CN105322263B - 微波一分n功率分配器 - Google Patents

Abstract

提供一种基于理想倒相器、具有P个接地电阻和N个输出端的微波一分N功率分配器。将特性阻抗为Z₀的和端口N+1，分成电长度均为2θ、特性阻抗分别为Z₁、Z₂......Z_N的并行的N条支线传输线Z₁，2θ、Z₂，2θ......Z_N，2θ，其中2θ＝90度。N条支线传输线的输入端都与和端口N+1相连，N条支线传输线的输出端分别作为N个功率分配输出端口。N个功率分配输出端口之间俩俩通过长度均为2θ的两条传输线连接，这两条传输线的特性阻抗值分别为对应端口所属支路的特性阻抗值，其中与端口K直接连接的传输线必须不是端口K所属支路的那条传输线，1≤K≤N；并且在两条传输线之间串联一个隔离网络。本发明的功分器可以提供全部同相、部分同相部分反相的功率输出，隔离电阻数量与现有技术相比大量减少，并且特别适合宽带大功率的应用场合。

Description

微波一分N功率分配器

技术领域

本发明涉及一种微波一分N功率分配器，尤其涉及一种基于理想倒相器的、具有

个或

个接地电阻的、具有同相输出或反相输出两种形式的宽带大功率同相(反相)微波任意功分比一分N功分器。

背景技术

微波功率分配器是微波电路与系统中的基本元件之一，广泛用于微波功率放大、微波混频、天线阵馈电等电路及系统中。经典的微波功率分配器分为威尔金森功率分配器和智塞尔(Gysel)功率分配器两种，都可实现一分N的同相任意功率分配比的功率分配。反相功率分配广泛用于差分天线馈电及推挽式放大器等电路中，对应功率分配电路需要特殊的设计才能满足反相输出的要求。

现有技术状况的局限性在于：威尔金森功率分配器的接地电阻需跨接在两条导线上，没有接地端，因而不能适用大功率场合；另一方面，其宽带设计必须要多级级联，导致电路尺寸增大。Gysel功率分配器的接地电阻可以通过等特性阻抗的传输线引到电路板边缘，采用大功率接地负载实现，因而可适用于高功率场合，其宽带设计也需多级级联，而且其接地电阻数目为威尔金森功率分配器的接地电阻数目的两倍。这两种经典的功率分配器都是同相功率输出，宽带结构复杂。而对于反相功率输出需要特殊的电路设计形式。经典电路设计复杂。

发明内容

本发明提供一种基于理想倒相器微波任意功分比一分N功分器，该分配器具有P个接地电阻和N个输出端，其中

将特性阻抗为Z₀的和端口N+1，分成电长度均为2θ、特性阻抗分别为Z₁、Z₂......Z_N的并行的N条支线传输线Z₁，2θ、Z₂，2θ......Z_N，2θ，其中2θ＝90度；

N条支线传输线的输入端都与和端口N+1相连，N条支线传输线的输出端分别作为N个功率分配输出端口；

N个功率分配输出端口之间俩俩通过长度均为2θ的两条传输线连接，这两条传输线的特性阻抗值分别为对应端口所属支路的特性阻抗值，其中与端口K直接连接的传输线必须不是端口K所属支路的那条传输线，1≤K≤N；并且

在两条传输线之间串联一个隔离网络。

在本发明的一个实施例中，

分配器N个输出端皆为同相输出，并且

隔离网络为π型网络，其由一个理想倒相器PI和两个接地电阻组成，两个接地电阻阻值都为2R，分别连接在理想倒相器PI的两个端点和地之间，其中2R＝2Z₀；两条传输线分别连接至π型网络的理想倒相器PI的两端。

在本发明的另一个实施例中，

分配器N个输出端皆为同相输出，并且

隔离网络为L型网络，其由一个理想倒相器PI和一个接地电阻组成，接地电阻阻值为R，接在理想倒相器PI的其中任一端与地之间，其中R＝Z₀；两条传输线分别连接至L型网络的理想倒相器PI的两端。

在本发明的又一个实施例中，

分配器具有M个反相输出端口，其他N-M个输出为同相输出端口，其中

M条支线传输线的输出端分别连接一个理想倒相器PI后，作为一分N功率分配器的反相输出端口，因此反相输出端口共有M个，1≤M≤N/2-1；其他N-M条支线传输线的输出端作为一分N功率分配器的同相输出端口，因此同相输出端口共有N-M个；

N-M个同相输出端口间俩俩通过长度均为2θ的两条传输线连接，这两条传输线的特性阻抗值分别为对应端口所属支路的特性阻抗值，其中与N-M个同相输出端口之一的端口K1直接连接的传输线必须不是端口K1所属支路的那条传输线，1≤K1≤N-M；两传输线之间串联的隔离网络为L型网络；L型网络由一个理想倒相器PI和一个接地电阻组成，接地电阻阻值为R，接在理想倒相器PI的其中任一端与地之间，其中R＝Z₀；两条传输线分别连接至L型网络的理想倒相器PI的两端；

M个反相输出端口间俩俩通过长度均为2θ的两条传输线连接，这两条传输线的特性阻抗值分别为对应端口所属支路的特性阻抗值，其中与M个反相输出端口之一的端口K2直接连接的传输线必须不是端口K2所属支路的那条传输线，1≤K2≤M；两传输线之间串联的隔离网络为L型网络；L型网络由一个理想倒相器PI和一个接地电阻组成，接地电阻阻值为R，接在理想倒相器PI的其中任一端与地之间，其中R＝Z0；两条传输线分别连接至L型网络的理想倒相器PI的两端；

M个反相输出端口的任一个与N-M个同相输出端口的任一个之间，通过两个长度均为2θ的两条传输线连接，这两条传输线的特性阻抗值分别为对应端口所属支路的特性阻抗值，其中与端口K3直接连接的传输线必须不是端口K3所属支路的那条传输线，1≤K3≤M；一个阻值为R的电阻连接在两传输线连接点与地之间作为隔离网络，其中R＝Z₀。

本发明的微波一分N功率分配器，假设一分N功分器各输出端口功分比为

则各结构参数计算如下

及

R＝Z₀ (4)

式(1)、(2)、(3)中ρ_M为中心频点最大驻波比，ρ_M≥1。

本发明提供的微波任意功分比一分N功分器可以提供全部同相、部分同相部分反相的功率输出，隔离电阻数量与现有技术相比大量减少，并且特别适合宽带大功率的应用场合。

附图说明

图1示出本发明提出的基于理想倒相器的、具有

个接地电阻的、同相输出的宽带大功率微波任意功分比一分N功分器的结构；

图2示出图1所述任意功分比一分N功分器的一个实施例，一分三功分器，该实施例基于理想倒相器，具有6个接地电阻，同相输出的功分比为1∶1∶4。其中，图2(a)为电路结构，图2(b)为回波损耗频响曲线，图2(c)为传输特性频响曲线，图2(d)为隔离特性频响曲线；

图3示出本发明提出的基于理想倒相器的、具

个接地电阻的、同相输出的宽带大功率微波任意功分比一分N功分器的结构；

图4示出基于理想倒相器的L型网络和π型网络的等价性；

图5示出图3所述任意功分比一分N功分器的一个实施例，一分三功分器，该实施例基于理想倒相器，具有3个接地电阻，同相输出的功分比为1∶1∶4。其中，图5(a)为电路结构，图5(b)为回波损耗频响曲线，图5(c)为传输特性频响曲线，图5(d)为隔离特性频响曲线；

图6示出本发明提出的基于理想倒相器的、具

个接地电阻的、反相输出的宽带大功率微波任意功分比一分N功分器的结构；

图7示出图6所述任意功分比一分N功分器的一个实施例，一分三功分器，该实施例基于理想倒相器，具有3个接地电阻，反相输出的功分比为1∶1∶4。其中，图7(a)为电路结构，图7(b)为回波损耗频响曲线，图7(c)为传输特性频响曲线，图7(d)为隔离特性频响曲线，图7(e)为反相传输特性频响曲线。

具体实施方式

现结合附图对本发明提出的宽带大功率同相(反相)微波任意功分比的一分N功率分配器做进一步描述。

如图1所示为本发明提出的基于理想倒相器的、具

个接地电阻的、同相输出的宽带大功率微波任意功分比一分N功分器的结构，其中每个接地电阻阻值为2R。接地电阻接地，适用于大功率场合。将特性阻抗为Z₀的和端口N+1，分成电长度均为2θ(2θ＝90度)、特性阻抗分别为Z₁、Z₂......Z_N的并行的N条支线传输线(图中记为Z₁，2θ、Z₂，2θ......Z_N，2θ)，N条支线传输线的输入端都与和端口N+1相连，N条支线传输线的输出端分别作为N个功率分配输出端口，即端口1、端口2、......端口N。端口1至端口N间俩俩通过长度均为2θ(2θ＝90度)、特性阻抗分别为对应支路特性阻抗值的传输线连接，且在两传输线之间串联一个π型网络，π型网络由一个理想倒相器PI和两个接地电阻组成，两个接地电阻阻值都为2R(2R＝2Z₀)，分别连接在理想倒相器PI的两个端点和地之间。两条传输线分别连接至π型网络的理想倒相器PI的两端。例如，功率输出端口1至端口3间连接的两条传输线电长度均为2θ(2θ＝90度)，端口1连接传输线特性阻抗为Z₃、端口3连接传输线特性阻抗为Z₁，两传输线间串联π型网络，如上所述。

结构参数由N条分支线的特性阻抗、

个接地电阻阻值确定。假设一分N功分器各输出端口功分比

时，各结构参数按下式设计：

及

R＝Z₀ (4)

式(1)、(2)、(3)中ρ_M为中心频点最大驻波比(ρ_M≥1)。

如当N＝3、P₁∶P₂∶P₃＝1∶1∶4、ρ_M＝1.5、Z₀＝100Ω时，有

六个接地电阻阻值2R＝2Z₀＝100Ω。电路结构图如图2(a)所示，反射特性频率响应曲线如图2(b)所示，传输特性频率响应曲线如图2(c)所示，隔离特性频率响应曲线如图2(d)所示。可以看出，一分三功分器回波损耗大于10dB的带宽达84％，实现了不等分功率分配，带内隔离度大于23dB。

如图3所示为本发明提出的基于理想倒相器的、具有

个接地电阻的、同相输出的宽带大功率微波任意功分比一分N功分器的结构。接地电阻R接地，适用于大功率场合。其接地电阻数目是图1所示结构的一半。将特性阻抗为Z0的和端口N+1，分成电长度均为2θ(2θ＝90度)、特性阻抗分别为Z₁、Z₂......Z_N的并行的N条支线传输线(图中记为Z₁，2θ、Z₂，2θ......Z_N，2θ)，N条支线传输线的输入端都与和端口N+1相连，N条支线传输线的输出端分别作为N个功率分配输出端口，即端口1、端口2、......端口N。端口1至端口N间俩俩通过长度均为2θ(2θ＝90度)、特性阻抗分别为对应支路特性阻抗值的传输线连接，且在两传输线之间串联一个L型网络，L型网络由一个理想倒相器PI和一个接地电阻组成，接地电阻阻值为R(R＝Z₀)，接在理想倒相器PI的其中任一端与地之间。两条传输线分别连接至L型网络的理想倒相器PI的两端。例如，功率输出端口1至端口3间连接的两条传输线电长度均为2θ(2θ＝90度)，端口1连接传输线特性阻抗为Z₃、端口3连接传输线特性阻抗为Z₁，两传输线间串联L型网络，如上所述。

为了获得这种更简单的电路结构，下面验证基于理想倒相器π型网络与L型网络的等效性问题。如图4(a)所示为基于理想倒相器的π型网络，图中有两个电阻，阻值为2R，图4(b)所示为基于理想倒相器的L型网络，图中仅有一个电阻，阻值为R。由微波网络理论，推导两种网络转移矩阵如下式表示：

L型网络转移矩阵为

π型网络转移矩阵为

由(5)(6)式可证明如图4所示的基于理想倒相器π型网络与L型网络是等效性。据此，图1中基于理想倒相器π型网络可用基于理想倒相器L型网络代替，构成如图4所示的基于理想倒相器的、具

个接地电阻的、同相输出的宽带大功率微波任意功分比一分N功分器的结构。且接地电阻阻值为R＝Z₀。其余分支线特性阻抗设计公式与式(1)(2)(3)相同。

如当N＝3、P₁∶P₂∶P₃＝1∶1∶4、ρ_M＝1.5、Z₀＝100Ω时，有

三个接地电阻阻值R＝Z₀＝50Ω。电路结构图如图5(a)所示，反射特性频率响应曲线如图5(b)所示、传输特性频率响应曲线如图5(c)所示、隔离特性频率响应曲线如图5(d)所示。可以看出，一分三功分器回波损耗大于10dB的带宽达84％，实现了不等分功率分配，带内隔离度大于23dB。

如图6所示为本发明提出的基于理想倒相器的、具

个接地电阻的、有一个或多个反相输出(其他输出为同相输出)的宽带大功率微波任意功分比一分N功分器的结构。接地电阻接地，适用于大功率场合。将特性阻抗为Z₀的和端口N+1，分成电长度均为2θ(2θ＝90度)、特性阻抗分别为Z₁、Z₂......Z_N的并行的N条支线传输线(图中记为Z₁，2θ、Z₂，2θ......Z_N，2θ)，N条支线传输线的输入端都与和端口N+1相连，其中第M(1≤M≤N)条支线传输线的输出端为反相输出端口，其他N-1条支线传输线的输出端为同相输出端口，即N-1个功率分配输出的端口，分别为端口1、端口2、...端口M-1、端口M+1...端口N。

同相输出端口间俩俩通过长度均为2θ(2θ＝90度)、特性阻抗分别为对应支路特性阻抗值的传输线连接，且在两传输线之间串联一个L型网络，L型网络由一个理想倒相器PI和一个接地电阻组成，接地电阻阻值为R(R＝Z₀)，接在理想倒相器PI的其中任一端与地之间。两条传输线分别连接至L型网络的理想倒相器PI的两端。例如，功率输出端口1至端口6间连接的两条传输线电长度均为2θ(2θ＝90度)，端口1连接传输线特性阻抗为Z₆、端口6连接传输线特性阻抗为Z₁，两传输线间串联L型网络，如上所述。

对于反相输出端口M而言，Z_M支线传输线(即Z_M，2θ)的输入端连接至和端口N+1，输出端连接一个理想倒相器PI，理想倒相器PI的另一端作为N个功率分配输出端口中的第M个输出端口，该输出端口M相对于其他N-1个端口而言是反相端口。反相输出端口M与其他N-1个端口间俩俩通过长度均为2θ(2θ＝90度)、特性阻抗分别为对应支路特性阻抗值的传输线连接，一个阻值为R(R＝Z₀)的电阻连接在两传输线连接点与地之间。例如，设M＝3，即端口3为反相输出端口，则反相输出端口与端口1之间连接的两条传输线电长度均为2θ(2θ＝90度)，端口1连接传输线特性阻抗为Z₃、端口3连接传输线特性阻抗为Z₁。

其实，反相端口可以不止一个，其数量最多为N/2-1个。

由式(5)及式(6)可看出，理想倒相器转移矩阵为单位矩阵，因此其在传输线中加入点的位置并不影响整体性能，也即理想倒相器可以在每条传输线环中的任何位置游移，因此，可在需要反相输出的端口对应的分支线上加入理想倒相器获得反相输出，且保证每条传输线环上倒相器数目为奇数来满足端口隔离的条件。图6中，第3个端口为反相输出口，因此在该端口的分支线上插入一理想倒相器，相应的，所有与端口3相关的环上的倒相器都可去掉。这种方法既能容易的获得反相输出，又可减少倒相器的数目，且设计公式同上，不需要专门的特殊设计。

如设计一分三反相功率分配器，第3个端口反相输出，且有P₁∶P₂∶P₃＝1∶1∶4、ρ_M＝1.5、Z₀＝50Ω，则设计公式仍为：

三个接地电阻阻值R＝Z₀＝50Ω，理想倒相器在端口3对应的分支线上，整个功分器的倒相器数目减少为两个，电路结构图如图7(a)所示，频率响应曲线如图7(b)、7(c)、7(d)、7(e)所示。可以看出，一分三功分器回波损耗大于10dB的带宽达84％，实现了不等分功率分配，带内隔离度大于23dB，端口1输出信号与端口2、3相位相差180度。电路实现了不等功分比反相功分的功能。

Claims (4)

1.一种微波一分N功率分配器，所述分配器基于理想倒相器，具有P个接地电阻和N个输出端，其中

将特性阻抗为Z₀的和端口N+1，分成电长度均为2θ、特性阻抗分别为Z₁、Z₂......Z_N的并行的N条支线传输线Z₁，2θ、Z₂，2θ......Z_N，2θ，其中2θ＝90度；

N条支线传输线的输入端都与和端口N+1相连，N条支线传输线的输出端分别作为N个功率分配输出端口；

N个功率分配输出端口之间俩俩通过长度均为2θ的两条传输线连接，这两条传输线的特性阻抗值分别为对应端口所属支路的特性阻抗值，其中与端口K直接连接的传输线必须不是端口K所属支路的那条传输线，1≤K≤N；并且

在两条传输线之间串联一个隔离网络；

其中

具有M个反相输出端口，其他N-M个输出为同相输出端口，其中

M条支线传输线的输出端分别连接一个理想倒相器PI后，作为一分N功率分配器的反相输出端口，因此反相输出端口共有M个，1≤M≤N/2-1；其他N-M条支线传输线的输出端作为一分N功率分配器的同相输出端口，因此同相输出端口共有N-M个；

N-M个同相输出端口间俩俩通过长度均为2θ的两条传输线连接，这两条传输线的特性阻抗值分别为对应端口所属支路的特性阻抗值，其中与N-M个同相输出端口之一的端口K1直接连接的传输线必须不是端口K1所属支路的那条传输线，1≤K1≤N-M；两传输线之间串联的隔离网络为L型网络；L型网络由一个理想倒相器PI和一个接地电阻组成，接地电阻阻值为R，接在理想倒相器PI的其中任一端与地之间，其中R＝Z₀；两条传输线分别连接至L型网络的理想倒相器PI的两端；

M个反相输出端口间俩俩通过长度均为2θ的两条传输线连接，这两条传输线的特性阻抗值分别为对应端口所属支路的特性阻抗值，其中与M个反相输出端口之一的端口K2直接连接的传输线必须不是端口K2所属支路的那条传输线，1≤K2≤M；两传输线之间串联的隔离网络为L型网络；L型网络由一个理想倒相器PI和一个接地电阻组成，接地电阻阻值为R，接在理想倒相器PI的其中任一端与地之间，其中R＝Z₀；两条传输线分别连接至L型网络的理想倒相器PI的两端；

M个反相输出端口的任一个与N-M个同相输出端口的任一个之间，通过两个长度均为2θ的两条传输线连接，这两条传输线的特性阻抗值分别为对应端口所属支路的特性阻抗值，其中与端口K3直接连接的传输线必须不是端口K3所属支路的那条传输线，1≤K3≤M；一个阻值为R的电阻连接在两传输线连接点与地之间作为隔离网络，其中R＝Z₀。

2.如权利要求1所述的微波一分N功率分配器，其中

分配器N个输出端皆为同相输出，并且

隔离网络为π型网络，其由一个理想倒相器PI和两个接地电阻组成，两个接地电阻阻值都为2R，分别连接在理想倒相器PI的两个端点和地之间，其中2R＝2Z₀；两条传输线分别连接至π型网络的理想倒相器PI的两端。

3.如权利要求1所述的微波一分N功率分配器，其中

分配器N个输出端皆为同相输出，并且

隔离网络为L型网络，其由一个理想倒相器PI和一个接地电阻组成，接地电阻阻值为R，接在理想倒相器PI的其中任一端与地之间，其中R＝Z₀；两条传输线分别连接至L型网络的理想倒相器PI的两端。

4.如权利要求1至3的任一项所述的微波一分N功率分配器，其中假设一分N功率分配器各输出端口功分比为

则各结构参数计算如下：

式(1)、(2)、(3)中ρ_M为中心频点最大驻波比，ρ_M≥1。

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