CN1081849C - 无线电话机发信装置及其所用高频功率放大装置 - Google Patents

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Abstract

本发明将数字式调制器的输出在功率放大装置由n分配器分为n个信号，分别通过相位变化量不同的n个输入相位器，由n个功放放大，通过n个输出相位器使n个信号的相位一致后由n合成器合成、输出到发信天线。按照使满足规定杂散辐射值的输出负载阻抗的范围扩大，功率放大装置的输出负载阻抗范围包含发信天线的阻抗变化范围的要求决定相位装置的相位值，以提供不用单向器的小型、高性能、低价的数字式便携无线电话机发信装置。

Description

无线电话机发信装置及其所用高频功率放大装置
本发明涉及主要使用于数字式便携无线电话机等的无线电话机发信装置及其所用高频功率放大装置。
近年来，便携电话机的需求增加，为了有效地使用频率，在数字化的同时，还迫切要求小型化、低成本化，已有便携式无线电话机(尤其是数字式的)，在这一点上存在必须解决的问题。下面参照附图就上述已有的数字调制便携无线电话机的发信装置的例子进行说明。
图1表示已有的数字式便携无线电话机的发信装置的方框图。在图1中，数字调制器204连接于功率放大器203，通过单向器202连接于天线201。下面对具有上述结构的作为已有例的数字式便携无线电话机的发信装置的动作加以说明。经数字调制器204调制的高频信号由功率放大器203放大，通过单向器202由天线201发送。
但是，如上所述的已有例的结构，使用π/4相移QPSK和CDMA等数字调制的便携式无线电话机中，由其天线201发送的信号中包含的杂散辐射向相邻频道泄漏的电功率要限定于电波法的规定值以下，因而需要使功率放大器的输出负载阻抗保持一定。单向器202单向发送电磁波，几乎没有衰减，并将反向送入的电力加以吸收，结果，起着不使天线201的阻抗变化反映到功率放大器203的作用。在已有的数字式便携无线电话机的发信装置中，存在着为了防止高频功率放大器负载阻抗变动引起杂散辐射增大，必须使用价钱贵、形状大、通过损耗大的单向器的问题。本发明的目的在于，提供不使用价钱贵、形状大、通过损耗大的单向器，防止杂散辐射增大的无线电话机发信装置和该装置中使用的高频功率放大器。
为了达到该目的，本发明的无线电话机的发信装置具备结构的在该装置与发信天线之间，插入相位器，使包括天线阻抗的功率放大装置输出负载阻抗，对该功率放大装置最佳，所得失真最小。
调整该相位器的相位值，使功率放大装置的包括发信天线的负载阻抗最佳，可以使运转时失真最小，杂散辐射最小。
该结构还发展为具备，将输出负载阻抗相位各不相同的多个功率放大器的输出加以合成的功率放大装置。
本发明借助于上述结构，将输出负载阻抗相位各不相同的多个功率放大器加以合成，以此可以扩大满足规定杂散辐射值的输出负载阻抗范围。
又，作为得到上述目的的其他手段，可以采用具备，使前级晶体管的输出功率增益压缩1分贝时的输出功率，加上末级晶体管的输出功率增益压缩1分贝时的增益Gp所得的值，比末级晶体管的输出功率增益压缩1分贝时的输出功率小的晶体管的功率放大装置的结构。
使用该结构，也可以带来，减小功率放大装置的失真，使杂散辐射减小的效果。
于是，该结构中，也可以并用将相位器插入功率放大装置与发信天线之间的结构，使上述包含天线阻抗的功率放大装置输出负载阻抗对该功率放大装置最佳，从而所希望的效果更好。
如上所述，采用本发明，可使功率放大装置的失真减小，即使去掉单向器，也能够确保满足规定杂散辐射值的输出负载阻抗的区域。
图1为已有例的数字式便携无线电话机发信装置的方框图。
图2为本发明第1实施例的数字式便携无线电话机的发信装置的方框图。
图3为本发明第1实施例的数字式便携无线电话机的发信装置的各种使用状态的天线阻抗特性图。
图4为本发明第1实施例的数字式便携无线电话机的发信装置中高频功率放大装置，满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗特性图。
图5为本发明第2实施例的无线电话机发信装置的高频功率放大装置的方框图。
图6为本发明第2实施例的高频功率放大装置的输出负载阻抗特性图。
图7为本发明第3实施例的无线电话机发信装置的高频功率放大装置的方框图。
图8为本发明第3实施例的无线电话机发信装置的高频功率放大装置的输出负载阻抗特性图。
图9为本发明第4实施例的无线电话机发信装置的高频功率放大装置的方框图。
图10为本发明第5实施例的无线电话机发信装置的高频功率放大装置的方框图。
图11为本发明第6实施例的无线电话机发信装置的高频功率放大装置的方框图。
图12为本发明第6实施例的无线电话机发信装置的前级晶体管和末级晶体管的输入输出特性图。
图13为本发明第6实施例的放大装置的输出负载阻抗特性图。
图14为本发明第7实施例的无线电话机发信装置的高频功率放大装置的方框图。
图15为本发明第8实施例的无线电话机发信装置的高频功率放大装置的方框图。
图16为本发明第9～第15实施例的数字式便携无线电话机的发信装置的方框图。
在下面的对本发实施例的说明中，以使用数字调制的便携式无线电话机的情况为例。
下面参照附图对本发明第1实施例的数字式便携无线电话机的发信装置加以说明。图2为表示本发明第1实施例的数字式便携无线电话机的发信装置的方框图。在图2中，数字式调制器4连接于功率放大装置3，再通过相位器2连接于天线1。
下面说明具有如上结构的数字式便携无线电话机的发信装置的动作。首先，天线1的阻抗因便携式无线电话机的使用状态而改变，例如在自由空间的时候、手拿着通话的时候、放在桌子上的时候等各种情况下天线1的阻抗不同。便携式无线电话机使用状态改变的情况下天线1的阻抗变化范围如图3的斜线所示。由图3可知，天线的阻抗偏向于某一相位方向。
使用π/4相移QPSK及CDMA等数字调制的无线电话机的功率放大装置，在输出负载可变的情况下，放大装置的失真发生变化，根据该变化，电波法规定杂散辐射(尤其是相邻频道泄漏功率)值发生变化。图4表示功率放大装置满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗范围。由图4可知，功率放大装置满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗偏向于某一相位方向。
将以上结果用于图2的数字式便携无线电话机的发信装置。亦即，由数字调制器4调制的高频信号用功率放大装置3放大后，通过相位器2，由发信天线1发送时，调整相位器2的相位，设定相位器2的相位值，使所述图3那样的发信天线1的阻抗变化处于，功率放大装置3满足杂散辐射值的输出负载范围内。
仅仅用相位器2的相位值设定，往往不能使图3所示的天线的阻抗变化范围充分适合图4所示的功率放大装置的输出负载阻抗范围。这时，作为功率放大装置，必须使用满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗范围大的装置。为了使满足杂散辐射值的输出负载阻抗范围变宽，功率放大装置使用输出功率较大的功率放大器，就可以减小使用时的失真，就可以使杂散辐射相应减小，扩大满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗的范围。
如上所述，采用本实施例，使在功率放大装置和发信天线之间插入的相位器的相位值最佳，以此可以省去单向器，实现便携式无线电话机的小型化、高性能化、和降低成本。
下面参照附图对本发明第2实施例加以说明。图5为本发明第2实施例的数字式便携无线电话机发信装置的高频功率放大装置的方框图。在图5中，将输入端子11连接于，相对于一个输入有n个相同相位变化的输出的n分配器13的一个输入上，在n分配器13的n个输出上分别连接相位变化量不同的n个输入相位器15-1～15-n。又在n个输入相位器15-1～15-n的输出上，分别通过具有相同特性的n个功率放大器17-1～17-n连接输出相位器16-1～16-n。n个输出相位器16-1～16-n的输出分别连接于，相对于n个输入有1个相同相位变化量的输出的n合成器14是n个输入上，n合成器的1个输出连接于输出端平12上。
这里，在n个输入相位器15-1～15-n的相位变化量分别为Φ1、Φ2、…Φn，固定相位量为Φ0的情况下，将n个输出相位器16-1～16-n设定为相位变化量分别为(180°-Φ1+Φ0)、(180°-Φ2+Φ0)…(180°-Φn+Φ0)。
下面对具有以上结构的第2实施例的数字式便携无线电话机的发信装置的高频功率放大装置的动作加以说明。首先，在输入端子11输入的高频信号由n分配器13分为n个，分别通过相位变化量不同的n个输入相位器15-1～15-n，用n个功率放大器17-1～17-n放大。再通过在n合成器14的输入端使n个信号的相位一致的n个输出相位器16-1～16-n，在n合成器14合成，从输出端子12输出。
接着，如图4所示，功率放大器17-1～17-n的各满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗，偏向某一阻抗方向。从而，使各功率放大器17-1～17-n的输出负载阻抗的相位各不相同，再将其进行合成的话，可以使满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗范围扩大如图6a、图6b所示。
如上所述，采用本实施例，将具有输出负载阻抗相位各不同相的输出相位器的多个功率放大器的输出加以合成，以此可以提供满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗范围扩大的高频功率放大装置。
在这样的结构中，希望多个功率放大器全部负载阻抗都满足杂散辐射值，但是，至少一个功率放大器的负载状态处于理想状态，就可以使总体输出的失真减少。
这里，所谓高频功率放大装置定义为：以输入相位器、功率放大器、输出相位器为主，包含从分配器到合成器的装置。
下面参照附图对本发明第3实施例加以说明。图7为本发明第3实施例的高频功率放大装置的方框图。在图7中，将输入端子21连接于对一个输入具有2个相同相位变化量的输出的2分配器23的输入上，相位变化量分别为Φ1、Φ2时，相位变化量的差满足(-45°≤(Φ1-2Φ)≤45°)的输入相位器25-1、25-2连接于2分配器23的2个输出上。而在固定相位量为Φ0时相位变化量分别为(180°-Φ1+Φ0)、(180°-Φ2+Φ0)的两个输出相位器26-1、26-2分别通过具有相同特性的功率放大器27-1、27-2连接2个输入相位器25-1、25-2。2个输出相位器26-1、26-2分别连接于对2个输入有一个具有相同相位变化量的输出的2个合成器24的2个输入上，两个合成器24的一个输出连接于输出端子22。
如上构成的第3实施例的高频功率放大装置的动作说明如下。首先，输入端子21上输入的高频信号由2分配器23分配为2个信号，分别通过相位变化量不同的输入相位器25-1、25-2，由功率放大器27-1、27-2放大。再通过在2合成器24的输入使2个信号的相位一致的输出相位器26-1、26-2，用2合成器合成，从输出端子22输出。
如上所述，功率放大器27-1、27-2，如图4所示，满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗偏向于某一阻抗方向，因此，使2个功率放大器27-1、27-2的输出负载阻抗相位彼此相差(-45°≤(Φ1-2Φ)≤45°)，以此可以将满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗范围扩大如图8的斜线所示。
如上所述，采用本实施例，使2个功率放大器的输出负载阻抗的相位满足(-45°≤(Φ1-2Φ)≤45°)，进行功率合成，以此可以扩大满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗的范围。
下面参照附图对本发明第4实施例加以说明。图9为本发明第4实施例的高频功率放大装置的方框图。在图9中，输入3dB混合电路33的一个端子终接终端电阻38，另一端子连接输入端子31。输入3dB混合电路33的2个输出端子，由于相对于输入端子的相位变化量相差90度，将有90度相位变化的输出端子连接于输入相位器(Φ1)35-1，而将另一个连接于输入相位器(Φ2)35-2。
再者，两个输入相位器35-1、35-2的输出，分别通过两个具有相同特性的功率放大器37连接固定相位量为Φ0的情况下相位变化量分别为(180°-Φ1+Φ0)、(180°-Φ2+Φ0)的2个输出相位器36-1、36-2上。输出3dB混合电路34的一个端子终接终端电阻39，另一端子连接输出端子32。输出3dB混合电路34的两个输入由于对输出端子的相位变化量相差90度，将具有90度相位变化的输入端子连接于输出相位器(180°-Φ2+Φ0)36-2，而将另一端子连接于输出相位器(180°-Φ1+Φ0)36-1。这里两个输入相位器35-1、35-2的相位变化量分别为Φ1、Φ2时，相位变化量的差为(-135°≤(Φ1-2Φ)≤45°)。
下面对具有如上结构的高频功率放大装置的动作加以说明。首先，输入到输入端子31的高频信号由输入3dB混合电路33分为2个信号，分别通过相位变化量不同的输入相位器35-1、35-2，由功率放大器37-1、37-2放大。再通过输出相位器36-1、36-2，在输出3dB混合电路34合成，由输出端子32输出。所述输出相位器36-1、36-2预先按照在输出3dB混合电路34的输入端，两个信号的相位一致的要求设定。在这里，如上所述，功率放大器37-1、37-2，如图4所示，满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗偏向于某一阻抗方向，因此，如果考虑输出3dB混合电路34的相位变化量和输出相位器的相位，则两个功率放大器37-1、37-2的输出负载阻抗的相位彼此相差(-45°≤(Φ1-2Φ)≤45°)。满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗的范围可以扩大为图8的斜线所示的范围。再者，由于使用3dB混合电路，从输入端子31和输出端子33看到高频放大装置内部的阻抗匹配良好。
如上所述，采用本实施例，使两个功率放大器的输出负载阻抗的相闰为(-45°≤(Φ1-2Φ)≤45°)，并进行功率合成，可以使满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗的范围扩大，而且能够改善功率放大装置整体的输入输出阻抗。
下面参照附图对本发明第5实施例加以说明。图10为本发明第5实施例的高频功率放大装置的方框图。在图10中，将输入端子41连接对一个输入有4个相同相位变化量的输出的4分配器43的一个输入上，在4分配器43的4个输出上分别连接输入相位器45-1～45-4。而在4个输入相位器45-1～45-4的输出上，分别通过具有相同特性和4个功率放大器47-1～47-4，连接输出相位器46-1～46-4。4个输出相位器46-1～46-4的输出分别连接对4个输入有一个相同相位变化量的输出的4合成器44的4个输入上，4合成器的一个输出连接于输出端子42。这里，在4个输入相位器45-1～45-4的相位变化量分别为Φ1、Φ2、Φ3、Φ4的情况下，相位变化量的差分别为22.5度。4个输出相位器46-1～46-4，在固定相位量为Φ0的情况下，相位变化量分别为(180°-Φ1+Φ0)、(180°-Φ2+Φ0)、(180°-Φ3+Φ0)、(180°-Φ4+Φ0)。
对于具有如上所述结构的高频功率放大装置，下面说明其动作。首先，输入到输入端子41的高频信号由4分配器43分为4个信号，分别通过相位变化量不同的输入相位器45-1～45-4，在功率放大器47-1～47-4放大。再通过设定得使4个信号的相位在4合成器44的输入端一致的输出相位器46-1～46-4，在4合成器44合成，从输出端子42输出。
这里，如上所述，功率放大器47-1～47-4，分别如图4所述，满足电波法规定的杂散辐射值的输出负载阻抗偏向某一阻抗方向，因经，使4个功率放大器的输出负载阻抗的相位分别相差22.5度，以此可以使满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗的范围如图6(b)所示扩大到全相位方向。
如上所述，采用本实施例，使4个功率放大器的输出负载阻抗的相位差分别为22.5度，并进行功率合成，以此可以将满足电波法规定的杂散辐射的输出负载阻抗的范围扩大。
下面参照附图对本发明第6实施例加以说明。图11为本发明第6实施例的高频功率放大装置的方框图。在图11中，输入端子51连接于输入匹配网络55的输入上，输入匹配网络55的输出连接于前级晶体管53的输入，前级晶体管53的输出通过级间匹配网络56连接于末级晶体管54的输入，末级晶体管54的输出连接于输出匹配网络57的输入上，输出匹配网络57的输出连接于输出端于52。
对于具有如上所述结构的高频功率放大器，下面对其动作加以说明。首先，输入到输入端子51的高频信号通过输入匹配网络55，在前级晶体管53放大后，通过级间匹配网络56，在末级晶体管54放大，再通过输出匹配网络57，从输出端子52输出。
前级晶体管53和末级晶体管54的输入、输出特性示于图12。根据图12，选择晶体管，使得在末级晶体管54的利用频带输出功率增益压缩1dB时(由输入特性弯曲将输出功率相对于输入功率压缩1dB的点)的增益为Gp的情况下，前级晶体管53的利用频带输出功率增益压缩1dB时的输出功率(PldB)加Gp后的值比末级晶体管54在利用频带输出功率增益压缩1dB时的输出功率小。
根据该结构，相当于末级晶体管使用比已有的放大器结构的末级晶体管输出功率大的晶体管。而晶体管的最大输出和使用输出的差越大，越是能够，如图13所示，扩大满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗范围。但是，输出功率大的晶体管通常直流功率效率变坏，因此末级之前的晶体管采用已有的晶体管结构。
如上所述，采用本实施例，选择晶体管的输入、输出特性，使得在末级晶体管的利用频带输出功率增益压缩1dB时的增益为Gp时，前级晶体管的利用频带输出功率增益压缩1dB时输出功率加Gp后的值比末级晶体管在利用频带的输出功率增益压缩1dB时的输出功率小，即前级晶体管饱和之前末级晶体管不饱和，以此可以扩大满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗的范围。
下面参照附图对本发明第7实施例加以说明。图14为本发明第7实施例的高频功率放大装置的方框图。在图14中，输入端子61连接于输入匹配网络65，输入匹配网络65的输出连接于前级晶体管63的输入，前级晶体管63的输出通过级间匹配网络66连接于末级晶体管64的输入，末级晶体管64的输出连接于输出匹配网络67的输入，输出匹配网络67的输出连接于输出端子62。方框图方面的结构与第6实施例的图11相同，但是，虚线包围的部分由单片微波集成电路(MMIC)构成。
本实施例的动作与图11的第6实施例相同。采用本实施例，选择晶体管的输入、输出特性，使得在末级晶体管的利用频带输出功率增益压缩1dB时的增益为Gp时，前级晶体管的利用频带输出功率增益压缩1dB时的输出功率加Gp后的值比末级晶体管在利用频带输出功率增益压缩1dB时的输出功率小，以此可以扩大满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗的范围，并且可以借助于采用高频单片IC达到小型化。
下面参照附图对本发明第8实施例加以说明。图15为本发明第8实施例的高频功率放大装置的方框图。在图15中，输入端子71连接于输入匹配网络75的输入上，输入匹配网络75的输出连接于前级晶体管73的输入上，前级晶体管73的输出通过级间匹配网络76连接于末级晶体管74的输入上，末级晶体管74的输出连接于输出匹配网络77的输入上，输出匹配网络77的输出连接于输出端子72上。方框图方面的结构的实施例6的图11相同，但是，虚线78包围的部分由单片微波集成电路(MMIC)构成。
本实施例的动作与图11的实施例6相同。采用本实施例，选择晶体管的输入、输出特性，使得在末级晶体管的利用频带输出功率增益压缩1dB时的增益为Gp时，前级晶体管的利用频带输出功率增益压缩1dB时的输出功率加Gp的值比末级晶体管在利用频带输出功率增益压缩1dB时的输出功率小，以此可以扩大满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗的范围，并且可以借助于采用高频单片IC达到小型化，而且将输出匹配网络作为外加匹配网络，以此使输出匹配网络损耗比高频单片IC少，可提高功率放大装置的效率。因为如果在高频单片IC上形成匹配网络，就将实现小型化，但是，由于电感和传送线路的线条宽度变细，损耗变大。
下面参照附图对本发明第9～15实施例加以说明。图16为本发明第9～15实施例的数字式便携无线电话机的发信装置的方框图。在图16中，数字式调制器84的输出连接功率放大装置83。功率放大装置83的输出通过相位器82连接于发信天线81。在这里，功率放大装置83例示与图5的功率放大装置相同的内容，但是，是用实施例2～8的图5、7、9、10、11、14和15所示的手段将满足电波法规定杂散辐射值的输出负载阻抗的范围加以扩大的功率放大装置。其结构与实施例1相同。
具有以上结构的数字式例携无线电话的发信装置的动作与实施例1相同。如上所述，采用本实施例，使插入于功率放大装置与天线之间的相位器的相位值最佳，借助于此，可以省去单向器，从而可以使便携式无线电话机实现小型化、高性能化和低成本化。
还有，在实施例6、7、8用两级放大器说明，但是也可以做成在输入端子一侧增加晶体管的多级结构。
又实施例6、7、8的输入匹配网络不要也可以。
再者，在实施例2，在n个放大器的输入、输出部插入相位不同的相位器，但是也可以采用使n分配器和n合成器具有相位器的功能、改变输出端子和放大器的相位的结构，代替相位器。
还有，在实施例2，使n分配器和n合成器的各输出和输入的相位变化量为一定，但是，也可以使用各输入、输出的相位变化量不同的n分配器或n合成器，补偿各相位器的相位变化量的结构。
还可以在实施例2的n分配器和n合成器使用威尔金荪分配器和3dB混合电路等。
如上所述，使用本发明，借助于：调整在功率放大装置和天线之间插入的相位器的相位值，使输出的失真为最小；采用将输出负载阻抗相位各不相同的多个功率放大器的输出合成的功率放大装置；采用末级器件用比其前级输出功率大的半导体器件的功率放大装置，并在该装置与发信天线之间插入相位器，将该相位器设定得使包含天线阻抗的功率放大装置输出负载阻抗为最佳等方法，可以提供即使去掉单向器也能扩大满足规定杂散辐射值的输出负载阻抗范围的便携式无线电话机发信装置，实现便携式无线电话机的小型化、高性能化、和低成本化。
为了说明本发明的实施例，例示了数字式便携电话机的情况，但是，也可用于调制方式不同的便携式电话机，而且虽然便携无线电话机最有必要使用这一种技术，但用于非便携式无线电话机也无防。
实施例中的数字和细节结构是一个例子，这些东西可以在发明的范围内变更使用。
本发明可以以不脱离其精神或主要特征的其他各种形式实施。因此上述实施例所有各点只不过是单纯的例示，不是限定性的解释。本发明的范围是权利要求书所示的范围，完全不受说明书限制。而且，属于权利要求的相同范围的变形和变更都属于本发明的范围。

Claims (7)

1.一种无线电话机发信装置，其特征在于，具备：
对输入信号进行数字式调制的数字式调制器，
输入所述数字式调制器的输出，进行高频放大的功率放大装置，
输入所述功率放大装置的高频输出的相位器，以及
连接所述相位器的输出的发信天线；
所述相位器的相位值按照包含天线阻抗的所述功率放大装置输出负载阻抗成为使所述功率放大装置失真最小的阻抗的要求决定。
2.一种无线电话机发信装置的高频功率放大装置，其特征在于，具备包含下列各器件的并联结构：
相对于一个输入，具有相同相位变化量的n个输出的n分配器；
输入所述n分配器的输出，相位变化量分别为1、2、…n的n个输入相位器；
分别输入所述n个输入相位器的输出且具有相同特性的n个功率放大器；
将对应于所述输入相位器的所述n个功率放大器的各输出作为输入，在固定相位量为0时，相位变化量分别为(180°-1+0)、(180°-2+0)、…(180°-n+0)的n个输出相位器；
相对于来自所述n个输出相位器的n个输入具有相同的相位变化量，并具有n个输入合成的1个输出的n合成器。
3.根据权利要求2所述无线电话机发信装置的高频功率放大装置，其特征在于，n为2，在输入相位器的相位变化量为1、2时，满足(-45°≤(1-2)≤45°)的条件。
4.根据权利要求2所述无线电话机发信装置的高频功率放大装置，其特征在于，具备n为4，输入相位器的各相位变化量分别为22.5的并联结构。
5.根据权利要求1所述的无线电话机发信装置，其特征在于，功率放大装置使用权利要求2所述的并列连接的功率放大装置。
6.根据权利要求1所述的无线电话机发信装置，其特征在于，功率放大装置使用权利要求3所述的并列连接的功率放大装置。
7.根据权利要求1所述的无线电话机发信装置，其特征在于，功率放大装置使用权利要求4所述的并列连接的功率放大装置。
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