JP2007281784A - 自己補対アンテナ - Google Patents

Abstract

【課題】自己補対アンテナを小型化する。
【解決手段】誘電体基板と、前記誘電体基板上に構成された複数のアンテナ導体を備え、前記複数のアンテナ導体の形状は、前記誘電体基板上で面対称及び回転対称かつ自己補対なパターンをなしていることを特徴とする自己補対アンテナにおいて、前記自己補対アンテナの大きさを、これが接続される送受信機の使用周波数帯をＢｗとしたとき、前記自己補対アンテナのインピーダンスの実部が周波数に略比例して増加し、かつ、インピーダンスの虚部が略ゼロである領域（第２領域）に、前記使用周波数帯Ｂｗが含まれるように設定する。
【選択図】図２

Description

この発明は、高速の伝送を可能にする超広帯域無線方式などに適用可能な自己補対アンテナに関する。

近年無線ＬＡＮ、ブルートゥース（商標）等の近距離無線インターフェースが広く使用されるようになってきているが、さらに高速の伝送を可能にする超広帯域無線方式（ＵＷＢ）が次期システムとして注目されている。各国で仕様の検討が進められている最中であるが、その使用周波数として米国では３．１〜１０．６ＧＨｚの間で比較的大きな出力が認められている。いずれにしてもこのＵＷＢシステムは非常に広帯域の周波数を使用するため１００Ｍｂｐｓ以上の高速の無線伝送が可能であるが、このような広帯域の信号を伝送するアンテナを実現することは容易ではない。

特開２００５−１３０２９２号公報「超広帯域アンテナ及び超広帯域高周波回路モジュール」 この発明は、誘電体基板と、前記誘電体基板上の片面に構成され、当該面において擬似自己補対な複数のアンテナ導体と、前記アンテナ導体の対称面に関し対称な複数の給電用導体とを備え、前記複数のアンテナ導体間の回転対称の中心において使用周波数の真空中での波長の１／１０以下の間隙が設けられていることを特徴とする。非常に広帯域な範囲で反射損の少ないアンテナを実現する。 A.Saitou, T.Iwaki, K.Honjo, K,Sato, T.Koyama, K.Watanabe, "Practical Realization of Self-complementary Broadband Antenna on Low-Loss Resin Substrate for UWB applications" 2004 IEEE MTT-S Int. Microwave Symp.Dig. 20004

上述のように、ＵＷＢ無線技術は広い帯域幅を使用する点に特徴がある。例えば、米国のＵＷＢのシステムの規格では比帯域幅が２０％以上であることが要求されている。しかし、このような広帯域なアンテナを実現することは非常に難しく、通常のアンテナを位相整合しても容易には実現できない。

特殊な構成のアンテナのひとつとして自己補対構造のアンテナが知られている。
自己補対アンテナとは、無限に広い完全導体板の２分の１で構成された任意形状のアンテナであって、その構造の穴に相当する部分の形状が、板の部分の形状と完全に同形である自己補対構造（自己補対形状）をもつアンテナのことである（詳しくは後述するが、図１、図６乃至図８において、アンテナ導体１（１ａ，１ｂ），２（２ａ，２ｂ）は対称軸ＡＳに関して左右で対称となっており、また対称点ＰＳに関して１８０°回転するとアンテナ導体自身と重なり、９０°回転するとパターンのない部分と重なる。これが自己補対構造である）。

自己補対アンテナは、２端子の場合が最も単純な構造となる。自己補対アンテナは、「無限に広い完全導体板」という理想的な条件で、使用周波数およびその形状に無関係に入力インピーダンスが一定という特徴を備える（「自己補対の原理」と呼ばれる）。また、自己補対アンテナの定インピーダンス値は、基準導体板が１枚で２端子の場合には、Z＝（電波インピーダンス）/2≒188.4 ［Ω］となる。すなわち、自己補対アンテナは、「無限に広い完全導体板」という理想的な条件のもとで、すべての周波数で一定（約６０πΩ）の入力インピーダンスとなる。したがって、自己補対アンテナに広帯域の位相整合回路を設けることで、マイクロ波帯で常用される５０Ωに整合された広帯域アンテナを作製することができる。

しかし、無限大の大きさの導体板（アンテナ）は製造することができないので、それを有限の大きさとせざるを得ない。この場合、入力インピーダンスが一定になる周波数は、アンテナサイズに依存する。当該周波数以下の周波数では入力インピーダンスが一定にならないため、従来は使用できないとされていた。

そのため、使用周波数が決まるとアンテナサイズの下限が自動的に定まる。自己補対アンテナにはインピーダンス一定という利点があるものの、その小型化には限界があった。

本発明は、使用周波数一定の条件の下でインピーダンス整合された、理想的な条件を満足しない自己補対アンテナを抜本的に小型化することのできるアンテナの構造を提供するものである。

誘電体基板と、前記誘電体基板上に形成された複数のアンテナ導体を備え、前記複数のアンテナ導体は、前記誘電体基板上で面対称及び回転対称な自己補対構造をなしていることを特徴とする自己補対アンテナにおいて、
前記複数のアンテナ導体の大きさは、前記自己補対アンテナのインピーダンスの実部が周波数に略比例して増加し、かつ、前記インピーダンスの虚部が略ゼロである領域（第２領域）に、前記自己補対アンテナが接続される送信機又は受信機の使用周波数帯が含まれるように設定されていることを特徴とするものである。
具体的には、前記複数のアンテナ導体の大きさを、使用周波数帯の上限周波数の波長の２分の１以下とすることにより、前記第２領域に、前記自己補対アンテナが接続される送信機又は受信機の使用周波数帯が含まれるように設定することができる。

前記複数のアンテナ導体の大きさは、前記複数のアンテナ導体の回転対称の中心を通る直線上において、前記使用周波数帯に含まれる周波数（好ましくは、使用周波数帯の上限周波数）の波長の２分の１以下とするとよい。

さらに、前記複数のアンテナ導体それぞれに接続される複数の給電用導体を備え、
前記複数の給電用導体は、前記複数のアンテナ導体の対称面に関し対称に配置されており、かつ、前記複数の給電用導体の長さは、それぞれ前記使用周波数帯に含まれる周波数の波長の４分の１であるようにしてもよい。

前記複数の給電用導体にそれぞれ設けられた複数のシャント容量を備えるようにしてもよい。

前記複数のアンテナ導体の一方及び前記複数の給電用導体の一方は、前記誘電体基板の一方の面に設けられ、前記複数のアンテナ導体の他方及び前記複数の給電用導体の他方は、前記誘電体基板の他方の面に設けられているようにしてもよい。

上述のように、自己補対アンテナは、「無限に広い完全導体板」という理想的な条件で、使用周波数およびその形状に無関係に入力インピーダンスが一定になることが知られている。しかし、無限大の大きさのアンテナは製造することができないので有限の大きさとせざるをえない。有限な大きさの自己補対アンテナは、その構造寸法によって規定される低域限界周波数以上において入力インピーダンスが一定になることが知られている（下記の第３領域）。

有限の大きさの自己補対アンテナは、いわば現実の自己補対アンテナである。本件発明者らは、現実の自己補対アンテナの入力インピーダンスは低域限界周波数付近では緩やかに増加しながら一定値に達すること、および低域限界周波数以下の更に低い周波数に至るまで入力インピーダンスが純抵抗（虚数部０）となる周波数領域（第２領域：図２の周波数がｆａ乃至ｆｂの領域）が存在することを発見し、これが現実の自己補対アンテナ特有の性質であることを明らかにした。

現実の自己補対アンテナの特性は、下記の第１領域乃至第３領域に分けることができる（図２参照）。
（１）インピーダンスの実部（抵抗分）が周波数に比例して増加し、かつ、インピーダンスの虚部（容量分）がゼロではない第１領域（図２の周波数が０乃至ｆａの領域）
（２）インピーダンスの実部（抵抗分）が周波数に比例して増加し、かつ、インピーダンスの虚部（容量分）がゼロである第２領域（図２の周波数がｆａ乃至ｆｂの領域）
（３）インピーダンスの実部（抵抗分）が周波数に関係なく一定で、かつ、インピーダンスの虚部（容量分）がゼロである第３領域（図２の周波数がｆｂより大きい領域）
従来の自己補対アンテナは、前記第３領域で動作するように設計されていた。

自己補対アンテナの前記第３領域における定インピーダンス理論値は１８８（６０Pi）ohmである。誘電体基板上に構成した有限の大きさの平面扇形自己補対アンテナ（図１参照）の入力インピーダンスは、低域限界周波数（図３の６GHｚ）よりはるかに低い周波数（同３GHｚ）に至るまで純抵抗（虚数部０）のままで減少している。発明者らはそのことに注目し、加えて、４分の１波長線路のインピーダンス変換作用を巧み利用することにより、広帯域にわたって５０ohmに整合する実用的な小型アンテナ構造を提供する。

例えば、使用周波数帯を３ＧＨｚ−６ＧＨｚとすると、従来の自己補対アンテナの大きさはその下限の周波数（３ＧＨｚ）から決まり、その波長は１０ｃｍであるからアンテナのサイズは５ｃｍとなる。これに対し、本発明に係る自己補対アンテナの大きさは、同じ使用周波数帯として、その大きさはその上限の周波数（６ＧＨｚ）から決まり、従来の半分の２．５ｃｍとすることができる。アンテナのサイズを小さくすることは装置の小型化に貢献するばかりでなく、良好な放射パターンを得るためにも好ましい。

この発明によれば、従来よりも小型で、広帯域にわたって使用可能なアンテナ構造を提供することができる。

発明の実施の形態１．
発明の実施の形態１に係るアンテナについて図面を参照して説明する。
図１（ａ）は、発明の実施の形態１に係る自己補対アンテナの平面図である。１ａ、１ｂ、２ａ，２ｂはアンテナを構成するアンテナ導体、３，４はそれぞれの一方の端がアンテナ導体１，２に接続された給電用導体である。５，６は給電用導体３，４のアンテナ導体１，２と反対側の端である。これらの部分５，６から位相が互いに１８０度ずれた信号が給電される。アンテナ導体１，２及び給電用導体３，４は、対称軸ＡＳに関して線対称である。図１の形態は、アンテナ導体は、直角二等辺三角形部分１ａ、２ａとこれに外接する半円状の部分１ｂ、２ｂとから構成される。

アンテナ導体１と２の間には対称点ＰＳが存在し、この対称点ＰＳに関してアンテナ導体１と２は回転対称であるとともに、対称点ＰＳを中心にアンテナ導体１，２を９０度右あるいは左に回転したとき、アンテナ導体１，２はこれらが設けられていない部分とぴったり重なるようになっている。アンテナ導体１と２の間隔はＬである。間隔Ｌは、使用周波数帯の上限の周波数の真空中での波長の１／２以下である。間隔Ｌはいわばアンテナのサイズ（導体板の大きさ）であり、これは、例えば対称点ＰＳを通る直線上で測った導体板の外形長、典型的にはその最大長で定義される。

図１（ｂ）は、図１（ａ）のＡ−Ａ矢視断面図である。１１は誘電体基板である。アンテナ導体１ａ，１ｂ，２ａ，２ｂ及び給電用導体３，４は、誘電体基板１１の同じ面上に形成される。

なお、図１（ｃ）に示すように、アンテナ導体１ａ，１ｂ及び給電用導体３を誘電体基板１１の一方に設け、アンテナ導体２ａ，２ｂ及び給電用導体４を誘電体基板１１の他方に設けるようにしてもよい。

アンテナ導体１と給電用導体４、アンテナ導体２と給電用導体３はそれぞれ電気的に接続されている。アンテナ導体１、２に対して給電用導体３，４の他端５，６から給電されるが、これらの位相は逆位相である。給電用導体３，４も対称面ＡＳに関し対称となっている。

図２は、自己補対アンテナの入力インピーダンスの説明図（模式図）で、概ね次の３つの領域に分けることができる。
（１）インピーダンスの実部Ｒｅ（Ｚｉｎ）（抵抗分）が周波数に比例して増加し、かつ、インピーダンスの虚部Ｉｍ（Ｚｉｎ）（容量分）がゼロではない第１領域（図２の周波数が０乃至ｆａの領域）
（２）インピーダンスの実部（抵抗分）が周波数に比例して増加し、かつ、インピーダンスの虚部（容量分）がゼロである第２領域（図２の周波数がｆａ乃至ｆｂの領域）
（３）インピーダンスの実部（抵抗分）が周波数に関係なく一定で、かつ、インピーダンスの虚部（容量分）がゼロである第３領域（図２の周波数がｆｂより大きい領域）

発明の実施の形態１に係るアンテナは、例えば図２（ａ）又は図２（ｂ）に示すように、その使用周波数帯域Ｂｗが第２領域に含まれることを特徴とする（図２（ｂ）については発明の実施の形態１の説明の最後でさらに説明を加える）。典型的には、図２（ａ）に示すように、使用周波数帯域Ｂｗの下限周波数をｆＬ、上限周波数をｆＨとしたとき、ｆａ≦ｆＬ＜ｆＨ≦ｆｂである。このとき、図２（ａ）の特性のアンテナの大きさＬは、第２領域と第３領域の境界である周波数ｆｂの１／２である（なお、図２（ｂ）のアンテナの大きさも同じ）。したがって、図２（ａ）の例では、（アンテナの大きさＬ）＝（周波数ｆｂの波長の１／２）≦（周波数ｆＨの波長の１／２）≦（使用周波数帯域Ｂｗに含まれる任意の周波数の波長の１／２）という関係が成立する。

別の言い方をすれば、発明の実施の形態１に係るアンテナは、その大きさが使用周波数帯Ｂｗに含まれる周波数の波長の２分の１以下であることを特徴とする。
なお、従来は、使用周波数帯域を第３領域に設定していた（図２（ａ）の点線）。

図３乃至図５を参照して、上記特徴について詳細な説明を加える。
図３は、自己補対アンテナの入力インピーダンスの実部及び虚部の実測値を示す。

図４は、アンテナ単体（図１の給電用導体３，４を除いたもの）を差動で５０Ω負荷した状態の構成（図４（ａ））と、そのときの反射損失（図４（ｂ））と、その特性（図４（ｃ）：スミスチャート上に描かれている）を示す。

図５は、線路長が４ＧＨｚで波長の１／４になる結合線路給電線３，４を用いて位相整合した状態の構成（図５（ａ））と、そのときの反射損失（図５（ｂ））と、その特性（図５（ｃ）：スミスチャート上に描かれている）を示す。給電線３，４は、自己補対アンテナの入力インピーダンスを５０Ωに整合する機能と、アンテナ導体１，２に差動信号を給電する機能を兼ねている。

図３は、誘電率４．２、厚さ１ｍｍの基板上に構成した横幅２５ｍｍの自己補対アンテナ単体の入力インピーダンスの周波数依存性を示す。実測値では６ＧＨｚ近傍で入力インピーダンスが一定値に達しており６ＧＨｚの波長が５０ｍｍであることから概ね波長の１／２のサイズ（２５ｍｍ）で定インピーダンス値に達していることがわかる。逆にいうとアンテナのサイズを決定すると一定のインピーダンスに達する周波数が決まりその周波数以上では一定のインピーダンスとなっているので、例えばチェビシェフインピーダンス変換等の方法を用いれば広帯域なインピーダンス変換が可能となる。従って、従来は使用周波数が決まるとアンテナサイズの下限が決まりこのことで小型化の限界が規定されていた（非特許文献１）。

しかし、図３の実測値を良く見ると、入力インピーダンスの実部は６ＧＨｚまでは定インピーダンスには達しないが緩やかに増大しており、一方虚部は３ＧＨｚとかなり低い周波数から定インピーダンスの０に収束していることがわかる。この現象はアンテナとしてよく使用されるダイポールアンテナ等が実数部も虚数部も急峻に変化するのと比べると著しい差であり自己補対アンテナの特長と考えられる。ダイポールアンテナにおいては主に虚数部が急激に変化するため帯域が制限されている。これに対し、自己補対アンテナでもさらに低い周波数では虚数部も急激に変化するが、ある周波数範囲では実数部は緩やかに変化するものの、虚数部はほぼ０となっている領域（第２領域）が存在することを見出したことで、この領域を用いた小型かつ広帯域のアンテナを実現することができるようになった。

以下、実際に実現手段を示しこれが可能なことを説明する。
上記の実測値から、定インピーダンスに達する周波数（図２のｆｂ、図３の６ＧＨｚ）以下の周波数で虚数部が概ね０の領域が存在することがわかった。ここで、その周波数領域（第２領域）における入力インピーダンスの値を以下のように近似する。
Ｚｉｎ＝Ｚ０＋ａ（ｆ−ｆ０）

ここで、ｆは周波数、ｆ０は周波数帯域（第２領域又は使用周波数帯域Ｂｗ）の中心周波数、Ｚ０は当該帯域中心の実数の入力インピーダンス、ａは実数で周波数あたりのインピーダンスの増加量を示す。図３の実測値では、３ＧＨｚで入力インピーダンス３０Ω、６ＧＨｚでは入力インピーダンスは１８８Ωであり、その間ではほぼ線形にインピーダンスが上昇している。この場合、上記式のパラメタはＺ０＝８２．７Ω、ａ＝５３．７Ω／ＧＨｚ，ｆ０＝４ＧＨｚに相当する。この条件のもと３〜５ＧＨｚ（比帯域幅５０％）の広い帯域で５０Ωに整合することを考える。

まず、アンテナを直接５０Ωのインピーダンスに直結した時の特性を図４に示す（端子５，６に５０Ωインピーダンスが接続される）。この状態でも、反射損失−１０ｄＢ以下の範囲は２．９ＧＨｚから４．３ＧＨｚと比較的広帯域な特性が得られている。この比帯域は３９％である。このことから、自己補対アンテナの入力インピーダンスの虚部が０の領域を用いれば広帯域な特性が容易に得られることがわかる。図４（ｃ）のスミスチャートでこれを見ると、入力インピーダンスは実数であるため実軸上にローカスは位置している。但し、給電線がないと実用上不便なので、インピーダンス変換を兼ねた給電線を設けることを次に考える。

奇モード特性インピーダンス３０．５Ω、４ＧＨｚでの１／４波長の結合線路３，４でインピーダンス変換を行う（図５（ａ））。この場合、図５（ｂ）に示すように、反射損失−１０ｄＢ以下の範囲は３．２ＧＨｚから５ＧＨｚに広がる。その比帯域幅は４４％に上昇する。４ＧＨｚで波長／４の長さの線路をつないでいるため、図５（ｃ）のスミスチャートで見ると、４ＧＨｚ以下の周波数では位相回転は１８０度に達しないため、ローカスは左半面から移動してスミスチャートの上半面に存在する。一方、４ＧＨｚより高周波側では位相回転は１８０度を超えるため、ローカスは右半面から回転してやはり上半面に存在する。負のサセプタンスを加えることでさらに反射損失の改善が見込まれる（発明の実施の形態２参照）。

比帯域幅５０％程度の広帯域アンテナは、通常のアンテナを位相整合しても容易には得られない。一方、従来の自己補対アンテナでは広帯域特性は得られるが、そのサイズが最低使用周波数での波長の１／２の大きさ以上必要であった。これに対し、本発明の実施の形態１によれば、上に示したように広帯域な特性をアンテナサイズが使用最低周波数での波長の１／４で実現できており、従来の波長の１／２以上と比べ大幅な小型化が可能である。

図６及び図７は発明の実施の形態１に係る自己補対アンテナの別の形態の平面図である。
図６の形態は、図１の半円形の導体部分１ｂ及び２ｂを取り除いたものである。

図７の形態は、アンテナ導体は、２つの直角二等辺三角形部分１ａ及び１ｂ（図１（ａ）と同様のもの）、２つの直角二等辺三角形部分２ａ及び２ｂ（１ａ及び１ｂと同様のものであるが向きが反対）とから構成される。図７のアンテナ導体１ａと１ｂ，２ａと２ｂは略正方形を形成する。

本発明の実施の形態１に係るアンテナは、図１、図６又は図７のいずれかの形態を取り得る。

発明の実施の形態２．
図８は、発明の実施の形態２に係るアンテナの平面図を示す。図中の７、８は、インピーダンス結合線路で構成された差動用シャントキャパシタを示す。図８において、図１の要素と同一又は相当部分は同一符号を付している。

発明の実施の形態２では、発明の実施の形態１に低インピーダンスの短い結合線路７，８を設けたものである。この結合線路７，８は差動信号に対するシャント容量を構成し、給電線３，４とともに、アンテナ導体１，２で定まる入力インピーダンスを５０Ωに整合する機能とアンテナ導体１，２に差動信号を給電する機能を兼ねている。

図９を参照して発明の実施の形態２に係るアンテナの動作を説明する。
図９（ａ）は、線路長が４ＧＨｚで波長の１／４になる結合線路給電線３，４ならびに短い結合線路７，８で実現される差動用シャントキャパシタを備えるアンテナを示す。図９（ｂ）は、差動用シャントキャパシタを用いて位相整合したアンテナの反射損失を示す。図９（ｃ）は、スミスチャート上のローカスを示す。

図５に示すように、上記奇モード特性インピーダンスを２７．５Ωとし、さらに１対の差動シャント容量０．６９ｐＦを負荷すると、３〜５．９ＧＨｚ（比帯域幅６０％）と５０％を超える帯域幅が得られる。このことから、自己補対アンテナの入力インピーダンスが定インピーダンスに達しない領域（第２領域）でも広帯域な特性を得ることができることが示された。このアンテナサイズは、使用最低周波数の３ＧＨｚでは１／４波長の大きさ程度であるが、比帯域幅５０％以上の広帯域な特性を得ることができ、小型で５０Ω整合された広帯域自己補対アンテナが実現できることが示された。

図２（ｂ）について簡単に説明を加える。容易にわかるように、同じサイズのアンテナで図２（ａ）に示したｆｂの周波数をまたぐような周波数帯で使用することもできる。例えば、Ｂｗで示された範囲のインピーダンスの範囲（図２（ａ）の斜線部分に対応するインピーダンスの範囲（縦軸の幅））と等しい幅でアンテナの定インピーダンス値を含むインピーダンスであれば同じように整合がとれるため、図２（ｂ）に示すように、図２（ａ）の場合より高いインピーダンスを中心とし（図２（ａ）（ｂ）の「インピーダンスの中心」を参照）、定インピーダンス値を含む周波数範囲で整合をとればｆｂ以上の周波数に対しても整合を取ることができ、さらに広帯域のインピーダンス整合アンテナが実現できる。ただし、より高インピーダンス側で整合をとるため最低周波数は図のｆＬよりも高くなることになる。
図２（ｂ）に示す周波数−インピーダンス特性と使用周波数帯の関係は、前記第２領域に送受信機の使用周波数帯が含まれるようにアンテナの大きさが設定されている、と言うことができる。図２（ｂ）のように使用することも、本発明に含まれる。

発明の実施の形態３．
図１（ｃ）に示すように、アンテナ導体は薄い誘電体の両側に分けて配置されていてもよい。誘電体基板１１を給電線３，４で挟むことになるので、誘電率が増加し（空気の誘電率よりも誘電体基板１１の誘電率の方が高い）、小型化することができる。誘電体基板１１は薄いため、図１（ｃ）のようにアンテナ導体１と２を別の面に設けても、特段問題は生じない。

なお、給電線３，４は帯域中心周波数の波長の１／４の長さとすることもできるし、アンテナの入力インピーダンスのわずかな虚数部を補正するために長さを変えてもよい。

本発明は、以上の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることは言うまでもない。

図１（ａ）は発明の実施の形態１に係るアンテナモジュールの平面図、図１（ｂ）はＡ−Ａ矢視断面図、図１（ｃ）は他のＡ−Ａ矢視断面図である。 図２（ａ）は、発明の実施の形態に係る自己補対アンテナの入力インピーダンスの説明図、同図（ｂ）は発明の実施の形態に係る自己補対アンテナの入力インピーダンスの他の説明図である。 発明の実施の形態に係る自己補対アンテナの入力インピーダンスの実測値を示す図である。 図４（ａ）はアンテナ単体の測定ブロック図、図４（ｂ）はそのときの反射損失を示す図、図４（ｃ）はそのときのスミスチャート上のローカスを示す図である。 図５（ａ）は１／４波長の結合線路で整合したアンテナの測定ブロック図、図５（ｂ）はそのときの反射損失を示す図、図５（ｃ）はそのときのスミスチャート上のローカスを示す図である。 発明の実施の形態１に係る他のアンテナモジュールの平面図である。 発明の実施の形態１に係る他のアンテナモジュールの平面図である。 発明の実施の形態２に係るアンテナモジュールの平面図である。 図９（ａ）は１／４波長の結合線路ならびにシャント容量で整合したアンテナの測定ブロック図、図９（ｂ）はそのときの反射損失を示す図、図９（ｃ）はそのときのスミスチャート上のローカスを示す図である。

符号の説明

１、１ａ，１ｂ アンテナ導体
２、２ａ，２ｂ アンテナ導体
３，４ インピーダンス変換器（給電線）
５，６ 給電端
７，８ シャントキャパシタ（給電線）
１１ 誘電体基板
ＡＳ 対称線
ＰＳ 対称点

Claims (5)

1. 誘電体基板と、前記誘電体基板上に形成された複数のアンテナ導体を備え、前記複数のアンテナ導体は、前記誘電体基板上で面対称及び回転対称な自己補対構造をなしていることを特徴とする自己補対アンテナにおいて、
   前記複数のアンテナ導体の大きさは、前記自己補対アンテナのインピーダンスの実部が周波数に略比例して増加し、かつ、前記インピーダンスの虚部が略ゼロである領域に、前記自己補対アンテナが接続される送信機又は受信機の使用周波数帯が含まれるように設定されていることを特徴とする自己補対アンテナ。
2. 前記複数のアンテナ導体の大きさは、前記複数のアンテナ導体の回転対称の中心を通る直線上において、前記使用周波数帯に含まれる周波数の波長の２分の１以下であることを特徴とする請求項１記載の自己補対アンテナ。
3. 前記複数のアンテナ導体それぞれに接続される複数の給電用導体を備え、
   前記複数の給電用導体は、前記複数のアンテナ導体の対称面に関し対称に配置されており、かつ、前記複数の給電用導体の長さは、それぞれ前記使用周波数帯に含まれる周波数の波長の４分の１であることを特徴とする請求項１記載の自己補対アンテナ。
4. 前記複数の給電用導体にそれぞれ設けられた複数のシャント容量を備えることを特徴とする請求項３記載の自己補対アンテナ。
5. 前記複数のアンテナ導体の一方及び前記複数の給電用導体の一方は、前記誘電体基板の一方の面に設けられ、前記複数のアンテナ導体の他方及び前記複数の給電用導体の他方は、前記誘電体基板の他方の面に設けられていることを特徴とする請求項３記載の自己補対アンテナ。

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