JP3119216B2 - 高周波増幅回路 - Google Patents
高周波増幅回路Info
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 17
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 17
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 12
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 32
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 13
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 229940035637 spectrum-4 Drugs 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000010183 spectrum analysis Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高周波増幅回路に関
し、特に携帯電話用の高周波増幅回路に関する。
し、特に携帯電話用の高周波増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のソース接地ＭＯＳＦＥＴを用いた
携帯電話用９００ＭＨｚ帯増幅回路の構成の一例を図１
９に示す。又、この増幅器の出力信号スペクトルを図２
０に示す。
携帯電話用９００ＭＨｚ帯増幅回路の構成の一例を図１
９に示す。又、この増幅器の出力信号スペクトルを図２
０に示す。
【０００３】この増幅回路は、入力整合回路１０１と、
ゲートバイアス回路１０２と、増幅用ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ
ｅｔａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ
Ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１０３と、ドレ
イン電源供給回路１０４と、出力整合回路１０５と、出
力ＤＣブロックキャパシタ１０６とにより構成される。
ゲートバイアス回路１０２と、増幅用ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ
ｅｔａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ
Ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１０３と、ドレ
イン電源供給回路１０４と、出力整合回路１０５と、出
力ＤＣブロックキャパシタ１０６とにより構成される。
【０００４】そして、ＭＯＳＦＥＴ１０３の２次の非線
形性により、入力信号１の差周波に相当する差周波電流
２がＭＯＳＦＥＴ１０３のドレイン端子３に発生する。
形性により、入力信号１の差周波に相当する差周波電流
２がＭＯＳＦＥＴ１０３のドレイン端子３に発生する。
【０００５】差周波とは、例えば入力信号が周波数ｆｃ
を中心として周波数±ｆＢの帯域を有する信号である場
合、周波数（ｆｃ−ｆＢ）から（ｆｃ＋ｆＢ）の範囲内
の任意の２周波の差信号をいう。従って、その差周波信
号は周波数０から周波数２ｆＢまでの信号となる。
を中心として周波数±ｆＢの帯域を有する信号である場
合、周波数（ｆｃ−ｆＢ）から（ｆｃ＋ｆＢ）の範囲内
の任意の２周波の差信号をいう。従って、その差周波信
号は周波数０から周波数２ｆＢまでの信号となる。
【０００６】差周波電流２は、周波数が低いため出力Ｄ
Ｃブロッキングキャパシタ１０６を流れず、ドレイン電
源供給回路１０４へと流れる。
Ｃブロッキングキャパシタ１０６を流れず、ドレイン電
源供給回路１０４へと流れる。
【０００７】差周波電流２がドレイン電源供給回路１０
４を流れる際、ドレイン電源供給回路１０４のインピー
ダンスにより、ドレイン端子３に差周波電圧が発生す
る。
４を流れる際、ドレイン電源供給回路１０４のインピー
ダンスにより、ドレイン端子３に差周波電圧が発生す
る。
【０００８】図２０に示す差周波スペクトル６が、この
差周波電圧に相当し、入力信号スペクトル４が増幅すべ
き信号の電圧に相当する。この差周波信号が入力信号１
を変調することにより、入力信号１近傍の周波数帯に歪
み出力が発生する。その結果、図２０に示すような隣接
チャネル漏洩電力７が発生する。
差周波電圧に相当し、入力信号スペクトル４が増幅すべ
き信号の電圧に相当する。この差周波信号が入力信号１
を変調することにより、入力信号１近傍の周波数帯に歪
み出力が発生する。その結果、図２０に示すような隣接
チャネル漏洩電力７が発生する。
【０００９】この様な機構による歪みの発生を抑制する
には、差周波に対するドレイン電源供給回路１０４のイ
ンピーダンスを低くし、差周波を短絡することが有効で
ある。
には、差周波に対するドレイン電源供給回路１０４のイ
ンピーダンスを低くし、差周波を短絡することが有効で
ある。
【００１０】この歪み発生機構についての参考文献とし
て、１９９６年電子情報通信学会総合大会、講演番号Ｃ
−２−２３，“Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴの相互変調歪
み特性における電源回路の影響”（松野他）、を挙げて
おく。
て、１９９６年電子情報通信学会総合大会、講演番号Ｃ
−２−２３，“Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴの相互変調歪
み特性における電源回路の影響”（松野他）、を挙げて
おく。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらドレイン
電源供給回路１０４には、入力信号１の帯域におけるイ
ンピーダンスを高くすることも求められている。
電源供給回路１０４には、入力信号１の帯域におけるイ
ンピーダンスを高くすることも求められている。
【００１２】特に帯域幅の広い変調信号を扱う場合、差
周波数が高くなるため、差周波に対して低インピーダン
スであることと、入力信号１の帯域で高インピーダンス
であることという２つの条件を同時に最適化することは
困難である。
周波数が高くなるため、差周波に対して低インピーダン
スであることと、入力信号１の帯域で高インピーダンス
であることという２つの条件を同時に最適化することは
困難である。
【００１３】以上とは別の従来技術の例として、特開平
５−２３５６４６号公報に記載されているものがある。
この従来技術では、歪みのある増幅器の前段に、逆の歪
み特性を持つ歪み補償器を設けることにより、増幅器の
歪みを低減する。
５−２３５６４６号公報に記載されているものがある。
この従来技術では、歪みのある増幅器の前段に、逆の歪
み特性を持つ歪み補償器を設けることにより、増幅器の
歪みを低減する。
【００１４】しかしながら、この従来技術で補償できる
のは、増幅器の奇数次の非線形性により発生する歪みの
みで、前に示した、１９９６年電子情報通信学会総合大
会、講演番号Ｃ−２−２３“Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴ
の相互変調歪み特性における電源回路の影響”（松野
他）で報告された、増幅器の２次の非線形性により発生
する入力信号の差周波成分が、入力信号を変調すること
により発生する歪みを低減することはできない。
のは、増幅器の奇数次の非線形性により発生する歪みの
みで、前に示した、１９９６年電子情報通信学会総合大
会、講演番号Ｃ−２−２３“Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴ
の相互変調歪み特性における電源回路の影響”（松野
他）で報告された、増幅器の２次の非線形性により発生
する入力信号の差周波成分が、入力信号を変調すること
により発生する歪みを低減することはできない。
【００１５】また別の従来技術の例として、特開平７−
１５４１６９号公報，特開平６−１２５２３０号公報に
記載されているものがある。これらの従来技術では、増
幅器の入力信号振幅に応じて、増幅器に入力する電源電
圧を変化させ、増幅器の効率を高く保ったまま歪みを低
減する。
１５４１６９号公報，特開平６−１２５２３０号公報に
記載されているものがある。これらの従来技術では、増
幅器の入力信号振幅に応じて、増幅器に入力する電源電
圧を変化させ、増幅器の効率を高く保ったまま歪みを低
減する。
【００１６】しかしながらこれらの従来技術は、増幅器
の入力信号増幅に応じて、増幅器が線形動作する出力振
幅を制御しているだけであり、増幅器の２次の非線形性
により発生する入力信号の差周波成分が、入力信号を変
調することにより発生する歪みを低減することはできな
い。
の入力信号増幅に応じて、増幅器が線形動作する出力振
幅を制御しているだけであり、増幅器の２次の非線形性
により発生する入力信号の差周波成分が、入力信号を変
調することにより発生する歪みを低減することはできな
い。
【００１７】そこで本発明の目的は、入力信号の差周波
成分が入力信号を変調することにより発生する歪みを低
減することが可能な高周波増幅回路を提供することにあ
る。
成分が入力信号を変調することにより発生する歪みを低
減することが可能な高周波増幅回路を提供することにあ
る。
【００１８】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に本発明は、１段構成の高周波増幅用能動素子の出力側
に電源電圧を供給する電圧供給手段を含む高周波増幅回
路であって、入力信号より周波数の低い前記入力信号の
差周波信号を検出する信号検出手段と、その信号検出手
段で検出された差周波信号に基づき前記電源電圧を制御
して出力信号より前記差周波信号を減衰させる信号減衰
手段とを含むことを特徴とする。
に本発明は、１段構成の高周波増幅用能動素子の出力側
に電源電圧を供給する電圧供給手段を含む高周波増幅回
路であって、入力信号より周波数の低い前記入力信号の
差周波信号を検出する信号検出手段と、その信号検出手
段で検出された差周波信号に基づき前記電源電圧を制御
して出力信号より前記差周波信号を減衰させる信号減衰
手段とを含むことを特徴とする。
【００１９】本発明によれば、信号検出手段で検出され
た差周波信号に基づき、信号減衰手段がその差周波信号
を打ち消すよう電源電圧を制御する。
た差周波信号に基づき、信号減衰手段がその差周波信号
を打ち消すよう電源電圧を制御する。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明に係
る高周波増幅回路の最良の実施の形態の構成図である。
て添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明に係
る高周波増幅回路の最良の実施の形態の構成図である。
【００２１】なお、従来例（図１９）と同様の構成部分
については同一番号を付し、その説明を省略する。
については同一番号を付し、その説明を省略する。
【００２２】高周波増幅回路は、入力整合回路１０１
と、ゲートバイアス回路１０２と、高周波増幅用ＭＯＳ
ＦＥＴ１０３と、ドレインチョークインダクタンス１８
と、ＭＯＳＦＥＴ１０３のドレインに電源を供給する電
圧源１７と、ドレインの電圧を検出する電圧検出器１４
と、この電圧検出器１４で検出された電圧に応じて電圧
源１７の電圧を制御する制御部１６と、出力整合回路１
０５とからなる。
と、ゲートバイアス回路１０２と、高周波増幅用ＭＯＳ
ＦＥＴ１０３と、ドレインチョークインダクタンス１８
と、ＭＯＳＦＥＴ１０３のドレインに電源を供給する電
圧源１７と、ドレインの電圧を検出する電圧検出器１４
と、この電圧検出器１４で検出された電圧に応じて電圧
源１７の電圧を制御する制御部１６と、出力整合回路１
０５とからなる。
【００２３】ドレインチョークインダクタンス１８は、
増幅する信号（入力信号スペクトル４に相当する信号。
図２０参照）に対して十分高いインピーダンスを有する
インダクタンスであり、このインダクタンスは差周波
（差周波スペクトル６に相当する信号。図２０参照）の
ように増幅する信号より周波数の低い信号に対しては低
いインピーダンスを示す。
増幅する信号（入力信号スペクトル４に相当する信号。
図２０参照）に対して十分高いインピーダンスを有する
インダクタンスであり、このインダクタンスは差周波
（差周波スペクトル６に相当する信号。図２０参照）の
ように増幅する信号より周波数の低い信号に対しては低
いインピーダンスを示す。
【００２４】なお、電圧検出器１４は従来の比較的低い
周波数の電圧、即ち、本発明の差周波スペクトル６に相
当する電圧が検出できる検出器であり、従って、差周波
よりはるかに周波数の高い入力信号スペクトル４に相当
する電圧は検出されない。
周波数の電圧、即ち、本発明の差周波スペクトル６に相
当する電圧が検出できる検出器であり、従って、差周波
よりはるかに周波数の高い入力信号スペクトル４に相当
する電圧は検出されない。
【００２５】又、電圧検出器１４の入力側に差周波スペ
クトル６に相当する電圧のみを入力させるためのローパ
スフィルタを挿入してもよい。
クトル６に相当する電圧のみを入力させるためのローパ
スフィルタを挿入してもよい。
【００２６】又、電圧検出器１４から出力される電圧は
実効値ではなく瞬時値である。従って、制御部１６はこ
の瞬時値電圧に応じて電圧源１７の電圧を制御する。
実効値ではなく瞬時値である。従って、制御部１６はこ
の瞬時値電圧に応じて電圧源１７の電圧を制御する。
【００２７】次に、動作について説明する。
【００２８】ＭＯＳＦＥＴ１０３のゲートに信号１を入
力すると、ＭＯＳＦＥＴ１０３の２次の非線形性によ
り、入力信号１の差周波と等しい周波数を持つ差周波電
流２がＭＯＳＦＥＴ１０３のドレイン端子３に発生す
る。この差周波電流２は、周波数が低いため、ドレイン
チョークインダクタンス１８を介してドレインの電圧源
１７に流れ込む。
力すると、ＭＯＳＦＥＴ１０３の２次の非線形性によ
り、入力信号１の差周波と等しい周波数を持つ差周波電
流２がＭＯＳＦＥＴ１０３のドレイン端子３に発生す
る。この差周波電流２は、周波数が低いため、ドレイン
チョークインダクタンス１８を介してドレインの電圧源
１７に流れ込む。
【００２９】この時、従来技術を用いた増幅回路では、
電源供給回路１０４（図１９参照）のインピーダンスに
より差周波電圧が発生し、それがドレイン端子３の電圧
を変動させ、この変動がゲートからの入力信号１を変調
することで歪みが発生する。
電源供給回路１０４（図１９参照）のインピーダンスに
より差周波電圧が発生し、それがドレイン端子３の電圧
を変動させ、この変動がゲートからの入力信号１を変調
することで歪みが発生する。
【００３０】これに対し、本発明の最良の実施の形態で
は、電圧検出部１４でドレイン端子３の差周波の電圧を
検出し、制御部１６がその電圧がゼロとなるよう電圧源
１７の発生電圧を制御する。
は、電圧検出部１４でドレイン端子３の差周波の電圧を
検出し、制御部１６がその電圧がゼロとなるよう電圧源
１７の発生電圧を制御する。
【００３１】即ち、制御部１６は差周波電圧に対しこれ
と１８０度位相の異なる電圧を電圧源１７に発生させ、
電源電圧のうち差周波電圧成分のみを相殺させるのであ
る。
と１８０度位相の異なる電圧を電圧源１７に発生させ、
電源電圧のうち差周波電圧成分のみを相殺させるのであ
る。
【００３２】なお、ドレイン端子３には差周波電圧とと
もに入力信号スペクトル４に相当する電圧も発生する
が、この入力信号スペクトル４の周波数は差周波よりは
るかに高いため、電圧源１７から発生する差周波電圧と
１８０度位相の異なる電圧の影響はほとんど受けない。
もに入力信号スペクトル４に相当する電圧も発生する
が、この入力信号スペクトル４の周波数は差周波よりは
るかに高いため、電圧源１７から発生する差周波電圧と
１８０度位相の異なる電圧の影響はほとんど受けない。
【００３３】これにより、ドレイン端子３には差周波電
圧が発生しないため、入力信号１の差周波電圧が入力信
号１を変調することにより発生する歪みを抑制すること
ができる。
圧が発生しないため、入力信号１の差周波電圧が入力信
号１を変調することにより発生する歪みを抑制すること
ができる。
【００３４】
【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。ま
ず、同図１を用いて第１実施例について説明する。
ず、同図１を用いて第１実施例について説明する。
【００３５】入力信号１は、９５０ＭＨｚを中心とする
帯域幅１．２３ＭＨｚの信号である。電圧検出器１４で
ドレイン端子３の電圧を検出し、検出したデータを制御
部１６に入力する。制御部１６はドレイン端子３に発生
する入力信号１の差周波電圧、この場合でいえば、１．
２３ＭＨｚ以下の電圧、即ち、差周波電圧及び差周波の
整数倍かつ１．２３ＭＨｚ以下の周波数成分の電圧がゼ
ロとなるように電圧源１７で発生する電圧を制御する。
帯域幅１．２３ＭＨｚの信号である。電圧検出器１４で
ドレイン端子３の電圧を検出し、検出したデータを制御
部１６に入力する。制御部１６はドレイン端子３に発生
する入力信号１の差周波電圧、この場合でいえば、１．
２３ＭＨｚ以下の電圧、即ち、差周波電圧及び差周波の
整数倍かつ１．２３ＭＨｚ以下の周波数成分の電圧がゼ
ロとなるように電圧源１７で発生する電圧を制御する。
【００３６】これにより、ドレイン端子３に発生する入
力信号１の差周波電圧が抑制されるので、ドレイン電源
供給回路のインピーダンスに関係なく歪みを低減するこ
とができる。
力信号１の差周波電圧が抑制されるので、ドレイン電源
供給回路のインピーダンスに関係なく歪みを低減するこ
とができる。
【００３７】次に、制御部１６の実施例について説明す
る。図２〜図４は制御部の第１〜第３実施例の構成図で
ある。なお、同図には便宜上、電圧検出器１４と電圧源
１７も表示している。
る。図２〜図４は制御部の第１〜第３実施例の構成図で
ある。なお、同図には便宜上、電圧検出器１４と電圧源
１７も表示している。
【００３８】まず、図２を参照して制御部の第１実施例
について説明する。制御部１６はアナログデータをディ
ジタル変換するＡＤコンバータ７１と、ＡＤコンバータ
７１から出力されるデータの演算を行う演算部７２と、
演算部７２での演算結果をアナログデータに変換するＤ
Ａコンバータ７３とからなる。
について説明する。制御部１６はアナログデータをディ
ジタル変換するＡＤコンバータ７１と、ＡＤコンバータ
７１から出力されるデータの演算を行う演算部７２と、
演算部７２での演算結果をアナログデータに変換するＤ
Ａコンバータ７３とからなる。
【００３９】次に、動作について説明する。電圧検出器
１４より出力された電圧瞬時値のアナログデータはＡＤ
コンバータ７１でディジタルデータに変換され、さらに
演算部７２にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はＤＡコンバータ７３で再びアナログデータに変換
された後、電圧源１７へ入力される。電圧源１７はこの
アナログデータにより制御される。
１４より出力された電圧瞬時値のアナログデータはＡＤ
コンバータ７１でディジタルデータに変換され、さらに
演算部７２にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はＤＡコンバータ７３で再びアナログデータに変換
された後、電圧源１７へ入力される。電圧源１７はこの
アナログデータにより制御される。
【００４０】次に、図３を参照して制御部の第２実施例
について説明する。制御部１６はアナログデータをディ
ジタル変換するＡＤコンバータ７１と、ＡＤコンバータ
７１から出力されるデータの演算を行う演算部７２とか
らなる。
について説明する。制御部１６はアナログデータをディ
ジタル変換するＡＤコンバータ７１と、ＡＤコンバータ
７１から出力されるデータの演算を行う演算部７２とか
らなる。
【００４１】次に、動作について説明する。電圧検出器
１４より出力された電圧瞬時値のアナログデータはＡＤ
コンバータ７１でディジタルデータに変換され、さらに
演算部７２にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はディジタルデータのまま電圧源１７へ入力され
る。電圧源１７はこのディジタルデータにより制御され
る。
１４より出力された電圧瞬時値のアナログデータはＡＤ
コンバータ７１でディジタルデータに変換され、さらに
演算部７２にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はディジタルデータのまま電圧源１７へ入力され
る。電圧源１７はこのディジタルデータにより制御され
る。
【００４２】次に、図４を参照して制御部の第３実施例
について説明する。制御部１６は電圧検出部１４から出
力されるディジタルデータの演算を行う演算部７２と、
この演算部７２での演算結果をアナログデータに変換す
るＤＡコンバータ７３とからなる。
について説明する。制御部１６は電圧検出部１４から出
力されるディジタルデータの演算を行う演算部７２と、
この演算部７２での演算結果をアナログデータに変換す
るＤＡコンバータ７３とからなる。
【００４３】次に、動作について説明する。電圧検出器
１４より出力された電圧瞬時値のディジタルデータは演
算部７２に入力され制御信号が決定される。その決定後
の制御信号はＤＡコンバータ７３で再びアナログデータ
に変換された後、電圧源１７へ入力される。電圧源１７
はこのアナログデータにより制御される。
１４より出力された電圧瞬時値のディジタルデータは演
算部７２に入力され制御信号が決定される。その決定後
の制御信号はＤＡコンバータ７３で再びアナログデータ
に変換された後、電圧源１７へ入力される。電圧源１７
はこのアナログデータにより制御される。
【００４４】次に、図５を参照して本発明の第２実施例
について説明する。図５は本発明に係る高周波増幅回路
の第２実施例の構成図である。なお、図１と同様の構成
部分については同一番号を付し、その説明を省略する。
について説明する。図５は本発明に係る高周波増幅回路
の第２実施例の構成図である。なお、図１と同様の構成
部分については同一番号を付し、その説明を省略する。
【００４５】第２実施例は、入力整合回路１０１と、ゲ
ートバイアス回路１０２と、高周波増幅用ＭＯＳＦＥＴ
１０３と、ドレインチョークインダクタンス１８と、ド
レイン電流を検出する電流検出器２１と、ＭＯＳＦＥＴ
１０３のドレインに電源を供給する電圧源１７と、この
電流検出器２１で検出された電流に応じて電圧源１７の
電圧を制御する制御部２２と、出力整合回路１０５とか
らなる。
ートバイアス回路１０２と、高周波増幅用ＭＯＳＦＥＴ
１０３と、ドレインチョークインダクタンス１８と、ド
レイン電流を検出する電流検出器２１と、ＭＯＳＦＥＴ
１０３のドレインに電源を供給する電圧源１７と、この
電流検出器２１で検出された電流に応じて電圧源１７の
電圧を制御する制御部２２と、出力整合回路１０５とか
らなる。
【００４６】次に、動作について説明する。
【００４７】電流検出器２１でドレイン電源供給回路を
流れる電流を検出し、検出したデータを制御部２２に入
力する。制御部２２は、ドレイン電源供給回路に流れる
電流から、ドレイン端子３に発生する、入力信号１の差
周波電圧成分を推定する。
流れる電流を検出し、検出したデータを制御部２２に入
力する。制御部２２は、ドレイン電源供給回路に流れる
電流から、ドレイン端子３に発生する、入力信号１の差
周波電圧成分を推定する。
【００４８】この電流検出器２１に入力される電流から
差周波電圧成分を推定する方法は、前述した出力電圧か
ら差周波電圧成分を検出する方法と同様である。
差周波電圧成分を推定する方法は、前述した出力電圧か
ら差周波電圧成分を検出する方法と同様である。
【００４９】即ち、電流検出器２１は差周波のような比
較的周波数の低い信号の電流を検出することができる一
般の電流検出器であり、この電流検出器では電源の直流
電圧と差周波電流のみが検出され、入力信号スペクトル
４に相当する電流は検出されないのである。
較的周波数の低い信号の電流を検出することができる一
般の電流検出器であり、この電流検出器では電源の直流
電圧と差周波電流のみが検出され、入力信号スペクトル
４に相当する電流は検出されないのである。
【００５０】制御部２２は電源の直流電圧と差周波電流
から差周波電流を分離し、この差周波電流より差周波電
圧を推定する。
から差周波電流を分離し、この差周波電流より差周波電
圧を推定する。
【００５１】そして制御部２２は、この差周波電圧成分
がゼロになるように、電圧源１７で発生する電圧を制御
する。
がゼロになるように、電圧源１７で発生する電圧を制御
する。
【００５２】これにより、ドレイン端子３に発生する入
力信号１の差周波電圧が抑制されるので、ドレイン電源
供給回路のインピーダンスに関係なく歪みを低減するこ
とができる。従って本発明では、ドレインチョークイン
ダクタンス１８は、増幅する信号である９５０ＭＨｚ帯
の信号に対して、充分高いインピーダンスを有すれば良
く、従来技術で必要とされた、増幅信号帯域と差周波帯
域に対するインピーダンスのトレードオフを解消するこ
とができる。
力信号１の差周波電圧が抑制されるので、ドレイン電源
供給回路のインピーダンスに関係なく歪みを低減するこ
とができる。従って本発明では、ドレインチョークイン
ダクタンス１８は、増幅する信号である９５０ＭＨｚ帯
の信号に対して、充分高いインピーダンスを有すれば良
く、従来技術で必要とされた、増幅信号帯域と差周波帯
域に対するインピーダンスのトレードオフを解消するこ
とができる。
【００５３】次に、制御部２２の実施例について説明す
る。図６〜図８は制御部の第４〜第６実施例の構成図で
ある。なお、同図には便宜上、電流検出器２１と電圧源
１７も表示している。
る。図６〜図８は制御部の第４〜第６実施例の構成図で
ある。なお、同図には便宜上、電流検出器２１と電圧源
１７も表示している。
【００５４】まず、図６を参照して制御部の第４実施例
について説明する。制御部２２はアナログデータをディ
ジタル変換するＡＤコンバータ８１と、ＡＤコンバータ
８１から出力されるデータの演算を行う演算部８２と、
演算部８２での演算結果をアナログデータに変換するＤ
Ａコンバータ８３とからなる。
について説明する。制御部２２はアナログデータをディ
ジタル変換するＡＤコンバータ８１と、ＡＤコンバータ
８１から出力されるデータの演算を行う演算部８２と、
演算部８２での演算結果をアナログデータに変換するＤ
Ａコンバータ８３とからなる。
【００５５】次に、動作について説明する。電流検出器
２１より出力された電流瞬時値のアナログデータはＡＤ
コンバータ８１でディジタルデータに変換され、さらに
演算部８２にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はＤＡコンバータ８３で再びアナログデータに変換
された後、電圧源１７へ入力される。電圧源１７はこの
アナログデータにより制御される。
２１より出力された電流瞬時値のアナログデータはＡＤ
コンバータ８１でディジタルデータに変換され、さらに
演算部８２にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はＤＡコンバータ８３で再びアナログデータに変換
された後、電圧源１７へ入力される。電圧源１７はこの
アナログデータにより制御される。
【００５６】次に、図７を参照して制御部の第５実施例
について説明する。制御部２２はアナログデータをディ
ジタル変換するＡＤコンバータ８１と、ＡＤコンバータ
８１から出力されるデータの演算を行う演算部８２とか
らなる。
について説明する。制御部２２はアナログデータをディ
ジタル変換するＡＤコンバータ８１と、ＡＤコンバータ
８１から出力されるデータの演算を行う演算部８２とか
らなる。
【００５７】次に、動作について説明する。電流検出器
２１より出力された電流瞬時値のアナログデータはＡＤ
コンバータ８１でディジタルデータに変換され、さらに
演算部８２にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はディジタルデータのまま電圧源１７へ入力され
る。電圧源１７はこのディジタルデータにより制御され
る。
２１より出力された電流瞬時値のアナログデータはＡＤ
コンバータ８１でディジタルデータに変換され、さらに
演算部８２にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はディジタルデータのまま電圧源１７へ入力され
る。電圧源１７はこのディジタルデータにより制御され
る。
【００５８】次に、図８を参照して制御部の第６実施例
について説明する。制御部２２は電流検出部２１から出
力されるディジタルデータの演算を行う演算部８２と、
この演算部８２での演算結果をアナログデータに変換す
るＤＡコンバータ８３とからなる。
について説明する。制御部２２は電流検出部２１から出
力されるディジタルデータの演算を行う演算部８２と、
この演算部８２での演算結果をアナログデータに変換す
るＤＡコンバータ８３とからなる。
【００５９】次に、動作について説明する。電流検出器
２１より出力された電流瞬時値のディジタルデータは演
算部８２に入力され制御信号が決定される。その決定後
の制御信号はＤＡコンバータ８３で再びアナログデータ
に変換された後、電圧源１７へ入力される。電圧源１７
はこのアナログデータにより制御される。
２１より出力された電流瞬時値のディジタルデータは演
算部８２に入力され制御信号が決定される。その決定後
の制御信号はＤＡコンバータ８３で再びアナログデータ
に変換された後、電圧源１７へ入力される。電圧源１７
はこのアナログデータにより制御される。
【００６０】次に、図９を参照して本発明の第３実施例
について説明する。図９は本発明に係る高周波増幅回路
の第３実施例の構成図である。なお、図１と同様の構成
部分については同一番号を付し、その説明を省略する。
について説明する。図９は本発明に係る高周波増幅回路
の第３実施例の構成図である。なお、図１と同様の構成
部分については同一番号を付し、その説明を省略する。
【００６１】第３実施例は、入力整合回路１０１と、ゲ
ートバイアス回路１０２と、高周波増幅用バイポーラト
ランジスタ１１１と、コレクタチョークインダクタンス
２９と、バイポーラトランジスタ１１１のコレクタに電
源を供給する電圧源１７と、入力信号１に基づき電圧源
１７の出力電圧を制御する制御部２６と、出力整合回路
１０５とからなる。
ートバイアス回路１０２と、高周波増幅用バイポーラト
ランジスタ１１１と、コレクタチョークインダクタンス
２９と、バイポーラトランジスタ１１１のコレクタに電
源を供給する電圧源１７と、入力信号１に基づき電圧源
１７の出力電圧を制御する制御部２６と、出力整合回路
１０５とからなる。
【００６２】次に、動作について説明する。
【００６３】制御部２６には入力信号１を入力し、コレ
クタ端子２７に発生する入力信号１の差周波電圧成分を
推定する。この推定は前述したように入力信号１の周波
数帯域内の任意の２周波の差信号を計算することにより
行う。
クタ端子２７に発生する入力信号１の差周波電圧成分を
推定する。この推定は前述したように入力信号１の周波
数帯域内の任意の２周波の差信号を計算することにより
行う。
【００６４】制御部２６は差周波電圧成分を推定する
と、その差周波電圧成分を打ち消すように電圧源１７を
制御する。
と、その差周波電圧成分を打ち消すように電圧源１７を
制御する。
【００６５】これにより、コレクタ端子２７に発生す
る、入力信号１の差周波電圧が抑制されるので、ドレイ
ン電源供給回路のインピーダンスに関係なく歪みを低減
することができる。従って本発明では、コレクタチョー
クインダクタンス２９は、増幅する信号である９５０Ｍ
Ｈｚ帯の信号に対して、充分高いインピーダンスを有す
れば良く、従来技術で必要とされた、増幅信号帯域と差
周波帯域に対するインピーダンスのトレードオフを解消
することができる。
る、入力信号１の差周波電圧が抑制されるので、ドレイ
ン電源供給回路のインピーダンスに関係なく歪みを低減
することができる。従って本発明では、コレクタチョー
クインダクタンス２９は、増幅する信号である９５０Ｍ
Ｈｚ帯の信号に対して、充分高いインピーダンスを有す
れば良く、従来技術で必要とされた、増幅信号帯域と差
周波帯域に対するインピーダンスのトレードオフを解消
することができる。
【００６６】次に、制御部２６の実施例について説明す
る。図１０〜図１２は制御部の第７〜第９実施例の構成
図である。なお、同図には便宜上、電圧源１７も表示し
ている。
る。図１０〜図１２は制御部の第７〜第９実施例の構成
図である。なお、同図には便宜上、電圧源１７も表示し
ている。
【００６７】まず、図１０を参照して制御部の第７実施
例について説明する。制御部２６は入力信号１のスペク
トルを解析するスペクトルアナライザ９１と、スペクト
ルアナライザ９１で解析されたスペクトルより差周波成
分を推定する差周波成分推定器９２と、差周波成分推定
器９２で推定された差周波成分に基づき制御信号を発生
する制御信号発生器９３とからなる。
例について説明する。制御部２６は入力信号１のスペク
トルを解析するスペクトルアナライザ９１と、スペクト
ルアナライザ９１で解析されたスペクトルより差周波成
分を推定する差周波成分推定器９２と、差周波成分推定
器９２で推定された差周波成分に基づき制御信号を発生
する制御信号発生器９３とからなる。
【００６８】次に、動作について説明する。入力信号１
のスペクトルがスペクトルアナライザ９１で解析される
と、それを基に差周波成分推定器９２は差周波成分を推
定する。制御信号発生器９３はその推定された差周波成
分に基づき電圧源１７を制御する。
のスペクトルがスペクトルアナライザ９１で解析される
と、それを基に差周波成分推定器９２は差周波成分を推
定する。制御信号発生器９３はその推定された差周波成
分に基づき電圧源１７を制御する。
【００６９】次に、図１１を参照して制御部の第８実施
例について説明する。この第８実施例は入力信号１とし
て搬送波をベースバンド信号で変調した信号を用いた場
合を示している。
例について説明する。この第８実施例は入力信号１とし
て搬送波をベースバンド信号で変調した信号を用いた場
合を示している。
【００７０】制御部２６は入力信号１をベースバンドに
落とすダウンコンバータ９４と、ＡＤコンバータ９５
と、差周波成分推定器９２と、制御信号発生器９３とか
らなる。
落とすダウンコンバータ９４と、ＡＤコンバータ９５
と、差周波成分推定器９２と、制御信号発生器９３とか
らなる。
【００７１】次に、動作について説明する。ダウンコン
バータ９４で入力信号１がべースバンドに落とされ、そ
のべースバンドはＡＤコンバータ９５でサンプリングさ
れる。そのサンプリング結果に基づき差周波成分推定器
９２が差分周波数を推定し、その推定結果に基づき制御
信号発生器９３が制御信号を発生する。この制御信号に
より電圧源１７の出力電圧が制御される。
バータ９４で入力信号１がべースバンドに落とされ、そ
のべースバンドはＡＤコンバータ９５でサンプリングさ
れる。そのサンプリング結果に基づき差周波成分推定器
９２が差分周波数を推定し、その推定結果に基づき制御
信号発生器９３が制御信号を発生する。この制御信号に
より電圧源１７の出力電圧が制御される。
【００７２】なお、べースバンドの信号の配列、例え
ば、”０１１０”や”０１０１“等、配列が定まれば、
その配列に基づき入力信号の波形を推定することができ
る。この入力信号の波形が推定できれば差周波信号が推
定できることは前述したとおりである。
ば、”０１１０”や”０１０１“等、配列が定まれば、
その配列に基づき入力信号の波形を推定することができ
る。この入力信号の波形が推定できれば差周波信号が推
定できることは前述したとおりである。
【００７３】次に、図１２を参照して制御部の第９実施
例について説明する。この第９実施例も入力信号１とし
て搬送波をベースバンド信号で変調した信号を用いた場
合を示している。
例について説明する。この第９実施例も入力信号１とし
て搬送波をベースバンド信号で変調した信号を用いた場
合を示している。
【００７４】制御部２６は入力信号１をベースバンドに
落とすダウンコンバータ９４と、スペクトルアナライザ
９１と、差周波成分推定器９２と、制御信号発生器９３
とからなる。
落とすダウンコンバータ９４と、スペクトルアナライザ
９１と、差周波成分推定器９２と、制御信号発生器９３
とからなる。
【００７５】次に、動作について説明する。ダウンコン
バータ９４で入力信号１がべースバンドに落とされ、そ
のベースバンドをスペクトルアナライザ９１でスペクト
ル解析し、そのスペクトル解析結果に基づき差周波成分
推定器９２が差分周波数を推定し、その推定結果に基づ
き制御信号発生器９３が制御信号を発生する。この制御
信号により電圧源１７の出力電圧が制御される。
バータ９４で入力信号１がべースバンドに落とされ、そ
のベースバンドをスペクトルアナライザ９１でスペクト
ル解析し、そのスペクトル解析結果に基づき差周波成分
推定器９２が差分周波数を推定し、その推定結果に基づ
き制御信号発生器９３が制御信号を発生する。この制御
信号により電圧源１７の出力電圧が制御される。
【００７６】次に、図１３を参照して本発明の第４実施
例について説明する。図１３は本発明に係る高周波増幅
回路の第４実施例の構成図である。なお、図１と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
例について説明する。図１３は本発明に係る高周波増幅
回路の第４実施例の構成図である。なお、図１と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
【００７７】第４実施例は、整合回路１０１と、ゲート
バイアス回路１０２と、高周波増幅用ＭＯＳＦＥＴ１０
３と、ドレインチョークインダクタンス１８と、ＭＯＳ
ＦＥＴ１０３のドレインに電源を供給する電圧源１７
と、高抵抗３２及び電流検出器３３とで構成される電圧
検出器３１と、ローパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）３４
と、伝達関数回路３５と、整合回路１０５とからなる。
バイアス回路１０２と、高周波増幅用ＭＯＳＦＥＴ１０
３と、ドレインチョークインダクタンス１８と、ＭＯＳ
ＦＥＴ１０３のドレインに電源を供給する電圧源１７
と、高抵抗３２及び電流検出器３３とで構成される電圧
検出器３１と、ローパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）３４
と、伝達関数回路３５と、整合回路１０５とからなる。
【００７８】電圧検出器３１は高抵抗３２を通して流れ
る微小電流を電流検出器３３で検出することにより、電
圧を検出する。この検出した電圧値は、ローパスフィル
タ３４を通り、入力信号１の差周波成分、及びその整数
倍の周波数成分のみが伝達関数回路３５へと入力され
る。伝達関数回路３５を通り、強度，位相の周波数特性
を整えられた信号が、電圧制御電圧源１７の出力電圧を
制御する。
る微小電流を電流検出器３３で検出することにより、電
圧を検出する。この検出した電圧値は、ローパスフィル
タ３４を通り、入力信号１の差周波成分、及びその整数
倍の周波数成分のみが伝達関数回路３５へと入力され
る。伝達関数回路３５を通り、強度，位相の周波数特性
を整えられた信号が、電圧制御電圧源１７の出力電圧を
制御する。
【００７９】この時、伝達関数回路３５の周波数特性
は、ドレイン端子３における、入力信号１の差周波電圧
と、差周波の整数倍の周波数を持つ電圧成分がゼロにな
るように選ばれている。
は、ドレイン端子３における、入力信号１の差周波電圧
と、差周波の整数倍の周波数を持つ電圧成分がゼロにな
るように選ばれている。
【００８０】即ち、伝達関数回路３５の周波数特性は、
差周波電圧とこの差周波の整数倍の周波数を有する電圧
とを１８０度位相の異なる電圧に変換したものとなる。
差周波電圧とこの差周波の整数倍の周波数を有する電圧
とを１８０度位相の異なる電圧に変換したものとなる。
【００８１】次に、この伝達関数回路３５の動作につい
て補足する。伝達関数回路３５の出力はアナログの電圧
信号である。電流検出器３３はドレイン端子３の電圧に
比例した電圧信号を発生する。この電圧信号をローパス
フィルタ３４を通すことで、ドレイン端子３の電圧のう
ち差周波電圧を含む周波数の低い成分に比例した電圧信
号が得られる。
て補足する。伝達関数回路３５の出力はアナログの電圧
信号である。電流検出器３３はドレイン端子３の電圧に
比例した電圧信号を発生する。この電圧信号をローパス
フィルタ３４を通すことで、ドレイン端子３の電圧のう
ち差周波電圧を含む周波数の低い成分に比例した電圧信
号が得られる。
【００８２】この電圧信号をそのまま電圧源１７に入力
するとチョークインダクタンス１８の影響によりドレイ
ン端子３での差周波電圧がゼロにならない場合が出てく
る。この影響を避けるため伝達関数回路３５を通して制
御電圧信号の強度、位相を調整する。
するとチョークインダクタンス１８の影響によりドレイ
ン端子３での差周波電圧がゼロにならない場合が出てく
る。この影響を避けるため伝達関数回路３５を通して制
御電圧信号の強度、位相を調整する。
【００８３】伝達関数回路３５はＬＲＣのフィルタ回路
やアンプを組み合わせたアナログ回路である。もしく
は、ローパスフィルタ３４からの信号をＡＤコンバータ
でディジタルデータに変換し、ディジタルフィルタを通
した後にＤＡコンバータでアナログ出力を得る回路であ
る。
やアンプを組み合わせたアナログ回路である。もしく
は、ローパスフィルタ３４からの信号をＡＤコンバータ
でディジタルデータに変換し、ディジタルフィルタを通
した後にＤＡコンバータでアナログ出力を得る回路であ
る。
【００８４】これにより、ドレイン端子３に発生する、
入力信号１の差周波電圧が抑制されるので、ドレイン電
源供給回路のインピーダンスに関係なく、歪みを低減す
ることができる。従って本発明では、ドレインチョーク
インダクタンス１８は、増幅する信号である９５０ＭＨ
ｚ帯の信号に対して、充分高いインピーダンスを有すれ
ば良く、従来技術で必要とされた増幅信号帯域と差周波
帯域に対するインピーダンスのトレードオフを解消する
ことができる。
入力信号１の差周波電圧が抑制されるので、ドレイン電
源供給回路のインピーダンスに関係なく、歪みを低減す
ることができる。従って本発明では、ドレインチョーク
インダクタンス１８は、増幅する信号である９５０ＭＨ
ｚ帯の信号に対して、充分高いインピーダンスを有すれ
ば良く、従来技術で必要とされた増幅信号帯域と差周波
帯域に対するインピーダンスのトレードオフを解消する
ことができる。
【００８５】次に、図１４を参照して本発明の第５実施
例について説明する。図１４は本発明に係る高周波増幅
回路の第５実施例の構成図である。なお、図１と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
例について説明する。図１４は本発明に係る高周波増幅
回路の第５実施例の構成図である。なお、図１と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
【００８６】この回路は図１のＭＯＳＦＥＴ１０３がソ
ース接地であるのに対し、ＭＯＳＦＥＴ１０３をゲート
接地としたものである。その他の構成は図１と同様であ
る。
ース接地であるのに対し、ＭＯＳＦＥＴ１０３をゲート
接地としたものである。その他の構成は図１と同様であ
る。
【００８７】又、ドレイン端子３の電圧を検出する以降
の動作及び効果も図１に記載の回路と同様なため説明を
省略する。
の動作及び効果も図１に記載の回路と同様なため説明を
省略する。
【００８８】本発明において、前述したあるいは後述す
るＭＯＳＦＥＴ１０３のソース接地回路は図１４と同様
に全てゲート接地回路に変更することが可能である。
るＭＯＳＦＥＴ１０３のソース接地回路は図１４と同様
に全てゲート接地回路に変更することが可能である。
【００８９】次に、図１５を参照して本発明の第６実施
例について説明する。図１５は本発明に係る高周波増幅
回路の第６実施例の構成図である。なお、図５と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
例について説明する。図１５は本発明に係る高周波増幅
回路の第６実施例の構成図である。なお、図５と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
【００９０】この回路は図５の高周波増幅用能動素子が
ＭＯＳＦＥＴ１０３であるのに対し、高周波増幅用能動
素子としてバイポーラトランジスタ１１１を用いたもの
である。その他の構成はＤＣブロックキャパシタ１２
４，１２５を追加した点を除き図１と同様である。
ＭＯＳＦＥＴ１０３であるのに対し、高周波増幅用能動
素子としてバイポーラトランジスタ１１１を用いたもの
である。その他の構成はＤＣブロックキャパシタ１２
４，１２５を追加した点を除き図１と同様である。
【００９１】又、コレクタ端子２７の電流を検出する以
降の動作及び効果も図５に記載の回路と同様なため説明
を省略する。
降の動作及び効果も図５に記載の回路と同様なため説明
を省略する。
【００９２】本発明において、前述したあるいは後述す
るＭＯＳＦＥＴ１０３のソース接地回路は図１５と同様
に全てバイポーラトランジスタ１１１に変更することが
可能である。
るＭＯＳＦＥＴ１０３のソース接地回路は図１５と同様
に全てバイポーラトランジスタ１１１に変更することが
可能である。
【００９３】次に、図１６を参照して本発明の第７実施
例について説明する。図１６は本発明に係る高周波増幅
回路の第７実施例の構成図である。なお、図９と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
例について説明する。図１６は本発明に係る高周波増幅
回路の第７実施例の構成図である。なお、図９と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
【００９４】この回路は図９の高周波増幅用能動素子が
バイポーラトランジスタ１１１であるのに対し、高周波
増幅用能動素子としてＭＯＳＦＥＴ１０３を用いたもの
である。その他の構成はＤＣブロックキャパシタ１２
４，１２５を追加した点を除き図５と同様である。
バイポーラトランジスタ１１１であるのに対し、高周波
増幅用能動素子としてＭＯＳＦＥＴ１０３を用いたもの
である。その他の構成はＤＣブロックキャパシタ１２
４，１２５を追加した点を除き図５と同様である。
【００９５】又、制御部２６に入力信号１を入力する以
降の動作及び効果も図９に記載の回路と同様なため説明
を省略する。
降の動作及び効果も図９に記載の回路と同様なため説明
を省略する。
【００９６】次に、図１７を参照して本発明の第８実施
例について説明する。図１７は本発明に係る高周波増幅
回路の第８実施例の構成図である。なお、図１６と同様
の構成部分については同一番号を付し、その説明を省略
する。
例について説明する。図１７は本発明に係る高周波増幅
回路の第８実施例の構成図である。なお、図１６と同様
の構成部分については同一番号を付し、その説明を省略
する。
【００９７】第８実施例は制御部２６にベースバンド信
号１３１が入力される点を除き図１６の第７実施例と構
成、動作、効果ともに同様である。
号１３１が入力される点を除き図１６の第７実施例と構
成、動作、効果ともに同様である。
【００９８】即ち、第８実施例はベースバンド信号より
入力信号を推定し、その入力信号よりさらに差周波電圧
を推定する。
入力信号を推定し、その入力信号よりさらに差周波電圧
を推定する。
【００９９】搬送波をベースバンド信号で変調したのが
入力信号１である。例えば、携帯電話の場合はベースバ
ンド信号は音声をディジタル化したデータ、搬送波は
１．９ＧＨｚ帯の正弦波、パワーアンプへの入力信号は
搬送波をベースバンド信号でπ／４シフトＱＰＳＫ変調
した信号である。変調方式は公知なのでベースバンド信
号のビットの配列が分かっていれば入力信号１の推定が
可能となる。
入力信号１である。例えば、携帯電話の場合はベースバ
ンド信号は音声をディジタル化したデータ、搬送波は
１．９ＧＨｚ帯の正弦波、パワーアンプへの入力信号は
搬送波をベースバンド信号でπ／４シフトＱＰＳＫ変調
した信号である。変調方式は公知なのでベースバンド信
号のビットの配列が分かっていれば入力信号１の推定が
可能となる。
【０１００】又、アンプの歪み特性も公知なので、入力
信号１からドレインに発生する差周波電圧を推定するこ
とも可能となる。
信号１からドレインに発生する差周波電圧を推定するこ
とも可能となる。
【０１０１】そして、差周波電圧が推定できれば、これ
を打ち消すために電圧源１７の電圧をどのように変化さ
せればよいかが推定可能となる。この推定結果に基づき
制御部２６の出力が決まる。
を打ち消すために電圧源１７の電圧をどのように変化さ
せればよいかが推定可能となる。この推定結果に基づき
制御部２６の出力が決まる。
【０１０２】次に、図１８を参照して第８実施例の制御
部２６の実施例について説明する。図１８は制御部の第
１０実施例の構成図である。なお、同図には便宜上、電
圧源１７も表示している。
部２６の実施例について説明する。図１８は制御部の第
１０実施例の構成図である。なお、同図には便宜上、電
圧源１７も表示している。
【０１０３】まず、図１８を参照して制御部２６は、ベ
ースバンド信号１３１が入力される差周波成分推定器１
３５と、この推定値に基づき制御信号を発生する制御信
号発生器１３６とからなる。
ースバンド信号１３１が入力される差周波成分推定器１
３５と、この推定値に基づき制御信号を発生する制御信
号発生器１３６とからなる。
【０１０４】次に、動作について説明する。ベースバン
ド信号１３１が差周波成分推定器１３５に入力される
と、差周波成分推定器１３５はそのベースバンド信号１
３１のビットの配列から入力信号１を推定し、さらにそ
の入力信号１から差周波成分を推定する。その推定差周
波成分は制御信号発生器１３６へ入力され、制御信号発
生器１３６はその推定差周波成分に基づき電圧源１７へ
制御信号を出力する。
ド信号１３１が差周波成分推定器１３５に入力される
と、差周波成分推定器１３５はそのベースバンド信号１
３１のビットの配列から入力信号１を推定し、さらにそ
の入力信号１から差周波成分を推定する。その推定差周
波成分は制御信号発生器１３６へ入力され、制御信号発
生器１３６はその推定差周波成分に基づき電圧源１７へ
制御信号を出力する。
【０１０５】
【発明の効果】本発明によれば、高周波増幅用能動素子
の出力側に電源電圧を供給する電圧供給手段を含む高周
波増幅回路であって、その高周波増幅回路を入力信号よ
り周波数の低い前記入力信号の差周波信号を検出する信
号検出手段と、その信号検出手段で検出された差周波信
号に基づき前記電源電圧を制御して出力信号より前記差
周波信号を減衰させる信号減衰手段とを含み構成したた
め、入力信号の差周波成分が入力信号を変調することに
より発生する歪みを低減することが可能となる。
の出力側に電源電圧を供給する電圧供給手段を含む高周
波増幅回路であって、その高周波増幅回路を入力信号よ
り周波数の低い前記入力信号の差周波信号を検出する信
号検出手段と、その信号検出手段で検出された差周波信
号に基づき前記電源電圧を制御して出力信号より前記差
周波信号を減衰させる信号減衰手段とを含み構成したた
め、入力信号の差周波成分が入力信号を変調することに
より発生する歪みを低減することが可能となる。
【図１】本発明に係る高周波増幅回路の最良の実施の形
態の構成図である。
態の構成図である。
【図２】制御部の第１実施例の構成図である。
【図３】制御部の第２実施例の構成図である。
【図４】制御部の第３実施例の構成図である。
【図５】本発明に係る高周波増幅回路の第２実施例の構
成図である。
成図である。
【図６】制御部の第４実施例の構成図である。
【図７】制御部の第５実施例の構成図である。
【図８】制御部の第６実施例の構成図である。
【図９】本発明に係る高周波増幅回路の第３実施例の構
成図である。
成図である。
【図１０】制御部の第７実施例の構成図である。
【図１１】制御部の第８実施例の構成図である。
【図１２】制御部の第９実施例の構成図である。
【図１３】本発明に係る高周波増幅回路の第４実施例の
構成図である。
構成図である。
【図１４】本発明に係る高周波増幅回路の第５実施例の
構成図である。
構成図である。
【図１５】本発明に係る高周波増幅回路の第６実施例の
構成図である。
構成図である。
【図１６】本発明に係る高周波増幅回路の第７実施例の
構成図である。
構成図である。
【図１７】本発明に係る高周波増幅回路の第８実施例の
構成図である。
構成図である。
【図１８】制御部の第１０実施例の構成図である。
【図１９】従来のソース接地ＭＯＳＦＥＴを用いた携帯
電話用９００ＭＨｚ帯増幅回路の一例の構成図である。
電話用９００ＭＨｚ帯増幅回路の一例の構成図である。
【図２０】従来の増幅器の出力信号スペクトル説明図で
ある。
ある。
１４ 電圧検出器 １６，２２，２６ 制御部 １７ 電圧源 ２１，３３ 電流検出器 ３２ 高抵抗 ３４ ローパスフィルタ ３５ 伝達関数回路 １０３ ＭＯＳＦＥＴ １１１ バイポーラトランジスタ
Claims (10)
- 【請求項１】 １段構成の高周波増幅用能動素子の出力
側に電源電圧を供給する電圧供給手段を含む高周波増幅
回路であって、 入力信号より周波数の低い前記入力信号の差周波信号を
検出する信号検出手段と、その信号検出手段で検出され
た差周波信号に基づき前記電源電圧を制御して出力信号
より前記差周波信号を減衰させる信号減衰手段とを含む
ことを特徴とする高周波増幅回路。 - 【請求項２】 前記信号検出手段は前記高周波増幅用能
動素子の出力側に発生する出力電圧から前記差周波信号
の電圧を検出することを特徴とする請求項１記載の高周
波増幅回路。 - 【請求項３】 前記信号検出手段は前記電圧供給手段に
流れる電流から前記出力側に発生する前記差周波信号の
電圧成分を推定することを特徴とする請求項１記載の高
周波増幅回路。 - 【請求項４】 前記信号検出手段は前記入力信号より前
記出力信号の差周波電圧を推定することを特徴とする請
求項１記載の高周波増幅回路。 - 【請求項５】 前記信号検出手段は前記高周波増幅用能
動素子の出力側に発生する出力電流の一部を抽出する抵
抗手段と、その抵抗手段に流れる電流を電圧に変換する
変換手段と、その変換手段で変換後の電圧より前記差周
波電圧のみを抽出する手段とからなり、前記信号減衰手
段はその抽出後の差周波電圧の強度及び位相の周波数特
性を整えかつ前記差周波電圧を１８０度位相の異なる電
圧に変換する伝達関数手段を有し、その伝達関数手段よ
り出力される電圧により前記電圧供給手段より出力され
る電源電圧を制御することを特徴とする請求項１記載の
高周波増幅回路。 - 【請求項６】 前記入力信号は搬送波をベースバンド信
号で変調した信号であり、前記信号検出手段は前記ベー
スバンド信号の高レベル及び低レベル信号の配列より前
記出力信号の差周波電圧を推定することを特徴とする請
求項１記載の高周波増幅回路。 - 【請求項７】 前記信号検出手段で検出される電圧は瞬
時値であることを特徴とする請求項２〜６いずれかに記
載の高周波増幅回路。 - 【請求項８】 前記信号減衰手段は、差周波電圧に対し
これと１８０度位相の異なる電圧を出力するよう前記電
圧供給手段を制御することを特徴とする請求項２〜４，
６，７いずれかに記載の高周波増幅回路。 - 【請求項９】 前記高周波増幅用能動素子は電界効果型
トランジスタであることを特徴とする請求項１〜８いず
れかに記載の高周波増幅回路。 - 【請求項１０】 前記高周波増幅用能動素子はバイポー
ラ型トランジスタであることを特徴とする請求項１〜８
いずれかに記載の高周波増幅回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09280983A JP3119216B2 (ja) | 1997-10-15 | 1997-10-15 | 高周波増幅回路 |
| US09/172,145 US6111461A (en) | 1997-10-15 | 1998-10-14 | High frequency amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09280983A JP3119216B2 (ja) | 1997-10-15 | 1997-10-15 | 高周波増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11122051A JPH11122051A (ja) | 1999-04-30 |
| JP3119216B2 true JP3119216B2 (ja) | 2000-12-18 |
Family
ID=17632629
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09280983A Expired - Fee Related JP3119216B2 (ja) | 1997-10-15 | 1997-10-15 | 高周波増幅回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6111461A (ja) |
| JP (1) | JP3119216B2 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6717463B2 (en) * | 2000-11-03 | 2004-04-06 | Qualcomm Incorporated | Circuit for linearizing electronic devices |
| US6828862B2 (en) * | 2003-03-11 | 2004-12-07 | Wiseband Communications Ltd. | RF power amplifier with low intermodulation distortion and reduced memory effect |
| JP4790994B2 (ja) * | 2003-03-13 | 2011-10-12 | 八木アンテナ株式会社 | 高周波増幅装置 |
| US7355470B2 (en) | 2006-04-24 | 2008-04-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning |
| US7327803B2 (en) | 2004-10-22 | 2008-02-05 | Parkervision, Inc. | Systems and methods for vector power amplification |
| US8334722B2 (en) | 2007-06-28 | 2012-12-18 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation and amplification |
| US9106316B2 (en) | 2005-10-24 | 2015-08-11 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification |
| US7911272B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-03-22 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including blended control embodiments |
| US8013675B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-09-06 | Parkervision, Inc. | Combiner-less multiple input single output (MISO) amplification with blended control |
| US7937106B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-05-03 | ParkerVision, Inc, | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including architectural embodiments of same |
| US8031804B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-10-04 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion |
| JP2008028746A (ja) * | 2006-07-21 | 2008-02-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪み補償装置 |
| WO2008144017A1 (en) | 2007-05-18 | 2008-11-27 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| JP5550849B2 (ja) * | 2009-04-20 | 2014-07-16 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 抵抗ばらつき検出回路、半導体装置、及び抵抗ばらつき検出方法 |
| WO2012139126A1 (en) | 2011-04-08 | 2012-10-11 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| EP2715867A4 (en) | 2011-06-02 | 2014-12-17 | Parkervision Inc | ANTENNA CONTROL |
| US20150080063A1 (en) | 2013-09-17 | 2015-03-19 | Parkervision, Inc. | Method, apparatus and system for rendering an information bearing function of time |
| EP3562036B1 (en) * | 2018-04-26 | 2021-02-24 | Nxp B.V. | Power amplifier |
| JP2020096253A (ja) * | 2018-12-11 | 2020-06-18 | 住友電気工業株式会社 | 多段増幅器 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57101404A (en) * | 1980-12-16 | 1982-06-24 | Fujitsu Ltd | Compensation circuit for nonlinear distortion |
| JPS6367805A (ja) * | 1986-09-09 | 1988-03-26 | Mitsubishi Electric Corp | 受信用マイクロ波回路 |
| JPH0256106A (ja) * | 1988-08-22 | 1990-02-26 | Mitsubishi Electric Corp | 低歪増幅器 |
| JPH02135906A (ja) * | 1988-11-17 | 1990-05-24 | Mitsubishi Electric Corp | 低歪増幅器 |
| JPH0828620B2 (ja) * | 1991-01-22 | 1996-03-21 | 日本電信電話株式会社 | 可変利得増幅器 |
| JPH04292009A (ja) * | 1991-03-20 | 1992-10-16 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波線形増幅器 |
| US5272450A (en) * | 1991-06-20 | 1993-12-21 | Microwave Modules & Devices, Inc. | DC feed network for wideband RF power amplifier |
| US5164680A (en) * | 1991-10-07 | 1992-11-17 | Motorola, Inc. | Circuit and method of controlling the gain of an amplifier based on the output frequency thereof |
| JPH05235646A (ja) * | 1992-02-04 | 1993-09-10 | Nec Corp | 非線形歪補償回路 |
| JP2903905B2 (ja) * | 1992-10-12 | 1999-06-14 | 日本電気株式会社 | 高周波帯高出力増幅器 |
| JPH07154169A (ja) * | 1993-11-30 | 1995-06-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波電力増幅器 |
-
1997
- 1997-10-15 JP JP09280983A patent/JP3119216B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-10-14 US US09/172,145 patent/US6111461A/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11122051A (ja) | 1999-04-30 |
| US6111461A (en) | 2000-08-29 |
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