JP5828431B2 - 増幅器及び増幅方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線送信機のアンテナに供給する送信波の電力を増幅する増幅器及び増幅方法に関する。

無線通信の黎明期より、増幅素子のバイアスを深くすることで増幅素子に電流が流れる時間を短くする高効率化手法（いわゆるＣ級動作）が用いられている。
また、他の高効率化手法として、上述したＣ級動作のように増幅素子のバイアスを深くすることなく、増幅素子の動作波形のピークを平坦化することにより、増幅の効率を向上させることが知られていた。ここで、例えば、増幅素子がＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、動作波形としてドレイン端子における電圧波形におけるピークを平坦化する。Ｆ級増幅器は、上述した増幅素子の動作波形のピークを平坦化し、増幅の効率を向上させる設計思想による高効率増幅回路のひとつである。

ここで、増幅回路の動作波形におけるピークを平坦化することは、動作波形の中に高調波成分が含まれていることと等価となる。このため、高調波に対するインピーダンスを適切に制御することによって、動作波形のピークの平坦化の制御を行うことができる。
すなわち、上述したＦ級増幅は、増幅器における高調波に対するインピーダンスの制御により、増幅素子（ＦＦＴ）の動作を高効率化する手法である。

Ｆ級増幅回路における増幅素子を、ゲート電圧によって制御される理想的な電流源とした場合、Ｆ級動作は、図１２に示すように、理想的にはドレイン電圧が矩形波、ドレイン電流が半波正弦波となる。この図１２は、理想的なＦ級動作におけるドレイン電圧（実線）及びドレイン電流（破線）を示す図である。また、この図１２において、縦軸が電圧値（Ｖ）あるいは電流値（Ｉ）を示し、横軸が時間を示している。この図１２に示されるように、Ｆ級動作においては、ドレイン電圧が矩形波となり、またドレイン電流が半波正弦波となる。すなわち、増幅素子において、電流と電圧とが共存する時間が零となっているため、増幅素子自身が消費する電力(ドレイン損失)は零となる。したがって、理想的なＦ級増幅により、Ｆ級増幅器のドレイン効率は１００％となる。

次に、図１３は、Ｆ級増幅器の構成を示す図である。この図１３において、増幅回路１００は、増幅素子１０１、インダクタ１０２及び負荷回路１０３を備えている。負荷回路１０３は、高調波フィルタ１０４及び負荷（例えば、アンテナ）１０５を有している。この図１３の構成においては、増幅素子１０１としてＦＥＴを用いている。理想的な増幅素子１０１のＦ級動作において、増幅素子１０１から負荷の方向を見込んだ入力インピーダンス（負荷インピーダンス）Ｚ_ｉｎを、以下の（１）式に示すように、増幅素子１０１のゲートに供給される基本波に対して整合させ、偶数次高調波に対して短絡、そして奇数次高調波に対して開放とする必要がある。

しかし、高周波に対応した増幅回路１００においては、実際の増幅素子１０１の動作周波数、オン抵抗、ドレイン端子に接続される受動部品（高調波フィルタ１０４及び負荷１０５など）における損失、製造精度等のＦ級動作に対して好ましくない要素を有する。このため、増幅素子１０１のドレイン損失をなくしドレイン効率を１００％とする理想的なＦ級動作を実現することがは非常に難しい。特に、高調波周波数における増幅素子の特性から、ドレイン電流を完全な半波正弦波とし、かつドレイン電圧を完全な矩形波とする増幅素子のＦ級動作の実現は困難である。この理由としては、増幅素子１０１における電子及び正孔の移動度や増幅素子を封止するパッケージの寄生成分によって、増幅素子１０１が動作周波数に対して限界の周波数を有することになり、高周波でのスイッチングに動作に追従できなくなるためである。

図１４は、増幅素子のドレイン電圧及びドレイン電流に含まれる高調波次数と、それぞれの高調波による動作におけるＦ級増幅器のドレイン効率との対応を示すテーブルの図である。この図１４においては、ｎがドレイン電圧に含まれる奇数次高調波の最高次数を表し、ｍがドレイン電流に含まれる偶数次高調波の最高次数を示している。この図１４において、ｎ＝１、ｍ＝１におけるドレイン効率は、ドレイン電流とドレイン電圧との双方が正弦波、すなわちＡ級動作におけるドレイン効率を示している。

また、ｎ＝∞及びｎ＝∞のドレイン効率は、ドレイン電圧が矩形波であり、ドレイン電流が半波正弦波である理想的なＦ級増幅の動作におけるドレイン効率を示している（例えば、非特許文献１参照）。
例えば、ｎ＝１、ｍ＝２のドレイン効率は、ドレイン電圧の動作波形が基本波のみであり、ドレイン電流に２倍波までが含まれるＦ級動作におけるドレイン効率である。図１４において、ｎ＝１、ｍ＝２のドレイン効率は、７０．７％である。

図１５は、Ｆ級増幅器の負荷インピーダンスの状態に起因して、基本波の２倍波の位相が最適状態からずれた一例を示す波系図である。この図１５においては、基本波の２倍波が、最適状態の位相に対して２１°ずれた場合における増幅素子のドレイン電流の波形を示している。この図１５において、縦軸がドレイン電流の電流値を示し、横軸が時間を示している。図１５における実線は、基本波の２倍波の位相が最適値からφ_２＝２１°ずれた場合のドレイン電流の動作波形を示している。この２倍波の動作波形の位相が、最適値からφ_２＝２１°ずれた場合、増幅素子のドレイン効率が５８．２％に劣化してしまう。

一方、図１５における点線は、基本波の２倍波の位相が最適値の状態の動作波形を示している。基本波の２倍の位相が最適値の場合、増幅素子のドレイン効率は図１４に示される７０．７％のドレイン効率となる。非特許文献２に示されているように、負荷回路の高調波インピーダンスにおける位相角の偏差は、Ｆ級増幅器におけるドレイン効率に大きな影響を及ぼす。このように，負荷回路の高調波インピーダンスを厳密に実現することはＦ級増幅器が高効率に動作するための必須条件である．

すでに述べたように、Ｆ級動作においては、偶数次高調波に対して短絡となり、奇数次高調波に対しては開放となる負荷インピーダンスを実現することが必要となる。このＦ級動作のための負荷インピーダンスを実現するための方法として、低い周波数帯においては集中定数を使用した回路構成が提案されてきた（例えば、非特許文献３参照）。

また、マイクロ波帯の電力増幅器を製作する場合、分布定数回路を使用した回路構成が主流であり、高い次数の高調波に対応するインピーダンスまで制御した負荷回路が提案されている（例えば、非特許文献４参照）。一方、この非特許文献３の負荷回路は、高調波の位相を正確に調整する機構を有していないため、高調波の動作波形の位相変化に対応することができない。

また、通常の電力増幅用半導体増幅素子（例えば、ＦＥＴ等）は、外的な環境から素子自体を保護するためにパッケージ化されている。このため、増幅素子本体のドレイン端子から、パッケージ外部に設けられた外部端子までの配線区間には、位相を変化させる電気長及び寄生成分が存在している。また、この電気長あるいは寄生成分は、増幅素子及びパッケージ間の関係により、素子毎に個体差が存在している。そのため、高調波インピーダンスの位相角に、図１５に示すようなずれが生じ、ドレイン効率が劣化してしまう問題がある。

このため、高調波インピーダンスの位相角を最適化し、高い効率を有する増幅動作の実現には、増幅器回路の個体ごとに、高調波インピーダンスの位相角を調整することが必要となる。また，増幅素子毎に個体差が存在しない場合においても、他のインピーダンス条件に影響を与えることなく、高調波インピーダンスの位相角のみを調整する機構が備えられていれば、増幅回路の回路設計を簡易にできる利点がある。

高調波インピーダンスの位相角の調整を正確に実現するため、高調波整合反射形増幅器（ＨＭＲＡ；Ｈｉｇｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｍａｔｃｈｉｎｇ ａｎｄ ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）が考案されＵＨＦ（Ｕｌｔｒａ−Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯で用いられている（例えば、特許文献５参照）。
図１６は、ＨＭＲＡの回路の基本的な概念を示す図である。増幅素子１０１は、入力される基本波を増幅し、基本波成分と高調波成分とを出力する。

そして、出力整合部２０１は、増幅素子１０１から負荷の方向を見込んだ負荷インピーダンスを基本波に対して整合する回路である。高調波反射フィルタ２０２は、増幅素子１０１から出力される基本波成分をそのまま透過させ、２倍波成分を適切な位相により増幅素子に反射させる。このように、高調波反射フィルタ２０２は、基本波成分に対する負荷インピーダンスに対して影響を与えずに、高調波インピーダンスの位相角成分のみを調整し、反射させる機能を有しており、Ｆ級増幅器の動作に必要な高精度の負荷インピーダンス条件を実現することができる。

ＨＭＲＡの回路において、高調波反射フィルタ２０２には、例えば、特性インピーダンスを有する複数の線路を接続し、２倍波を全反射する点（線路の接続点）が設けられている。しかしながら、高調波反射フィルタ２０２は、設けられた全反射する上記点における反射係数が実際には全反射とすることができず、反射の際に反射損失が存在する。
この反射損失の存在を解決するため、ＨＭＲＡを２個用意し、高調波フィルタをそれぞれのＨＭＲＡに接続し、２つのＨＭＲＡ間で高調波がプッシュプル動作を行う高調波リアクション型増幅器（ＨＲＡ；Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｒｅａｃｔｉｏｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）が考案された（例えば、非特許文献５参照）。

図１７は、ＨＲＡの回路の基本構成を示す図である。分配器３０１は、入力される入力無線周波数信号を同一の位相で、かつ同一電力に分配し、分配した一方を増幅素子１０１＿１に対し、他方を増幅素子１０１＿２に対して出力する。増幅素子１０１＿１は、増幅した入力無線周波数信号を高調波反射フィルタ２０２＿１及び基本波抑圧フィルタ３０３＿１に対して出力する。また、増幅素子１０１＿２は、増幅した入力無線周波数信号を高調波反射フィルタ２０２＿２及び基本波抑圧フィルタ３０３＿２に対して出力する。高調波反射フィルタ２０２＿１及び高調波反射フィルタ２０２＿２の各々は、それぞれ入力無線周波数信号の基本波成分を合成器３０２に対して出力する。合成器３０２は、高調波反射フィルタ２０２＿１及び高調波反射フィルタ２０２＿２の各々から供給される基本波成分を合成し、アンテナ２０３を介して空間に放射する。

基本波抑圧フィルタ３０３＿１は、増幅素子１０１＿１から供給される入力無線周波数信号の２倍波成分を移相器３０４に対して出力する。同様に、基本波抑圧フィルタ３０３＿２は、増幅素子１０１＿２から供給される入力無線周波数信号の２倍波成分を移相器３０４に対して出力する。
移相器３０４は、増幅素子１０１＿１から供給される入力無線周波数信号の２倍成分の位相を調整し、増幅素子１０１＿２に対して出力し、増幅素子１０１＿２から供給される入力無線周波数信号の２倍波成分の位相を調整し、増幅素子１０１＿１に対して出力する。

すなわち、移相器３０４における位相量の調整により、増幅素子の各々で発生した入力無線周波数信号の２倍波成分は、それぞれ２倍波経路（基本波抑圧フィルタ３０３＿１、基本波抑圧フィルタ３０３＿２及び移相器３０４からなる経路）を通過し、一方の増幅素子の出力端子（例えば、増幅素子がＦＥＴであればドレイン端子）から他方の増幅素子の出力端子に到達する。このＨＲＡの回路において、移相器３０４の移相量を適切な値に設定することにより、高精度でＦ級増幅器の動作波形を実現することが可能である。

F.H.Raab,"Maximum efficiency and output of Class-F power amplifiers, "IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques,Vol.49,No.6,pp.1162-1166,June 2001.

S.Nishiki,T.Nojima,"Harmonic Reaction Amplifier - A Novel High-Efficiency and High-Power Microwave Amplifier,"Microwave Symposium Digest,1987 IEEE MTT-S International,vol.2,no., pp.963-966, May 9 1987-June 11 1987.

V.J.Tyler,"A New High-Efficiency High-Power Amplifier",Marconi Review, vol.21,no.130,pp.96-109,3rd Quarter 1958.

本城和彦、 小林由紀子、"高ｆｍａｘマイクロ波トランジスタを用いた高調波処理型超高効率Ｆ級増幅回路，"電子情報通信学会論文誌 Ｃ，Ｖｏｌ． Ｊ８５−Ｃ Ｎｏ．１１、ｐｐ．９５３−９６０，２００２／１１／０１．

千葉耕司，冠昇，"９００ＭＨｚ帯ＧａＡｓＦＥＴ高効率電力増幅器，"信学技報，ＭＷ８３−２４，Ｊｕｎ．１９８３．

しかしながら、図１６に示すように、ＨＲＡの回路は、高調波抑圧フィルタ２０２＿１及び基本波抑圧フィルタ３０３＿１からなる分波器３０４＿１と、高調波抑圧フィルタ２０２＿２及び基本波抑圧フィルタ３０３＿２からなる分波器３０４＿２とを有している。分波器３０４＿１及び分波器３０４＿２の各々は、マイクロ波帯のＨＲＡの回路を構成する場合、それぞれ分布定数回路、例えば１／４波長の伝送線路が６本使用した分布定数回路で構成されている。このため、この分波器の存在が、マイクロ波帯のＨＲＡ回路を構成する際、実装面積を抑制して小型高集積化を実現するための制約となる。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、伝送線路を用いた分布定数回路を用いることなく、高調波リアクション型増幅器の実装面積を抑制して小型集積化が可能な増幅器及び増幅方法を提供することを目的とする。

この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の増幅器は、アンテナ放射導体と該アンテナ放射導体の中心に対して対称な位置に設けられた第１給電点及び第２給電点の２個の給電点とを備えるアンテナと、予め定められた周波数の基本波を含む信号を、同一振幅の第１信号及び第２信号に分配する電力分配器と、前記第１信号を増幅し、第１増幅信号として前記第１給電点に対して出力する第１増幅器と、前記第２信号を増幅し、第２増幅信号として前記第２給電点に対して出力する第２増幅器と、前記第１増幅器の出力端子と前記第１給電点との間に介挿された第１移相器と、前記第２増幅器の出力端子と前記第２給電点との間に介挿された、前記第１移相器と同一の電気長を有する第２移相器と、前記第１信号が出力される前記電力分配器の第１出力端子と前記第１給電点との間の信号経路中のいずれかの位置に介挿された、電気長が基本波の波長λの１／２である第３移相器とを備え、前記第１移相器及び前記第２移相器は、前記第１増幅信号又は前記第２増幅信号における２倍波成分の電圧定在波の節が前記第１増幅器の出力端子及び前記第２増幅器の出力端子の各々で生成されるように、それぞれ移相量が設定されたことを特徴とする。

本発明の増幅器は、前記第３移相器が、前記第１出力端子と前記第１増幅器の入力端子との間の信号経路中に設けられていることを特徴とする。

本発明の増幅器は、前記第３移相器が、前記第１増幅器の出力端子と前記第１給電点との間の信号経路中に設けられていることを特徴とする。

本発明の増幅方法は、アンテナ放射導体と該アンテナ放射導体の中心に対して対称な位置に設けられた第１給電点及び第２給電点の２個の給電点とを備えるアンテナに対し、前記第１給電点及び前記第２給電点の各々に供給する信号を増幅する増幅方法であって、予め定められた周波数の基本波を含む信号を、同一振幅の第１信号及び第２信号に分配する電力分配過程と、第１増幅器により前記第１信号を増幅し、第１増幅信号として出力する第１増幅過程と、第２増幅器により前記第２信号を増幅し、第２増幅信号として出力する第２増幅過程と、第１移相器により前記第１増幅信号の位相を移相して、前記第１給電点に供給する第１移相過程と、第２移相器により前記第２増幅信号の位相を前記第１移相過程による移相と同一の移相量だけ移相して、前記第２給電点に供給する第２移相過程と、前記第１増幅過程を行う前の前記第１信号、前記第１移相過程を行う前の前記第１増幅信号、及び前記第１移相過程を行った後の前記第１増幅信号のいずれかの位相を基本波の波長λの１／２だけ移相する第３移相過程とを有し、前記第１移相器及び前記第２移相器は、前記第１増幅信号又は前記第２増幅信号における２倍波成分の電圧定在波の節が前記第１増幅器の出力端子及び前記第２増幅器の出力端子の各々で生成されるように、それぞれ移相量が設定されたことを特徴とする。

この発明によれば、第１増幅器の出力端子と第２増幅器の出力端子との間で２倍波の電圧定在波が発生するように、この第１増幅器の出力端子と第２増幅器の出力端子とが２倍波の節となるように、第１移相器及び第２移相器の電気長を設定しているため、第１増幅素子及び第２増幅素子の各々において、一方から出力される増幅信号を他方の出力端子に注入することにより、高効率のＦ級動作を実現するため、Ｆ級増幅器の動作に必要な負荷インピーダンス条件を正確に実現することができる。

上述したように、この発明によれば、アンテナの給電点に対する２倍波の移相を調整することにより、アンテナ自体が高調波インピーダンス条件を満たすフィルタとして動作するため、従来のように、基本波の波長λの１／４の電気長を有する線路のような長大な部品からなる高調波反射フィルタを設ける必要がなく、無線送信機の小型高集積化を容易に実現することができる。

この発明の第１の実施形態による無線送信機の構成例を示す図である。 アンテナ１５の構成例を示す図である。 電磁界解析によって求めた、アンテナ１５における電流密度分布を示す図である。 本実施形態の変形例である、垂直偏波及び水平偏波の双方に対応する正方形マイクロストリップアンテナを用いた場合の無線送信機の構成例を示す図である。 この発明の第２の実施形態による無線送信機の構成例を示す図である。 この発明の第３の実施形態による無線送信機の構成例を示す図である。 図６におけるアンテナ４５の構成例を示す平面図である。 電磁界解析によって求めた、アンテナ４５における電流密度分布を示す図である。 この発明の第４の実施形態によるアンテナ５５の構成例を示す平面図である。 電磁界解析によって求めた、アンテナ５５における電流密度分布を示す図である。 アンテナ５５に入力される信号の周波数に対するＳパラメータ特性解析結果を示す図である。 理想的なＦ級動作におけるドレイン電圧（実線）及びドレイン電流（破線）を示す図である。 Ｆ級増幅器の構成を示す図である。 増幅素子のドレイン電圧及びドレイン電流に含まれる高調波次数と、それぞれの高調波による動作におけるＦ級増幅器のドレイン効率との対応を示すテーブルの図である。 Ｆ級増幅器の負荷インピーダンスの状態に起因して、基本波の２倍波の位相が最適状態からずれた一例を示す波系図である。 ＨＭＲＡの回路の基本的な概念を示す図である。 ＨＲＡの回路の基本構成を示す図である。

＜第１の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。図１は、この発明の第１の実施形態による無線送信機の構成例を示す図である。この図１において、無線送信機１は、分配器１１と、移相器１２と、増幅素子１３＿１と、増幅素子１３＿２と、移相器１４＿１と、移相器１４＿２と、アンテナ１５とを備えている。なお、増幅素子１３＿１及び増幅素子１３＿２の各々の出力端子の先に設けられる、各々の増幅素子から出力される増幅信号における基本波成分及び２倍波成分それぞれの周波数に対して整合を取る整合回路に関する記載は省略している。また、入力される基本波の周波数は、２．２２５ＧＨｚとして説明する。また、分配器１１、移相器１２、増幅素子１３＿１、増幅素子１３＿２、移相器１４＿１及び移相器１４＿２の各々の構成が増幅器１０を構成している。

分配器１１は、電力分配器であり、増幅器１０の入力端子から入力される信号である入力無線周波数信号（基本波）を同一位相、同一振幅にて第１信号と第２信号との各々に分配し、それぞれ第１出力端子、第２出力端子から出力する。
移相器１２は、入力端子が分配器１１の第１出力端子に接続され、出力端子が増幅素子１３＿１の入力端子に接続されている。また、移相器１２は、入力無線周波数信号の周波数における移相回転量（電気長）が、入力無線周波数信号の波長λの１／２であり、第１信号の位相を第２信号に対して１８０°移相する。これにより、第１信号の位相は、第２信号の位相に対して逆位相となる。

増幅素子１３＿１は、入力端子が移相器１２の出力端子に接続され、出力端子が移相器１４＿１の入力端子に接続されている。また、増幅素子１３＿１は、入力端子から供給される位相がλ／２移相された基本波である第１信号を増幅し、増幅した信号を第１増幅信号として出力端子から出力する。ここで、増幅素子１３＿１は、基本波である入力無線周波数信号と、増幅過程で発生した高調波である２倍波とで出力整合を取り、この２倍波を十分に発生させ、基本波とともに出力する。

増幅素子１３＿２は、入力端子が分配器１１の第２出力端子に接続され、出力端子が移相器１４＿２の入力端子に接続されている。また、増幅素子１３＿２は、入力端子から供給される基本波である第２信号を増幅し、増幅した信号を第２増幅信号として出力端子から出力する。ここで、増幅素子１３＿２は、増幅素子１３＿１と同様に、基本波である入力無線周波数信号と、増幅過程で発生した高調波である２倍波とで出力整合を取り、この２倍波を十分に発生させ、基本波とともに出力する。

移相器１４＿１は、入力無線周波数信号の周波数における移相回転量（電気長）がＸであり、入力端子から供給される第１増幅信号の位相を、移相回転量Ｘだけ移相する。
移相器１４＿２は、入力無線周波数信号の周波数における移相回転量（電気長）が移相器１４＿１と同様にＸであり、入力端子から供給される第２増幅信号の位相を、移相回転量Ｘだけ移相する。
上述したように、移相器１４＿１と移相器１４＿２との各々において、それぞれ移相回転量Ｘの設定を適切に微調整を行うことにより、増幅素子１３＿１の出力端子から増幅素子１３＿２の出力端子に注入される２倍波と、逆に、増幅素子１３＿２の出力端子から増幅素子１３＿１の出力端子に注入される２倍波との位相を、高精度に最適化することができる。

すなわち、本実施形態においては、移相器１４＿１及び移相器１４＿２による２倍波の位相の最適化として、増幅素子１３＿１の出力端子と増幅素子１３＿２の出力端子との各々が２倍波の電圧定在波の節となるように微調整が行われている。ここで、増幅素子１３＿１及び増幅素子１３＿２の各々がＦＥＴである場合、出力端子はドレインである。また増幅素子１３＿１及び増幅素子１３＿２の各々がバイポーラトランジスタである場合、出力端子はコレクタである。
これにより、２倍波が増幅素子１３＿１及び増幅素子１３＿２の各々に反射される位相を適切に調整することができ、増幅素子１３＿１及び増幅素子１３＿２各々において高効率のＦ級動作を実現することができる。

図２は、アンテナ１５の構成例を示す図である、図２（ａ）は、アンテナ１５の構成を示す平面図である。この図２（ａ）において、アンテナ放射導体１５＿１は平面導体で誘電体基板１５＿０上面に形成されており、２つの給電点１５＿４及び給電点１５＿５を有する、例えば一辺がＬ（＝３８．３ｍｍ）の正方形状の方形マイクロストリップアンテナである。アンテナ放射導体１５＿１と、給電線路１５＿２と、給電線路１５＿３との各々は、誘電体基板１５＿０上に形成された平面導体をパターンニングして形成されている。給電経路１５＿２は給電ポートＰ１に対応し、給電経路１５＿３は給電ポートＰ２に対応している。誘電体基板１５＿０の厚さは０．８ｍｍであり、アンテナ素子１５＿１は一辺がＬ＝３８．３ｍｍの正方形であり、給電線路１５＿２及び給電線路１５＿３の各々は線幅が１．８４ｍｍである。誘電体基板１５＿０は、比誘電率が３．２６であり、誘電正接が０．００３７である。

給電線路１５＿２は、長さが６５．７６ｍｍ（３λ／４）であり、一端が移相器１４＿１の出力端子に接続され、他端がアンテナの給電点１５＿４に接続されている。また、給電線路１５＿３は、長さが２１．９２ｍｍ（λ／４）であり、一端が移相器１４＿２の出力端子に接続され、他端がアンテナの給電点１５＿５に接続されている。したがって、給電線路１５＿２は、給電線路１５＿３に対して、線路長がλ／２分長く形成されている。これにより、同一位相の信号が給電線路１５＿２と給電線路１５＿３とに供給された場合、この線路長がλ／２分長い領域の存在により、給電点１５＿４に供給される信号と、給電点１５＿５に供給される信号とは移相が１８０°異なる。給電経路１５＿２は一端が給電点１５＿４と接続され、他端が給電ポートＰ１となっている。給電経路１５＿３は一端が給電点１５＿５と接続され、他端が給電ポートＰ２となっている。
ここで、図２（ａ）においては、給電経路１５＿２において図１における移相器１２の構成を含んで示している。したがって、給電ポートＰ１と給電ポートＰ２との各々に対し、同一位相の第１増幅信号及び第２増幅信号がそれぞれ供給されると、この移相器１２により第１増幅信号の位相が変化する。

すなわち、第１増幅信号の基本波成分と第２増幅信号の基本波成分とは、それぞれ給電ポートＰ１と給電ポートＰ２とに同一位相で供給された場合、アンテナ１５の給電点１５＿４及び給電点１５＿５に対して供給される際、第１増幅信号の位相が移相されるので、各々の位相が１８０°異なる。このため、給電点１５＿４における第１増幅信号の基本波成分と、給電点１５＿５における第２増幅信号の基本波成分との位相差は１８０°、すなわち逆相給電となって同相合成される。一方、第１増幅信号の２倍波成分と第２増幅信号の２倍波成分とは、それぞれ給電ポートＰ１と給電ポートＰ２とに同一位相で供給された場合、アンテナ１５の給電点１５＿４及び給電点１５＿５に対して供給される際、第１増幅信号の位相が基本波に対して１８０°移相されるため、各々の位相が同位相のままとなる。したがって、アンテナ１５の給電点１５＿４及び給電点１５＿５に対して供給される際、第１増幅信号及び第２増幅信号の各々の２倍波成分が同位相であるため、給電点１５＿４における第１増幅信号の２倍波成分と給電点１５＿５における第２増幅信号の２倍波成分とは同相給電となって逆相合成される。

また、給電点１５＿４及び給電点１５＿５の各々は、アンテナの中心Ｐに対して対称な位置に設けられている。給電点１５＿４及び給電点１５＿５の各々は、幅ｂ（＝３．８４ｍｍ）及び辺からの深さａ（＝６．１ｍｍ）に形成された溝の底部分に、それぞれ設けられている。また、給電点１５＿４及び給電点１５＿５の各々は、スルーホールなどを用いたピン給電型、あるいは図２に示すように、マイクロストリップ線路形である。
アンテナ１５においては、上述した構成により、給電点１５＿４に給電された第１増幅信号と、給電点１５＿５に給電された第２増幅信号とが周波数が同一である場合、同一偏波面かつ逆位相で合成される。

図２（ｂ）は、アンテナ１５におけるマイクロスロット経路及びマイクロストリップアンテナの設計パラメータを示すテーブルである。Ｌは方形方形マイクロストリップアンテナであるアンテナ放射導体１５＿１の各辺の長さを示している。Ｌ１１は給電経路１５＿２の長さを示し、Ｌ１２は給電経路１５＿３の長さを示している。ａは給電点１５＿４及び給電点１５＿５の形成されている溝の深さを示し、ｂは溝の幅を示している

図２（ｃ）は、アンテナ１５におけるマイクロスロット経路及び誘電体基板の設計パラメータを示すテーブルである。この図２（ｃ）においては、誘電体基板１５＿０の比誘電率、誘電正接、基板厚さを示している。また、図２（ｃ）においては、給電経路１５＿２及び給電経路１５＿３の給電線路幅を示している。

図３は、電磁界解析によって求めた、アンテナ１５における電流密度分布を示す図である。図３において、色が濃くなっている領域ほど電圧定在波が発生していることを示している。図３（ａ）において、アンテナ放射導体１５＿１に対して基本波（２．２２５ＧＨｚ）が逆相給電され、かつアンテナ放射導体１５＿１において同一位相で合成される。このため、図３（ａ）から、第１増幅信の基本波成分号及び第２増幅信号の基本波成分が同位相で合成され、アンテナ放射導体１５＿１上に電圧定在波が生じ、高周波エネルギーが電波として効率的に空間に放射される状態であることが判る。

一方、図３（ｂ）において、アンテナ放射導体１５＿１に対して２倍波（４．４５ＧＨｚ）が同相給電され、かつアンテナ放射導体１５＿１において逆位相で合成される。このため、図３（ｂ）から、第１増幅信号の２倍波成分及第２増幅信号の２倍波成分が逆位相で合成され、高周波エネルギーはアンテナ放射導体１５＿１から反射されて、アンテナ放射導体１５＿１上に電圧定在波が生じず、電波が空間に放射されない状態であることが判る。

次に、本実施形態による無線送信機１の動作を図１を用いて説明する。
分配器１１は、図示されない外部機器から供給される入力無線周波数信号を、第１信号と第２信号とに、同一位相及び同一振幅で分配して出力する。
そして、移相器１２は、入力端子から供給される第１信号を、１８０°位相回転させて出力端子を介して増幅素子１３＿１に対して出力する。

第１信号が入力端子に供給されると、増幅素子１３＿１は、位相が１８０°位相回転した第１信号の増幅を行い、基本波成分及び２倍波成分を含む第１増幅信号を移相器１４＿１に対して出力する。
第２信号が入力端子に供給されると、増幅素子１３＿２は、位相回転していない第２信号の増幅を行い、基本波成分及び２倍波成分を含む第２増幅信号を移相器１４＿２に対して出力する。

移相器１４＿１は、第１増幅信号の位相を位相回転量Ｘだけ移相させ、アンテナ放射導体１５＿１の給電点１５＿４に対して供給する。ここで、第１増幅信号におけ基本波成分及び２倍波成分の双方の位相が移相される。
同様に、移相器１４＿２は、第２増幅信号の位相を位相回転量Ｘだけ移相させ、アンテナ放射導体１５＿１の給電点１５＿５に対して供給する。ここで、第２増幅信号におけ基本波成分及び２倍波成分の双方の位相が移相される。

ここで、移相器１２により、第１増幅信号が第２増幅信号に対して１８０°位相回転されており、かつ移相器１４＿１と移相器１４＿２との位相回転量が同一のＸであるため、移相器１４＿１から出力される第１増幅信号は移相器１４＿２から出力される第２増幅信号に対して１８０°位相回転している状態は変化していない。このため、２倍波がアンテナ放射導体１５＿１において反射されるようにする高調波インピーダンスの調整が、基本波に対する負荷インピーダンスに影響を与えることなく行うことができる。

アンテナ放射導体１５＿１においては、給電点１５＿４に給電される第１増幅信号における基本波成分と、給電点１５＿５に供給される第２増幅信号における基本波成分とが逆位相で供給される（１８０°移相がずれて供給される）ため、同一位相での合成が行われ、供給される高周波エネルギーが高効率で電波として空間に放射される。
一方、アンテナ放射導体１５＿１においては、給電点１５＿４に給電される第１増幅信号における２倍波成分と、給電点１５＿５に供給される第２増幅信号における２倍波成分とが同一位相で供給される（３６０°移相がずれて供給される）ため、逆位相での合成が行われ、供給される高周波エネルギーが増幅素子１３＿１及び増幅素子１３＿２に対して全反射される。

以上のように、基本波はアンテナ放射導体１５＿１において同一移相で合成され、一方、２倍波はアンテナ放射導体１５＿１において逆移相で合成される。
すなわち、本実施形態によれば、アンテナ放射導体１５＿１において、基本波成分の高周波エネルギーが放射される状態を維持しながら、２倍波の反射状態を調整することが可能となる。

また、本実施形態においては、基本波がアンテナ放射導体１５＿１から効率よく、電波として空間に放射され、一方、２倍波がそれぞれの増幅素子のドレインで「節」となるような電圧定在波を発生させる。このとき、２倍波の高周波エネルギーは、増幅素子の出力端子に対し、放射導体１５＿１から反射されている。これにより、従来のように、給電線路における線路端の開放や短絡による反射に依存しない２倍波の負荷条件を実現することができる。
したがって、本実施形態における増幅器は、高効率のＦ級動作を実現し、かつ、従来の高調波リアクション型増幅器（ＨＲＡ）と異なり、２倍波を除去するための高調波反射フィルタを要しないアンテナ一体型増幅器であり、無線送信機の小型集積化を可能とすることができる。

図４は、本実施形態の変形例である、垂直偏波及び水平偏波の双方に対応する正方形マイクロストリップアンテナ（偏波用２点給電型アンテナ）を用いた場合の無線送信機の構成例を示す図である。
無線送信機１Ａは、増幅器１０と、増幅器２０と、アンテナ１５Ａとを備えている。増幅器１０は、すでに述べたように、分配器１１と、移相器１２と、増幅素子１３＿１と、増幅素子１３＿２と、移相器１４＿１と、移相器１４＿２とを備えている。また、増幅器２０は、分配器２１と、移相器２２と、増幅素子２３＿１と、増幅素子２３＿２と、移相器２４＿１と、移相器２４＿２とを備えている。ここで、分配器２１、移相器２２、増幅素子２３＿１、増幅素子２３＿２、移相器２４＿１及び移相器２４＿２の各々は、それぞれ、分配器１１、移相器１２、増幅素子１３＿１、増幅素子１３＿２、移相器１４＿１、移相器１４＿２と同様の構成である。

アンテナ１５には、増幅器１０からの第１増幅信号が供給される給電点１５＿４と、増幅器１０からの第２増幅信号が供給される給電点１５＿５と、増幅器２０からの第１増幅信号が供給される給電点１５＿６と、増幅器２０からの第２増幅信号が供給される給電点１５＿７との４個の給電点が設けられている。
給電点１５＿４及び給電点１５＿５には、アンテナ１５Ａが垂直偏波の電波を空間に放射するための高周波エネルギーが、第１増幅信号及び第２増幅信号の各々における基本波成分として供給される。
一方、給電点１５＿６及び給電点１５＿７には、アンテナ１５Ａが水平偏波の電波を空間に放射するための高周波エネルギーが、第１増幅信号及び第２増幅信号の各々における基本波成分として供給される。
これにより、本実施形態の変形例によれば、正方形マイクロストリップアンテナの場合、２つの直線偏波を共用した偏波共用アンテナ素子として使用することができるため、水平偏波用の増幅器２０と垂直偏波用の増幅器２０を接続した無線送信機を構成しても良い。

＜第２の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。図５は、この発明の第２の実施形態による無線送信機の構成例を示す図である。この図５において、無線送信機１Ｂは、分配器３１と、移相器３２と、増幅素子３３＿１と、増幅素子３３＿２と、移相器３４＿１と、移相器３４＿２と、アンテナ１５（第１の実施形態と同様）とを備えている。なお、増幅素子３３＿１及び増幅素子３３＿２の各々の出力端子の先に設けられる、各々の増幅素子から出力される増幅信号における基本波成分及び２倍波成分それぞれの周波数に対して整合を取る整合回路に関する記載は省略している。また、入力される基本波の周波数は、２．２２５ＧＨｚとして説明する。また、分配器３１、移相器３２、増幅素子３３＿１、増幅素子３３＿２、移相器３４＿１及び移相器３４＿２の各々の構成が増幅器３０を構成している。分配器３１、移相器３２、増幅素子３３＿１、増幅素子３３＿２、移相器３４＿１及び移相器３４＿２との各々は、それぞれ第１の実施形態における分配器１１、移相器１２、増幅素子１３＿１、増幅素子１３＿２、移相器１４＿１、移相器１４＿２と同様の構成である。

分配器３１は、電力分配器であり、入力端子から入力される信号である入力無線周波数信号（基本波）を同一位相、同一振幅にて第１信号と第２信号との各々に分配し、それぞれ第１出力端子、第２出力端子から出力する。

増幅素子３３＿１は、入力端子が分配器３１の第１出力端子に接続され、出力端子が移相器３２の入力端子に接続されている。また、増幅素子３３＿１は、入力端子から供給される基本波である第１信号を増幅し、増幅した信号を第１増幅信号として出力端子から出力する。ここで、増幅素子３３＿１は、基本波である入力無線周波数信号と、基本波の２倍波とで出力整合を取り、２倍波が十分に発生し、基本波とともに出力する。

増幅素子３３＿２は、入力端子が分配器１１の第２出力端子に接続され、出力端子が移相器３４＿２の入力端子に接続されている。また、増幅素子３３＿２は、入力端子から供給される基本波である第２信号を増幅し、増幅した信号を第２増幅信号として出力端子から出力する。ここで、増幅素子３３＿２は、増幅素子３３＿１と同様に、基本波である入力無線周波数信号と、基本波の２倍波とで出力整合を取り、２倍波が十分に発生し、基本波とともに出力される。

移相器３２は、入力端子が増幅素子３３＿１の出力端子に接続され、出力端子が移相器３４＿１の入力端子に接続されている。また、移相器３２は、入力無線周波数信号の周波数における移相回転量（電気長）が、入力無線周波数信号の波長λの１／２であり、第１増幅信号の移相を第２増幅信号に対して１８０°移相する。これにより、第１増幅信号の位相は、第２増幅信号の位相に対して逆位相となる。

移相器３４＿１は、入力無線周波数信号の周波数における移相回転量（電気長）がＸであり、入力端子から供給される第２増幅信号に対して１８０°移相された第１増幅信号の移相を、移相回転量Ｘだけ移相する。
移相器３４＿２は、入力無線周波数信号の周波数における移相回転量（電気長）が移相器３４＿１と同様にＸであり、入力端子から供給される第２増幅信号の移相を、移相回転量Ｘだけ移相する。

上述したように、移相器３４＿１と移相器３４＿２との各々において、それぞれ移相回転量Ｘの設定を適切に微調整を行うことにより、第１の実施形態と同様に、増幅素子３３＿１の出力端子から増幅素子３３＿２の出力端子に注入される２倍波と、逆に、増幅素子３３＿２の出力端子から増幅素子３３＿１の出力端子に注入される２倍波との位相を、高精度に最適化することができる。

したがって、第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、基本波がアンテナ放射導体１５＿１において同一移相で合成され、一方、２倍波がアンテナ放射導体１５＿１において逆移相で合成される。
すなわち、本実施形態によっても、アンテナ放射導体１５＿１において、基本波成分の高周波エネルギーが放射される状態を維持しながら、２倍波の反射状態を調整することが可能となる。

また、本実施形態においては、第１の実施形態と同様に、基本波がアンテナ放射導体１５＿１から効率よく、電波として空間に放射され、一方、２倍波がそれぞれの増幅素子のドレインで「節」となるような電圧定在波を発生させる。このとき、２倍波の高周波エネルギーは、増幅素子の出力端子に対し、放射導体１５＿１から反射されている。これにより、従来のように、給電線路における線路端の開放や短絡による反射に依存しない２倍波の負荷条件を実現することができる。
したがって、本実施形態における増幅器は、第１の実施形態と同様に、高効率のＦ級動作を実現し、かつ、従来の高調波リアクション型増幅器（ＨＲＡ）と異なり、２倍波を除去するための高調波反射フィルタを要しないアンテナ一体型増幅器であり、無線送信機の小型集積化を可能とすることができる。
第１の実施形態と第２の実施形態とにおいて記載されたように、移相器１２（あるいは移相器３２）は、分配器１１（あるいは分配器３２）の第１出力端子と、給電点１５＿４との間のいずれの位置に配置しても良い。

＜第３の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。図６は、この発明の第３の実施形態による無線送信機の構成例を示す図である。この図６において、無線送信機１Ｃは、分配器４１と、増幅素子４３＿１と、増幅素子４３＿２と、移相器４４＿１と、移相器４４＿２と、２ポート給電型のアンテナであるアンテナ４５とを備えている。なお、増幅素子４３＿１及び増幅素子４３＿２の各々の出力端子の先に設けられる、各々の増幅素子から出力される増幅信号における基本波成分及び２倍波成分それぞれの周波数に対して整合を取る整合回路に関する記載は省略している。また、入力される基本波の周波数は、２．２２５ＧＨｚとして説明する。また、分配器４１、増幅素子４３＿１、増幅素子４３＿２、移相器４４＿１及び移相器４４＿２の各々のが増幅器４０を構成している。分配器４１、増幅素子４３＿１、増幅素子４３＿２、移相器４４＿１及び移相器４４＿２との各々は、それぞれ第１の実施形態における分配器１１、増幅素子１３＿１、増幅素子１３＿２、移相器１４＿１、移相器１４＿２と同様の構成である。

分配器４１は、電力分配器であり、入力端子から入力される信号である入力無線周波数信号（基本波）を同一位相、同一振幅にて第１信号と第２信号との各々に分配し、それぞれ第１出力端子、第２出力端子から出力する。

増幅素子４３＿１は、入力端子が分配器４１の第１出力端子に接続され、出力端子が移相器４２の入力端子に接続されている。また、増幅素子４３＿１は、入力端子から供給される基本波である第１信号を増幅し、増幅した信号を第１増幅信号として出力端子から出力する。ここで、増幅素子４３＿１は、基本波である入力無線周波数信号と、基本波の２倍波とで出力整合を取り、２倍波が十分に発生し、基本波とともに出力する。

増幅素子４３＿２は、入力端子が分配器４１の第２出力端子に接続され、出力端子が移相器４４＿２の入力端子に接続されている。また、増幅素子４３＿２は、入力端子から供給される基本波である第２信号を増幅し、増幅した信号を第２増幅信号として出力端子から出力する。ここで、増幅素子４３＿２は、増幅素子４３＿１と同様に、基本波である入力無線周波数信号と、基本波の２倍波とで出力整合を取り、２倍波が十分に発生し、基本波とともに出力する。

移相器３４＿１は、入力端子が増幅素子４３＿１の出力端子に接続され、入力無線周波数信号の周波数における移相回転量（電気長）がＸであり、入力端子から供給される第１増幅信号の移相を、移相回転量Ｘだけ移相する。
移相器３４＿２は、入力端子が増幅素子４３＿２の出力端子に接続され、入力無線周波数信号の周波数における移相回転量（電気長）が移相器３４＿１と同様にＸであり、第１増幅信号と同一位相の入力端子から供給される第２増幅信号の移相を、移相回転量Ｘだけ移相する。

上述したように、移相器４４＿１と移相器４４＿２との各々において、それぞれ移相回転量Ｘの設定を適切に微調整を行うことにより、増幅素子４３＿１の出力端子から増幅素子４３＿２の出力端子に注入される２倍波と、逆に、増幅素子４３＿２の出力端子から増幅素子４３＿１の出力端子に注入される２倍波との位相を、高精度に最適化することができる。

すなわち、本実施形態においては、移相器４４＿１及び移相器４４＿２による２倍波成分の位相の最適化により、アンテナ４５の給電点が第１増幅信号及び第２増幅信号における２倍波成分の電圧定在波の節となるように適切に微調整が行われている。
これにより、本実施形態においては、第１増幅信号及び第２増幅信号における基本波成分の電力を空間に放射し、一方、２倍波が給電経路及び給電点を低損失で通過する特性を有するようになり、増幅素子４３＿１及び増幅素子４３＿２の各々に高周波エネルギーが注入され、増幅素子４３＿１及び増幅素子４３＿２各々において高効率のＦ級動作を実現することができる。

図７は、図６におけるアンテナ４５の構成例を示す平面図である。この図７に示すアンテナ４５は、スロット結合円形マイクロストリップアンテナであり、２つの給電ポート（後述するＰ１、Ｐ２）を有しており、入力無線周波数信号の２倍波を、２つの給電ポート間を低損失で透過させる。一方、アンテナ４５は、２つの給電ポートから供給される入力無線周波数信号の基本波の電力を空間に電波として放射させる特性を有している。
図７（ａ）に示されるように、アンテナ４５は、誘電体基板４５＿１と、誘電体基板４５＿２との間に接地導体板４５＿３が介挿された３層構造で形成されている。ここで、誘電体基板４５＿１において、接地導体板４５＿３の面と対向する面と逆の面を、この誘電体基板４５＿１の表面とする。また、誘電体基板４５＿２において、接地導体板４５＿３の面と対向する面と逆の面を、誘電体基板４５＿２の裏面として説明する。

図７（ｂ）は、誘電体基板４５＿１の表面に形成されたアンテナ放射導体４５＿２を示している。このアンテナ放射導体４５＿２０は半径ａ（＝２１．８５）である。
図７（ｃ）は、誘電体基板４５＿２の裏面に形成されたマイクロストリップ配線（線路幅が１．８４ｍｍ）である給電経路４５＿７と給電経路４５＿８とを示している。隣接して直行する辺Ｓ１及び辺Ｓ２の各々から、それぞれ給電経路４５＿７、給電経路４５＿８が形成されている。すなわち、給電経路４５＿７は辺Ｓ２に対して平行に、辺Ｓ１の給電ポートＰ１から配線され、給電経路４５＿８は辺Ｓ１に対して平行に、辺Ｓ２の給電ポートＰ２から配線されている。給電経路４５＿７及び給電経路４５＿８の直交した点（交差点）が給電点４５＿５である。また、給電経路４５＿７は辺Ｓ１に接する一端からから給電点４５＿５までの長さがＬ_１（＝６５．７８ｍｍ）であり、給電経路４５＿８も同様に辺Ｓ２に接する一端から給電点４５＿５までの長さがＬ_１（＝６５．７８ｍｍ）である。給電経路４５＿７及び給電経路４５＿８の双方共に、給電点から他端までの長さがＬ_２（＝２１．９２ｍｍ）である。図７（ａ）は、図７（ｃ）に示す線分Ａ−Ａにおける線視断面図である。

図７（ａ）に示すように、接地導体板４５＿３には結合用スロット４５＿９が設けられている。この給電用スロット４５＿９は、図７（ｂ）に示すように、幅がｆ（＝２ｍｍ）であり、長さがｇ（＝１０ｍｍ）の短冊形状であり、アンテナ放射導体４５＿２０と平面視で重なる位置に形成されている。また、給電点４５＿５は、平面視において、アンテナ放射導体４５＿２０及び給電用スロット４５＿９の双方と重なる位置に形成されている。これにより、給電点４５＿５から結合用スロット４５＿９を介してアンテナ放射導体４５＿２０に対して電力が給電される。ここで、ｄ（＝８．７４ｍｍ）は、アンテナ放射導体４５＿２０の中心と給電点４５＿５との距離を示している。誘電体基板４５＿１及び誘電体基板４５＿２０の各々は、第１の実施形態における誘電体基板１５−１と同様である。

図８は、電磁界解析によって求めた、アンテナ４５における電流密度分布を示す図である。図８において、色が濃くなっている領域ほど電圧定在波が発生していることを示している。図８（ａ）において、アンテナ放射導体４５＿２０に対して基本波（２．２２５ＧＨｚ）が給電スロット４５＿９を介して同相給電され、かつアンテナ放射導体４５＿２０において同位相で合成される。このため、図８（ａ）から、第１増幅信号の基本波成分及び第２増幅信号の基本波成分が同位相で合成され、アンテナ放射導体４５＿１上に電圧定在波が生じ、高周波エネルギーが電波として効率的に空間に放射される状態であることが判る。電流密度分布の解析結果としては、図８（ａ）の場合、アンテナ４５における基本波成分の電力反射率が３％であり、電力透過率が１６％であり、効率的に高周波エネルギーが電波として放射されていることが判る。

一方、図８（ｂ）において、アンテナ放射導体４５＿２０に対して２倍波（４．４５ＧＨｚ）が給電点４５＿４において電圧定在波の節ができるため、アンテナ放射導体４５＿１に対して給電されることなく、給電線路４５＿７及び給電経路４５＿８間を透過する。このため、図８（ｂ）から、第１増幅信号の２倍波成分及び第２増幅信号の２倍波成分がアンテナ放射導体４５＿２０上に高周波エネルギーが給電されることなく、高周波エネルギーが電波として空間に放射されない状態であることが判る。電流密度分布の解析結果としては、図８（ｂ）の場合、アンテナ４５における２倍波成分の電力反射率が１％であり、電力透過率が９１％であり、高周波エネルギーが電波として放射されていないことが判る。

上述したように、基本波成分及び２倍波成分の各々において、電力反射率ともに少ない。一方、透過率は基本波成分に対して２倍波の方が大きい値となっている。この電力反射率及び透過率の数値から、基本波成分の高周波エネルギーがアンテナ放射導体４５＿２０から電波として空間に放射され、２倍波成分の高周波エネルギーがアンテナ放射導体４５＿２０に供給されることなく、給電線路４５＿７及び給電経路４５＿８間を透過するのみであることが示されている。すなわち、増幅素子４３＿１及び増幅素子４３＿２から出力される２倍波成分が適切な位相で、それぞれ互いに他方の増幅素子に戻っているため、各々の増幅素子はＦ級動作となっている。

次に、本実施形態による無線送信機１の動作を図６及び図７を用いて説明する。
分配器４１は、図示されない外部機器から供給される入力無線周波数信号を、第１信号と第２信号とに、同一位相及び同一振幅で分配して出力する。
第１信号が入力端子に供給されると、増幅素子４３＿１は、第１信号の増幅を行い、基本波成分及び２倍波成分を含む第１増幅信号を移相器４４＿１に対して出力する。
第２信号が入力端子に供給されると、増幅素子４３＿２は、第２信号の増幅を行い、基本波成分及び２倍波成分を含む第２増幅信号を移相器４４＿２に対して出力する。

移相器４４＿１は、第１増幅信号の位相を位相回転量Ｘだけ移相させ、アンテナ放射導体４５＿２に対して結合スロット４５＿９を介して給電する給電点４５＿５に対して供給する。ここで、第１増幅信号におけ基本波成分及び２倍波成分の双方の位相が移相される。
同様に、移相器４４＿２は、第２増幅信号の位相を位相回転量Ｘだけ移相させ、アンテナ放射導体４５＿２に対して結合スロット４５＿９を介して給電する給電点４５＿５に対して供給する。ここで、第２増幅信号におけ基本波成分及び２倍波成分の双方の位相が移相される。

ここで、移相器４４＿１と移相器４４＿２との位相回転量が同一のＸであるため、移相器４４＿１から出力される第１増幅信号の基本波成分と、移相器４４＿２から出力される第２増幅信号基本波成分とが同一位相である。また、移相器４４＿１から出力される第１増幅信号の２倍波成分と、移相器４５＿２０から出力される第２増幅信号の２倍波成分も同一位相であるが、給電点４５＿５において電圧定在波の節が形成されるように位相回転量Ｘ°が設定されているため、アンテナ放射導体４５＿２０に給電されず、給電経路４５＿７及び給電経路４５＿８を透過させる高調波インピーダンスの調整が、基本波に対する負荷インピーダンスに影響を与えることなく行うことができる。

上述したように、アンテナ放射導体４５＿２０においては、給電点４５＿５に給電される第１増幅信号における基本波成分と、第２増幅信号における基本波成分とが同相給電されるため、同一位相での合成が行われ、供給される高周波エネルギーが高効率で電波として空間に放射される。
一方、アンテナ放射導体４５＿２０においては、給電点４５＿５に給電される第１増幅信号における２倍波成分と、第２増幅信号における２倍波成分とが同相給電されているが、給電点４５＿５において電圧定在波の節が形成されるため、高周波エネルギーが供給されず、給電経路４５＿７及び給電経路４５＿８を透過する。

以上のように、基本波はアンテナ放射導体４５＿２０において同一位相で合成され、一方、２倍波はアンテナ放射導体４５＿２に供給されずに、給電経路４５＿７及び給電経路４５＿８を透過し、増幅素子４３＿１及び増幅素子４３＿２の各々の出力側に対して注入される。したがって、移相器４３＿１及び移相器４３＿２における位相回転量Ｘを適切に設定することにより、高調波リアクション型増幅器と同様に、２倍波成分に対して給電点４５＿５が節となる位相を与えることにより、増幅素子へ反射されることになり、Ｆ級動作を実現することができる。
すなわち、本実施形態によれば、アンテナ放射導体４５＿２において、基本波成分の高周波エネルギーが放射される状態を維持しながら、２倍波成分の高周波エネルギーが供給されない状態を調整することが可能となる。

また、本実施形態においては、基本波の高周波エネルギーがアンテナ放射導体４５＿２０から効率よく、電波として空間に放射され、一方、２倍波がアンテナ放射導体４５＿２０の給電点４５＿５において「節」となるような電圧定在波を発生させている。これにより、従来のように、給電線路における線路端の開放や短絡による反射に依存しない２倍波の負荷条件を実現することができる。
したがって、本実施形態における増幅器は、高調波リアクション型増幅器（ＨＲＡ）と同様の動作を行い、かつ、従来のように２倍波を除去するための高調波反射フィルタを要しないアンテナ一体型増幅器であり、無線送信機の小型集積化を可能とすることができる。

＜第４の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。図９は、この発明の第４の実施形態によるアンテナ５５の構成例を示す平面図である。本実施形態によるアンテナ５５は、２入力型コプレーナ線路給電方式正方形マイクロストリップアンテナである。このアンテナ５５に給電する増幅器としては、第３の実施形態における増幅器４０が用いられ、無線通信機が構成される。この図９に示すアンテナ５５は、２入力型コプレーナ線路給電方式正方形マイクロストリップアンテナであり、第３の実施形態におけるアンテナ４５と同様に、２つの給電ポート（Ｐ１、Ｐ２）を有しており、入力無線周波数信号の２倍波を、２つの給電ポート間を低損失で透過させる。一方、アンテナ５５は、入力無線周波数信号の基本波により、２つの給電ポートから供給される電力により空間に電波を放射させる特性を有している。

図９に示されるように、アンテナ５５は、誘電体基板５５＿１と、誘電体基板５５＿２とが貼着された２層構造で形成されている。誘電体基板５５＿１及び誘電体基板５５＿２の各々は、比誘電率が３．２６であり、基板の厚さが０．８ｍｍである。ここで、誘電体基板５５＿１における誘電体基板５５＿２と対向する面と逆の面を誘電体基板５５＿１の表面とし、誘電体基板５５＿２における誘電体基板５５＿１と対向する面と逆の面を、誘電体基板５５＿２の裏面として説明する。

図９（ａ）は、誘電体基板５５＿１の表面に形成されたコプレーナ線路５５＿３の構成を示している。このコプレーナ線路５５＿３は、長さが２×Ｌ２（＝２×４８．７ｍｍ）であり、幅Ｌ３（＝１．８４ｍｍ）である。コプレーナ経路＿５５＿３は、一端が自身と同一幅のマイクロストリップ線路５５＿４に接続され、他端が自身と同一幅のマイクロクトリップ線路５５＿５に接続されている。また、このコプレーナ線路５５＿３は、平面導体層５５＿６及び平面導体層５５＿７の間に、それぞれと間隙挟まれて形成されている。この平面導体層５５＿６及び平面導体層５５＿７の各々は、接地された接地導体である。
平面導体層５５＿７は、コプレーナ線路５５＿３と対向する辺において、このコプレーナ線路５５＿３の中心に対応した部分に溝５５＿８が形成されている。
コプレーナ線路５５＿３には、溝５５＿８内に対し、幅がコプレーナ線路５５＿３と同一の長さＬ１の突起状の給電経路５５＿９が設けられている。この給電経路５５＿９は、一端が上述したようにコプレーナ線路５５＿３と接続され、他端が後述するアンテナ放射導体（アンテナ放射導体５５＿２０）に電力を供給する給電点５５＿１０である。

図９（ｂ）は、誘電体基板５５＿２の表面に形成されたアンテナ放射導体５５＿２０の構成を示している。アンテナ放射導体５５＿２０は、一辺がａ（＝３８．３３）の正方形の形状をした平面導体層であり、誘電体基板５５＿１の給電点５５＿８と平面視で重なる位置に形成されている。ここで、ｄ（１３．４ｍｍ）は、平面視において給電経路５５＿９とアンテナ放射導体５５＿２０の辺とが交差した位置から給電点５５＿９の位置までの距離、すなわち給電オフセット量を示している。また、誘電体基板５５＿２には、平面視において、誘電基板５５＿１に形成されているコプレーナ線路５５＿３と直行する平面導体層５５＿２１及び平面導体層５５＿２２が形成されている。平面導体層５５＿２１及び平面導体層５５＿２２の各々は、コプレーナ線路５５＿３と直行する誘電体基板５５＿２の辺部分に形成されている。

また、平面導体層５５＿２１は、ビア（ｖｉａ）５５１２により、誘電体基板５５＿１における平面導体層５５＿６と接続され、ビア５５＿１４により誘電体基板５５＿１における平面導体層５５＿７と接続されている。平面導体層５５＿２２は、ビア５５＿１１により誘電体基板５５＿１における平面導体層５５＿６と接続され、ビア５５＿１３により誘電体基板５５＿１における平面導体層５５＿７と接続されている。上述した構成により、平面導体層５５＿２１及び平面導体層５５＿２２の各々は、平面導体層５５＿６及び平面導体層５５＿７の各々と同様に、接地された接地導体である。ここで、ビアは、誘電体基板５５＿１及び誘電体基板５５＿２の各々を貫通する穴が形成され、この穴に導体を充填することにより、誘電体基板５５＿１の表面に形成された導体層と誘電体基板５５＿２の裏面に形成された導体層とを電気的に接続するコンタクトである。

図９（ｃ）は、誘電体基板５５＿１及び誘電体基板５５＿２と、それぞれに形成される導体パターンの設計パラメータを示すテーブルである。ここで、比誘電比率及び基板圧は、誘電体基板５５＿１及び誘電体基板５５＿２の設計パラメータを示している。マイクロストリップ線路幅は、コプレーナ配線５５＿３、給電経路５５＿９、マイクロストリップ線路５５＿４及びマイクロストリップ線路５５＿５の線路幅を示している。コプレーナ線路スリット幅は、コプレーナ線路５３＿３と平面導体層５５＿６及び平面導体層５５＿７の各々の対向する辺と間隙の距離、また給電線路５５＿１０とこの給電線路５５＿１０に対向する溝５５＿８の辺との間隙の距離を示している。ａは、正方形状のアンテナ放射導体５５＿２０の各辺の長さを示している。給電オフセット量ｄは、給電点５５＿１０と、給電経路５５＿９と交差するアンテナ放射導体５５＿２０の辺との距離を示している。Ｌ１は給電経路の長さを示している。Ｌ２はコプレーナ線路５５＿３の半分の長さ、すなわちコプレーナ線路５５＿３の中心からマイクロストリップ線路５５＿４（あるいはマイクロストリップ線路５５＿５）との接続点までの距離を示している。

上述したように、アンテナ５５は、誘電体基板５５＿１及び誘電体基板５５＿２による２層構造の背面給電方式の正方形マイクロストリップアンテナであり、マイクロストリップ線路５５＿４及びマイクロストリップ配線５５＿５の２つの給電経路を有し、アンテナ放射導体５５＿２０に対する一つの給電点５５＿１０を有している。また、マイクロストリップ線路（Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ Ｌｉｎｅ；ＭＳＬ）のインピーダンスは５０Ω（オーム）であり、給電点５５＿１０の給電点インピーダンスも５０Ωである。また、給電経路５５＿９の長さＬ２は２倍波の１／２波長である。

図１０は、電磁界解析によって求めた、アンテナ５５における電流密度分布を示す図である。図１０において、図８と同様に、色が濃くなっている領域ほど電圧定在波が発生していることを示している。図１０（ａ）において、アンテナ放射導体５５＿２０に対して基本波（２．２２５ＧＨｚ）が給電点５５＿１０を介して同相給電され、かつアンテナ放射導体５５＿２０において同位相で合成される。このため、図１０（ａ）から、第１増幅信号の基本波成分及び第２増幅信号の基本波成分が同位相で合成され、アンテナ放射導体５５＿２０上に電圧定在波が生じ、高周波エネルギーが電波として効率的に空間に放射される状態であることが判る。電流密度分布の解析結果としては、図１０（ａ）の場合、アンテナ５５における基本波成分の電力反射率が７％であり、電力透過率が５％であり、効率的に高周波エネルギーが電波として放射されていることが判る。

一方、図１０（ｂ）において、アンテナ放射導体５５＿２０に対して２倍波（４．４５ＧＨｚ）が給電点５５＿１０において電圧定在波の節ができるため、アンテナ放射導体５５＿２０に対して給電されることなく、コプレーナ線路５５＿３、マイクロストリップ線路５５＿４及びマイクロストリップ線路５５＿５間を透過する。このため、図１０（ｂ）から、第１増幅信号の２倍波成分及び第２増幅信号の２倍波成分がアンテナ放射導体５５＿２０上に高周波エネルギーが給電されることなく、高周波エネルギーが電波として空間に放射されない状態であることが判る。電流密度分布の解析結果としては、図１０（ｂ）の場合、アンテナ４５における２倍波成分の電力反射率が１６％であり、電力透過率が８４％であり、高周波エネルギーが電波として放射されていないことが判る。

また、図１１は、アンテナ５５に入力される信号の周波数に対するＳパラメータ特性解析結果を示す図である。
図１１（ａ）は、アンテナ５５に入力される信号の周波数に対応するＳパラメータの特性曲線を示すグラフである。この図１１（ａ）において、縦軸がＳパラメータ（Ｓ１１、Ｓ２１）値を示し、横軸が周波数を示している。また、実線がＳパラメータのＳ１１の解析結果を示しており、破線がＳパラメータのＳ２１の解析結果を示している。ここで、ＳパラメータであるＳ１１は反射率を示すパラメータであり、Ｓ１２は透過率を示すパラメータである。

図１１（ｂ）は、基本波の周波数４．２８ＧＨｚと２倍波の周波数２．１４との各々における、図１１（ａ）で示されるＳパラメータのＳ１１及びＳ２１の値を示すテーブルである。このテーブルが示すように、Ｓ１１が２．１４ＧＨｚの２倍波の場合に−１１．４で、４．２８ＧＨｚの基本波の場合に−８．０２であり、一方、Ｓ２１が２．１４ＧＨｚの２倍波の場合に−１２．９で、４．２８ＧＨｚの基本波の場合に−０．７５である。これらのＳパラメータの値から、すでに述べたアンテナ５５が、反射率が基本波に対して７％、２倍波に対して１６％であり、透過率が基本波に対して５％、２倍波に対して８４％の特性を有していることが判る。

上述したように、基本波成分及び２倍波成分の各々において、電力反射率ともに少ない。一方、透過率は基本波成分に対して２倍波の方が大きい値となっている。この電力反射率及び透過率の数値から、基本波成分の高周波エネルギーがアンテナ放射導体５５＿２０から電波として空間に放射され、２倍波成分の高周波エネルギーがアンテナ放射導体５５＿２０に供給されることなく、コプレーナ線路５５＿３、マイクロストリップ線路５５＿４及びマイクロストリップ線路５５＿５間を透過するのみであることが示されている。

以上のように、基本波はアンテナ放射導体５５＿２０において同一位相で合成され、一方、２倍波はアンテナ放射導体５５＿２０に供給されずに、コプレーナ線路５５＿３、マイクロストリップ線路５５＿４及びマイクロストリップ線路５５＿５を透過し、増幅素子４３＿１及び増幅素子４３＿２の各々の出力側に対して注入される。したがって、第３の実施形態と同様に、移相器４３＿１及び移相器４３＿２における位相回転量Ｘ°を適切に設定することにより、高調波リアクション型増幅器と同様に、２倍波成分に対して給電点４５＿５が節となる位相を与えることにより、増幅素子へ反射されることになり、Ｆ級動作を実現することができる。
すなわち、本実施形態によれば、第３の実施形態と同様に、アンテナ放射導体５５＿２０において、基本波成分の高周波エネルギーが放射される状態を維持しながら、２倍波の高周波エネルギーが供給されない状態を調整することが可能となる。

また、本実施形態においては、基本波の高周波エネルギーがアンテナ放射導体５５＿２０から効率よく、電波として空間に放射され、一方、２倍波がアンテナ放射導体５５＿２０の給電点５５＿１０において「節」となるような電圧定在波を発生させている。これにより、従来のように、給電線路における線路端の開放や短絡による反射に依存しない２倍波の負荷条件を実現することができる。
したがって、本実施形態における増幅器は、高調波リアクション型増幅器（ＨＲＡ）と同様の動作を行い、かつ、従来のように２倍波を除去するための高調波反射フィルタを要しないアンテナ一体型増幅器であり、無線送信機の小型集積化を可能とすることができる。

以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

１，１Ｂ…無線送信機
１０，２０，３０…増幅器
１１，２１…分配器
１２，１４＿１，１４＿２，４４＿１，４４＿２，２２，２４＿１，２４＿２，３２，３４＿１，３４＿２…移相器
１３＿１，１３＿２，２３＿１，２３＿２，４３＿１，４３＿２、３３＿１，３３＿２…増幅素子
１５，１５Ａ，４５，５５…アンテナ
１５＿０，４５＿１、４５＿２，５５＿１，５５＿２…誘電体基板
１５＿１，４５＿２０，５５＿２０…アンテナ放射導体
１５＿４、１５＿５，１５＿６，１５＿７，５５＿１０…給電点
５５＿３…コプレーナ線路
５５＿４，５５＿５…マイクロストリップ線路
５５＿６，５５＿７，５５＿２１，５５＿２２…平面導体層
４５＿７，４５＿８，５５＿９…給電経路
５５＿１１，５５＿１２，５５＿１３，５５＿１４…ビア

Claims (4)

1. アンテナ放射導体と該アンテナ放射導体の中心に対して対称な位置に設けられた第１給電点及び第２給電点の２個の給電点とを備えるアンテナと、
   予め定められた周波数の基本波を含む信号を、同一振幅の第１信号及び第２信号に分配する電力分配器と、
   前記第１信号を増幅し、第１増幅信号として前記第１給電点に対して出力する第１増幅器と、
   前記第２信号を増幅し、第２増幅信号として前記第２給電点に対して出力する第２増幅器と、
   前記第１増幅器の出力端子と前記第１給電点との間に介挿された第１移相器と、
   前記第２増幅器の出力端子と前記第２給電点との間に介挿された、前記第１移相器と同一の電気長を有する第２移相器と、
   前記第１信号が出力される前記電力分配器の第１出力端子と前記第１給電点との間の信号経路中のいずれかの位置に介挿された、電気長が基本波の波長λの１／２である第３移相器と
   を備え、
   前記第１移相器及び前記第２移相器は、前記第１増幅信号又は前記第２増幅信号における２倍波成分の電圧定在波の節が前記第１増幅器の出力端子及び前記第２増幅器の出力端子の各々で生成されるように、それぞれ移相量が設定された
   ことを特徴とする増幅器。
2. 前記第３移相器が、
   前記第１出力端子と前記第１増幅器の入力端子との間の信号経路中に設けられている
   ことを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
3. 前記第３移相器が、
   前記第１増幅器の出力端子と前記第１給電点との間の信号経路中に設けられている
   ことを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
4. アンテナ放射導体と該アンテナ放射導体の中心に対して対称な位置に設けられた第１給電点及び第２給電点の２個の給電点とを備えるアンテナに対し、前記第１給電点及び前記第２給電点の各々に供給する信号を増幅する増幅方法であって、
   予め定められた周波数の基本波を含む信号を、同一振幅の第１信号及び第２信号に分配する電力分配過程と、
   第１増幅器により前記第１信号を増幅し、第１増幅信号として出力する第１増幅過程と、
   第２増幅器により前記第２信号を増幅し、第２増幅信号として出力する第２増幅過程と、
   第１移相器により前記第１増幅信号の位相を移相して、前記第１給電点に供給する第１移相過程と、
   第２移相器により前記第２増幅信号の位相を前記第１移相過程による移相と同一の移相量だけ移相して、前記第２給電点に供給する第２移相過程と、
   前記第１増幅過程を行う前の前記第１信号、前記第１移相過程を行う前の前記第１増幅信号、及び前記第１移相過程を行った後の前記第１増幅信号のいずれかの位相を基本波の波長λの１／２だけ移相する第３移相過程と
   を有し、
   前記第１移相器及び前記第２移相器は、前記第１増幅信号又は前記第２増幅信号における２倍波成分の電圧定在波の節が前記第１増幅器の出力端子及び前記第２増幅器の出力端子の各々で生成されるように、それぞれ移相量が設定された
   ことを特徴とする増幅方法。