JP2006521060A - 負荷の変動に強い無線周波（ｒｆ）増幅器 - Google Patents

Abstract

位相シフトおよびインピーダンス変換素子を有する電力増幅器が開示される。電力増幅器は、複数の増幅経路、各々の増幅経路の入力における第１の位相シフト素子、および各々の増幅経路の出力における第２の位相シフト素子を含む。増幅器は、さらに、第２の位相シフト素子に関連付けられるインピーダンス変換素子、および各々の増幅経路の出力を単一の出力に結合するように構成される電力結合器を含む。

Description

発明の背景
１．発明の分野
この発明は一般に、携帯用通信装置の無線周波数（ＲＦ）伝送電力の生成および制御、コストの最小化、およびサイズの低減に関する。より具体的には、この発明は負荷の変動に強いＲＦ増幅器に関する。

２．関連技術
効率的で、低コストの電子モジュールの利用可能性が増すとともに、移動体通信システムが益々普及するようになっている。たとえば、手持ち式の、電話のような通信トランシーバ、ワイヤレス携帯端末（ＰＤＡ）、またはコンピュータインターフェイスで双方向の音声および／またはデータ通信を与えるためにさまざまな周波数、伝送方式、変調技術および通信プロトコルが使用される、通信方式の多くの変形例がある。異なる変調および伝送方式は各々、利点および不利点を有するが、すべてのこれらの装置にとっての共通の目標はトランシーバの性能を最大化しながら、送受器のサイズおよびコストを最小化することである。

携帯用通信トランシーバのサイズおよびコストを最小化することは典型的に、このような装置の設計者が直面する最大の課題である。多くの異なる方策が調査されてきたが、トランシーバのサイズおよびコストの両方を最小化するための最大の機会は、多くの場合、トランシーバにおける構成要素の数を低減することによるものである。適度の数の構成要素を典型的には含む装置のうちの１つであって、したがって構成要素の数を低減するための機会を与えるのは、ＲＦ電力増幅器である。ＲＦ電力増幅器はＲＦ伝送信号を受取り、トランシーバに関連付けられるアンテナを介して伝送するために、この伝送信号を増幅する。

従来のＲＦ電力増幅器は複数の段を含み、応用例によっては、複数の増幅経路を含むであろう。構成によっては、この複数の経路の配置は「平衡増幅器」と呼ばれる。構成に拘らず、従来の平衡電力増幅器は、複数の経路の出力を一つにまとめるために結合回路を必要とする。さらに、電力増幅器に与えられる負荷がアンテナインピーダンスにおける変動のために変化するので、従来のＲＦ電力増幅器は概して、単一経路の増幅方式を使用するものであろうと、二重経路の増幅方式を使用するものであろうと、増幅器の出力において１つ以上のアイソレータを使用する。アンテナインピーダンスは、トランシーバの位置および動作モードに応じて、連続的に変化する。たとえば、アンテナのインピーダンスは、トランシーバの位置に応じて、たとえば５から５０Ωの間で変化してもよい。保護アイソレータまたは他の特別な保護回路がなければ、電力増幅器に与えられるインピーダンスにおけるこの変動は、電力増幅器の性能が変化することを引き起こし、したがってトランシーバの全体の性能を劣化させる。アイソレータは電力増幅器の出力段に与えられるインピーダンスの変動を最小化する。残念ながら、アイソレータは、物質的な汚染の可能性のために、電力増幅器が製作される構造と同じ構造上に統合することが困難な、比較的大型で、高価な構成要素である。

したがって、電力増幅器が広い範囲の動作条件に亘って動作することを可能にしながら、トランシーバからアイソレータを除去することが望ましいであろう。

概要
位相シフトおよびインピーダンス変換素子を有する電力増幅器が開示される。電力増幅器は、複数の増幅経路、各々の増幅経路の入力における第１の位相シフト素子、および各々の増幅経路の出力における第２の位相シフト素子を含む。増幅器は、さらに、第２の位相シフト素子に関連付けられるインピーダンス変換素子、および各々の増幅経路の出力を単一の出力に結合するように構成される電力結合器を含む。

動作の関連システムおよび方法がさらに与えられる。この発明の他のシステム、方法、特徴、および利点は、以下の図面および詳細な説明を検討するとすぐに、当業者に明らかであるか、または明らかとなる。すべてのこのようなさらなるシステム、方法、特徴、および利点がこの記載の中に含まれ、この発明の範囲内にあり、特許請求の範囲によって保護されることが意図される。

この発明は、以下の図面を参照して、よりよく理解され得る。図面内の構成要素は必ずしも尺度決めされず、その代わりに、この発明の原理を明らかに示すことに重点がおかれる。さらに、図面の中で、同一の参照番号は、異なる図面全体に亘って、対応する部品を示す。

詳細な説明
位相シフトおよびインピーダンス変換素子、ならびに／または電力結合器およびインピーダンス変換素子は、携帯用トランシーバを特に参照して記載されるが、電力増幅器の出力において１つ以上のアイソレータを除去することによってコストおよび／またはサイズを最小化することが望ましい、任意の平衡電力増幅システムにおいて実現され得る。好ましい実施例では、以下に記載されるように、位相シフトおよびインピーダンス変換素子、ならびに電力結合器およびインピーダンス変換素子を含む電力増幅器はハードウェアにおいて実現される。この発明のハードウェア部分は、専門のハードウェア素子および論理を使用して実現され得る。さらに、位相シフトおよびインピーダンス変換素子、ならびに電力結合器およびインピーダンス変換素子のハードウェアの実現例は、当該技術においてすべて周知である以下の技術の任意の組合せ、または以下の技術のある組合せを含み得る。その技術とは、個別の回路構成要素および素子、集積回路構成要素および素子、個別の構成要素および集積回路構成要素の組合せ、伝送線路および／または伝送線路の構成要素もしくは素子、データ信号上で論理関数を実現するための論理ゲートを有する個別の論理回路、適切な論理ゲートを有する特定用途向け集積回路、プログラマブルゲートアレイ（ＰＧＡ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）などである。

図１は、この発明の実施例に従う、電力増幅器を含む単純化された携帯用トランシーバを示すブロック図である。携帯用トランシーバ１００は、スピーカ１０２、ディスプレイ１０４、キーボード１０６、およびマイクロホン１０８を含み、それらはすべてベースバンドサブシステム１１０に接続される。特定の実施例では、携帯用トランシーバ１００は、たとえばセルラー形式の携帯電話などの携帯用遠距離通信送受器であり得るが、それに限定されるものではない。スピーカ１０２およびディスプレイ１０４はそれぞれ、当業者に公知であるように、接続１１２および１１４を介して、ベースバンドサブシステム１１０から信号を受取る。同様に、キーボード１０６およびマイクロホン１０８はそれぞれ、接続１１６および１１８を介して、ベースバンドサブシステム１１０へ信号を与える。ベースバンドサブシステム１１０は、バス１２８を介して通信する、マイクロプロセッサ（μＰ）１２０、メモリ１２２、アナログ回路１２４、およびデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１２６を含む。バス１２８は、単一のバスとして示されるが、ベースバンドサ
ブシステム１１０内のサブシステムの間で必要に応じて接続される複数のバスを使用して実現されてもよい。マイクロプロセッサ１２０およびメモリ１２２は、携帯用トランシーバ１００に信号のタイミング、処理、および記憶機能を与える。アナログ回路１２４は、ベースバンドサブシステム１１０内の信号に対するアナログ処理機能を与える。ベースバンドサブシステム１１０は、接続１３２を介して、無線周波数（ＲＦ）サブシステム１３０に制御信号を与える。制御信号は、単一の接続１３２として示されるが、ＤＳＰ１２６から、またはマイクロプロセッサ１２０から発生してもよく、ＲＦサブシステム１３０内のさまざまな箇所に与えられる。簡略化のために、携帯用トランシーバ１００の基本的な構成要素のみが示されることが注目されるべきである。

ベースバンドサブシステム１１０は、さらに、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１３４、ならびにデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１３６および１３８を含む。ＡＤＣ１３４、ＤＡＣ１３６およびＤＡＣ１３８は、さらに、バス１２８を介して、マイクロプロセッサ１２０、メモリ１２２、アナログ回路１２４、およびＤＳＰ１２６と通信する。ＤＡＣ１３６は、接続１４０を介してＲＦサブシステム１３０へ伝送するために、ベースバンドサブシステム１１０内のデジタル通信情報をアナログ信号に変換する。ＤＡＣ１３８は、接続１４４を介して、基準電圧電力レベル信号を電力増幅器制御素子１６１に与える。ＤＡＣ１３６および１３８の動作は、さらに、単一の装置にまとめられてもよい。接続１４０は、方向を持った２本の矢印として示されるが、デジタルドメインからアナログドメインへの変換の後、ＲＦサブシステム１３０によって伝送される情報を含む。

ＲＦサブシステム１３０は、「局部発振器」信号または「ＬＯ」とも呼ばれる周波数基準信号をシンセサイザ１４８から接続１５０を介して受取った後、受取られたアナログ情報を変調し、変調された信号を接続１５２を介してアップコンバータ１５４に与える変調器１４６を含む。変調された伝送信号は、所望の伝送フォーマットに応じて、位相情報のみ、振幅情報のみ、または位相および振幅情報の両方を含んでもよい。アップコンバータ１５４も、シンセサイザ１４８から接続１５６を介して周波数基準信号を受取る。シンセサイザ１４８は、アップコンバータ１５４が接続１５２上の変調された信号をアップコンバートする周波数を設定する。

アップコンバータ１５４は、接続１５８を介して、変調された信号を電力増幅器２００に与える。電力増幅器２００は、接続１５８上の変調された信号を、接続１６２を介してアンテナ１６４へ伝送するのに適切な電力レベルに増幅する。例示的に、スイッチ１６６は、接続１６２上の増幅された信号がアンテナ１６４へ転送されるか、またはアンテナ１６４からの受取られる信号がフィルタ１６８に与えられるかを制御する。スイッチ１６６の動作は、接続１３２を介するベースバンドサブシステム１１０からの制御信号によって制御される。代替的に、スイッチ１６６は、当業者に公知であるように、伝送信号および受信信号の両方が同時に通ることを可能にするフィルタ（たとえば送受切換器）に置換えられてもよい。

電力増幅器２００は好ましくは、「平衡増幅器」の構成と呼ばれるものの状態で配置される。以下に記載されるように、電力増幅器２００は、電力増幅器２００の出力において電力増幅器２００が負荷の変動（インピーダンスの変動とも呼ばれる）に非常に強いままであることを可能にする、位相シフトおよびインピーダンス変換回路、ならびに電力結合器およびインピーダンス変換回路を含む。

接続１６２上の増幅された伝送信号のエネルギの一部は、接続１７０を介して電力増幅器制御素子１６１に与えられる。電力増幅器制御素子１６１は、電力増幅器１６０の出力電力を制御するためにフィードバックを利用する閉ループ出力電力コントローラを形成し、さらに、接続１７２を介して電力制御信号を電力増幅器２００に与えてもよい。

アンテナ１６４によって受取られる信号は、受信フィルタ１６８に向けられることになる。受信フィルタ１６８は受取られる信号をフィルタにかけ、接続１７４に沿ってフィルタにかけられた信号を低雑音増幅器（ＬＮＡ）１７６に与える。受信フィルタ１６８は、携帯用トランシーバ１００が動作している特定のセルラーシステムのすべてのチャネルを通過させる帯域通過フィルタである。例として、１８００ＭＨｚ ＰＣＳ ＣＤＭＡの場合、受信フィルタ１６８は、各々が１．２５ＭＨｚを有する２５０のチャネルを含む、１９３０．００ＭＨｚから１９８９．９５０ＭＨｚまでのすべての周波数を通過させるであろう。このフィルタの目的は、所望の領域外のすべての周波数を除去することである。ＬＮＡ１７６は、接続１７４上の非常に弱い信号を、伝送される周波数からベースバンドの周波数にダウンコンバータ１７８が信号を変換し得るレベルに増幅する。代替的に、ＬＮＡ１７６およびダウンコンバータ１７８の機能性は、たとえば低雑音ブロックダウンコンバータ（ＬＮＢ）または直接変換受信機（ＤＣＲ）などの他の素子を使用して達成され得るが、それらに限定されるものではない。

ダウンコンバータ１７８は、「局部発振器」信号または「ＬＯ」とも呼ばれる周波数基準信号をシンセサイザ１４８から接続１８０を介して受取る。ＬＯ信号は、接続１８２を介してＬＮＡ１７６からダウンコンバータ１７８によって受取られる信号をダウンコンバートするのに適した周波数を設定する。ダウンコンバートされた周波数は中間周波数またはＩＦと呼ばれる。ダウンコンバータ１７８は、ダウンコンバートされた信号を、接続１８４を介して、「ＩＦフィルタ」とも呼ばれるチャネルフィルタ１８６に送る。チャネルフィルタ１８６はダウンコンバートされた信号をフィルタにかけ、その信号を接続１８８を介して増幅器１９０に与える。チャネルフィルタ１８６は、制御信号１３２からの入力を使用して、１つの所望のチャネルを選択し、他のすべてのチャネルを除去する。例としてＰＣＳ ＣＤＭＡシステムを使用して、２５０チャネルのうちの１つのチャネルのみが実際に受取られる。すべてのチャネルが受信フィルタ１６８によって通され、ダウンコンバータ１７８によって周波数においてダウンコンバートされた後、１つの所望のチャネルのみがチャネルフィルタ１８６の中心周波数に正確に現れることになる。シンセサイザ１４８は、接続１８０に沿ってダウンコンバータ１７８に与えられる局部発振器周波数を制御することによって、所望のチャネルの中心をチャネルフィルタ１８６の中心に設定する。増幅器１９０は、受取られる信号を増幅し、増幅された信号を接続１９２を介して復調器１９４に与える。復調器１９４は伝送されるアナログ情報を回復し、この情報を表わす信号を接続１９６を介してＡＤＣ１３４に与える。ＡＤＣ１３４はベースバンドの周波数でこのアナログ信号をデジタル信号に変換し、さらなる処理のために信号をバス１２８を介してＤＳＰ１２６に転送する。

受信機の構成要素の前述の記載は、例示のためのものである。実際に、たとえばスーパーヘテロダイン受信機、直接変換受信機、またはサンプリング受信機などであるが、それらに限定されない他の受信機の構成が、この発明の範囲内にあるように企図される。

図２は、図１の電力増幅器２００を示すブロック図である。電力増幅器２００は、「多層モジュール」２０２と呼ばれるものの上に製作され得る。多層モジュール２０２は、多層モジュール２０２上に位置する少なくとも１つのモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）２０４および出力回路２０６を組入れる。出力回路２０６は、位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７２、ならびに電力結合器およびインピーダンス変換素子２８８を組入れる。これらの素子のいずれか、または両方によって与えられるインピーダンスは、ＭＭＩＣ２０４に出力インピーダンス整合を与える。

電力増幅器２００の全体の構成は「平衡増幅器」と呼ばれる。この例では、第１の増幅経路は「経路１」と呼ばれ、概して、位相シフト素子２１８、入力整合素子２２６、第１
段増幅器２３６、段間整合素子２４６、および第２段電力増幅器２５６を含む。第２の増幅経路は「経路２」と呼ばれ、概して、位相シフト素子２２２、入力整合素子２２８、第１段増幅器２３８、段間整合素子２４８、および第２段電力増幅器２５８を含む。追加の増幅経路がさらに与えられることが可能であり、この発明の範囲内に含まれる。

増幅器２３６、２３８、２５６および２５８は、たとえば１つ以上の以下の技術を使用して製作され得る。その技術とは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）増幅器、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）増幅器、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）増幅器、擬似格子整合型高電子移動度トランジスタ（ＰＨＥＭＴ）増幅器、または任意の他の好適な増幅器技術である。

ＭＭＩＣ２０４は、接続１５８を介して、無線周波数（ＲＦ）通信信号を受取る。接続１５８上の信号は入力信号と呼ばれ、携帯用トランシーバ１００によって伝送される情報を含む。接続１５８上のＲＦ入力信号は電力分割器２１２に与えられる。電力分割器２１２は、接続１５８上の信号を接続２１４に沿って位相シフト素子２１８へ、および接続２１６に沿って位相シフト素子２２２へ実質的に均等に分割する。追加の増幅経路が含まれると、電力分割器２１２はすべての増幅経路の間で入力信号を実質的に案分するであろう。

電力分割器２１２は、実質的に同じ位相を有する信号を、接続２１４および２１６に沿って発生させる同相の電力分割器である。代替的な実現例では、電力分割器は１８０°相違する出力を、接続２１４および２１６に沿って与えてもよい。このような電力分割器は、１つ以上の半導体装置または他の能動素子を使用して実現される、受動的な１８０°スプリッタ、または能動的な１８０°電力分割器もしくはスプリッタを含んでもよい。能動回路を使用するこのような実現例は構成要素のサイズを低減し、さらに、経路１と経路２との間の分離の増大を与えるであろう。この代替的な実現例では、位相シフト素子２１８は接続２１４上の信号に−４５°の位相シフトを与え、位相シフト素子２２２は接続２１６上の信号に＋４５°の位相シフトを与える。位相シフト素子２１８および２２２は、個別の回路構成要素および素子、集積回路構成要素および素子、個別の構成要素および集積回路構成要素の組合せ、伝送線路および／または伝送線路の構成要素もしくは素子を含んでもよい。

位相シフト素子２１８は接続２１４上の信号に＋４５°の位相シフトを与え、位相シフト素子２２２は接続２１６上の信号に−４５°の位相シフトを与える。代替的に、異なる位相シフトの度合いが位相シフト素子２１８および２２２によって与えられてもよい。位相シフト素子２１８および２２２は、個別の回路構成要素および素子、集積回路構成要素および素子、個別の構成要素および集積回路構成要素の組合せ、伝送線路および／または伝送線路の構成要素もしくは素子を含んでもよい。位相シフト素子２１８の出力は接続２２０を介して入力整合素子２２６に与えられ、位相シフト素子２２２の出力は接続２２４を介して入力整合素子２２８に与えられる。入力整合素子２２６は位相シフト素子２１８および先行する回路（図示せず）と第１段増幅器２３６の入力との間のインピーダンス整合を与える。同様に、入力整合素子２２８は位相シフト素子２２２および先行する回路（図示せず）と第１段増幅器２３８の入力との間のインピーダンス整合を与える。したがって、入力整合素子２２６の出力は接続２３２を介して第１段増幅器２３６に与えられ、入力整合素子２２８の出力は接続２３４を介して第１段増幅器２３８に与えられる。

第１段増幅器２３６の出力は接続２４２を介して段間整合素子２４６に与えられ、第１段増幅器２３８の出力は接続２４４を介して段間整合素子２４８に与えられる。段間整合素子２４６は、第１段増幅器２３６と第２段電力増幅器２５６との間のインピーダンス整合を与える。段間整合素子２４８は、第１段増幅器２３８と第２段電力増幅器２５８との
間のインピーダンス整合を与える。段間整合素子２４６の出力は接続２５２を介して第２段電力増幅器２５６に与えられ、段間整合素子２４８の出力は接続２５４を介して第２段増幅器２５８に与えられる。

入力整合素子２２６および２２８、ならびに段間整合素子２４６および２４８は典型的には、１つ以上の誘導（Ｌ）素子、容量（Ｃ）素子、抵抗（Ｒ）素子、および／または伝送線路を含み、それらの値は特定の回路に最適なインピーダンス整合を与えるように選択される。

接続２６２上の第２段電力増幅器２５６の出力電力の一部、および接続２６４上の第２段電力増幅器２５８の出力電力の一部は、たとえば能動的なフィードバックループ、切換可能なインピーダンス、または２つの増幅経路のそれぞれの利得を調整するのに好適な任意の他の回路を含んでもよい制御回路に与えられる。

能動的なフィードバックループを実現する場合、１つの可能な実現例は、接続２６２上の第２段電力増幅器２５６からの出力電力の一部が能動的なフィードバックループ２６０に与えられ、接続２６４上の第２段電力増幅器２５８からの出力電力の一部が能動的なフィードバックループ２７０に与えられるというものである。能動的なフィードバックループ２６０および２７０はそれぞれ、抵抗性および容量性の構成要素のさまざまな組合せなどの、さまざまな公知のトポロジを使用して実現され得る能動スイッチ２６６および２６８を含む。能動的なフィードバックループ２６０および２７０は、ＭＭＩＣ２０４上の増幅経路の各々の利得を調整することによって、電力増幅器２００の出力においてアンテナ負荷の変動によって引き起こされる電力利得の不均衡を補償する。

切換可能なインピーダンス制御方法を実現すると、接続２６２上の第２段電力増幅器２５６の出力電力の一部は分路の状態で能動スイッチ２７５に与えられる。能動スイッチ２７５は１つ以上の抵抗器に直列に接続され、その抵抗器の例示的なものは参照番号２７７を使用して示される。代替的に、たとえば回路は伝送線路、誘導（Ｌ）／容量（Ｃ）ネットワーク、またはＲＦインピーダンスの変化を与えるための他の回路を含んでもよい。抵抗器２７７は接地に結び付けられる。同様の態様で、接続２６４上の第２段電力増幅器２５８の出力電力の一部は分路の状態で能動スイッチ２８１に与えられる。能動スイッチ２８１は、１つ以上の抵抗器、伝送線路、Ｌ／Ｃネットワーク、またはＲＦインピーダンスの変化を与えるための他の回路に直列に接続される。例示のために、回路は抵抗器を含み、その抵抗器の例示的なものは参照番号２８３を使用して示される。抵抗器２８３は接地に結び付けられる。能動スイッチ２７５および２８１は、上記に記載される能動スイッチ２６６および２６８と同様のものであり得る。能動スイッチ２７５および２８１は、優れた電力増幅器全体の性能を与えるのに最適な高対低の負荷インピーダンスを検出し、インピーダンスに切換わる。

通信セル内での携帯用通信トランシーバ１００の移動および携帯用トランシーバ１００のアンテナ１６４の位置の変化により、電力増幅器２００の出力と携帯用トランシーバ１００のアンテナ１６４（図１）との間のインピーダンスは変化する。電力増幅器とアンテナとの間のインピーダンスが変化すると、不整合も変化し、電力増幅器２００内の回路の性能における変化をもたらす。これらの性能の変化は、経路１と経路２との間の利得の相違に関して最も重要である。この利得の差のために、電力増幅器対アンテナのインピーダンス不整合の状況において、またはインピーダンス不整合の状況の間に、信号の質を劣化させるスペクトル再生が発生する傾向がある。スペクトル再生は、携帯用トランシーバ１００が動作している通信システムのノイズフロアを増大させる傾向にある。能動的なフィードバックループ２６０および２７０は、電力増幅器２００の出力において変化するインピーダンスに応答して、増幅経路の間の利得を等しくすることによってスペクトル再生を
低減する。スペクトル再生を低減することは、電力増幅器２００によって通信システムにもたらされるノイズを低減する。

第２段電力増幅器２５６の出力は接続２６２を介して出力回路２０６に与えられ、第２段電力増幅器２５８の出力は接続２６４を介して出力回路２０６に与えられる。

出力回路２０６は、位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７２、ならびに電力結合器およびインピーダンス変換素子２８８を含む。素子２７２は、増幅経路１および増幅経路２の各々のための位相シフトおよびインピーダンス変換素子を含み、図３に関してより詳細に記載される。図２に関して、位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７２は、位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４、ならびに位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７６を含む。位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４ならびに２７６はたとえば、個別の回路構成要素および素子、集積回路構成要素および素子、個別の構成要素および集積回路構成要素の組合せ、伝送線路および／または伝送線路の構成要素もしくは素子を含んでもよい。接続２６２上のＭＭＩＣ２０４の出力は位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４に与えられ、接続２６４上のＭＭＩＣ２０４の出力は位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７６に与えられる。位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４ならびに２７６はそれぞれ、接続２６２および２６４上の信号に逆の位相補正を与え、さらに、接続２６２および２６４上の信号のインピーダンスを変換する。位相シフトおよびインピーダンス変換は、同時にまたは別々に起こってもよい。位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７２ならびに２７６の動作は、図３に関してより詳細に記載される。位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４は−４５°の位相シフト（これは、位相シフト素子２１８によって与えられる位相シフトとは逆である）を与え、位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７６は接続２６４上の信号に＋４５°の位相シフト（これは、位相シフト素子２２２によって与えられる位相シフトとは逆である）を与える。

位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４の出力は接続２７８を介して電力結合器およびインピーダンス変換素子２８４に与えられ、位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７６の出力は接続２８２を介して電力結合器およびインピーダンス変換素子２８６に与えられる。素子２８４および２８６は、別個のブロックを使用して示されるが、以下に記載されるように、共通の素子を使用して実現され得る。電力結合器およびインピーダンス変換素子２８８は、追加の出力インピーダンス整合および電力結合の両方を与える、２つの目的を兼ねた回路素子を含む。ウィルキンソン（Wilkinson）電力結合器を組入れ得る電力結合器およびインピーダンス変換素子２８８は接続２７８および２８２上の電力を結合して、接続１６２上のＲＦ出力信号を与える。

図３は、図２の出力回路２０６をより詳細に示すブロック図３００である。ＭＭＩＣ２０４の出力は接続２６２を介して位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４に与えられ、接続２６４上のＭＭＩＣ２０４の出力は位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７６に与えられる。ＤＣフィードスルーおよび高調波同調回路は、簡略化のために省略されるが、当該技術に公知であるように、接続２６２および２６４に結合される。

図３に示される、構成要素が最小化される実施例が出力回路２０６の１つの可能な実現例であるが、多くの他の実施例が可能である。位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４は、容量素子（キャパシタとして示される）３０４に並列に結合される誘導素子（インダクタとして示される）３０２を含む。容量素子３０４は接続３０６を介して接地に結合される。位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７６は、容量素子（キャパシタとして示される）３０８、および並列に結合される誘導素子（インダクタとして示される）３１２を含む。誘導素子３１２は接続３１４を介して接地に結合される。

誘導素子３０２は−４５°の位相シフトを、容量素子３０８は＋４５°の位相シフトを、それぞれ接続２６２および２６４上の信号に与える。容量素子３０４および誘導素子３０２は、接続２６２上の信号上でインピーダンス変換を行う。同様に、誘導素子３１２および容量素子３０８は、接続２６４上の信号上でインピーダンス変換を行う。たとえば、接続２６２および２６４上の信号のインピーダンスがたとえば６−１０Ωであれば、位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４は接続２６２上のインピーダンスをたとえば２０−２５Ωに変換する間に、−４５°の位相シフトを与える。同様に、位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７６は、接続２６４上のインピーダンスをたとえば２０−２５Ωに変換する間に、＋４５°の位相シフトを与える。位相シフトおよびインピーダンス変換は、同時にまたは別々に起こってもよい。

接続３１６上の位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４の出力はキャパシタ３２０に与えられる。キャパシタ３２０は、接続３１６上の信号からの直流（ＤＣ）レベルを阻止する。接続３２２および３１８上の信号は次に、電力結合器およびインピーダンス変換素子２８８に与えられる。位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７２、ならびに電力結合器およびインピーダンス変換素子２８８における素子のために構成要素および構成要素の値を適切に選択することによって、電力増幅器２００の出力におけるインピーダンス不整合は、電力増幅器２００の出力にアイソレータを必要とすることなく、補償され得る。

電力増幅器の出力とアンテナとの間にインピーダンス不整合が存在するとき、一方の経路（たとえば経路１）では、インピーダンス変換がスミスチャート上で誘導回転をもたらし、他方の経路（たとえば経路２）では、インピーダンス変換がスミスチャート上で容量回転をもたらす。スミスチャートとは、ＲＦ回路の性能パラメータを示すために使用される、円形形式で表される複素数のノモグラフのグラフ図である。異種の回転の結果、一方の経路は電力増幅器、つまり２５６または２５８の出力にローインピーダンスを与え、他方の経路は電力増幅器、つまり２５６または２５８の出力にハイインピーダンスを与える。どちらの経路が誘導回転を与え、どちらの経路が容量回転を与えるかという判断は、この発明の原理にとって任意である。他の状況が可能であるが、この場合には、電力増幅器２５６および２５８の特性のために、ローインピーダンスを有する経路は優れた性能を有し、したがって優れた隣接チャネル電力除去（ＡＣＰＲ）を有することになる。ハイインピーダンスを有する経路は劣った性能を有し、したがって劣ったＡＣＰＲを有することになる。電力結合器およびインピーダンス変換素子２８８による２つの経路からの信号の結合は、ハイインピーダンスを有する経路のＡＣＰＲ性能（したがって相対的に劣ったＡＣＰＲ性能）と、ローインピーダンスを有する経路のＡＣＰＲ性能（したがって相対的に優れたＡＣＰＲ性能）との間にあるＡＣＰＲ性能をもたらし、それによって好適なＡＣＰＲシステム全体の性能がもたらされる。

この態様で、電力増幅器は、電力増幅器２００の出力１６２において、負荷における変動に非常に強い。

この実施例では、電力結合器およびインピーダンス変換素子２８８は、抵抗器３２４、インダクタ３２６および３２８の対、ならびに接続３３４を介して接地に結合されるキャパシタ３３２を含む。電力結合器およびインピーダンス変換素子２８８は、抵抗器３２４、インダクタ３２６および３２８、ならびにキャパシタ３３２の値の適切な選択が接続３２２および３１８上の信号のインピーダンスをこの例では約２０−２５Ωから接続１６２上で５０Ωに変換するという点において、さらなるインピーダンス変換を行う。接続１６２上の電力結合器およびインピーダンス変換素子２８８の出力は、図２の電力増幅器２００のＲＦ出力である。

位相シフト素子２１８および２２２、ならびに位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４および２７６のための代替的な実現例は、誘導性（Ｌ）および容量性（Ｃ）の構成要素を使用する１つ以上の高次集中素子ネットワークを含む。このような実現例は、帯域幅の増大、および構成要素を製造する際の許容変動に対する敏感度の減少を与えるであろう。別の代替的な実現例は、位相シフト素子２１８および２２２、ならびに位相シフトおよびインピーダンス変換素子２７４および２７６の代わりに、および／またはそれらに加えて、小型の伝送線路を直列または分路の組合せで使用する。これらの代替的な実現例は、さらに、上記に記載されるように、増幅経路の間に９０°の正味位相差を与える。さらに、上記に記載されるすべての個別の構成要素は、多層モジュール２０２上に統合されるか、または嵌め込まれてもよい。

位相シフトおよびインピーダンス変換素子、ならびに／または電力結合器およびインピーダンス変換素子は、典型的にはＲＦ出力１６２に存在するアイソレータの排除を可能にする。したがって、引き続き電力増幅器２００が接続１６２上の負荷（つまり、接続１６２上のインピーダンス）における変動に対して非常に強いままであることを可能にしながら、電力増幅器２００のサイズおよびコストは大幅に低減され得る。

この発明のさまざまな実施例が記載されてきたが、この発明の範囲内にあるさらに多くの実施例および実現例が可能であることは当業者に明らかである。たとえば、位相シフトおよびインピーダンス変換、ならびに／または電力結合器およびインピーダンス変換素子は、ＰＤＡワイヤレスネットワーキングの実現例、基地局、および他のワイヤレス移動体通信の適用例において使用され得る。したがって、この発明は、特許請求の範囲およびその等価物の観点を除いて、制限されるべきではない。

この発明の実施例に従う、電力増幅器を含む単純化された携帯用トランシーバを示すブロック図である。 図１の電力増幅器を示すブロック図である。 図２の出力回路を示すブロック図である。

Claims (24)

1. 複数の増幅経路と、
   各々の増幅経路の入力における第１の位相シフト素子と、
   各々の増幅経路の出力における第２の位相シフト素子と、
   第２の位相シフト素子に関連付けられるインピーダンス変換素子と、
   各々の増幅経路の出力を単一の出力に結合するように構成される電力結合器とを含む電力増幅器。
2. 第１の位相シフト素子は第２の位相シフト素子によって与えられる位相シフトと実質的に逆の位相シフトを与える、請求項１に記載の回路。
3. 各々の増幅経路に関連付けられるインピーダンス変換素子および第２の位相シフト素子は単一の装置にまとめられる、請求項１に記載の回路。
4. インピーダンス変換素子および第２の位相シフト素子は信号の位相およびインピーダンスを実質的に同時に変更する、請求項３に記載の回路。
5. インピーダンス変換素子および第２の位相シフト素子は信号の位相およびインピーダンスを別々に変更する、請求項３に記載の回路。
6. インピーダンス変換素子および第２の位相シフト素子は複数の増幅経路と同じモジュール上に位置する、請求項３に記載の回路。
7. インピーダンス変換素子および第２の位相シフト素子は誘導（Ｌ）および容量（Ｃ）回路を含む、請求項６に記載の回路。
8. インピーダンス不整合の状況の下で、一方の増幅経路はハイインピーダンスを有し、他方の増幅経路はローインピーダンスを有する、請求項１に記載の回路。
9. 電力結合器は、さらに、追加のインピーダンス変換素子を含む、請求項１に記載の回路。
10. 携帯用通信トランシーバであって、
    複数の増幅経路を有する平衡電力増幅器と、
    各々の増幅経路の入力における第１の位相シフト素子と、
    各々の増幅経路の出力における第２の位相シフト素子と、
    第２の位相シフト素子に関連付けられるインピーダンス変換素子と、
    各々の増幅経路の出力を単一の出力に結合するように構成される電力結合器とを含む携帯用通信トランシーバ。
11. 第１の位相シフト素子は第２の位相シフト素子によって与えられる位相シフトと実質的に逆の位相シフトを与える、請求項１０に記載のトランシーバ。
12. 各々の増幅経路に関連付けられるインピーダンス変換素子および第２の位相シフト素子は単一の装置にまとめられる、請求項１０に記載のトランシーバ。
13. インピーダンス変換素子および第２の位相シフト素子は信号の位相およびインピーダンスを実質的に同時に変更する、請求項１２に記載のトランシーバ。
14. インピーダンス変換素子および第２の位相シフト素子は信号の位相およびインピーダンスを別々に変更する、請求項１２に記載のトランシーバ。
15. インピーダンス変換素子および第２の位相シフト素子は複数の増幅経路と同じモジュール上に位置する、請求項１２に記載のトランシーバ。
16. インピーダンス変換素子および第２の位相シフト素子は誘導（Ｌ）および容量（Ｃ）回路を含む、請求項１５に記載のトランシーバ。
17. インピーダンス不整合の状況の下で、一方の増幅経路はハイインピーダンスを有し、他方の増幅経路はローインピーダンスを有する、請求項１０に記載のトランシーバ。
18. 電力結合器は、さらに、追加のインピーダンス変換素子を含む、請求項１０に記載のトランシーバ。
19. 電力増幅器のインピーダンスを変更するための方法であって、
    複数の増幅経路を与えることと、
    信号を増幅経路の各々に与えることと、
    各々の増幅経路に与えられる信号の位相を変更することと、
    各々の増幅経路の出力において信号の位相を実質的に逆に変更することと、
    信号のインピーダンスを変換することと、
    増幅経路の各々からの信号を単一の出力に結合することとを含む方法。
20. 信号の位相およびインピーダンスを実質的に同時に変更することをさらに含む、請求項１９に記載の方法。
21. 複数の増幅経路が位置するモジュールと同じモジュール上で変換および位相シフトを行うことをさらに含む、請求項２０に記載の方法。
22. 信号の位相およびインピーダンスを別々に変更することをさらに含む、請求項１９に記載の方法。
23. インピーダンス不整合の状況の下で、一方の増幅経路はハイインピーダンスを有し、他方の増幅経路はローインピーダンスを有する、請求項１９に記載の方法。
24. 電力結合器は信号上で追加のインピーダンス変換を行う、請求項１９に記載の方法。

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