个传输路径TP5、TP6、TP7，传输路径TP5、TP6由构成高通滤波器的电阻元件R1及电容器C21连结，传输路径TP6、TP7由直流隔断用的电容器C22连结。而且，在传输路径TP7与接地图案GND之间连接2个匹配用的电容器C23、C24，在从传输路径TP7的中途至偏压电压施加用的端口Port5之间分支形成传输路径TP8，在传输路径TP5与接地图案GND之间连接高通电容器C25、C26、C27、C28。该端口Port5及传输路径TP8也共用为频率成分IM2的补偿信号的向输入到放大器Mn的信号的合波用的电路。在该电路中，放大器Mn的输入与端口Port5之间的传输特性通过调整从传输路径TP7的分支点至高通电容器C25的传输路径长l及高通电容器C25、C26、C27、C28的电容的值，以满足如下的要件的方式设定：(1)使放大器Mn-1的输出信号的频率成分IM2通过、(2)将放大器Mn-1的输出信号的基本波成分f1、f2隔断、(3)尽可能地避免使传输路径TP7中的载波频率f1、f2的频率成分减少。
图14示出图13的结构中的信号传输特性的计算例。传输特性G表示最终级的放大器Mn的输入与端口Port4之间的特性，传输特性H表示最终级的放大器Mn的输入与端口Port5之间的特性。这样，在传输特性G中，在载波频率的附近的包含2GHz的带域，损失充分降低为约0.2dB，在传输特性H中，频率成分IM2的频率350MHz下的损失最小，另一方面，在载波的频率2GHz的附近，充分增大损失而避免使载波频率的成分向偏压施加用的电路流入。
图15示出多级放大器1A具备的提取电路9中的频率成分IM2的补偿信号的向输入到放大器Mn的信号的合波用的另一结构。在图15所示的结构中，信号合波用的电路与偏压施加用的电路另行设置。即，在从传输路径TP7的中途至信号合波用的端口Port6之间分支并连接由电感器LX及电容器CX构成的串联电路。该串联电路是从端口Port6朝向传输路径TP7使频率成分IM2的信号通过的带通滤波器。该串联电路通过电感器LX的电感及电容器CX的电容，使频率成分IM2通过并将基本波成分f1、f2隔断，避免对传输路径TP7中的载波频率f1、f2下的传输特性造成影响。
图16示出图15的结构中的信号传输特性的计算例。传输特性I表示最终级的放大器Mn的输入与端口Port4之间的特性，传输特性J表示最终级的放大器Mn的输入与端口Port6之间的特性。在此，例如，电感器LX的电感设定为39nH，电容器CX的电容设定为4.7pF。这样，在传输特性I中，在载波频率的附近的包含2GHz的带域中，损失充分降低为约0.4dB，在传输特性J中，频率成分IM2的频率350MHz下的损失最小，另一方面，在载波的频率2GHz的附近，充分增大损失而避免使载波频率的成分向信号合波用的电路流入。
在上述的多级放大器1、1A中，没有限定为在第n-1级的放大器Mn-1的输出与最终级的放大器Mn的输入或输出之间配置提取电路9的结构，可以在第i级(i为满足1≤i≤n-1的自然数)的放大器Mi的输出与第i+1级的放大器Mi+1的输入或输出之间配置提取电路9。在这样的结构中，也是在第i+1级的输出中，能够充分降低基于2个基本波的成分的二次相互调制变形或其高次谐波的混合调制，结果是能够使最终级的输出信号的品质提高。
另外，提取电路9的滤波电路11从多载波信号中提取相当于第一载波频率f1与第二载波频率f2之差的差分频率(f2-f1)的频率成分IM2，但是也可以提取差分频率(f2-f1)的m倍(满足2≤m≤5的整数)的频率成分。在该情况下，也能够充分降低二次相互调制变形的高次谐波的混合调制，能够使输出信号的品质提高。在该结构中，通过移送器13的相位调整及增益调整电路15的振幅调整，降低最终级的输出信号中的差分频率(f2-f1)的5倍的频率成分。由此，使通过提取电路9注入的频率成分IM2的m倍的变形成分与频率成分IM2的(5-m)次高次谐波之间的相互调制变形产生，能够进行频率成分IM2的五次高次谐波的补偿。因此，能够降低对信号品质造成影响的上述的变形成分(A1)、(A3)，能够充分提高输出信号的品质。
特别是优选提取电路9的滤波电路11从多载波信号中提取差分频率(f2-f1)的5倍的频率成分，通过移送器13的相位调整及增益调整电路15的振幅调整，尽可能地降低最终级的输出信号中的差分频率(f2-f1)的5倍的频率成分。在该情况下，能够降低对信号品质造成影响的上述的变形成分(A1)、(A3)，能够使输出信号的品质提高。

Claims (12)

1.一种多级放大器，用于将多载波信号放大，该多载波信号包含具有第一频率f1的第一成分和具有第二频率f2的第二成分，
所述多级放大器具备：
N个放大器，分别被区分为第i级的放大器，且第k+1级的放大器级联连接于第k级的放大器，各个放大器将所述多载波信号放大，其中，N为2以上的整数，i为1至N的整数，1≤k≤N-1；及
补偿电路，具有输入和输出，所述输入连接于第j级的放大器的输出，所述输出向第j+1级的放大器的输入或第j+1级的放大器的输出提供补偿信号，其中，j为1至N-1的整数，
所述补偿电路具有：
滤波电路，连接于所述第j级的放大器的输出，提取差分频率f2-f1的n倍的变形频率成分，其中，n为1以上的整数；
移相电路，纵列连接于所述滤波电路，使所述变形频率成分的相位移动；及
振幅调整电路，纵列连接于所述移相电路，调整所述变形频率成分的振幅，生成所述补偿信号。
2.根据权利要求1所述的多级放大器，其中，
所述移相电路及所述振幅调整电路使所述多级放大器的输出所包含的所述差分频率f2-f1的n倍的变形频率成分为最小。
3.根据权利要求1或2所述的多级放大器，其中，
所述滤波电路提取所述差分频率f2-f1的1倍的变形频率成分。
4.根据权利要求1或2所述的多级放大器，其中，
所述滤波电路提取所述差分频率f2-f1的5倍的变形频率成分。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的多级放大器，其中，
所述滤波电路具有从所述第j级的放大器的输出与所述第j+1级的放大器的输入之间的传输路径的中途分支并连接的包含电感器及电容器的串联电路。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的多级放大器，其中，
将所述补偿电路的所述输出与所述第j+1级的放大器的输出合波。
7.根据权利要求6所述的多级放大器，其中，
所述补偿电路的所述输出连接于与所述第j+1级的放大器的输出分支并连接且用于向所述第j+1级的放大器施加偏压的传输路径。
8.根据权利要求6所述的多级放大器，其中，
所述补偿电路的所述输出经由与所述第j+1级的放大器的输出分支并连接的包含电感器及电容器的串联电路，与所述第j+1级的放大器的输出合波。
9.根据权利要求1～5中任一项所述的多级放大器，其中，
将所述补偿电路的所述输出与所述第j+1级的放大器的输入合波。
10.根据权利要求9所述的多级放大器，其中，
所述补偿电路的所述输出连接于在所述第j级的放大器的输出与所述j+1级的放大器之间的传输路径分支并连接且用于向所述第j级的放大器施加偏压的传输路径。
11.根据权利要求9所述的多级放大器，其中，
所述提取电路的所述输出经由在所述第j级的放大器的输出与所述第j+1级的放大器之间的传输路径分支并连接的包含电感器及电容器的串联电路，与所述第j+1级的放大器的输入合波。
12.根据权利要求1～11中任一项所述的多级放大器，其中，
所述第j+1级的放大器为第N级的放大器，所述第j级的放大器为第N-1级的放大器。
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