JPH0964758A - ディジタル携帯無線機の送信装置とそれに用いる高周波電力増幅装置 - Google Patents
ディジタル携帯無線機の送信装置とそれに用いる高周波電力増幅装置Info
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- JPH0964758A JPH0964758A JP7221335A JP22133595A JPH0964758A JP H0964758 A JPH0964758 A JP H0964758A JP 7221335 A JP7221335 A JP 7221335A JP 22133595 A JP22133595 A JP 22133595A JP H0964758 A JPH0964758 A JP H0964758A
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- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
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- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/602—Combinations of several amplifiers
- H03F3/604—Combinations of several amplifiers using FET's
Abstract
(57)【要約】
【目的】 アイソレータを削除し、携帯無線機の小型、
高性能、低コストを実現するディジタル携帯無線機の送
信装置を提供する。 【構成】 ディジタル変調器８４の出力を電力増幅装置
８３に入力し、電力増幅装置８３においてｎ分配器でｎ
個に分配され、それぞれ位相変化量の異なるｎ個の入力
位相器を通過し、ｎ個の電力増幅器で増幅され、ｎ個の
出力位相器を通してｎ個の信号の位相が一致するように
したうえ、ｎ合成器で合成され、出力端子から位相装置
８２に出力される。位相装置８２の出力は送信アンテナ
８１に出力される。ここで位相装置８２の位相値は、所
定の不要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの
領域を広げ、送信アンテナ８１のインピーダンス変化範
囲を電力増幅装置８３の負荷インピーダンスの出力負荷
インピーダンス範囲が包囲するように決定する。
高性能、低コストを実現するディジタル携帯無線機の送
信装置を提供する。 【構成】 ディジタル変調器８４の出力を電力増幅装置
８３に入力し、電力増幅装置８３においてｎ分配器でｎ
個に分配され、それぞれ位相変化量の異なるｎ個の入力
位相器を通過し、ｎ個の電力増幅器で増幅され、ｎ個の
出力位相器を通してｎ個の信号の位相が一致するように
したうえ、ｎ合成器で合成され、出力端子から位相装置
８２に出力される。位相装置８２の出力は送信アンテナ
８１に出力される。ここで位相装置８２の位相値は、所
定の不要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの
領域を広げ、送信アンテナ８１のインピーダンス変化範
囲を電力増幅装置８３の負荷インピーダンスの出力負荷
インピーダンス範囲が包囲するように決定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、送信電力増幅器と送信
アンテナとの間にアイソレータを使用しないディジタル
携帯無線装置とそれに用いる高周波電力増幅装置に関す
るものである。
アンテナとの間にアイソレータを使用しないディジタル
携帯無線装置とそれに用いる高周波電力増幅装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、携帯電話は小型かつ低コスト化が
急速に進んでいる。そこで、高価で、大きいアイソレー
タをなくすことが課題となっている。以下に図面を参照
しながら、上記した従来例のディジタル携帯無線機の送
信装置について説明する。
急速に進んでいる。そこで、高価で、大きいアイソレー
タをなくすことが課題となっている。以下に図面を参照
しながら、上記した従来例のディジタル携帯無線機の送
信装置について説明する。
【０００３】図１６は従来例のディジタル携帯無線機の
送信装置のブロック図を示すものである。図１６におい
て、ディジタル変調器２０４は電力増幅器２０３に接続
され、アイソレータ２０２を通して送信アンテナ２０１
に接続されている。
送信装置のブロック図を示すものである。図１６におい
て、ディジタル変調器２０４は電力増幅器２０３に接続
され、アイソレータ２０２を通して送信アンテナ２０１
に接続されている。
【０００４】以上のように構成された従来例のディジタ
ル携帯無線機の送信装置について、以下その動作を説明
する。ディジタル変調器２０４で変調された高周波信号
は電力増幅器２０３で増幅され、アイソレータ２０２を
通して、アンテナ２０１から送信される。
ル携帯無線機の送信装置について、以下その動作を説明
する。ディジタル変調器２０４で変調された高周波信号
は電力増幅器２０３で増幅され、アイソレータ２０２を
通して、アンテナ２０１から送信される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな従来例の構成では、π／４シフトＱＰＳＫ及びＣＤ
ＭＡ等のディジタル変調を用いた携帯無線機のアンテナ
から送出される不要輻射である隣接チャンネル漏洩電力
を電波法に定める値以下にするためには、電力増幅器の
出力負荷インピーダンスを一定に保持する必要があり、
負荷インピーダンスを一定に保つためには、高価で、形
状が大きく、通過損失の大きいアイソレータを使用しな
ければならないという問題点を有していた。
うな従来例の構成では、π／４シフトＱＰＳＫ及びＣＤ
ＭＡ等のディジタル変調を用いた携帯無線機のアンテナ
から送出される不要輻射である隣接チャンネル漏洩電力
を電波法に定める値以下にするためには、電力増幅器の
出力負荷インピーダンスを一定に保持する必要があり、
負荷インピーダンスを一定に保つためには、高価で、形
状が大きく、通過損失の大きいアイソレータを使用しな
ければならないという問題点を有していた。
【０００６】本発明は上記問題点を改善するためのもの
で、アイソレータを使用しないディジタル携帯無線機の
送信装置とそれに用いる高周波電力増幅装置を提供する
ことを目的とする。
で、アイソレータを使用しないディジタル携帯無線機の
送信装置とそれに用いる高周波電力増幅装置を提供する
ことを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明のディジタル携帯無線機の送信装置は、第１の
構成として出力負荷インピーダンスの位相がそれぞれ異
なるような複数の電力増幅器の出力を合成する電力増幅
装置を備えた構成を有する。
に本発明のディジタル携帯無線機の送信装置は、第１の
構成として出力負荷インピーダンスの位相がそれぞれ異
なるような複数の電力増幅器の出力を合成する電力増幅
装置を備えた構成を有する。
【０００８】また第２の構成として最終段デバイスに、
その前段より出力電力の大きい半導体デバイスを用いた
電力増幅装置を備えた構成を有する。
その前段より出力電力の大きい半導体デバイスを用いた
電力増幅装置を備えた構成を有する。
【０００９】そしてそのいずれもアンテナインピーダン
スを含む電力増幅装置の出力負荷インピーダンスを最適
になるように送信アンテナとの間に位相装置を挿入した
構成を備えたものである。
スを含む電力増幅装置の出力負荷インピーダンスを最適
になるように送信アンテナとの間に位相装置を挿入した
構成を備えたものである。
【００１０】
【作用】本発明は上記した構成によって、第１の構成を
含むものにおいては出力負荷インピーダンスの位相がそ
れぞれ異なるような複数の電力増幅器を合成することに
より、所定の不要輻射の値を満足する出力負荷インピー
ダンスの領域を拡大することができ、また第２の構成を
含むものにおいては、終段の半導体デバイスの最大出力
と使用出力との差を大きく取ることによって所定の不要
輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領域を拡
大することができ、アイソレータを削除しても所定の不
要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領域を
確保できるように作用する。
含むものにおいては出力負荷インピーダンスの位相がそ
れぞれ異なるような複数の電力増幅器を合成することに
より、所定の不要輻射の値を満足する出力負荷インピー
ダンスの領域を拡大することができ、また第２の構成を
含むものにおいては、終段の半導体デバイスの最大出力
と使用出力との差を大きく取ることによって所定の不要
輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領域を拡
大することができ、アイソレータを削除しても所定の不
要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領域を
確保できるように作用する。
【００１１】
【実施例】以下本発明の第１の実施例のディジタル携帯
無線機の送信装置について、図面を参照しながら説明す
る。図１は本発明の第１の実施例を示すディジタル携帯
無線機の送信装置のブロック図である。図１において、
ディジタル変調器４は電力増幅装置３に接続され、位相
装置２を通して送信アンテナ１に接続される。
無線機の送信装置について、図面を参照しながら説明す
る。図１は本発明の第１の実施例を示すディジタル携帯
無線機の送信装置のブロック図である。図１において、
ディジタル変調器４は電力増幅装置３に接続され、位相
装置２を通して送信アンテナ１に接続される。
【００１２】以上のように構成されたディジタル携帯無
線機の送信装置について、以下その動作を説明する。ま
ずアンテナ１のインピーダンスは携帯無線機の使用状態
で変化する。たとえば自由空間にあるとき、手で持って
通話しているとき、机の上に置いたとき等によりアンテ
ナ１のインピーダンスは変化する。携帯無線機の使用状
態を変化させた場合のアンテナ１のインピーダンスの変
化範囲を図２に示す。図２より、アンテナのインピーダ
ンスはある位相方向に片寄っていることがわかる。
線機の送信装置について、以下その動作を説明する。ま
ずアンテナ１のインピーダンスは携帯無線機の使用状態
で変化する。たとえば自由空間にあるとき、手で持って
通話しているとき、机の上に置いたとき等によりアンテ
ナ１のインピーダンスは変化する。携帯無線機の使用状
態を変化させた場合のアンテナ１のインピーダンスの変
化範囲を図２に示す。図２より、アンテナのインピーダ
ンスはある位相方向に片寄っていることがわかる。
【００１３】また、π／４シフトＱＰＳＫ及びＣＤＭＡ
等のディジタル変調を用いた無線機の電力増幅装置は出
力負荷インピーダンスを可変した場合に増幅装置の歪み
の変化に基づき、電波法で規定される不要輻射（特に隣
接チャンネル漏洩電力）の値が変化する。図３に電力増
幅装置の電波法で規定される不要輻射の値を満足する出
力負荷インピーダンス範囲を示す。図３より、電力増幅
装置の電波法で規定される不要輻射の値を満足する出力
負荷インピーダンスはある位相方向に片寄っていること
がわかる。
等のディジタル変調を用いた無線機の電力増幅装置は出
力負荷インピーダンスを可変した場合に増幅装置の歪み
の変化に基づき、電波法で規定される不要輻射（特に隣
接チャンネル漏洩電力）の値が変化する。図３に電力増
幅装置の電波法で規定される不要輻射の値を満足する出
力負荷インピーダンス範囲を示す。図３より、電力増幅
装置の電波法で規定される不要輻射の値を満足する出力
負荷インピーダンスはある位相方向に片寄っていること
がわかる。
【００１４】以上の結果を用いて、ディジタル変調器４
で変調された高周波信号は電力増幅装置３で増幅され、
位相装置２を通して、送信アンテナ１から送信される。
ここで、位相装置２の位相値を調整して、前述した送信
アンテナ１のインピーダンス変化と電力増幅装置３の出
力負荷インピーダンスとが一致するように位相装置２の
位相値を設定する。
で変調された高周波信号は電力増幅装置３で増幅され、
位相装置２を通して、送信アンテナ１から送信される。
ここで、位相装置２の位相値を調整して、前述した送信
アンテナ１のインピーダンス変化と電力増幅装置３の出
力負荷インピーダンスとが一致するように位相装置２の
位相値を設定する。
【００１５】また位相装置２の位相値の設定だけでは図
３に示した電力増幅装置の出力負荷インピーダンス範囲
では図２に示したアンテナのインピーダンス変化範囲を
十分に満足できないことがある。その場合、電力増幅装
置として電波法で規定される不要輻射の値を満足する出
力負荷インピーダンス範囲が広いものを使用する必要が
ある。出力負荷インピーダンス範囲を広くするには、電
力増幅装置の電力増幅器に、より出力電力の大きいもの
を使用すれば、使用時の歪を小にでき、それだけ不要輻
射を小にすることができ、電波法で規定される不要輻射
の値を満足する出力負荷インピーダンス範囲を広くする
ことができる。
３に示した電力増幅装置の出力負荷インピーダンス範囲
では図２に示したアンテナのインピーダンス変化範囲を
十分に満足できないことがある。その場合、電力増幅装
置として電波法で規定される不要輻射の値を満足する出
力負荷インピーダンス範囲が広いものを使用する必要が
ある。出力負荷インピーダンス範囲を広くするには、電
力増幅装置の電力増幅器に、より出力電力の大きいもの
を使用すれば、使用時の歪を小にでき、それだけ不要輻
射を小にすることができ、電波法で規定される不要輻射
の値を満足する出力負荷インピーダンス範囲を広くする
ことができる。
【００１６】以上のように本実施例によれば、電力増幅
装置と送信アンテナの間に挿入された位相装置の位相値
を最適化することにより、アイソレータを削除でき、携
帯無線機の小型化、高性能化、および低コストを実現す
ることができる。
装置と送信アンテナの間に挿入された位相装置の位相値
を最適化することにより、アイソレータを削除でき、携
帯無線機の小型化、高性能化、および低コストを実現す
ることができる。
【００１７】以下本発明の第２の実施例について図面を
参照しながら説明する。図４は本発明の第２の実施例を
示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図４にお
いて、入力端子１１を１個の入力に対してｎ個の同じ位
相変化量の出力を持つｎ分配器１３の１個の入力に接続
し、ｎ分配器１３のｎ個の出力にはそれぞれ位相変化量
の異なるｎ個の入力位相器１５−１ないし１５−ｎが接
続される。さらに、ｎ個の入力位相器１５−１ないし１
５−ｎの出力にはそれぞれ同じ特性をもつｎ個の電力増
幅器１７−１ないし１７−ｎを通して、出力位相器１６
−１ないし１６−ｎが接続される。ｎ個の出力位相器１
６の出力はｎ個の入力に対して１個の同じ位相変化量の
出力を持つｎ合成器１４のｎ個の入力にそれぞれ接続さ
れ、ｎ合成器の１個の出力は出力端子１２に接続され
る。
参照しながら説明する。図４は本発明の第２の実施例を
示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図４にお
いて、入力端子１１を１個の入力に対してｎ個の同じ位
相変化量の出力を持つｎ分配器１３の１個の入力に接続
し、ｎ分配器１３のｎ個の出力にはそれぞれ位相変化量
の異なるｎ個の入力位相器１５−１ないし１５−ｎが接
続される。さらに、ｎ個の入力位相器１５−１ないし１
５−ｎの出力にはそれぞれ同じ特性をもつｎ個の電力増
幅器１７−１ないし１７−ｎを通して、出力位相器１６
−１ないし１６−ｎが接続される。ｎ個の出力位相器１
６の出力はｎ個の入力に対して１個の同じ位相変化量の
出力を持つｎ合成器１４のｎ個の入力にそれぞれ接続さ
れ、ｎ合成器の１個の出力は出力端子１２に接続され
る。
【００１８】ここでｎ個の出力位相器１６−１ないし１
６−ｎは、ｎ個の入力位相器１５−１ないし１５−ｎの
位相変化量をそれぞれφ1,φ2・・・φnとし、固定位相量
をφ0とした場合、位相変化量がそれぞれ（180°−φ1
＋φ0）,（180°−φ2＋φ0）・・・（180°−φn＋φ0）
となるように設定されている。
６−ｎは、ｎ個の入力位相器１５−１ないし１５−ｎの
位相変化量をそれぞれφ1,φ2・・・φnとし、固定位相量
をφ0とした場合、位相変化量がそれぞれ（180°−φ1
＋φ0）,（180°−φ2＋φ0）・・・（180°−φn＋φ0）
となるように設定されている。
【００１９】以上のように構成された第２の実施例の高
周波電力増幅装置について、以下その動作を説明する。
まず入力端子１１に入力された高周波信号は、ｎ分配器
１３でｎ個に分配され、それぞれ位相変化量の異なるｎ
個の入力位相器１５−１ないし１５−ｎを通過し、ｎ個
の電力増幅器１７−１ないし１７−ｎで増幅される。さ
らに、ｎ合成器１４の入力でｎ個の信号の位相が一致す
るようなｎ個の出力位相器１６−１ないし１６−ｎを通
して、ｎ合成器１４で合成され、出力端子１２から出力
される。
周波電力増幅装置について、以下その動作を説明する。
まず入力端子１１に入力された高周波信号は、ｎ分配器
１３でｎ個に分配され、それぞれ位相変化量の異なるｎ
個の入力位相器１５−１ないし１５−ｎを通過し、ｎ個
の電力増幅器１７−１ないし１７−ｎで増幅される。さ
らに、ｎ合成器１４の入力でｎ個の信号の位相が一致す
るようなｎ個の出力位相器１６−１ないし１６−ｎを通
して、ｎ合成器１４で合成され、出力端子１２から出力
される。
【００２０】つぎに図３に示したように、電力増幅器１
７は電波法で規定される不要輻射の値を満足する出力負
荷インピーダンスは、あるインピーダンス方向に片寄っ
ている。よって、各電力増幅器１７−１ないし１７−ｎ
の出力負荷インピーダンスの位相をそれぞれ異なるよう
にすることにより、それらを合成すれば電波法で規定さ
れる不要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの
領域を図５（ａ），（ｂ）のように広げることができ
る。
７は電波法で規定される不要輻射の値を満足する出力負
荷インピーダンスは、あるインピーダンス方向に片寄っ
ている。よって、各電力増幅器１７−１ないし１７−ｎ
の出力負荷インピーダンスの位相をそれぞれ異なるよう
にすることにより、それらを合成すれば電波法で規定さ
れる不要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの
領域を図５（ａ），（ｂ）のように広げることができ
る。
【００２１】以上のように本実施例によれば、出力負荷
インピーダンスの位相がそれぞれ異なるような複数の電
力増幅器を合成することにより、電波法で規定される不
要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領域を
拡大する高周波電力増幅装置を提供することができる。
ここで高周波電力増幅装置とは入力位相器、電力増幅
器、出力位相器をはじめ分配器から合成器までを含めた
ものと定義する。
インピーダンスの位相がそれぞれ異なるような複数の電
力増幅器を合成することにより、電波法で規定される不
要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領域を
拡大する高周波電力増幅装置を提供することができる。
ここで高周波電力増幅装置とは入力位相器、電力増幅
器、出力位相器をはじめ分配器から合成器までを含めた
ものと定義する。
【００２２】以下本発明の第３の実施例について図面を
参照しながら説明する。図６は本発明の第３の実施例を
示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図６にお
いて、入力端子２１を１個の入力に対して２個の同じ位
相変化量の出力を持つ２分配器２３の入力に接続し、２
分配器２３の２個の出力には、それぞれの位相変化量を
φ1,φ2とした場合、位相変化量の差が（-45°≦（φ1
−φ2）≦45°）である入力位相器２５−１，２５−２
が接続される。さらに、２個の入力位相器２５−１，２
５−２にはそれぞれ同じ特性を持つ電力増幅器２７−
１，２７−２を通して、固定位相量をφ0とした場合、
位相変化量がそれぞれ（180°−φ1＋φ0）,（180°−
φ2＋φ0）となる２個の出力位相器２６−１，２６−２
が接続される。２個の出力位相器２６−１，２６−２
は、２個の入力に対して１個の同じ位相変化量の出力を
持つ２合成器２４の２個の入力にそれぞれ接続され、２
合成器２４の１個の出力は出力端子２２に接続される。
参照しながら説明する。図６は本発明の第３の実施例を
示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図６にお
いて、入力端子２１を１個の入力に対して２個の同じ位
相変化量の出力を持つ２分配器２３の入力に接続し、２
分配器２３の２個の出力には、それぞれの位相変化量を
φ1,φ2とした場合、位相変化量の差が（-45°≦（φ1
−φ2）≦45°）である入力位相器２５−１，２５−２
が接続される。さらに、２個の入力位相器２５−１，２
５−２にはそれぞれ同じ特性を持つ電力増幅器２７−
１，２７−２を通して、固定位相量をφ0とした場合、
位相変化量がそれぞれ（180°−φ1＋φ0）,（180°−
φ2＋φ0）となる２個の出力位相器２６−１，２６−２
が接続される。２個の出力位相器２６−１，２６−２
は、２個の入力に対して１個の同じ位相変化量の出力を
持つ２合成器２４の２個の入力にそれぞれ接続され、２
合成器２４の１個の出力は出力端子２２に接続される。
【００２３】以上のように構成された第３の実施例の高
周波電力増幅装置について、以下その動作を説明する。
まず入力端子２１に入力された高周波信号は、２分配器
２３で２個に分配され、それぞれ位相変化量の異なる入
力位相器２５−１，２５−２を通過し、電力増幅器２７
−１，２７−２で増幅される。さらに、２合成器２４の
入力で２個の信号の位相が一致するような出力位相器２
６−１，２６−２を通して、２合成器２４で合成され、
出力端子２２から出力される。
周波電力増幅装置について、以下その動作を説明する。
まず入力端子２１に入力された高周波信号は、２分配器
２３で２個に分配され、それぞれ位相変化量の異なる入
力位相器２５−１，２５−２を通過し、電力増幅器２７
−１，２７−２で増幅される。さらに、２合成器２４の
入力で２個の信号の位相が一致するような出力位相器２
６−１，２６−２を通して、２合成器２４で合成され、
出力端子２２から出力される。
【００２４】上述のように電力増幅器２７−１，２７−
２は図３に示したように電波法で規定される不要輻射の
値を満足する出力負荷インピーダンスは、あるインピー
ダンス方向に片寄っているので、２個の電力増幅器２７
−１，２７−２の出力負荷インピーダンスの位相をそれ
ぞれ（-45°≦（φ1−φ2）≦45°）異なるようにする
ことにより、電波法で規定される不要輻射の値を満足す
る出力負荷インピーダンスの領域を図７のように広げる
ことができる。
２は図３に示したように電波法で規定される不要輻射の
値を満足する出力負荷インピーダンスは、あるインピー
ダンス方向に片寄っているので、２個の電力増幅器２７
−１，２７−２の出力負荷インピーダンスの位相をそれ
ぞれ（-45°≦（φ1−φ2）≦45°）異なるようにする
ことにより、電波法で規定される不要輻射の値を満足す
る出力負荷インピーダンスの領域を図７のように広げる
ことができる。
【００２５】以上のように本実施例によれば、２個の電
力増幅器の出力負荷インピーダンスの位相が（-45°≦
（φ1−φ2）≦45°）となるようにして電力合成するこ
とにより、電波法で規定される不要輻射の値を満足する
出力負荷インピーダンスの領域を拡大することができ
る。
力増幅器の出力負荷インピーダンスの位相が（-45°≦
（φ1−φ2）≦45°）となるようにして電力合成するこ
とにより、電波法で規定される不要輻射の値を満足する
出力負荷インピーダンスの領域を拡大することができ
る。
【００２６】以下本発明の第４の実施例について図面を
参照しながら説明する。図８は本発明の第４の実施例を
示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図８にお
いて、入力３ｄＢハイブリッド３３の一方の端子を終端
抵抗３８で終端し、他方の端子を入力端子３１に接続す
る。入力３ｄＢハイブリッド３３の２個の出力端子は入
力端子に対する位相変化量が90゜異なるため、90゜位相
変化がある出力端子を入力位相器（φ1）３５−１に接
続し、他方を入力位相器（φ2）３５−２に接続する。
参照しながら説明する。図８は本発明の第４の実施例を
示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図８にお
いて、入力３ｄＢハイブリッド３３の一方の端子を終端
抵抗３８で終端し、他方の端子を入力端子３１に接続す
る。入力３ｄＢハイブリッド３３の２個の出力端子は入
力端子に対する位相変化量が90゜異なるため、90゜位相
変化がある出力端子を入力位相器（φ1）３５−１に接
続し、他方を入力位相器（φ2）３５−２に接続する。
【００２７】さらに、２個の入力位相器３５−１，３５
−２の出力は、それぞれ同じ特性をもつ２個の電力増幅
器３７を通して、固定位相量をφ0とした場合、位相変
化量がそれぞれ（180°−φ1＋φ0）,（180°−φ2＋φ
0）となる２個の出力位相器３６−１，３６−２が接続
される。出力３ｄＢハイブリッド３４の一方の端子を終
端抵抗３９で終端し、他方の端子を出力端子３２に接続
する。出力３ｄＢハイブリッド３４の２個の入力端子は
出力端子に対する位相変化量が90゜異なるため、90゜位
相変化がある入力端子を出力位相器（180゜−φ2＋φ
0）３６に接続し、他方を出力位相器（180゜−φ1＋φ
0）３６に接続する。ここで２個の入力位相器３５−
１，３５−２はそれぞれの位相変化量をφ1,φ2とした
場合、位相変化量の差が（-135°≦（φ1−φ2）≦-45
°）となっている。
−２の出力は、それぞれ同じ特性をもつ２個の電力増幅
器３７を通して、固定位相量をφ0とした場合、位相変
化量がそれぞれ（180°−φ1＋φ0）,（180°−φ2＋φ
0）となる２個の出力位相器３６−１，３６−２が接続
される。出力３ｄＢハイブリッド３４の一方の端子を終
端抵抗３９で終端し、他方の端子を出力端子３２に接続
する。出力３ｄＢハイブリッド３４の２個の入力端子は
出力端子に対する位相変化量が90゜異なるため、90゜位
相変化がある入力端子を出力位相器（180゜−φ2＋φ
0）３６に接続し、他方を出力位相器（180゜−φ1＋φ
0）３６に接続する。ここで２個の入力位相器３５−
１，３５−２はそれぞれの位相変化量をφ1,φ2とした
場合、位相変化量の差が（-135°≦（φ1−φ2）≦-45
°）となっている。
【００２８】以上のように構成された高周波電力増幅装
置について、以下その動作を説明する。まず入力端子３
１に入力された高周波信号は、入力３ｄＢハイブリッド
３３で２個に分配され、それぞれ位相変化量の異なる入
力位相器３５−１，３５−２を通過し、電力増幅器３７
−１，３７−２で増幅される。さらに、出力３ｄＢハイ
ブリッド３４の入力において２個の信号の位相が一致す
るように設定された出力位相器３６−１，３６−２を通
して、出力３ｄＢハイブリッド３４で合成され、出力端
子３２から出力される。
置について、以下その動作を説明する。まず入力端子３
１に入力された高周波信号は、入力３ｄＢハイブリッド
３３で２個に分配され、それぞれ位相変化量の異なる入
力位相器３５−１，３５−２を通過し、電力増幅器３７
−１，３７−２で増幅される。さらに、出力３ｄＢハイ
ブリッド３４の入力において２個の信号の位相が一致す
るように設定された出力位相器３６−１，３６−２を通
して、出力３ｄＢハイブリッド３４で合成され、出力端
子３２から出力される。
【００２９】ここで上述のように電力増幅器３７−１，
３７−２は図３に示したように電波法で規定される不要
輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスは、あるイ
ンピーダンス方向に片寄っているので、出力３ｄＢハイ
ブリッド３４の位相変化量と出力位相器の位相を考慮す
ると２個の電力増幅器３７−１，３７−２の出力負荷イ
ンピーダンスの位相はそれぞれ（-45°≦（φ1−φ2）
≦45°）異なるようになり、電波法で規定される不要輻
射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領域を図７
のように広げることができる。さらに、３ｄＢハイブリ
ッドを使用することにより、入力端子３１および出力端
子３２から高周波増幅装置内部を見たインピーダンスの
整合が良くなる。
３７−２は図３に示したように電波法で規定される不要
輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスは、あるイ
ンピーダンス方向に片寄っているので、出力３ｄＢハイ
ブリッド３４の位相変化量と出力位相器の位相を考慮す
ると２個の電力増幅器３７−１，３７−２の出力負荷イ
ンピーダンスの位相はそれぞれ（-45°≦（φ1−φ2）
≦45°）異なるようになり、電波法で規定される不要輻
射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領域を図７
のように広げることができる。さらに、３ｄＢハイブリ
ッドを使用することにより、入力端子３１および出力端
子３２から高周波増幅装置内部を見たインピーダンスの
整合が良くなる。
【００３０】以上のように本実施例によれば、２個の電
力増幅器の出力負荷インピーダンスの位相が（-45°≦
（φ1−φ2）≦45°）となるようにして電力合成するこ
とにより、電波法で規定される不要輻射の値を満足する
出力負荷インピーダンスの領域を拡大することができ、
かつ電力増幅装置全体の入出力インピーダンスを改善す
ることができる。
力増幅器の出力負荷インピーダンスの位相が（-45°≦
（φ1−φ2）≦45°）となるようにして電力合成するこ
とにより、電波法で規定される不要輻射の値を満足する
出力負荷インピーダンスの領域を拡大することができ、
かつ電力増幅装置全体の入出力インピーダンスを改善す
ることができる。
【００３１】以下本発明の第５の実施例について図面を
参照しながら説明する。図９は本発明の第５の実施例を
示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図９にお
いて、入力端子４１を、１個の入力に対して４個の同じ
位相変化量の出力を持つ４分配器４３の１個の入力に接
続し、４分配器４３の４個の出力にはそれぞれ入力位相
器４５−１ないし４５−４が接続される。さらに、４個
の入力位相器４５−１ないし４５−４の出力には、それ
ぞれ同じ特性をもつ４個の電力増幅器４７−１ないし４
７−４を通して、出力位相器４６−１ないし４６−４が
接続される。４個の出力位相器４６−１ないし４６−４
の出力は、４個の入力に対して１個の同じ位相変化量の
出力を持つ４合成器４４の４個の入力にそれぞれ接続さ
れ、４合成器の１個の出力は出力端子４２に接続され
る。ここで４個の入力位相器４５−１ないし４５−４は
それぞれの位相変化量をφ1,φ2,φ3,φ4とした場合、
位相変化量の差がそれぞれ22.5°である。４個の出力位
相器４６−１ないし４６−４は固定位相量をφ0とした
場合、位相変化量がそれぞれ（180°−φ1＋φ0）,（18
0°−φ2＋φ0）,（180°−φ3＋φ0）,（180°−φ4＋
φ0）となっている。
参照しながら説明する。図９は本発明の第５の実施例を
示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図９にお
いて、入力端子４１を、１個の入力に対して４個の同じ
位相変化量の出力を持つ４分配器４３の１個の入力に接
続し、４分配器４３の４個の出力にはそれぞれ入力位相
器４５−１ないし４５−４が接続される。さらに、４個
の入力位相器４５−１ないし４５−４の出力には、それ
ぞれ同じ特性をもつ４個の電力増幅器４７−１ないし４
７−４を通して、出力位相器４６−１ないし４６−４が
接続される。４個の出力位相器４６−１ないし４６−４
の出力は、４個の入力に対して１個の同じ位相変化量の
出力を持つ４合成器４４の４個の入力にそれぞれ接続さ
れ、４合成器の１個の出力は出力端子４２に接続され
る。ここで４個の入力位相器４５−１ないし４５−４は
それぞれの位相変化量をφ1,φ2,φ3,φ4とした場合、
位相変化量の差がそれぞれ22.5°である。４個の出力位
相器４６−１ないし４６−４は固定位相量をφ0とした
場合、位相変化量がそれぞれ（180°−φ1＋φ0）,（18
0°−φ2＋φ0）,（180°−φ3＋φ0）,（180°−φ4＋
φ0）となっている。
【００３２】以上のように構成された高周波電力増幅装
置について、以下その動作を説明する。まず入力端子４
１に入力された高周波信号は、４分配器４３で４個に分
配され、それぞれ位相変化量の異なる入力位相器４５−
１ないし４５−４を通過し、電力増幅器４７−１ないし
４７−４で増幅される。さらに、４合成器４４の入力で
４個の信号の位相が一致するように設定した出力位相器
４６−１ないし４６−４を通して、４合成器４４で合成
され、出力端子４２から出力される。
置について、以下その動作を説明する。まず入力端子４
１に入力された高周波信号は、４分配器４３で４個に分
配され、それぞれ位相変化量の異なる入力位相器４５−
１ないし４５−４を通過し、電力増幅器４７−１ないし
４７−４で増幅される。さらに、４合成器４４の入力で
４個の信号の位相が一致するように設定した出力位相器
４６−１ないし４６−４を通して、４合成器４４で合成
され、出力端子４２から出力される。
【００３３】ここで上述のように、電力増幅器４７−１
ないし４７−４は図３に示したように電波法で規定され
る不要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスは、
あるインピーダンス方向に片寄っているので、４個の電
力増幅器の出力負荷インピーダンスの位相をそれぞれ2
2.5°異なるようにすることにより、電波法で規定され
る不要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領
域を図５（ｂ）のように全位相方向に広げることができ
る。
ないし４７−４は図３に示したように電波法で規定され
る不要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスは、
あるインピーダンス方向に片寄っているので、４個の電
力増幅器の出力負荷インピーダンスの位相をそれぞれ2
2.5°異なるようにすることにより、電波法で規定され
る不要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領
域を図５（ｂ）のように全位相方向に広げることができ
る。
【００３４】以上のように本実施例によれば、４個の電
力増幅器の出力負荷インピーダンスの位相が22.5°とな
るようにして電力合成することにより、電波法で規定さ
れる不要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの
領域を拡大することができる。
力増幅器の出力負荷インピーダンスの位相が22.5°とな
るようにして電力合成することにより、電波法で規定さ
れる不要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの
領域を拡大することができる。
【００３５】以下本発明の第６の実施例について図面を
参照しながら説明する。図１０は本発明の第６の実施例
を示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図１０
において、入力端子５１は入力整合回路５５の入力に接
続され、入力整合回路５５の出力は前段トランジスタ５
３の入力に接続され、前段トランジスタ５３の出力は段
間整合回路５６を通して終段トランジスタ５４の入力に
接続され、終段トランジスタ５４の出力は出力整合回路
５７の入力に接続され、出力整合回路５７の出力は出力
端子５２に接続されている。
参照しながら説明する。図１０は本発明の第６の実施例
を示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図１０
において、入力端子５１は入力整合回路５５の入力に接
続され、入力整合回路５５の出力は前段トランジスタ５
３の入力に接続され、前段トランジスタ５３の出力は段
間整合回路５６を通して終段トランジスタ５４の入力に
接続され、終段トランジスタ５４の出力は出力整合回路
５７の入力に接続され、出力整合回路５７の出力は出力
端子５２に接続されている。
【００３６】以上のように構成された高周波電力増幅装
置について、以下その動作を説明する。まず入力端子５
１に入力された高周波信号は、入力整合回路５５を通
り、前段トランジスタ５３で増幅され、段間整合回路５
６を通り、終段トランジスタ５４で増幅され、出力整合
回路５７を通り、出力端子５２から出力される。
置について、以下その動作を説明する。まず入力端子５
１に入力された高周波信号は、入力整合回路５５を通
り、前段トランジスタ５３で増幅され、段間整合回路５
６を通り、終段トランジスタ５４で増幅され、出力整合
回路５７を通り、出力端子５２から出力される。
【００３７】つぎに、前段トランジスタ５３と終段トラ
ンジスタ５４の入出力特性を図１１に示す。図１１よ
り、終段トランジスタ５４の利用周波数帯の出力電力利
得1dB圧縮時（入出力特性の湾曲により入力電力に対し
て出力電力が１dB圧縮される点）の利得をGpとした場
合、前段トランジスタ５３の利用周波数帯の出力電力利
得1dB圧縮時の出力電力にGpを加えた値が終段トランジ
スタ５４の利用周波数帯での出力電力利得1dB圧縮時の
出力電力より小さくなるようにトランジスタを選択す
る。この構成により終段トランジスタは従来の増幅器構
成の終段トランジスタより出力電力の大きいトランジス
タを使用することとなる。またトランジスタの最大出力
と使用出力の差が大きいほど、電波法で規定される不要
輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの範囲を図
１２のように広げることができる。しかし出力電力の大
きいトランジスタは一般に直流電力効率が悪くなるので
終段以前のトランジスタは従来のトランジスタ構成とし
ている。
ンジスタ５４の入出力特性を図１１に示す。図１１よ
り、終段トランジスタ５４の利用周波数帯の出力電力利
得1dB圧縮時（入出力特性の湾曲により入力電力に対し
て出力電力が１dB圧縮される点）の利得をGpとした場
合、前段トランジスタ５３の利用周波数帯の出力電力利
得1dB圧縮時の出力電力にGpを加えた値が終段トランジ
スタ５４の利用周波数帯での出力電力利得1dB圧縮時の
出力電力より小さくなるようにトランジスタを選択す
る。この構成により終段トランジスタは従来の増幅器構
成の終段トランジスタより出力電力の大きいトランジス
タを使用することとなる。またトランジスタの最大出力
と使用出力の差が大きいほど、電波法で規定される不要
輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの範囲を図
１２のように広げることができる。しかし出力電力の大
きいトランジスタは一般に直流電力効率が悪くなるので
終段以前のトランジスタは従来のトランジスタ構成とし
ている。
【００３８】以上のように本実施例によれば、終段トラ
ンジスタの利用周波数帯の出力電力利得1dB圧縮時の利
得をGpとした場合、前段トランジスタの利用周波数帯の
出力電力利得1dB圧縮時の出力電力にGpを加えた値が終
段トランジスタの利用周波数帯での出力電力利得1dB圧
縮時の出力電力より小さくなるようにトランジスタの入
出力特性を選択することにより、電波法で規定される不
要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領域を
拡大することができる。
ンジスタの利用周波数帯の出力電力利得1dB圧縮時の利
得をGpとした場合、前段トランジスタの利用周波数帯の
出力電力利得1dB圧縮時の出力電力にGpを加えた値が終
段トランジスタの利用周波数帯での出力電力利得1dB圧
縮時の出力電力より小さくなるようにトランジスタの入
出力特性を選択することにより、電波法で規定される不
要輻射の値を満足する出力負荷インピーダンスの領域を
拡大することができる。
【００３９】以下本発明の第７の実施例について図面を
参照しながら説明する。図１３は本発明の第７の実施例
を示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図１３
において、入力端子６１は入力整合回路６５の入力に接
続され、入力整合回路６５の出力は前段トランジスタ６
３の入力に接続され、前段トランジスタ６３の出力は段
間整合回路６６を通して終段トランジスタ６４の入力に
接続され、終段トランジスタ６４の出力は出力整合回路
６７の入力に接続され、出力整合回路６７の出力は出力
端子６２に接続されている。ブロック図上での構成は第
６の実施例の図１０と同じであるが破線６８で囲まれた
範囲をモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）で
構成する。
参照しながら説明する。図１３は本発明の第７の実施例
を示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図１３
において、入力端子６１は入力整合回路６５の入力に接
続され、入力整合回路６５の出力は前段トランジスタ６
３の入力に接続され、前段トランジスタ６３の出力は段
間整合回路６６を通して終段トランジスタ６４の入力に
接続され、終段トランジスタ６４の出力は出力整合回路
６７の入力に接続され、出力整合回路６７の出力は出力
端子６２に接続されている。ブロック図上での構成は第
６の実施例の図１０と同じであるが破線６８で囲まれた
範囲をモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）で
構成する。
【００４０】本実施例の動作は図１０の第６の実施例と
同じである。本実施例によれば、終段トランジスタの利
用周波数帯の出力電力利得1dB圧縮時の利得をGpとした
場合、前段トランジスタの利用周波数帯の出力電力利得
1dB圧縮時の出力電力にGpを加えた値が終段トランジス
タの利用周波数帯での出力電力利得1dB圧縮時の出力電
力より小さくなるようにトランジスタの入出力特性を選
択することにより、電波法で規定される不要輻射の値を
満足する出力負荷インピーダンスの領域を拡大すること
ができ、かつ高周波モノリシックＩＣとすることにより
小型化することができる。
同じである。本実施例によれば、終段トランジスタの利
用周波数帯の出力電力利得1dB圧縮時の利得をGpとした
場合、前段トランジスタの利用周波数帯の出力電力利得
1dB圧縮時の出力電力にGpを加えた値が終段トランジス
タの利用周波数帯での出力電力利得1dB圧縮時の出力電
力より小さくなるようにトランジスタの入出力特性を選
択することにより、電波法で規定される不要輻射の値を
満足する出力負荷インピーダンスの領域を拡大すること
ができ、かつ高周波モノリシックＩＣとすることにより
小型化することができる。
【００４１】以下本発明の第８の実施例について図面を
参照しながら説明する。図１４は本発明の第８の実施例
を示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図１４
において、入力端子７１は入力整合回路７５の入力に接
続され、入力整合回路７５の出力は前段トランジスタ７
３の入力に接続され、前段トランジスタ７３の出力は段
間整合回路７６を通して終段トランジスタ７４の入力に
接続され、終段トランジスタ７４の出力は出力整合回路
７７の入力に接続され、出力整合回路７７の出力は出力
端子７２に接続されている。ブロック図上での構成は第
６の実施例の図１０と同じであるが破線７８で囲まれた
範囲をモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）で
構成する。
参照しながら説明する。図１４は本発明の第８の実施例
を示す高周波電力増幅装置のブロック図である。図１４
において、入力端子７１は入力整合回路７５の入力に接
続され、入力整合回路７５の出力は前段トランジスタ７
３の入力に接続され、前段トランジスタ７３の出力は段
間整合回路７６を通して終段トランジスタ７４の入力に
接続され、終段トランジスタ７４の出力は出力整合回路
７７の入力に接続され、出力整合回路７７の出力は出力
端子７２に接続されている。ブロック図上での構成は第
６の実施例の図１０と同じであるが破線７８で囲まれた
範囲をモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）で
構成する。
【００４２】本実施例の動作は図１０の実施例６と同じ
である。本実施例によれば、終段トランジスタの利用周
波数帯の出力電力利得1dB圧縮時の利得をGpとした場
合、前段トランジスタの利用周波数帯の出力電力利得1d
B圧縮時の出力電力にGpを加えた値が終段トランジスタ
の利用周波数帯での出力電力利得1dB圧縮時の出力電力
より小さくなるようにトランジスタの入出力特性を選択
することにより、電波法で規定される不要輻射の値を満
足する出力負荷インピーダンスの領域を拡大することが
でき、かつ高周波モノリシックＩＣとすることにより小
型をすることができ、さらに出力整合回路を外付け整合
回路とすることにより高周波モノリシックＩＣより出力
整合回路損失が減り、電力増幅装置の高効率が図ること
ができる。なぜなら高周波モノリシックＩＣ上に整合回
路を形成すると小型化は実現するが、インダクタンスや
伝送線路の線幅が細くなることから損失が大となるため
である。
である。本実施例によれば、終段トランジスタの利用周
波数帯の出力電力利得1dB圧縮時の利得をGpとした場
合、前段トランジスタの利用周波数帯の出力電力利得1d
B圧縮時の出力電力にGpを加えた値が終段トランジスタ
の利用周波数帯での出力電力利得1dB圧縮時の出力電力
より小さくなるようにトランジスタの入出力特性を選択
することにより、電波法で規定される不要輻射の値を満
足する出力負荷インピーダンスの領域を拡大することが
でき、かつ高周波モノリシックＩＣとすることにより小
型をすることができ、さらに出力整合回路を外付け整合
回路とすることにより高周波モノリシックＩＣより出力
整合回路損失が減り、電力増幅装置の高効率が図ること
ができる。なぜなら高周波モノリシックＩＣ上に整合回
路を形成すると小型化は実現するが、インダクタンスや
伝送線路の線幅が細くなることから損失が大となるため
である。
【００４３】以下本発明の第９ないし第１５の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。図１５は本発明の
第９ないし第１５の実施例を示すディジタル携帯無線機
の送信装置のブロック図である。図１５において、ディ
ジタル変調器８４の出力は電力増幅装置８３に接続され
る。電力増幅装置８３の出力は位相器８２を通して送信
アンテナ８１に接続される。電力増幅器８３は実施例２
ないし８の図４，６，８，９，１０，１３および１４に
示すような手段で電波法で規定される不要輻射の値を満
足する出力負荷インピーダンスの領域を拡大された電力
増幅装置である。この構成は実施例１と同じである。
ついて図面を参照しながら説明する。図１５は本発明の
第９ないし第１５の実施例を示すディジタル携帯無線機
の送信装置のブロック図である。図１５において、ディ
ジタル変調器８４の出力は電力増幅装置８３に接続され
る。電力増幅装置８３の出力は位相器８２を通して送信
アンテナ８１に接続される。電力増幅器８３は実施例２
ないし８の図４，６，８，９，１０，１３および１４に
示すような手段で電波法で規定される不要輻射の値を満
足する出力負荷インピーダンスの領域を拡大された電力
増幅装置である。この構成は実施例１と同じである。
【００４４】以上のように構成されたディジタル携帯無
線機の送信装置の動作は実施例１と同じである。以上の
ように本実施例によれば、電力増幅器とアンテナの間に
挿入された位相装置の位相値を最適化することにより、
アイソレータを削除でき、携帯無線機の小型，高性能，
低コストを実現することができる。
線機の送信装置の動作は実施例１と同じである。以上の
ように本実施例によれば、電力増幅器とアンテナの間に
挿入された位相装置の位相値を最適化することにより、
アイソレータを削除でき、携帯無線機の小型，高性能，
低コストを実現することができる。
【００４５】なお実施例６，７および８では２段増幅器
で説明したが、入力端子側にトランジスタを増加した多
段構成としてもよい。
で説明したが、入力端子側にトランジスタを増加した多
段構成としてもよい。
【００４６】また、実施例６，７および８の入力整合回
路はなくてもよい。さらに実施例２では、ｎ個の増幅器
の入出力部に位相が異なる位相器を挿入したが、位相器
に代えてｎ分配器およびｎ合成器に位相器の機能をもた
せて出力端子と増幅器との位相を変える構成としてもよ
い。
路はなくてもよい。さらに実施例２では、ｎ個の増幅器
の入出力部に位相が異なる位相器を挿入したが、位相器
に代えてｎ分配器およびｎ合成器に位相器の機能をもた
せて出力端子と増幅器との位相を変える構成としてもよ
い。
【００４７】さらに実施例２では、ｎ分配器およびｎ合
成器の各入力と出力の位相変化量を一定としたが、各入
力と出力の位相変化量が異なるｎ分配器またはｎ合成器
を用いて、各位相器の位相変化量を補う構成としてもよ
い。
成器の各入力と出力の位相変化量を一定としたが、各入
力と出力の位相変化量が異なるｎ分配器またはｎ合成器
を用いて、各位相器の位相変化量を補う構成としてもよ
い。
【００４８】さらに、実施例２のｎ分配器およびｎ合成
器にはウイルキンソン分配器および３ｄＢハイブリッド
等を用いてもよい。
器にはウイルキンソン分配器および３ｄＢハイブリッド
等を用いてもよい。
【００４９】実施例中の数字や細部の構成は一例であり
これらは発明の範囲内で変更して用いることができる。
これらは発明の範囲内で変更して用いることができる。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、出
力負荷インピーダンスの位相がそれぞれ異なるような複
数の電力増幅器の出力を合成した電力増幅装置を用いる
か、または最終段デバイスに、その前段より出力電力の
大きい半導体デバイスを用いた電力増幅装置を使用し、
送信アンテナとの間にアンテナインピーダンスを含む電
力増幅装置の出力負荷インピーダンスを最適になるよう
に設定した位相装置を挿入することにより、アイソレー
タを削除しても所定の不要輻射の値を満足する出力負荷
インピーダンスの領域を拡大する携帯無線機の送信装置
を提供することができ、携帯無線機の小型化、高性能化
および低コスト化をが実現できる。
力負荷インピーダンスの位相がそれぞれ異なるような複
数の電力増幅器の出力を合成した電力増幅装置を用いる
か、または最終段デバイスに、その前段より出力電力の
大きい半導体デバイスを用いた電力増幅装置を使用し、
送信アンテナとの間にアンテナインピーダンスを含む電
力増幅装置の出力負荷インピーダンスを最適になるよう
に設定した位相装置を挿入することにより、アイソレー
タを削除しても所定の不要輻射の値を満足する出力負荷
インピーダンスの領域を拡大する携帯無線機の送信装置
を提供することができ、携帯無線機の小型化、高性能化
および低コスト化をが実現できる。
【図１】本発明の第１の実施例のディジタル携帯無線機
の送信装置のブロック図
の送信装置のブロック図
【図２】同じく第１の実施例におけるディジタル携帯無
線機の各種使用状態のアンテナインピーダンス特性図
線機の各種使用状態のアンテナインピーダンス特性図
【図３】同じく第１の実施例におけるディジタル携帯無
線機用電力増幅器の電波法で規定される不要輻射の値を
満足する出力負荷インピーダンス特性図
線機用電力増幅器の電波法で規定される不要輻射の値を
満足する出力負荷インピーダンス特性図
【図４】同じく第２の実施例の高周波電力増幅装置のブ
ロック図
ロック図
【図５】同じく第２の実施例における増幅器の出力負荷
インピーダンスの歪み特性図
インピーダンスの歪み特性図
【図６】同じく第３の実施例の高周波電力増幅装置のブ
ロック図
ロック図
【図７】同じく第３の実施例における増幅器の出力負荷
インピーダンスの歪み特性図
インピーダンスの歪み特性図
【図８】同じく第４の実施例の高周波電力増幅装置のブ
ロック図
ロック図
【図９】同じく第５の実施例の高周波電力増幅装置のブ
ロック図
ロック図
【図１０】同じく第６の実施例の高周波電力増幅装置の
ブロック図
ブロック図
【図１１】同じく第６の実施例における前段トランジス
タおよび終段トランジスタの入出力特性図
タおよび終段トランジスタの入出力特性図
【図１２】同じく第６の実施例における増幅装置の出力
負荷インピーダンスの歪み特性図
負荷インピーダンスの歪み特性図
【図１３】同じく第７の実施例の高周波電力増幅装置の
ブロック図
ブロック図
【図１４】同じく第８の実施例の高周波電力増幅装置の
ブロック図
ブロック図
【図１５】同じく第９ないし第１５の実施例におけるデ
ィジタル携帯無線機の送信装置のブロック図
ィジタル携帯無線機の送信装置のブロック図
【図１６】従来例のディジタル携帯無線機の送信装置の
ブロック図
ブロック図
１ 送信アンテナ ２ 位相器 ３ 電力増幅装置 ４ ディジタル変調器 １１ 入力端子 １２ 出力端子 １３ ｎ分配器 １４ ｎ合成器 １５ 入力位相器 １６ 出力位相器 １７ 電力増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 布施 伸夫 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 八木田 秀樹 神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１ 号 松下通信工業株式会社内 (72)発明者 春木 宏志 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内
Claims (15)
- 【請求項１】入力信号をディジタル変調するディジタル
変調器と、 前記ディジタル変調器の出力を入力して高周波増幅する
電力増幅装置と、 前記電力増幅装置の高周波出力を入力する位相装置と、 前記位相装置の出力を接続する送信アンテナとを備え、 前記電力増幅装置のアンテナインピーダンスを含む出力
負荷インピーダンスがある所定のインピーダンスになる
ように前記位相装置の位相値を決定することを特徴とす
るディジタル携帯無線機の送信装置。 - 【請求項２】１個の入力に対して同じ位相変化量である
ｎ個の出力をもつｎ分配器と、 前記ｎ分配器の出力を入力し位相変化量がそれぞれφ1,
φ2・・・φnであるｎ個の入力位相器と、 前記ｎ個の入力位相器の出力をそれぞれ入力する同じ特
性をもつｎ個の電力増幅器と、 前記入力位相器に対応する前記ｎ個の電力増幅器のそれ
ぞれの対応する出力を入力とし、固定位相量をφ0とし
た場合、位相変化量がそれぞれ（180°−φ1＋φ0）,
（180°−φ2＋φ0）・・・（180°−φn＋φ0）となるｎ
個の出力位相器と、 前記ｎ個の出力位相器からのｎ個の入力に対して同じ位
相変化量をもちｎ個の入力を合成した１個の出力をもつ
ｎ合成器とを有する並列構成を備えた高周波電力増幅装
置。 - 【請求項３】ｎは２であり、入力位相器の位相変化量を
φ1とφ2とした場合、（-45°≦（φ1−φ2）≦45°）
の条件を満たすことを特徴とする請求項２に記載の高周
波電力増幅装置。 - 【請求項４】２分配器および２合成器に代えて３ｄＢハ
イブリッドで構成し、入力３ｄＢハイブリッドの一方の
入力を終端抵抗で終端し、他方の入力を入力端子に接続
し、前記入力３ｄＢハイブリッドの２個の出力のうち90
゜位相変化がある出力を入力位相器（φ1）に接続し、
他方を入力位相器（φ2）に接続し、２個の前記入力位
相器にはそれぞれ電力増幅器を通して、90゜位相変化が
ある入力側を出力位相器（180゜−φ2＋φ0）側に接続
し、他方を前記出力位相器（180゜−φ1＋φ0）に接続
し、前記出力位相器の出力は出力３ｄＢハイブリッドの
両入力に接続され前記出力３ｄＢハイブリッドの一方の
出力を終端抵抗で終端し、他方の出力を出力端子に接続
し、（-135°≦（φ1−φ2）≦-45°）の条件を満たす
並列接続構成を備えたことを特徴とする請求項３に記載
の高周波電力増幅装置。 - 【請求項５】ｎは４とし、それぞれの位相変化量を22.5
°とした並列接続構成を備えたことを特徴とする前記請
求項２に記載の高周波電力増幅装置。 - 【請求項６】一方を入力端子に接続された入力整合回路
と、 前記入力整合回路の出力に接続された前段トランジスタ
と、 前記前段トランジスタの出力に接続された段間整合回路
と、 前記段間整合回路の出力に接続された終段トランジスタ
と、 前記終段トランジスタの出力に接続された出力整合回路
とを備え、 前記終段トランジスタの利用周波数帯の出力電力利得1d
B圧縮時の利得をGpとした場合、前記前段トランジスタ
の利用周波数帯の出力電力利得1dB圧縮時の出力電力に
前記Gpを加えた値が前記終段トランジスタの利用周波数
帯の出力電力利得1dB圧縮時の出力電力より小さいトラ
ンジスタを用いたことを特徴とする高周波電力増幅装
置。 - 【請求項７】入力整合回路と、段間整合回路と、出力整
合回路と、前段トランジスタと、終段トランジスタとを
モノリシックマイクロ波集積回路で構成したことを特徴
とする請求項６に記載の高周波電力増幅装置。 - 【請求項８】入力整合回路と、段間整合回路と、前段ト
ランジスタと、終段トランジスタとをモノリシックマイ
クロ波集積回路で構成したことを特徴とする請求項６に
記載の高周波電力増幅装置。 - 【請求項９】電力増幅装置に請求項２に記載の並列接続
の電力増幅装置を用いた請求項１に記載のディジタル携
帯無線機の送信装置。 - 【請求項１０】電力増幅装置に請求項３に記載の並列接
続の電力増幅装置を用いた請求項１に記載のディジタル
携帯無線機の送信装置。 - 【請求項１１】電力増幅装置に請求項４に記載の並列接
続の電力増幅装置を用いた請求項１に記載のディジタル
携帯無線機の送信装置。 - 【請求項１２】電力増幅装置に請求項５に記載の並列接
続の電力増幅装置を用いた請求項１に記載のディジタル
携帯無線機の送信装置。 - 【請求項１３】電力増幅装置に請求項６に記載の電力増
幅装置を用いた請求項１に記載のディジタル携帯無線機
の送信装置。 - 【請求項１４】電力増幅装置に請求項７に記載の電力増
幅装置を用いた請求項１に記載のディジタル携帯無線機
の送信装置。 - 【請求項１５】電力増幅装置に請求項８に記載の電力増
幅装置を用いた請求項１に記載のディジタル携帯無線機
の送信装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP7221335A JPH0964758A (ja) | 1995-08-30 | 1995-08-30 | ディジタル携帯無線機の送信装置とそれに用いる高周波電力増幅装置 |
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| KR1019960036632A KR100253057B1 (ko) | 1995-08-30 | 1996-08-30 | 무선기의 송신장치와 그것에 사용하는 고주파 전력증폭 장치 |
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| CN96111428A CN1081849C (zh) | 1995-08-30 | 1996-08-30 | 无线电话机发信装置及其所用高频功率放大装置 |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP7221335A JPH0964758A (ja) | 1995-08-30 | 1995-08-30 | ディジタル携帯無線機の送信装置とそれに用いる高周波電力増幅装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0964758A true JPH0964758A (ja) | 1997-03-07 |
Family
ID=16765200
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7221335A Pending JPH0964758A (ja) | 1995-08-30 | 1995-08-30 | ディジタル携帯無線機の送信装置とそれに用いる高周波電力増幅装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5770970A (ja) |
| EP (1) | EP0762632B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0964758A (ja) |
| KR (1) | KR100253057B1 (ja) |
| CN (1) | CN1081849C (ja) |
| DE (1) | DE69613522T2 (ja) |
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