JP4176613B2 - 超広帯域アンテナ及び超広帯域高周波回路モジュール - Google Patents

Description

この発明は、高速の伝送を可能にする超広帯域無線方式などに適用可能な超広帯域アンテナ及び超広帯域高周波回路モジュールに関する。

近年無線ＬＡＮ、ブルートゥース（商標）等の近距離無線インターフェースが広く使用されるようになってきているが、さらに高速の伝送を可能にする超広帯域無線方式（ＵＷＢ）が次期システムとして注目されている。各国で仕様の検討が進められている最中であるが、その使用周波数として米国では３．１〜１０．６ＧＨｚの間で比較的大きな出力が認められている。いずれにしてもこのＵＷＢシステムは非常に広帯域の周波数を使用するため１００Ｍｂｐｓ以上の高速の無線伝送が可能であるが、このような広帯域の信号を伝送するアンテナを実現することは容易ではない。
虫明康人著「アンテナ・電波伝搬」コロナ社 ｐｐ９３−９５ 小西良弘 「実用マイクロ波技術講座」第２巻（初版）日刊工業新聞社 PP149-161

広帯域性を阻む最大の原因はアンテナの入力インピーダンス整合がとれないことにあることは広く知られている。この要因は２つあり、一つはアンテナのインピーダンスが周波数によって大きく変動することであり、もう一つはアンテナのインピーダンスと外部のインピーダンスが異なる、ということである。

そこで、本発明は上記課題を解決し、非常に広帯域を実現する超広帯域アンテナ及び超広帯域高周波回路モジュールを提供するものである。

本発明に係る超広帯域アンテナは、誘電体基板と、前記誘電体基板上の片面に構成され、当該面において擬似自己補対な複数のアンテナ導体と、複数の給電用導体とを備え、
前記複数のアンテナ導体は、予め定められた対称軸ＡＳに関して左右に対称になるように、かつ、前記複数のアンテナ導体を予め定められた対称点ＰＳに関して１８０°回転すると回転前の前記複数のアンテナ導体自身と重なり、９０°回転すると前記複数のアンテナ導体の存在しない部分とぴったり重なるように配置され、
前記複数の給電用導体は、前記対称軸ＡＳに関して左右に対称に配置され、
前記複数のアンテナ導体間の回転対称の中心において使用周波数の真空中での波長の１／１０以下の間隙が設けられているものである。

前記複数の給電用導体が前記複数のアンテナ導体の設けられた面と対向する面に設けられ、前記複数のアンテナ導体の対称面に関し対称に前記誘電体基板を貫通して前記複数の給電用導体を前記複数のアンテナ導体に接続する複数のビアを備えるようにしてもよい。

前記アンテナ導体上にさらに第２の誘電体基板を設け、前記アンテナ導体を複数の誘電体基板で挟み込むように構成してもよい。

前記給電用導体の幅は前記アンテナ導体側の端とその反対側の端で異なり、両端の間で前記給電用導体の幅が単調に変化するように構成してもよい。

前記給電用導体に接続される電子回路の出力インピーダンスが前記アンテナの入力インピーダンスより低い場合には、前記給電用導体の幅は、前記アンテナ導体に接続される側で狭く、前記電子回路に接続される側で広いことが好ましい。

前記給電用導体に接続される電子回路の出力インピーダンスが前記アンテナの入力インピーダンスより高い場合には、前記給電用導体の幅は、前記アンテナ導体に接続される側で広く、前記電子回路に接続される側で狭いことが好ましい。

インピーダンス整合をとるためには、前記給電用導体に接続される前記電子回路のインピーダンスと前記アンテナのインピーダンスの中間の値が、前記給電用導体の中間において実現されなければならない。

前記複数の給電用導体の一方は、他の給電用導体と同じ面に設けられた第１の部分と、これに対向する面に設けられた第２の部分とを含み、前記誘電体基板を貫通して前記第１の部分を前記第２の部分に接続するビアを備え、前記第２の部分は前記他の給電用導体と前記誘電体基板をはさんだレッヘル線を構成するようにしてもよい。

前記給電用導体の設けられた面と対向する面に設けられた接地導体を含むマイクロストリップ結合線路を備え、前記給電用導体は、前記マイクロストリップ結合線路に接続されるようにしてもよい。

給電用導体で構成されるレッヘル線のインピーダンスＲ１が、マイクロストリップ結合線路の奇モードのインピーダンスＲ２とこれらの接続点で、所望の値以下で一致するように、これらの線路幅が選択される。

より具体的には、レッヘル線とマイクロストリップ結合線路の接続部でレッヘル線のインピーダンスと奇モードのインピーダンスを所望の帯域でできるだけ反射が小さくなるよう線路幅を選定する。この方法の例としてはλ／４変成器による整合設計理論がある。このようにすれば線路の継ぎ目で所望の帯域にわたりほとんど反射損がなく接続することができる（参考文献：小西良弘 “実用マイクロ波技術講座” 第２巻 （初版）日刊工業新聞社 PP149-161）。

この発明に係る広帯域高周波回路モジュールは、
誘電体基板と、前記誘電体基板上の片面に構成され、当該面において擬似自己補対な複数のアンテナ導体と、前記アンテナ導体の対称面に関し対称な複数の給電用導体とを備え、前記複数のアンテナ導体間の回転対称の中心において使用周波数の真空中での波長の１／１０以下の間隙が設けられていることを特徴とする超広帯域アンテナと、
出力インピーダンスが８０Ω以上かつ３００Ω以下の差動信号を出力する半導体集積回路と、
前記アンテナと前記半導体集積回路を接続する結合線路とを備え、
平衡回路のみで構成されていることを特徴とするものである。

本発明は非常に広帯域のアンテナを実現する方法を提供するものである。広帯域においてアンテナの入力インピーダンス整合をとるために、本発明では周波数に依存しない定インピーダンス性を擬似自己補対アンテナの構成で実現する。

その一定のインピーダンスは通常２００Ω程度であって、外部インピーダンスの通常の値である５０Ω近傍とは大きく異なっている。本発明は、このように大きく異なるインピーダンスを整合するパターンを提供する。インピーダンス整合そのものは不平衡回路については広く研究されているが、本発明に係るアンテナの構成において、給電線は平衡回路である必要があり、特殊な整合方法が必要になる。

本発明に係るアンテナの励振は、平衡信号で行う必要があるため無線モジュールを作成する際には平衡信号を外部から供給する必要がある。平衡信号と非平衡信号はバランによって変換することができるが、ＵＷＢのように広帯域の信号、例えば米国で許可されている３．１〜１０．６ＧＨｚの帯域を扱う場合は広帯域をカバーするバランを作成する必要があるので、その製作は非常に難しくかつその費用は非常に高価となる。本発明ではそのような高価なバランを必要とせず、すべて平衡回路で構成された超広帯域の無線モジュールの構成も提供する。

この発明によれば、非常に広帯域な範囲で反射損の少ないアンテナ及びアンテナを含む高周波回路（モジュール）を実現できる。

発明の実施の形態１．
発明の実施の形態１に係るアンテナについて図面を参照して説明する。
図１（ａ）は、発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールの平面図である。１、２はアンテナを構成するアンテナ導体、３，４はそれぞれの一方の端がアンテナ導体１，２に接続された給電用導体である。５，６は給電用導体３，４のアンテナ導体１，２と反対側の端である。これらの部分５，６から位相が互いに１８０度ずれた信号が給電される。アンテナ導体１，２及び給電用導体３，４は、対称軸ＡＳに関して線対称である。

図１（ｂ）はアンテナの中心部の拡大図である。図１（ｃ）はアンテナの中心部の他の形態を示す。なお、図１（ｂ）（ｃ）において給電用導体３，４の表示は省略してある。アンテナ導体１と２の間には対称点ＰＳが存在し、この対称点ＰＳに関してアンテナ導体１と２は回転対称であるとともに、アンテナ導体１，２を対称点ＰＳを中心に９０度右あるいは左に回転したとき、アンテナ導体１，２はこれらが設けられていない部分とぴったり重なるようになっている。アンテナ導体１と２の間には間隔Ｌが設けられている。間隔Ｌは、使用周波数の真空中での波長の１／１０以下（好ましくは１／３０以下）である。間隔Ｌを設けるために、例えば、図１（ｂ）に示すように、直角二等辺三角形のアンテナ導体１，２の直角の頂点の一部（同図で符号１’、符号２’の点線で表現された部分）の導体を除去したり、図１（ｃ）に示すように、アンテナ導体１，２を離して形成するようにする。

図２は発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールの右側面図である。１１は誘電体基板である。アンテナ導体１，２及び給電用導体３，４は、誘電体基板１１の同じ面上に形成される。
図３及び図４は発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールの別の形態の平面図である。図３の形態では、アンテナ導体１、２は、図１（ａ）と同様の直角二等辺三角形部分１ａ、２ａとこれに外接する半円状の部分１ｂ、２ｂとからなる。図４の形態では、アンテナ導体１、２は、２つの直角二等辺三角形部分１ａ及び１ｂ（図１（ａ）と同様のもの）、２ａ及び２ｂ（図１（ａ）と同様のものであるが向きが反対）とからなる。図４のアンテナ導体１，２は略正方形を構成する。図３と図４のアンテナ導体は、図１の直角二等辺三角形のアンテナ導体１，２に導体１ｂ、２ｂを付加したものとも表現できる。

図５は発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールの別の形態の右側面図である。誘電体基板１１の一方の面にアンテナ導体１，２が設けられ、他方の面に給電用導体３，４が設けられている。２４はアンテナ導体１，２と裏面の給電用導体３，４を接続するビアである。ビア２４はアンテナ導体１，２の直角の頂点の近傍に設けられ、誘電体基板１１を貫通している。
本発明の実施の形態１に係るアンテナは、図１、図３又は図４のいずれかと図２又は図５のいずれかの任意の組み合わせを取り得る。

アンテナ導体１，２は誘電体基板１１上の１面に設けられている。アンテナ導体１，２の中央部において、使用周波数の真空中での波長の１／１０の長さ以下の導体部が除去されていて、アンテナ導体１，２は所定の間隔をあけて配置されている。理想的な自己補対構造では、当該間隔は無限小であるが、アンテナ導体１，２はショートしているとその機能は果たさないため、実際の製造上許容できる間隔が必要となる。当該間隔が１／１０波長以下であれば電磁界は理想状態と大きな差が生じないため、１／１０波長以下の間隔を設けることにより特性に影響を与えずかつ製造マージンをとることができる（好ましくは１／３０波長以下である。これ以下であれば理想状態との差を十分小さくできる）。

アンテナ導体１，２は対称軸ＡＳに関して左右で対称となっており、また対称点ＰＳに関して１８０°回転するとアンテナ導体自身と重なり、９０°回転すると中央の間隔の部分を除きパターンのない部分と重なる自己補対構造になっている。なお、前述の間隔Ｌの存在のために図１のアンテナが完全な自己補対構造をもつとは言えないが、実際上自己補対アンテナと同様の作用効果を奏する。この点から本発明の実施に係るアンテナは擬似自己補対構造をもつと言える。アンテナ導体１と給電用導体４、アンテナ導体２と給電用導体３はそれぞれ電気的に接続されている。アンテナ導体１、２に対して給電用導体３，４の他端５，６から給電されるが、これらの位相は逆位相である。給電用導体３，４も対称面に関し対称となっている。図２に示すように給電用導体３，４はアンテナ導体１，２と同一平面にあってもよいし、図５に示すように給電用導体３，４はアンテナ導体１，２と反対側の平面にあってもよい。図５の場合、アンテナ導体１，２の点対称中心に近い点で誘電体基板１１の裏面にビア２４を形成し、給電用導体３，４をアンテナ導体１，２に接続するようにしてもよい。ただしこの場合も中心対称面に関し対称に給電導体を配置する。

図１のアンテナの寸法等は概ね次のとおりである。誘電体基板１１はその誘電率が１〜１２、その厚さは０．１ｍｍから２ｍｍ厚である。アンテナ導体１，２は、図１に示すような直角二等辺三角形、またはその直角をはさむ２線で切り取られる面内で直角三角形を包含する形状である（例えば、図３、図４に示すような形状）。前記直角二等辺三角形の直角をはさむ２辺の長さは使用する周波数に応じて５ｍｍから１００ｍｍである。アンテナ導体１，２の間隔は０．１ｍｍから１ｍｍのあいだである。直角二等辺三角形の直角の頂点から幅０．２５ｍｍの給電用導体３，４が引き出される。給電用導体３，４はアンテナ導体１，２の対称線に対称である。給電用導体３，４の間隔は０．０５ｍｍから１ｍｍである。給電用導体３，４は導体１，２の直角をはさむ２辺の端で構成される四角形の外まで引き出される。

図１に示すようにアンテナ導体１，２は、中央部を除いて９０度回転させるとパターンのない部分に重なる自己補対の構造となっており、点対称の中心に近いアンテナ導体１，２の点に給電することで入力インピーダンスはほぼ一定となる。

アンテナ導体１，２の間隔を変えてアンテナのインピーダンスがどのように変化するかを電磁界シミュレーションで調べた結果を図６及び図７に示す。

図６はアンテナ導体１，２間の間隔が広がったときの形状の変化を示す。図６（ａ）は間隔が狭い場合（間隔Ｌが小さいとき）を示し、図６（ｂ）は広い場合（間隔Ｌが大きいとき）を示す。１４２は平衡入力の給電点、１４３は給電線を示す。

図７は電磁界シミュレーション結果である入力インピーダンスの実部を示したものである。同図はアンテナ導体１，２の間隔とアンテナ入力インピーダンスの周波数依存性を示す。図６の構成では間隔Ｌが広がると給電点から直列に線路が入り、これは近似的にインダクタンスをみなされる。従って入力インピーダンスの虚部は間隔とともに変化するため、図７には実部のみを示してある。図７の線Ｐは間隔１２ｍｍ、線Ｇは９ｍｍ、線Ｒは６ｍｍ、線Ｂは２ｍｍである。同図から最も間隔の狭い線Ｂでは５ＧＨｚ程度からほぼ一定のインピーダンスになるが、間隔が広がるにつれて自己補対性が崩れてくるためインピーダンスの一定性が崩れてくる。同図より線Ｒの間隔６ｍｍ程度が定インピーダンス性の限界と見え、したがって間隔６ｍｍが限界の目安と考えられる。電磁界の相似の理から周波数がａ倍になった場合（波長が１／ａ）、大きさを１／ａとすれば電磁界は相当する周波数で互いに相似になるので間隔を波長で割った値が等しければ各アンテナは対応する周波数で等しい特性を持つ（参考：虫明康人著「アンテナ・電波伝搬」コロナ社 ｐｐ９３−９５）。

５ＧＨｚの空気中の波長は６ｃｍであり、間隔６ｍｍは波長の１／１０であるため、本アンテナの中央部のパターンを１／１０波長の長さ以下切り取る限りでは、定インピーダンス性は確保されると考えられる。より定インピーダンスを確保するためには間隔は２ｍｍ、つまり波長の１／３０以下であることが好ましい。

例として以下の構造のアンテナを試作し、その特性を実測した。
誘電体基板１１として誘電率３．６、誘電体厚み２００ｕｍのものを用いた。直角二等辺三角形のアンテナ導体１，２のうちで直角をはさむ２辺の長さは２８ｍｍである。アンテナ導体１，２の間隔は０．２５ｍｍで、アンテナ導体１，２の直角の頂点から幅０．２５ｍｍの給電線が、アンテナ導体１，２の対称線に対称に引き出されている。給電用導体３，４の間隔は０．２５ｍｍである。給電用導体３，４はアンテナ導体１，２の直角をはさむ２辺の端で構成される四角形の外まで引き出されている。

図８は本アンテナに外部負荷を１８８Ωとして平衡信号を入力したときの電力反射量を実測したものである。図８は発明の実施の形態１に係るアンテナの効果を説明するためにアンテナ例の反射係数（Ｓ１１）を示す。横軸は周波数、縦軸はｄＢで表示したＳ１１を示し、Ｓ１１＜−１０（ｄＢ）が約３ＧＨｚから２０ＧＨｚまで満足されている。

この反射量は外部回路からの電力がアンテナで反射されアンテナに伝えられない量を示し、通常この値が−１０ｄＢ以下を帯域の目安とする場合が多い。図８によれば、３ＧＨｚから２０ＧＨｚまで反射Ｓ１１が−１０ｄＢ以下であり、本アンテナが非常に広帯域性であることが実証されている。

以上の説明から明らかなように、本発明の実施の形態１によれば、非常に広帯域な範囲で反射損の少ないアンテナが実現できる。

発明の実施の形態２．
発明の実施の形態１ではアンテナ導体の一方の面に誘電体基板を設けたが、両面に誘電体基板を設けるようにしてもよい。図９及び図１０に発明の実施の形態２の例を示す。これらの図において上記発明の実施の形態と同一又は相当する部分には同一符号を付してある。

図９は発明の実施の形態２に係るアンテナモジュールの平面図を示す。給電用導体３，４は誘電体基板の裏面に設けられている。そのためアンテナ導体１，２と給電用導体３，４を接続するためのビア２４，２４が設けられている。部分５，６から位相が互いに１８０度ずれた信号が給電される。

図１０は発明の実施の形態２に係るアンテナモジュールの右側面図を示す。９１はアンテナ導体１，２及び誘電体基板１１上に設けられた第２の誘電体基板である。

発明の実施の形態２の構成は、アンテナ導体１，２については発明の実施の形態１と同じとし、さらに第２の誘電体基板９１を設け、アンテナ導体１，２の両側に誘電体基板を配した構成とする。外部の回路と接続するため、給電用導体３，４は誘電体基板１１の裏面に設けられ、ビア２４を介してアンテナ導体１、２に接続される（給電用導体３，４を第２の誘電体基板９１の表面に設けるようにしてもよい）。

発明の実施の形態２の構成では、誘電体１１，９１がアンテナ導体１，２の両面にあるため、実効比誘電率が発明の実施の形態１の構造より高くなり、一定のインピーダンスとなる時の値がより低い値となる。本発明のアンテナのインピーダンスは比較的高いため、高周波でよく用いられる５０Ωの平衡回路（線路間のインピーダンスは接地をはさんで２倍となるため１００Ω）と接続する場合は低いインピーダンスのほうが広帯域かつ低損失に整合できるため有利である。

アンテナ導体の形状寸法は同じとして、片側にのみ誘電体を配した発明の実施の形態１の入力インピーダンスと、両側に誘電体を配した発明の実施の形態２の入力インピーダンスを電磁界シミュレーションで比較した結果を図１１（ａ）（ｂ）に示す。これらの図において実線は発明の実施の形態２の場合を示し、点線は発明の実施の形態１の場合を示す。

図１１のシミュレーションにおけるアンテナモジュールの各部の構成は次のとおりである。誘電体基板１１の誘電率３．６、厚さ２００ｕｍである。アンテナ導体１，２の直角二等辺三角形における直角をはさむ２辺の長さは２８ｍｍである。アンテナ導体１，２の間隔Ｌは０．２５ｍｍである。シミュレーションではアンテナ導体１，２間に給電線を設けず直接給電してある。シミュレーションでは無限小の給電点が可能であり、この入力インピーダンスの値はアンテナ導体１，２のみのものが求められる。

図１１（ｂ）によれば、発明の実施の形態２と発明の実施の形態１のいずれの場合でも、虚部はほぼ０に近くなっていて両者大差ない。しかし、図１１（ａ）に示す通り、点線で示された発明の実施の形態１のアンテナの入力インピーダンスと比べ、実線で示された発明の実施の形態２の入力インピーダンスは低減されていることがわかる。

発明の実施の形態３．
給電用導体にインピーダンス変換機能を持たせるようにしてもよい。図１２に発明の実施の形態３の例を示す。図１２は発明の実施の形態３に係るアンテナモジュールの平面図である。この図において上記発明の実施の形態と同一又は相当する部分には同一符号を付してある。

図１２において、３７，３８は給電用導体３，４のアンテナ導体１，２側の端であり、この部分で給電用導体３，４はアンテナ導体１，２に電気的に接続されている。アンテナ導体１，２、給電用導体３，４とも対称面に関し対称であり、給電用導体３，４のアンテナと反対側の端５，６から位相が１８０度ずれた信号が給電される、といった点は発明の実施の形態１の場合と同じである。

発明の実施の形態３において、給電用導体３の端５の幅とその他端（アンテナ導体２側の端）３８の幅を比較すると、端３８側から端５側へ向かうに従って単調に幅が大きくなっている。給電用導体４の端６の幅とその他端（アンテナ導体１側の端）３７の幅についても同様である。図１２（ａ）の例ではなめらかに幅が変わっているが、この幅は同寸法になるよう不連続的に変化しても良い。例えば図１２（ｂ）に示すようにステップ状であってもよい。単調とは一定の傾きで滑らかに幅が変化することに加えて、傾きが場所によって変化したり、部分的に不連続に変化することも含むものである。要するに、一方の端から他端へ向かうに従って徐々に幅が狭くあるいは広くなり、狭くなっていく途中で逆に広くなったりしなければよい。こういう意味でここで言う単調とは、数学でいう単調増加・単調減少の「単調」に相当する。

図１２ではアンテナ導体１，２に接続する側３７，３８の給電用導体３，４の幅が反対側５，６より狭くなっているが、逆に５，６側が３７，３８側より狭くなり、その途中で単調に幅が変わっていてもよい。

発明の実施の形態３において、アンテナ導体１，２及び誘電体基板１１の構造は発明の実施の形態１または発明の実施の形態２の場合と同じである。給電用導体３，４の幅は、アンテナ導体１，２に接続される部分３７，３８で狭く、外部から給電される側（端５，６側）では広くなっている。給電用導体３，４の幅は同一幅の場合も含めて単調に変化し、かつ２つの給電用導体３，４はアンテナ導体１，２の対称面に関して対称となっている。給電用導体３，４の幅が上述のようになっているので、給電用導体３，４に接続されるＬＳＩの出力インピーダンスがアンテナの入力インピーダンスより低い場合であっても、外部の信号源インピーダンスがアンテナに整合する。

ＬＳＩの出力インピーダンスがアンテナの入力インピーダンスより高い場合は、上述の場合と逆に、すなわち給電用導体３，４の幅はアンテナに接続される部分３７，３８で広く、外部から給電される側５，６で狭くなるように構成する。線路幅は同一幅の場合も含めて単調に変化し、かつ２つの給電用導体３，４はアンテナ導体１，２の対称面に関して対称とする。

図１２に示すように、給電用導体３，４の幅がアンテナ導体１、２に接続されている部分３７，３８で狭く、外部から給電される部分５，６で広くすることで、アンテナの給電点と外部からの給電点の間でインピーダンスを変換し、アンテナでも外部の給電点でも反射を小さくすることができる。給電線の幅は、０．０５ｍｍ以上４ｍｍ以下でアンテナと外部からの給電点のインピーダンス整合を満たすように選ぶ。給電線のパターンは自己補対性を乱してしまうが、給電線のパターンは比較的小さいこと、電流源はアンテナ導体パターンの対称面に関し対称で自己補対性はくずさないことから広帯域性が大きく損なわれることはない。

本発明の実施の形態３による構造の効果を実証するため、電磁界シミュレータを用いたインピーダンス変換の効果を以下に示す。ここでインピーダンス整合が取れる時の線路のインピーダンスは両側のインピーダンスの中間の値となるので、両側のインピーダンスの中間値にインピーダンスが実現できないと整合をとることはできない。

図１３は発明の実施の形態３の動作を説明するための、同一平面状に形成されたレッヘル線の線路幅と線路の特性インピーダンスの関係を示す。図１３は一定の線路幅の線路の特性インピーダンスと線路幅の関係を示す。誘電体の比誘電率は３．６、誘電体厚さ０．２ｍｍ、線路間隔は０．１５ｍｍである。図１３から線路幅は、ある程度大きくなった以降はそれほど小さくならないので線路幅は自己補対性を崩さないようできるだけ狭くする場合は、低いインピーダンスへの変換は難しい。しかし両側のインピーダンスが１３０から２００Ω程度の場合は容易にインピーダンス整合が可能となる。

アンテナ側のインピーダンスが１８８Ω、外部給電側のインピーダンスが１５０Ωを例として本給電線の平衡信号の反射係数を電磁界シミュレーションした結果を図１４に示す。図１４は発明の実施の形態３の動作を説明するための給電線の反射係数を示す。アンテナ導体３７，３８側のインピーダンスを１８８Ω、外部給電側５，６のインピーダンスを１５０Ωとしている。図１４の線ＢがＳ１１をｄＢ表示したもの、線ＰがＳ２２をｄＢ表示したものである。３．１〜１０．６ＧＨｚの範囲でＳ１１，Ｓ２２とも−１９ｄＢ以下で十分反射が小さい。

このとき線路の形状はアンテナ導体側の幅０．１ｍｍ、外部給電点側を０．２５ｍｍ、間隔０．１５ｍｍとしてある。アンテナ側の反射Ｓ１１，給電側の反射Ｓ２２とも、現在米国で認証されているＵＷＢ帯域（３．１〜１０．６ＧＨｚ）の広帯域にわたり反射が−１９ｄＢ以下で反射損がほとんどなく、良好な整合がとれていることがわかる。

以上の説明から明らかなように、発明の実施の形態３に係るアンテナによれば、非常に広帯域な範囲で外部の給電部とアンテナの間でインピーダンスを整合させることができ、反射損の少ないアンテナを実現できる。

発明の実施の形態４．
図１５（ａ），（ｂ）に発明の実施の形態４を示す。アンテナ部は発明の実施の形態１と同様なため、給電部のみを示してある。

図１５は発明の実施の形態４の平面図を示し、同図（ａ）はアンテナと給電線が接続されている面を、同図（ｂ）はその反対面を示す。なお、理解を容易にするため同図（ａ）（ｂ）は同じ方向からみた平面図として描いた（通常、両面の平面図は互いに鏡像の関係になるが、同図ではそうなっていない）。４１は同図（ａ）の反対面にあるアンテナ導体と接続されている給電用導体、４２はもう一つの給電用導体を示す。４３は給電用導体４２と同図（ａ）面の給電用導体４４を接続するビア、４５は同図（ａ）面から同図（ｂ）面へ給電線４２、４４を接続するビアを示す。５２、５３はアンテナに給電するための給電点を示す。

図１５に示すとおり、アンテナに接続された給電用導体４２は、誘電体基板の反対面に形成された給電用導体４４とビア４３を介して接続される。給電用導体４４は、誘電体基板をはさんで他方の給電用導体５４と交差した後、再度位置を移し、ビア４５で給電用導体５４と同じ面に引き出される。５３の点で外部回路と接続される。他方の給電用導体４１，５４は誘電体基板の同じ面にのみ構成され、５２の点で外部回路と接続される。なお４４，５４は誘電体基板の厚さ、４１，４２の給電用導体の寸法により、図左側と比べ右側の方が線路幅が広い場合と狭い場合の両方がある。

発明の実施の形態４においては、アンテナ部は発明の実施の形態１又は２のアンテナ導体ならびに誘電体基板の構造と同様であるが、給電用導体は図１５に示すようになっている。給電用導体４４は、もう一方の給電用導体５４と誘電体基板をはさんだレッヘル線を構成する。誘電体基板をはさんで構成されるレッヘル線の構成は、同一面に配置されるレッヘル線より一般に特性インピーダンスを低くできるため、より低インピーダンスへの変換が可能である。このため誘電体基板をはさんで構成されるレッヘル線を用いてインピーダンス変換を行い、給電点５２，５３間のインピーダンスをかなり低いインピーダンスである１００±２０Ωに変換することもできる。給電点５２，５３間のインピーダンスが１００Ωになるとは、給電点５２，５３の線路が各々接地に対し５０Ωの線路とつながった際無反射となる状態を示す。したがって、高周波回路部品で標準的に用いられる５０Ωのインピーダンスと整合がとれるため、インピーダンス整合回路を介すことなく市販高周波部品と整合がとれるようになり、有用である。

発明の実施の形態４の構成によれば、給電用線路の一部が誘電体をはさんだレッヘル線を構成するので、発明の実施の形態３よりも低いインピーダンスを実現できる。したがってアンテナ側のインピーダンスが同じでも、より低い外部インピーダンスにも整合できるようになる。

このように、発明の実施の形態４によれば、非常に広帯域な範囲で比較的低インピーダンスな外部給電部とのインピーダンス整合も可能な反射損の少ないアンテナが実現できる。

発明の実施の形態５．
図１６は本発明の実施の形態５の平面図を示す。アンテナ部は発明の実施の形態１と同様なため、給電部のみを示してある。

同図において、アンテナ部は発明の実施の形態１、２と同様なため、給電部のみを示してある。６１，６２はアンテナ導体に接続する給電用導体、６３は誘電体基板の反対面（給電用導体６１，６２が配置されている面と異なる面）に配置された導体である。導体６３は接地されている。６４，６５は給電用導体６１，６２に接続するマイクロストリップ線路である。給電用導体６１，６２はアンテナ導体に接続されている点から遠ざかるにつれ幅が広がり、給電用導体６１とマイクロストリップ線路６３との境界で両者の特性インピーダンスが同じになるよう幅が変えられている。給電用線路６２とマイクロストリップ線路６４の幅についても同様である。

発明の実施の形態５では、給電用導体６１，６２は、反対面にグランド面６３を有するマイクロストリップ線路６４，６５と接続する。給電用導体６１，６２で構成されるレッヘル線のインピーダンスＲ１が、マイクロストリップ結合線路６４，６５の奇モードのインピーダンスＲ２とこれらの接続点で一致するように、これらの線路幅が選択される。

発明の実施の形態５の構成では、レッヘル線６１，６２からマイクロストリップ結合線路６３乃至６５に接続されている。高周波回路では接地となる電位を一定にするため、通常接地の電極を設けてある場合が多い。本構造のアンテナ部の近傍では接地電極は遠いほうが良いが、給電用導体から外部回路に接続される部分では接地電極があるほうが良い場合も多い。

発明の実施の形態５は給電線路の途中で接地電極を含む平衡回路への変換を可能にするものである。マイクロストリップ結合線路は、奇モードでの伝播時は線路間の電圧及び電流の位相が１８０度ずれてレッヘル線の電圧及び電流の位相と同じになるため、レッヘル線とマイクロストリップ結合線路の接続部でレッヘル線のインピーダンスと奇モードのインピーダンスの差が小さくなるよう線路幅を選定すれば、線路の継ぎ目でほとんど反射損がなく接続することができる。ここで奇モードのインピーダンスは接地に対するインピーダンスで定義されるため、マイクロストリップ結合線路の線路間の奇モードのインピーダンスは片方の線路から接地までのインピーダンスと接地から他方の線路までのインピーダンスを足したものになる。対称な線路では２つのインピーダンスは等しいため、線路間のインピーダンスは奇モードのインピーダンスの２倍となる。したがってレッヘル線のインピーダンスをマイクロストリップ奇モードのインピーダンスの２倍となるよう線路幅、線路間隔を選ぶことで、線路の継ぎ目でインピーダンスが等しくなり反射損をほとんどなくして、損失のないインピーダンス変換ができる。

以上の説明から明らかなように、発明の実施の形態５によれば反射損が少なくかつバランを必要としない簡略なアンテナモジュールが実現できるため、高性能でかつ歩留まりが高く低コストのモジュールができる。

発明の実施の形態６．
上記の発明の実施の形態はいずれもアンテナモジュールに関するものであった。発明の実施の形態６は、上記アンテナモジュールを用いた無線モジュールに関する。

図１７は本発明の実施の形態６に係る無線モジュールのブロック図である。本無線モジュールは平衡回路のみで構成される。７１は広帯域信号を発生する半導体集積回路、７２は平衡回路で構成されたフィルター等の回路、７３は本発明の実施の形態１〜５の広帯域アンテナを示す。７４、７５はインピーダンスが整合されたレッヘル線または奇モード結合線路等で構成される平衡線路を示す。

半導体集積回路７１は出力インピーダンスが８０Ωから３００Ωの範囲にある差動信号を出力する。このとき出力インピーダンスは電界効果トランジスタであればゲート幅を調整することで、バイポーラトランジスタではエミッター面積を調整することで出力インピーダンスを設計することができる。本発明の実施の形態に係るアンテナのインピーダンスは構造寸法により変わり８０〜３００オーム程度であるが、これに近いＬＳＩの出力インピーダンスを選ぶことで、より容易に発明の実施の形態３〜５に示した方法でインピーダンスを整合させることができる。アンテナ７３とＬＳＩ７１の間には平行線路以外のミキサー等の平衡回路７２があってもよい。

出力インピーダンスが８０〜３００ΩのＬＳＩ７１から、差動信号を２本のインピーダンス整合されたレッヘル線または奇モードの結合線路７４で取り出し、その信号を平衡回路で構成されたバランストミキサ等の平衡回路７２に接続し、平衡回路７２の平衡出力をインピーダンス整合されたレッヘル線または奇モードの結合線路７５を用いて本発明の実施の形態１〜５のアンテナに入力するよう無線モジュールの回路を構成する。途中の平衡回路７２は必須ではなく、これがない場合はＬＳＩ７１からインピーダンス整合されたレッヘル線または奇モードの結合線路７４を介して直接アンテナ７３に接続する。

平衡回路７２およびアンテナ７３では位相が１８０度異なる信号が入力される必要があるが、図１７のように平衡回路にみで構成された回路では、２つの線路に沿って同じだけ位相が変わってゆくため、ＬＳＩ７１から出力された差動信号は線路のどの位置でも１８０度の位相差が保持される。また線路７４，７５でインピーダンス変換を行っているため、ＬＳＩ７１、平衡回路７２、アンテナ７３の入出力端での反射も小さく、損失の少ないモジュールが構成できる。平衡回路７２が不要な回路も存在するが、この場合はＬＳＩ７１とアンテナ７３を直接２本のインピーダンス整合されたレッヘル線または奇モードの結合線路７４で接続する。この場合ＬＳＩ７１のインピーダンスはアンテナ７３のインピーダンスとほぼ等しい８０〜３００Ωの値に設定することで、インピーダンス変換がほとんど不要となり、広帯域かつ低損失の接続が可能である。通常の平衡回路と不平衡回路を有する高周波モジュールでは平衡不平衡変換回路（バラン）を必要とするが、本構造の無線モジュールでは平衡回路のみで構成されるためバランを省くことができモジュールの構成が簡略化され、低コストかつ高歩留まりが可能となる。

本発明は、以上の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることは言うまでもない。

図１（ａ）は発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールの平面図、図１（ｂ）はアンテナの中心部の拡大図、図１（ｃ）はアンテナの中心部の他の拡大図である。 図２は発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールの右側面図である。 図３は発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールの他の形態の平面図である。 図４は発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールの他の形態の平面図である。 図５は発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールの他の形態の右側面図である。 図６は発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールにおいてアンテナ導体１，２間の間隔が広がったときの形状の変化を示す。図６（ａ）は間隔が狭い場合（間隔Ｌが小さいとき）を示し、図６（ｂ）は広い場合（間隔Ｌが大きいとき）を示す。 図７は発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールの電磁界シミュレーション結果の入力インピーダンスの実部を示すグラフである。 図８は発明の実施の形態１のアンテナに外部負荷を１８８Ωとして平衡信号を入力したときの電力反射量の実測グラフである。 図９は発明の実施の形態２に係るアンテナモジュールの平面図である。 図１０は発明の実施の形態２に係るアンテナモジュールの右側面図である。 図１１はアンテナモジュールの入力インピーダンスについて発明の実施の形態１と発明の実施の形態２を電磁界シミュレーションで比較した結果を示すグラフである。図１１（ａ）は入力インピーダンスの実部を示し、同図（ｂ）は入力インピーダンスの虚部を示す。 図１２は発明の実施の形態３に係るアンテナモジュールの平面図である。 図１３は発明の実施の形態３の動作を説明するための、同一平面状に形成されたレッヘル線の線路幅と線路の特性インピーダンスの関係を示すグラフである。 図１４は発明の実施の形態３の動作を説明するための給電線の反射係数を示すグラフである。 図１５は発明の実施の形態４に係るアンテナモジュールの平面図である。同図（ａ）はアンテナと給電線が接続されている面を、同図（ｂ）はその反対面を示す。 図１６は本発明の実施の形態５に係るアンテナモジュールの平面図をである。 図１７は本発明の実施の形態６に係る無線モジュールのブロック図である。

符号の説明

１、１ａ，１ｂ アンテナ導体
２、２ａ，２ｂ アンテナ導体
３，４ 給電用導体（給電線）
５，６ 給電端
１１ 誘電体基板
２４ ビア
４１ 給電用導体
４２ 給電用導体（第１の部分）
４３ ビア
４４ 給電用導体（第２の部分）
４５ ビア
５２、５３ 給電点
６１，６２ 給電用導体
６３ 接地導体
６４，６５ マイクロストリップ線路
７１ 半導体集積回路
７２ 平衡回路
７３ 広帯域アンテナ
７４、７５ 平衡線路
９１ 第２の誘電体基板
１４２ 平衡入力の給電点、
１４３ 給電線
ＡＳ 対称線
ＰＳ 対称点

Claims (7)

1. 誘電体基板と、前記誘電体基板上の片面に構成され、当該面において擬似自己補対な複数のアンテナ導体と、複数の給電用導体とを備え、
   前記複数のアンテナ導体は、予め定められた対称軸ＡＳに関して左右に対称になるように、かつ、前記複数のアンテナ導体を予め定められた対称点ＰＳに関して１８０°回転すると回転前の前記複数のアンテナ導体自身と重なり、９０°回転すると前記複数のアンテナ導体の存在しない部分とぴったり重なるように配置され、
   前記複数の給電用導体は、前記対称軸ＡＳに関して左右に対称に配置され、
   前記複数のアンテナ導体間の回転対称の中心において使用周波数の真空中での波長の１／１０以下の間隙が設けられていることを特徴とする超広帯域アンテナ。
2. 前記複数の給電用導体が前記複数のアンテナ導体の設けられた面と対向する面に設けられ、前記複数のアンテナ導体の対称面に関し対称に前記誘電体基板を貫通して前記複数の給電用導体を前記複数のアンテナ導体に接続する複数のビアを備えることを特徴とする請求項１記載の超広帯域アンテナ。
3. 前記アンテナ導体上にさらに第２の誘電体基板を設け、前記アンテナ導体を複数の誘電体基板で挟み込むように構成したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の超広帯域アンテナ。
4. 前記給電用導体の幅は前記アンテナ導体側の端とその反対側の端で異なり、両端の間で前記給電用導体の幅が単調に変化していることを特徴とする請求項１乃至請求項３いずれかに記載の超広帯域アンテナ。
5. 前記複数の給電用導体の一方は、他の給電用導体と同じ面に設けられた第１の部分と、これに対向する面に設けられた第２の部分とを含み、前記誘電体基板を貫通して前記第１の部分を前記第２の部分に接続するビアを備え、前記第２の部分は前記他の給電用導体と前記誘電体基板をはさんだレッヘル線を構成することを特徴とする請求項１乃至請求項３いずれかに記載の超広帯域アンテナ。
6. 前記給電用導体の設けられた面と対向する面に設けられた接地導体を含むマイクロストリップ結合線路を備え、前記給電用導体は、前記マイクロストリップ結合線路に接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３いずれかに記載の超広帯域アンテナ。
7. 誘電体基板と、前記誘電体基板上の片面に構成され、当該面において擬似自己補対な複数のアンテナ導体と、前記アンテナ導体の対称面に関し対称な複数の給電用導体とを備え、前記複数のアンテナ導体間の回転対称の中心において使用周波数の真空中での波長の１／１０以下の間隙が設けられていることを特徴とする超広帯域アンテナと、
   出力インピーダンスが８０Ω以上かつ３００Ω以下の差動信号を出力する半導体集積回路と、
   前記アンテナと前記半導体集積回路を接続する結合線路とを備え、
   平衡回路のみで構成されていることを特徴とする広帯域高周波回路モジュール。

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