JP2005295537A

JP2005295537A - 送信機および送受信機

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Publication number: JP2005295537A
Application number: JP2005069790A
Authority: JP
Inventors: Mitsuru Tanabe; 充田邊; Koichiro Tanaka; 宏一郎田中; Noriaki Saito; 典昭齊藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-03-12
Filing date: 2005-03-11
Publication date: 2005-10-20

Abstract

【課題】ＥＥＲ法における高周波電力増幅器の歪を正確にキャンセルし、高品質な送信信号を形成する。
【解決手段】ｇ（ｘ）記憶手段１０１により、高周波電力増幅器１０７の電源端子に与えた電圧ｘに対する高周波電力増幅器１０７の歪みに対応した補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）を記憶し、演算手段１０２において、補正関数ｇ（ｘ）と変調信号生成手段１００からの複素ベクトル変調信号ｚを入力とし、極座標変換された複素ベクトル変調信号ｚの絶対値および位相に対して逆関数ｇ^−１を作用させることによりｚ’＝ｇ^−１（ｚ）を出力し、これを高周波電力増幅器１０７に供給する。また、変調信号の振幅と同じ振幅を有する三角波を記憶した三角波記憶手段１０３を設ける。三角波記憶手段１０３から出力される三角波信号か、変調信号ｚ'かを選択的に高周波電力増幅器１０７に供給する。
【選択図】図１

Description

本発明は、振幅成分を伴う変調波信号を扱う無線送信機および無線送受信機、ならびにそれらに用いられる高周波電力増幅器に関するものである。

一般に、振幅成分を伴う変調波信号を高周波電力増幅器で増幅する場合、ピーク電力を線形に増幅する必要がある。そのため、大きな直流電力を必要とし、ピーク電力と平均電力の差（バックオフ）だけ、直流電力を浪費することになる。

例えばＡ級アンプの場合、その理論最大効率は５０％であるが、バックオフが例えば７ｄＢであるとすると、平均電力はピーク電力の２０％にまで低下する。その結果、効率は１０％に低下する。

このような課題を解決すべく、カーンの方法として知られる従来のＥＥＲ法（Envelope Elimination and Restoration）が提案されている（例えば、特許文献１参照。）
図８はＥＥＲ法の概略を表すブロック図である。図８において、入力端子４０に入力された変調波が２分岐される。一方の分岐では、変調波は検波器４１で包絡線検波され、それによって振幅成分が生成される。電源電圧Ｖｄｄを入力とする直流変換器４２は、直流成分を増幅するアンプからなり、上記振幅成分を直流変換する。このとき、直流変換器４２としては、９５％以上の高効率動作が可能なＳ級アンプ、例えばスイッチングレギュレータが用いられる。この直流変換器４２の出力電圧が飽和アンプ４４に電源電圧として与えられる。

他方の分岐では、変調波が、リミッタ（振幅制限増幅器）４３に入力されることによって振幅制限され、それによって位相情報のみを有する変調波がリミッタ４３から得られる。位相情報をもった変調波は、飽和アンプ４４のＲＦ入力端子に入力され、それによって飽和アンプ４４の構成要素である例えば電界効果型トランジスタのゲート電圧が変調される。その結果、飽和アンプ４４に設けられた出力端子４５から変調波が出力される。

飽和アンプとは、入力電力に対する出力電力の変化がなくなるか、あるいはなくなる直前の状態で使用するアンプの総称を指し、動作級の最大理論効率で動作できる。

上記したように、ＥＥＲ法では、高効率な飽和アンプを用いることができるため、高周波電力増幅部の効率を高めることができる。
米国特許第６２５６４８２Ｂ１（図面３ページ、図６）

しかしながら、飽和アンプは電源電圧として与えられる振幅成分や、変調波として入力される位相成分に対して非線形な応答を示す。そのため、非線形な応答を正確にキャンセルするよう、歪補償回路が必要となる。

したがって、本発明の目的は、ＥＥＲ法における高周波電力増幅器の歪をキャンセルすることができ、高品質な送信信号を形成することを可能とする送信機および送受信機ならびに高周波電力増幅器を提供することである。

第１の発明の送信機は、高周波電力増幅器と、変調信号を生成する変調信号生成手段と、高周波電力増幅器で受ける非線形歪を打ち消す演算処理を変調信号に対して前もって行う歪補償演算処理手段と、歪補償演算処理手段から出力される演算後信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、振幅抽出手段によって抽出された振幅成分を直流変換する直流変換手段とを備えている。そして、歪補償演算処理手段から出力された演算後信号が高周波電力増幅器の高周波入力端子に入力され、直流変換手段によって直流変換された振幅成分が高周波電力増幅器の電源端子に入力され、結果として高周波電力増幅器から変調波が出力される。

この構成によれば、高周波電力増幅器で受ける非線形歪を打ち消す演算処理を変調信号に対して前もって行う歪補償演算処理手段を設けたので、ＥＥＲ法における高周波電力増幅器の歪をキャンセルすることができ、高品質な送信信号を形成することができる。

上記第１の発明の送信機においては、例えば、歪補償演算処理手段は、高周波電力増幅器の電源端子に与えられる電圧ｘに対する、高周波電力増幅器の入力電力に対する出力電力の応答の結果を、複素電圧ベクトルｙに変換し、電圧ｘと複素電圧ベクトルｙとを関連付けた補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）を書き込み記憶する記憶手段と、変調信号と補正関数ｇ（ｘ）とを入力とし、補正関数ｇ（ｘ）の逆関数ｇ^−１（ｙ）を演算により算出し、変調信号に逆関数ｇ^−１（ｙ）を作用させることにより演算後信号を出力するｇ^−１（ｙ）演算手段とからなる。

上記の記憶手段は、高周波電力増幅器の電源端子に与えた電圧ｘに対する高周波電力増幅器の歪みに対応した補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）を記憶する。

この構成によれば、本構成の送信機に組み込まれる高周波電力増幅器の個体別の歪特性を評価し、その結果得られたその個体の補正関数ｇ（ｘ）を記憶手段に書き込むため、高周波電力増幅器の個体ばらつきによって、歪補正の精度が都度変化することを防ぐことができる。

また、上記第１の発明の送信機においては、歪補償演算処理手段は、高周波電力増幅器の電源端子に与えられる電圧ｘに対する、高周波電力増幅器の入力電力に対する出力電力の応答の結果を、複素電圧ベクトルｙに変換し、電圧ｘと複素電圧ベクトルｙとを関連付けた補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）の逆関数ｇ^−１（ｙ）を書き込み記憶する記憶手段と、変調信号と逆関数ｇ^−１（ｙ）とを入力とし、変調信号に逆関数ｇ^−１（ｙ）を作用させることにより演算後信号を出力するｇ^−１（ｙ）演算手段とからなる構成でもよい。

この構成によれば、本構成の送信機に組み込まれる高周波電力増幅器の個体別の歪特性を評価し、その結果得られたその個体の補正関数ｇ（ｘ）の逆関数ｇ^−１（ｙ）を記憶手段に書き込むため、高周波電力増幅器の個体ばらつきによって、歪補正の精度が都度変化することを防ぐことができる。

上記のように、歪補償演算処理手段が記憶手段とｇ^−１（ｙ）演算手段とからなる構成においては、その振幅成分が少なくとも変調信号の振幅成分以上である周期関数で規定される周期関数信号を発生する周期関数信号発生手段と、ｇ^−１（ｙ）演算手段と振幅抽出手段および高周波電力増幅器との間に設けられ、演算後信号と周期関数信号と切替信号とを入力とし、切替信号によって演算後信号と周期関数信号とのどちらかを出力することを選択する第１の信号切替手段とをさらに備えることが好ましい。

この構成によれば、振幅成分が少なくとも変調信号の振幅成分以上である周期関数で規定される信号を発生する周期関数発生手段を内蔵しているため、高周波電力増幅器の歪特性を評価するために、新たに本発明と別の構成で高周波電力増幅器に信号を与える必要がなく、歪特性を評価する時の構成が簡単になる。また、高周波電力増幅器の歪特性を評価する際、評価に用いる信号を周期関数とすることにより、補正関数ｇ（ｘ）の平均化が容易となり、精度の高い補正関数ｇ（ｘ）を得ることが可能となる。また、周期関数発生手段からの信号と変調信号生成手段からの信号のどちらかを選択する第１の信号切替手段によって、容易に変調信号に切り替えることが可能である。以上に説明したとおり、本発明により高精度なＥＥＲ法を提供することができる。

上記の周期関数は位相の時間変化がないことが好ましい。

この構成によれば、周期関数の位相が時間変化しないため、応答の軌跡を追うことが容易で平均化処理の方法が簡単になる。

また、上記の周期関数が最小値から最大値へ向かう速度と最大値から最小値へ向かう速度が同じであることが好ましい。

この構成によれば、最大振幅に至る軌跡のサンプル数と、最小振幅に至る軌跡のサンプル数とを等しくすることができ、高周波電力増幅器から出力された複素電圧ベクトルの軌跡を追うことが容易になる。

第２の発明の送受信器は、上記した送信機と、送信機の出力電力強度を受信フロントエンドの入力ダイナミックレンジ以下まで減衰させる減衰手段と、減衰手段によって減衰された送信機の変調波を入力して復調する復調手段と、復調手段の出力に設けられて、復調手段の出力信号を２つ以上の経路に切り替える第２の信号切替手段と、第１の信号切替手段が周期関数発生手段からの信号を選択したときに第２の信号切替手段が選択する経路につながり、入力された周期関数信号を少なくとも２周期以上の間、平均化する平均化演算手段とを備えている。そして、平均化演算手段の演算結果が記憶手段に出力される。

この構成によれば、振幅成分が少なくとも変調信号の振幅成分以上である周期関数で規定される信号を発生する周期関数発生手段を内蔵しているため、高周波電力増幅器の歪特性を評価するために、新たに本発明と別の構成で高周波電力増幅器に信号を与える必要がない。さらに、送受信機に組み込まれた受信機によって復調を行うため、第１の発明に比べてさらに、歪特性を評価する時の構成が簡単になる。

また本構成の送受信機に組み込まれる高周波電力増幅器の個体別の歪特性を評価し、その個体の補正関数ｇ（ｘ）もしくは逆関数ｇ^−１（ｙ）を記憶手段に書き込むため、高周波電力増幅器の個体ばらつきによって、歪補正の精度が都度変化することを防ぐことができる。また、復調された周期関数信号を平均化する平均化演算手段を有することにより、復調された周期関数信号は設定された周期数で平均化されるため、復調された複素電圧ベクトルの確度を向上させることができる。また、高周波電力増幅器の歪特性を評価する際、評価に用いる信号を周期関数とすることにより、復調された複素電圧ベクトルの平均化が容易となり、精度の高い補正関数ｇ（ｘ）を得ることが可能となる。また、周期関数発生手段からの信号と変調信号生成手段からの信号のどちらかを選択する信号切替手段によって、容易に変調信号に切り替えることが可能である。以上に説明したとおり、本発明により高精度なＥＥＲ法を提供することができる。

第３の発明の高周波電力増幅器は、振幅成分が少なくとも増幅対象となる変調信号の振幅成分以上である周期関数で規定される周期関数信号を記憶する周期関数信号記憶手段と、周期関数信号を外部に出力するインターフェースとを内蔵している。

この構成によれば、高周波電力増幅器に周期関数信号を記憶する周期関数信号記憶手段を内蔵することによって、送信機の構成が簡単になる。また、送信機があらかじめ周期関数でない補正信号を持っていた場合、そのままでは正確な補正が行えないが、周期関数信号を記憶する周期関数信号記憶手段を高周波電力増幅器に内蔵することにより、補正に周期関数信号を用いることが可能となり、正確な歪補償を実現できる。

第４の発明の高周波電力増幅器は、電源端子に与えられた電圧ｘに対する、入力電力に対する出力電力の応答の結果を、複素電圧ベクトルｙに変換し、電圧ｘと複素電圧ベクトルｙとを関連付けた補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）あるいはその逆関数ｘ＝ｇ^−１（ｙ）を書き込み記憶する記憶手段と、補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）あるいはその逆関数ｘ＝ｇ^−１（ｙ）のデータを外部に出力するインターフェースとを内蔵している。

この構成によれば、送信機の簡素化が可能となる。また、補正関数を求める工程が省略できるため、検査出荷工程の削減が可能で、低コスト化が可能となる。

第５の発明の高周波電力増幅器は、電源端子に与えられた電圧ｘに対する、高周波電力増幅器の入力電力に対する出力電力の応答の結果を複素電圧ベクトルｙに変換し、電圧ｘと複素電圧ベクトルｙとを関連付けた補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）あるいは逆関数ｘ＝ｇ^−１（ｙ）を記憶した記憶手段をパッケージに設けている。上記の記憶手段としては、例えばバーコードまたはＲＦタグがある。

この構成によれば、第４の発明の高周波電力増幅器に比べて、高周波電力増幅器のパッケージのピン数を減らせるためパッケージコストを低減でき、高周波電力増幅器の低コスト化が可能となる。また、補正関数ｇ（ｘ）を求める工程を省略できるため、検査出荷工程の削減が可能で、検査コストを低減できる。

記憶手段としてＲＦタグを用いた場合には、さらにＲＦタグはＲＦタグリーダとの距離を大きくとることができるため、検査時の作業性を高めることができる。

以上、詳細に説明したように本発明によれば、ＥＥＲ法における高周波電力増幅器の歪を正確にキャンセルすることができ、高品質な送信信号を形成することが可能となる。

（実施の形態１）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態１について説明する。

図１は高精度なＥＥＲ法を実現する本発明の実施の形態１による送信機の回路図を示している。この送信機は、図１に示すように、変調信号生成手段１００と、ｇ（ｘ）記憶手段１０１と、ｇ^−１（ｙ）演算手段１０２と、三角波記憶手段１０３と、信号切替手段１０４と、振幅抽出手段１０５と、直交変調器１０６と、高周波電力増幅器１０７と、直流変換器１０８とで構成される。

ｇ（ｘ）記憶手段１０１は、例えば電界効果トランジスタまたはバイポーラトランジスタから構成される高周波電力増幅器１０７のドレインあるいはコレクタ電源端子に与えた電圧ｘに対する、高周波電力増幅器１０７の入力電力に対する出力電力の応答の結果を複素電圧ベクトルｙに変換し、電圧ｘと複素電圧ベクトルｙとを関連付けた補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）を書き込み記憶する。

ｇ^−１（ｙ）演算手段１０２は、補正関数ｇ（ｘ）と変調信号生成手段１００からの複素ベクトル変調信号ｚを入力とし、極座標変換された複素ベクトル変調信号ｚの絶対値および位相に対して逆関数ｇ^−１を作用させ出力する。

三角波記憶手段１０３は、変調信号の振幅と同じ振幅を有する周期関数である三角波を記憶している。

信号切替手段１０４は、三角波記憶手段１０３から出力される三角波信号か、ｇ^−１（ｙ）演算手段１０２によって逆関数ｇ^−１を作用させた変調信号ｚ'（以後、演算後信号）かのいずれかを選択する。

振幅抽出手段１０５は、信号切替手段１０４から出力された、三角波信号あるいは演算後信号の振幅成分を抽出する。

直交変調器１０６は、信号切替手段１０４から出力される三角波信号あるいは演算後信号を直交変調し、所望の周波数に周波数変換する。

高周波電力増幅器１０７は、飽和型に動作点とインピーダンスが調整されている。

直流変換器１０８は、高周波電力増幅器１０７のドレインあるいはコレクタ電源端子に三角波信号あるいは演算後信号の振幅成分を与える。

これによって、高周波電力増幅器１０７から電力増幅された変調波信号が出力される。

以下、動作を具体的な数字を挙げて説明する。

高周波電力増幅器１０７の電源電圧を７Ｖとした場合、高周波電力増幅器１０７に与える変調信号の振幅成分は、高周波電力増幅器１０７のダイナミックレンジをフルに使うよう、０Ｖ〜７Ｖにスケーリングされることが望ましい。この時、高周波電力増幅器１０７の歪を正しく補償するには三角波信号は変調信号と同じかそれ以上の振幅範囲で動作する必要がある。歪補償時と通常通信時で直流変換器の構成を変える必要はないので、三角波信号の振幅は、変調信号の振幅と同じにすればよい。

信号切替手段１０４は、Ｈｉｇｈ（５Ｖ）またはＬｏｗ（０Ｖ）の信号を受け取り、その信号が例えばＨｉｇｈのときはＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）信号を出力し、Ｌｏｗの時は三角波信号を出力する。振幅抽出手段１０５は、変調信号あるいは三角波信号の複素ベクトル信号ｘの絶対値を演算し、ＤＡ変換後アンチエイリアスフィルタを通して、直流変換器１０８に出力する。この時、適当なオフセット電圧が与えられても良い。

また、信号切替手段１０４から出力された信号はＤＡ変換後アンチエイリアスフィルタを通して、Ｉ（In-Phase）、Ｑ（Quadrature）信号として直交変調器１０６に出力される。この時、振幅成分と、ＩＱ信号のタイミングは変調精度が最大になるようあるいは高周波電力増幅器１０７の隣接チャネル漏洩電力（Adjacent Channel Leakage Ratio）が最小になるよう調整する必要がある。

例えばＤＡ変換器がＬＶＣＭＯＳレベル（約１Ｖ）で出力されるとすると、直流変換器１０８では、ＤＡ変換器の出力電圧を最大７Ｖまで増幅するために、例えば２段のオペアンプを使ってＤＡ変換器の出力電圧を増幅する。増幅された信号は、例えばエミッタフォロワによって直流変換され、高周波電力増幅器１０８が必要とする電流でドライブする。

また高周波電力増幅器１０８は飽和型の増幅器であり、例えば、Ｂ級あるいはＦ級、Ｅ級などの動作級に設定される。

図２に三角波信号を入力した時の高周波電力増幅器１０７の入力信号と出力信号を具体的に示す。三角波信号の複素電圧ベクトルは同じ時間周期で線形に変化する信号であり、例えば、複素平面上のＩ成分とＱ成分が同じ振幅とすると、図のように４５°の一定位相の信号となる。この信号が直交変調器１０６で周波数変換され、変調波となる。

高周波電力増幅器１０７では、図２に示すように、三角波変調波が高周波信号入力端子から入力され、オフセットを有する三角波信号の振幅成分が電源端子に入力される。高周波電力増幅器１０７からの変調波出力は、高周波電力増幅器１０７の歪が作用し、それによって図示のように丸みを帯び、高い振幅成分では位相が進んだ波形となる。

このような波形を直交復調器２０１によって復調し、複素電圧ベクトルｙを得る。この時、復調器と変調器は小さな周波数ずれでも同期がとれなくなるため、同じリファレンス発振器を用いる必要がある。複素電圧ベクトルｙのサンプル数は入力した三角波信号の少なくとも２周期以上の時間とし、複素電圧ベクトルｙをサンプルした周期数で平均化処理する。図２では平均化して得られた複素電圧ベクトルｙをＩＱ座標にマッピングしたものを示している。図２では、三角波の振幅成分と三角波変調波との間にタイミングずれがあるときと、ないときの両方を示している。高周波電力増幅器１０７の歪を受けた結果、振幅が大きくなる領域で振幅が圧縮を受け、位相が回転している。

以上の操作により、高周波電力増幅器１０７の歪が作用した複素電圧ベクトルｙが得られ、これを、元の三角波信号の振幅成分ｘと対応付けることで振幅成分ｘ、絶対値｜ｙ｜、位相∠ｙの３成分で構成される補正関数ｇ（ｘ）のテーブルが得られる。さらに、位相∠ｙを直交座標変換してもかまわない。

ここで、三角波信号を用いることの効果について、図２を用いて説明する。図２では三角波変調波と三角波振幅のタイミングがずれた場合と一致している場合との複素電圧ベクトルｙをそれぞれ示している。例えば図示のように振幅成分の方のタイミングが遅いとすると、位相の歪を受ける振幅領域が振幅の最大値に対して、振幅が増加する側に偏った非対称なものとなり、ＩＱ座標上では、円を描くように推移する。このような結果を平均化した場合、歪を受けている領域のデータに誤差を多く含んでしまうことになる。したがって、このような円を描くような軌跡が、円を閉じた軌跡となるよう、三角波の振幅成分と三角波変調波成分のタイミングを調整して両者を一致させる必要がある。タイミングが調整された軌跡では平均化処理が正確に行われ、結果として、正確な補正関数ｇ（ｘ）を得ることができる。

例えば、のこぎり波のように振幅最大になる時間と振幅最小になる時間が異なると、時間の短い方のサンプル数が少なくなるため、三角波で見られたようなタイミングがずれた際の円の軌跡を捉えにくい。すなわち三角波のような振幅最大になる時間と振幅最小になる時間が同じ周期関数は補正関数を得るのに都合が良いことになる。

補正関数ｇ（ｘ）はｇ（ｘ）記憶手段１０１に例えばシリアルインターフェースを介して入力される。ｇ（ｘ）記憶手段１０１は例えばフラッシュメモリであり、記憶された補正関数ｇ（ｘ）は電源オフ後も保持される。

ｇ（ｘ）記憶手段１０１に記憶された補正関数ｇ（ｘ）はｇ^−１（ｙ）演算手段１０２で逆関数ｇ^−１（ｙ）に変換される。逆関数ｇ^−１（ｙ）を得る処理としては、例えば、ｇ^−１（ｙ）演算手段１０２で｜ｙ｜が等間隔なデータとなるよう線形補完が行われ、等間隔な｜ｙ｜に対応するｘと∠ｙを線形補完によって求める処理が行われる。ｇ^−１（ｙ）演算手段１０２では、入力を|ｙ|、出力をｘ、−∠ｙと対応付けることにより、補正関数ｇ（ｘ）は逆関数ｇ^−１（ｙ）に変換される。

このようにして、ｇ^−１（ｙ）演算手段１０２では、入力された変調信号ｚが、振幅｜ｚ｜、位相角∠ｚに極座標変換され、｜ｚ｜を入力として、ｇ^−１（ｚ）で補正された複素ベクトルｚ’が得られる。

以上、補正関数を得る方法と変調信号に補正関数の逆関数を作用させる方法について説明した。

通信を行う場合、まず信号切替手段１０４の切替信号をＬｏｗにすることで、ｇ^−１（ｙ）演算手段１０２で歪補償がかけられた変調信号ｚ’が出力される。この変調信号ｚ’が、さらにＤＡ変換器（図示せず）を介して直交変調器１０６と振幅抽出手段１０５に出力される。振幅抽出手段１０５では、歪補償のかかった変調信号ｚ’の振幅成分を演算により求め、ＤＡ変換器（図示せず）を介して歪補償のかかった変調信号ｚ’の振幅成分を直流変換器１０８に出力する。

高周波電力増幅器１０７に入力された、歪補償のかけられた、変調波および振幅成分は、高周波電力増幅器で歪ｇが作用されｇ（ｚ’＝ｇ^−１（ｚ））＝ｚで高周波電力増幅器１０７の出力で歪のない信号が復元される。つまり、歪のない変調波と振幅成分が、高周波電力増幅器１０７の出力で掛け合わされ、正確な変調波が復元される。

この実施の形態によれば、振幅成分が少なくとも変調信号の振幅成分以上である三角波信号を発生する三角波記憶手段１０３を内蔵しているため、高周波電力増幅器の歪特性を評価するために、新たに別の構成で高周波電力増幅器に信号を与える必要がなく、歪特性を評価する時の構成が簡単になる。また本構成の送信機に組み込まれる高周波電力増幅器の個体別の歪特性を評価し、その個体の補正関数ｇ（ｘ）をｇ（ｘ）記憶手段１０１に書き込むため、高周波電力増幅器の個体ばらつきによって、歪補正の精度が都度変化することを防ぐことができる。また、高周波電力増幅器の歪特性を評価する際、評価に用いる信号を周期関数とすることにより、補正関数ｇ（ｘ）のある入力ｘに対する応答の平均化が容易となり、精度の高い補正関数ｇ（ｘ）を得ることが可能となる。また、三角波記憶手段１０３からの信号と変調信号生成手段からの信号のどちらかを選択する信号切替手段１０４によって、容易に変調信号に切り替えることが可能である。

また、三角波関数の位相が時間変化しないため、応答の軌跡を追うことが容易で平均化処理の方法が簡単になる。

また、最大振幅に至る軌跡のサンプル数と、最小振幅に至る軌跡のサンプル数を等しくすることができ、高周波電力増幅器から出力された複素電圧ベクトルの軌跡を追うことが容易になる。

以上説明したように、この実施の形態によれば、ＥＥＲ法を行う送信機において、高周波電力増幅器の歪を正確に補償し、高品質な送信変調波を得ることができる。

なお、上記の実施の形態において、ｇ（ｘ）記憶手段１０１には、補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）の代わりに、逆関数ｘ＝ｇ^−１（ｙ）を書き込み記憶させておいてもよい。こうすることにより、逆関数を求める工程を省略でき、検査出荷工程の削減が可能で、さらに低コスト化できる。

また、三角波記憶手段および信号切替手段は省くことも可能である。

（実施の形態２）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態２について説明する。

図３は高精度なＥＥＲ法を実現する本発明の実施の形態２による送受信機の回路図を示している。本実施の形態では、先述した実施の形態１の送信機の構成を用いており、送信機の機能動作については先述したとおりであるためここでは説明を省略する。また、符号についても同じ符号を付している。

新たに付加された構成は、送受信切替スイッチ３００と、アンテナ３０１と、低雑音増幅器３０２と、直交復調器３０３と、信号切替手段３０４と、平均化演算手段３０５である。

以下、本実施の形態による動作について説明する。

本構成はTime Domain Duplex（ＴＤＤ）送受信機を想定している。実施の形態１で説明したように、送信機は高周波電力増幅器１０７の歪補償を行う際、信号切替手段１０４によって、三角波信号を選択する。その結果、高周波電力増幅器１０７から歪を含んだ三角波変調波が出力される。

送受信切替スイッチ３００は、この間、例えば受信側にスイッチを倒す。その結果、送信と受信は送受信切替スイッチ３００のアイソレーション特性によって分離される。例えば送受切替スイッチ３００の受信ポート−送信ポート間のアイソレーションが３０ｄＢであるとし、さらに低雑音増幅器３０２の電源がＯＦＦしている場合の低雑音増幅器３０２の入出力間のアイソレーションは３０ｄＢ程度とすると、直交復調器３０３までに合計６０ｄＢの減衰手段があることになる。

ここで、高周波電力増幅器１０７から出力される三角波変調波の平均電力が１５ｄＢｍであるとすると、直交復調器３０３には−４５ｄＢｍの平均電力が入力される。これは直交復調器３０３の入力ダイナミックレンジ内と考えることができ、十分線形に信号を処理することができる。なお、レベルが低くなりすぎると、直交復調器３０３の利得調整増幅器の雑音特性が悪くなり、信号のＳＮ比が悪化するため、切替スイッチ３００から入力される電力の入力レンジは−７０ｄＢｍ〜−２０ｄＢｍ程度が望ましい。

信号切替手段３０４は、直交復調器３０３からの信号が補正用の三角波変調信号である場合とそうでない場合とを切り替えるものである。三角波変調信号でない場合、例えば通信時の場合は、変調信号を復調信号処理経路へ伝達する。三角波信号の場合は切替信号手段１０４と同じ論理であるＨｉｇｈ（５Ｖ）で平均化演算手段３０５の経路を選択すればよい。

平均化演算手段３０５では復調された複素電圧ベクトルを三角波信号の少なくとも２周期以上、蓄積し、蓄積した周期数で平均化する。平均化された複素電圧ベクトルは、ｇ（ｘ）記憶手段１０１に出力され、記憶される。

本実施の形態の構成をとることにより、実施の形態１で必要であった外部の復調器（例えば計測器として）や複素電圧ベクトルを平均化するための演算器（例えばパソコン）を必要としないため、構成が簡単になる上、製品出荷検査時のコストを低減できる。ただし、変調器１０６と復調器３０３は、たとえばどちらかに内蔵された同じリファレンス発振器を用いる必要がある。

この実施の形態によれば、振幅成分が少なくとも変調信号の振幅成分以上である三角波信号を発生する三角波記憶手段１０３を内蔵しているため、高周波電力増幅器の歪特性を評価するために、新たに別の構成で高周波電力増幅器に信号を与える必要がない。さらに、送受信機に組み込まれた受信機によって復調を行うため、実施の形態１に比べてさらに、歪特性を評価する時の構成が簡単になる。また本構成の送受信機に組み込まれる高周波電力増幅器の個体別の歪特性を評価し、その個体の補正関数ｇ（ｘ）をｇ（ｘ）記憶手段１０１に書き込むため、高周波電力増幅器の個体ばらつきによって、歪補正の精度が都度変化することを防ぐ。また、復調された三角波信号を平均化する平均化演算手段３０５を有することにより、復調された三角波信号は設定された周期数で平均化されるため、復調された複素電圧ベクトルの確度が向上する。また、高周波電力増幅器の歪特性を評価する際、評価に用いる信号を周期関数とすることにより、復調された複素電圧ベクトルの平均化が容易となり、精度の高い補正関数ｇ（ｘ）を得ることが可能となる。また、三角波記憶手段１０３からの信号と変調信号生成手段１００からの信号のどちらかを選択する信号切替手段１０４によって、容易に変調信号に切り替えることが可能である。

以上説明したように、この実施の形態によれば、ＥＥＲ法を行う送受信機において、高周波電力増幅器の歪を正確に補償し、高品質な送信変調波を得ることができる。

（実施の形態３）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態３について説明する。

図４は本発明の実施の形態３による高周波電力増幅器を用いた高精度なＥＥＲ法を実現する回路図を示している。図１に示した実施の形態１と同じ構成のところは同じ符号を付している。本実施の形態では、三角波記憶手段１０３とインターフェース４００とを高周波電力増幅器１０７に内蔵している。高周波電力増幅器１０７に内蔵された三角波記憶手段１０３から三角波信号がインターフェース４００を介し、信号切替手段１０４に出力される。図４において、符号１０７Ａは高周波電力増幅器１０７の本体部である電力増幅部を示す。また、直交変調器１０６は、基準発振器１０６Ａとミキサ１０６Ｂとからなる。

この実施の形態によれば、例えば変調信号生成手段１００、ｇ（ｘ）記憶手段１０１およびｇ^−１（ｙ）演算手段１０２の構成が内蔵されたベースバンドＬＳＩがあって、かつ補正信号が三角波信号とは異なるものを持っていた場合に有効である。すなわち、ベースバンドＬＳＩのみでは正確な歪補正が行えないが、三角波記憶手段１０３が高周波電力増幅器１０７に内蔵されることにより、歪補正に三角波を用いることが可能となり、正確な歪補償を実現できる。

（実施の形態４）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態４について説明する。

図５は本発明の実施の形態４による高周波電力増幅器を用いた高精度なＥＥＲ法を実現する回路図を示している。

図１、図４に示した実施の形態１，３と同じ構成のところは同じ符号を付している。この実施の形態では、ｇ（ｘ）記憶手段１０１とインターフェース４００とを高周波電力増幅器１０７に内蔵している。

本実施の形態では、内蔵されたｇ（ｘ）記憶手段がインターフェース４００を介してｇ^−１（ｙ）演算手段１０２に補正関数ｇ（ｘ）のデータを出力する。

この実施の形態によれば、送信機などのシステム全体が簡素化できる。また、補正関数を求める工程が省略できるため、検査出荷工程の削減が可能で、低コスト化できる。

なお、高周波電力増幅器１０７に内蔵されるｇ（ｘ）記憶手段１０１には、補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）の代わりに、逆関数ｘ＝ｇ^−１（ｙ）を書き込み記憶させておいてもよい。こうすることにより、逆関数を求める工程を省略でき、検査出荷工程の削減が可能で、さらに低コスト化できる。

（実施の形態５）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態５について説明する。

図６は本発明の実施の形態５による高周波電力増幅器を用いた高精度なＥＥＲ法を実現する回路図を示している。

図１、図４に示した実施の形態１、３と同じ構成のところは同じ符号を付している。本実施の形態では、電力増幅器１０７のパッケージに設けられるバーコード６０１に補正関数ｇ（ｘ）のデータを記録している。バーコード６０１に記録された補正関数ｇ（ｘ）のデータはバーコードリーダ６０２で読み込まれ、ｇ（ｘ）記憶手段１０１に記憶される。

この実施の形態によれば、実施の形態４に記載の高周波電力増幅器に比べて、高周波電力増幅器１０７のパッケージのピン数を減らせる。そのため、パッケージコストを低減でき、高周波電力増幅器１０７の低コスト化が可能となる。また、補正関数ｇ（ｘ）を求める工程が省略できるため、検査出荷工程の削減が可能で、検査コストを低減できる。

なお、バーコード６０１には、補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）の代わりに、逆関数ｘ＝ｇ^−１（ｙ）を書き込み記憶させておいてもよい。こうすることにより、逆関数を求める工程を省略でき、検査出荷工程の削減が可能で、さらに低コスト化できる。

（実施の形態６）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態６について説明する。

図７は本発明の実施の形態６による高周波電力増幅器を用いた高精度なＥＥＲ法を実現する回路図を示している。

図１、図４に示した実施の形態１，３と同じ構成のところは同じ符号を付している。本実施の形態では、電力増幅器１０７のパッケージに設けられるＲＦタグ７０１に補正関数ｇ（ｘ）のデータを記録している。ＲＦタグ７０１に記録された補正関数ｇ（ｘ）のデータはＲＦタグリーダ７０２で読み込まれ、ｇ（ｘ）記憶手段１０１に記憶される。

この実施の形態によれば、実施の形態４の高周波電力増幅器に比べて、高周波電力増幅器のパッケージのピン数を減らせる。そのため、パッケージコストを低減でき、高周波電力増幅器１０７の低コスト化が可能となる。また、ＲＦタグ７０１はＲＦタグリーダ７０２との距離を大きくとることができるため、検査時の作業性を高めることができる。また、補正関数を求める工程が省略できるため、検査出荷工程の削減が可能で、検査コストを低減できる。

なお、ＲＦタグ７０１には、補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）の代わりに、逆関数ｘ＝ｇ^−１（ｙ）を書き込み記憶させておいてもよい。こうすることにより、逆関数を求める工程を省略でき、検査出荷工程の削減が可能で、さらに低コスト化できる。

本発明にかかる送信機は、高精度な補正を実現できるため、高精度なＥＥＲ法を提供することができる。

本発明の実施の形態１の送信機の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態１の送信機の補正の様子を示す模式図である。本発明の実施の形態２の送受信機の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態３の高周波電力増幅器を含む送信機の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態４の高周波電力増幅器を含む送信機の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態５の高周波電力増幅器を含む送信機の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態６の高周波電力増幅器を含む送信機の構成を示すブロック図である。ＥＥＲ法の概略を表すブロック図である。

符号の説明

１００変調信号生成手段
１０１ｇ（ｘ）記憶手段
１０２ｇ^−１（ｙ）演算手段
１０３三角波記憶手段
１０４信号切替手段
１０５振幅抽出手段
１０６直交変調器
１０７高周波電力増幅器
１０８直流変換器
２０１直交復調器
３００送受信切替スイッチ
３０１アンテナ
３０２低雑音増幅器
３０３直交復調器
３０４信号切替手段
３０５平均化演算手段
４００インターフェース
６０１バーコード
６０２バーコードリーダ
７０１ＲＦタグ
７０２ＲＦタグリーダ

Claims

高周波電力増幅器と、
変調信号を生成する変調信号生成手段と、
前記高周波電力増幅器で受ける非線形歪を打ち消す演算処理を前記変調信号に対して前もって行う歪補償演算処理手段と、
前記歪補償演算処理手段から出力される演算後信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、
前記振幅抽出手段によって抽出された振幅成分を直流変換する直流変換手段とを備え、
前記歪補償演算処理手段から出力された演算後信号が前記高周波電力増幅器の高周波入力端子に入力され、前記直流変換手段によって直流変換された振幅成分が前記高周波電力増幅器の電源端子に入力され、結果として前記高周波電力増幅器から変調波が出力される送信機。
前記歪補償演算処理手段は、前記高周波電力増幅器の電源端子に与えられる電圧ｘに対する、前記高周波電力増幅器の入力電力に対する出力電力の応答の結果を、複素電圧ベクトルｙに変換し、前記電圧ｘと前記複素電圧ベクトルｙとを関連付けた補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）を書き込み記憶する記憶手段と、
前記変調信号と前記補正関数ｇ（ｘ）とを入力とし、前記補正関数ｇ（ｘ）の逆関数ｇ^−１（ｙ）を演算により算出し、前記変調信号に前記逆関数ｇ^−１（ｙ）を作用させることにより前記演算後信号を出力するｇ^−１（ｙ）演算手段とからなる請求項１記載の送信機。
前記歪補償演算処理手段は、前記高周波電力増幅器の電源端子に与えられる電圧ｘに対する、前記高周波電力増幅器の入力電力に対する出力電力の応答の結果を、複素電圧ベクトルｙに変換し、前記電圧ｘと前記複素電圧ベクトルｙとを関連付けた補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）の逆関数ｇ^−１（ｙ）を書き込み記憶する記憶手段と、
前記変調信号と前記逆関数ｇ^−１（ｙ）とを入力とし、前記変調信号に前記逆関数ｇ^−１（ｙ）を作用させることにより前記演算後信号を出力するｇ^−１（ｙ）演算手段とからなる請求項１記載の送信機。
その振幅成分が少なくとも前記変調信号の振幅成分以上である周期関数で規定される周期関数信号を発生する周期関数信号発生手段と、
前記ｇ^−１（ｙ）演算手段と前記振幅抽出手段および前記高周波電力増幅器との間に設けられ、前記演算後信号と前記周期関数信号と切替信号とを入力とし、前記切替信号によって前記演算後信号と前記周期関数信号とのどちらかを出力することを選択する第１の信号切替手段とをさらに備えた請求項２記載の送信機。
その振幅成分が少なくとも前記変調信号の振幅成分以上である周期関数で規定される周期関数信号を発生する周期関数信号発生手段と、
前記ｇ^−１（ｙ）演算手段と前記振幅抽出手段および前記高周波電力増幅器との間に設けられ、前記演算後信号と前記周期関数信号と切替信号とを入力とし、前記切替信号によって前記演算後信号と前記周期関数信号とのどちらかを出力することを選択する第１の信号切替手段とをさらに備えた請求項３記載の送信機。
周期関数は位相の時間変化がない請求項４記載の送信機。
周期関数は位相の時間変化がない請求項５記載の送信機。
周期関数が最小値から最大値へ向かう速度と最大値から最小値へ向かう速度が同じである請求項６記載の送信機。
周期関数が最小値から最大値へ向かう速度と最大値から最小値へ向かう速度が同じである請求項７記載の送信機。
請求項４記載の送信機と、
前記送信機の出力電力強度を受信フロントエンドの入力ダイナミックレンジ以内まで減衰させる減衰手段と、
前記減衰手段によって減衰された送信機の変調波を入力して復調する復調手段と、
前記復調手段の出力に設けられて、前記復調手段の出力信号を２つ以上の経路に切り替える第２の信号切替手段と、
前記第１の信号切替手段が前記周期関数発生手段からの信号を選択したときに前記第２の信号切替手段が選択する経路につながり、入力された周期関数信号を少なくとも２周期以上の間、平均化する平均化演算手段とを備え、
前記平均化演算手段の演算結果が前記記憶手段に出力される送受信機。
請求項５記載の送信機と、
前記送信機の出力電力強度を受信フロントエンドの入力ダイナミックレンジ以内まで減衰させる減衰手段と、
前記減衰手段によって減衰された送信機の変調波を入力して復調する復調手段と、
前記復調手段の出力に設けられて、前記復調手段の出力信号を２つ以上の経路に切り替える第２の信号切替手段と、
前記第１の信号切替手段が前記周期関数発生手段からの信号を選択したときに前記第２の信号切替手段が選択する経路につながり、入力された周期関数信号を少なくとも２周期以上の間、平均化する平均化演算手段とを備え、
前記平均化演算手段の演算結果が前記記憶手段に出力される送受信機。
周期関数は位相の時間変化がない請求項１０記載の送受信機。
周期関数は位相の時間変化がない請求項１１記載の送受信機。
周期関数が最小値から最大値へ向かう速度と最大値から最小値へ向かう速度が同じである請求項１２記載の送受信機。
周期関数が最小値から最大値へ向かう速度と最大値から最小値へ向かう速度が同じである請求項１３記載の送受信機。
振幅成分が少なくとも増幅対象となる変調信号の振幅成分以上である周期関数で規定される周期関数信号を記憶する周期関数信号記憶手段と、前記周期関数信号を外部に出力するインターフェースとを内蔵した高周波電力増幅器。
電源端子に与えられた電圧ｘに対する、入力電力に対する出力電力の応答の結果を、複素電圧ベクトルｙに変換し、前記電圧ｘと前記複素電圧ベクトルｙとを関連付けた補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）あるいはその逆関数ｘ＝ｇ^−１（ｙ）を書き込み記憶する記憶手段と、前記補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）あるいはその逆関数ｘ＝ｇ^−１（ｙ）のデータを外部に出力するインターフェースとを内蔵した高周波電力増幅器。
電源端子に与えられた電圧ｘに対する、前記高周波電力増幅器の入力電力に対する出力電力の応答の結果を複素電圧ベクトルｙに変換し、前記電圧ｘと前記複素電圧ベクトルｙとを関連付けた補正関数ｙ＝ｇ（ｘ）あるいは逆関数ｘ＝ｇ^−１（ｙ）を記憶した記憶手段をパッケージに設けた高周波電力増幅器。
前記記憶手段がバーコードである請求項１８記載の高周波電力増幅器。
前記記憶手段がＲＦタグである請求項１８記載の高周波電力増幅器。