JP5713197B2 - バラン - Google Patents

Description

本発明は、マイクロ波集積回路技術を用いて構成することができ、小型化が可能で低損失であり、広帯域な周波数に対応できるバランに関する。

バランは、平衡モードで伝播する信号と不平衡モードで伝播する信号とを変換するものであり、アンテナやミクサ、逓倍器、増幅器などの多くの回路に用いられている。バランにおいて、その高性能化、小型化、低コスト化は重要である。特に、小型化が可能なバランとして、Microwave Integrated Circuit(MIC)や、Monolithic Microwave Integrated Circuit(MMIC)などの集積回路技術により構成可能な、平面構造（プレーナタイプ）のマーチャントバランが提案され、広く用いられている。

このようなマーチャントバランの一例として、非特許文献１に示されたマーチャントバランの等価回路図を図１３に示す。図示されたマーチャントバランは、２つの1/4波長の結合伝送線路１００１，１００２が組み合わされて構成されており、入力端子から入力された不平衡モード信号が、第１の結合伝送線路１００１と第２の結合伝送線路１００２とを順次伝播し、２つの出力端子に、逆相で同振幅の平衡モード信号が出力され、バランとして動作するとされている。

このように、マーチャントバランでは、２つの1/4波長の結合伝送線路を組み合わせて構成されるため、特に周波数が低くなると線路長が長くなってしまう。この結果、回路が大きくなったり、線路損失が増大する問題があった。また、２つの結合伝送線路の周波数特性が重ね合わされる結果、十分な広帯域性能が得られない等の問題もあった。
K.S.Ang and I.D.Robertson: "Analysis and Design of Impedance-Transforming Planar Marchand Baluns", IEEE Trans. On MTT, Vol.49, No.2, pp402-406, Feb. 2001.

また、特開２０１０−０２１６３０号公報には、広帯域バランが提案されている。当該公報の図３に示された広帯域バランは、長さがλ／４の第１のストリップ線路と、長さが３λ／４の第２のストリップ線路とを備えている。
特開２０１０−０２１６３０号公報

本発明は、上述したようなマーチャントバランにおける問題を解決し、小型化が可能で低損失であり、広帯域な周波数に対応できるバランを提供する。

本発明によるバランでは、結合伝送線路またはサスペンデッド線路が１つでも、バランとして動作するように構成されたものであり、結合伝送線路は、２つの伝送線路が互いに並行でかつ近接して配置されて構成されており、サスペンデッド線路は、２つの導体パターンが空気層または誘電体層を挟んで、互いに並行でかつ近接して配置されて構成されている。線路の長さは、動作周波数帯域の中心周波数にて、1/4波長となっていることが好ましい。

本発明のうち、結合伝送線路を有するバランは、
第１の導体パターンにて構成された第１の伝送線路と、第２の導体パターンで形成された第２の伝送線路とが、互いに並行でかつ近接して配置されて構成された結合伝送線路を有するバランであって、
前記第１の伝送線路では、第１端子は第１の負荷に接続され、第２端子は第２の負荷に接続されており、
前記第２の伝送線路では、前記第２の負荷側に対向する第３端子は前記第２の負荷とインピーダンスの等しい第３の負荷が接続され、前記第１の負荷側に対向する第４端子は短絡されており、
前記結合伝送線路における奇モード特性インピーダンスＺ_ooを、前記第１の負荷におけるインピーダンスＺ_S、第２の負荷または第３の負荷におけるインピーダンスＺ_Lに対して、
（数１）
Ｚ_oo＝√(Ｚ_S・Ｚ_L／２) 式（１）
の関係式を満足するようにし、かつ、前記結合伝送線路における偶モード特性インピーダンスＺ_oeを、
（数２）
１／Ｚ_oe≒０ 式（２）
となるようにしたことを特徴とする。

本発明のうち、サスペンデッド線路を有するバランは、
線路状の形状を有する、第１の導体パターンと第２の導体パターンとが、誘電体層を挟んで、互いに並行でかつ近接して配置されて構成されたサスペンデッド線路を有するバランであって、
前記第１の導体パターンでは、第１端子は第１の負荷に接続され、第２端子は第２の負荷に接続されており、
前記第２の導体パターンでは、前記第２の負荷側に対向する第３端子は前記第２の負荷とインピーダンスの等しい第３の負荷が接続され、前記第１の負荷側に対向する第４端子は短絡されており、
前記サスペンデッド線路における特性インピーダンスＺ_SUSを、前記第１の負荷におけるインピーダンスＺ_S、第２の負荷または第３の負荷におけるインピーダンスＺ_Lに対して、
（数３）
Ｚ_SUS＝√(２・Ｚ_S・Ｚ_L) 式（３）
の関係式を満足するようにしたことを特徴とする。

本発明によるバランでは、結合伝送線路またはサスペンデッド線路を１つのみ用いて構成できるので、結合伝送線路を２つ用いて構成される、従来のマーチャントバランに比べて、回路の小型化および低損失化を図れる効果がある。また、設計中心周波数ｆ_dを中心にして、直流に極めて近い低周波数から、２次高調波２ｆ_dに極めて近い高周波数までの超広帯域で、良好な性能を得られるという効果がある。

なお、本出願書類の特許請求の範囲や明細書において、例えば、「結合伝送線路またはサスペンデッド線路の長さを、動作帯域の中心周波数において、1/4波長の長さにする」といった場合、厳密に1/4波長の長さに合致している必要はなく、例えば比帯域１００％のバランを設計する場合、±２５％程度の誤差があってもよい。

また、本発明によるサスペンデッド線路を有するバランにおいて、第１の導体パターンと第２の導体パターンは、誘電体層を挟んで、互いに並行でかつ近接して配置されて構成されたサスペンデッド線路を構成しているが、本出願書類の特許請求の範囲や明細書において誘電体層とは、誘電体物質で構成される場合だけでなく、空気層で構成されてもよい。

本発明の実施形態１によるバランの構成を示す等価回路図である。 本発明の実施形態１を適用したバランにおいて、第１端子からみたリターンロスのシミュレーションの結果である。 本発明の実施形態１を適用したバランにおける、通過特性をシミュレーションの結果であり、第１端子から第２端子への通過特性を示している。 本発明の実施形態１を適用したバランにおける、通過特性をシミュレーションの結果であり、第１端子から第３端子への通過特性を示している。 本発明の実施形態１を適用したバランにおける、位相特性のシミュレーションの結果である。 本発明の実施形態１または２のバランを、マイクロ波集積回路技術で実現するための構成例を示す構造図である。 本発明の実施形態３によるバランの構成を示す等価回路図である。 無限遠方にグランドを有する結合伝送線路のキャパシタンスモデルである。 サスペンデッド線路のキャパシタンスモデルである。 本発明の実施形態３または４のバランを、マイクロ波集積回路技術で実現するための構成例を示す構造図である。 図７に示したバランの斜視図である。 図９は、コプレナ線路、グランデッドコプレナ線路、トリプレート線路および同軸線路の断面構造を説明する図である。 フローティング電極を多層に配置した結合伝送線路の断面構造である。 図１１は、実施形態１と２において、結合伝送線路を２重ループとした場合における、導体パターンの例を示す。 図１２は、実施形態３と４において、サスペンデッド線路を２重ループとした場合における、導体パターンの例を示す。 K.S.Ang et al.によって示された、従来の平面構造のマーチャントバランの構成を示す等価回路図である。

（実施形態１）
本発明の実施形態１によるバランの等価回路図を、図１に示す。
実施形態１によるバラン１は、第１の導体パターン１０１にて構成された第１の伝送線路１１と、第２の導体パターン１０２で形成された第２の伝送線路１２とが、互いに並行でかつ近接して配置されて構成された結合伝送線路１３を有し、
前記第１の伝送線路１１では、第１端子２１は第１の負荷４１に接続され、第２端子２２は第２の負荷４２に接続されており、
前記第２の伝送線路１２では、前記第２の負荷４２側に対向する第３端子２３は前記第２の負荷４２とインピーダンスの等しい第３の負荷４３が接続され、前記第１の負荷４１側に対向する第４端子２４は短絡されており、
前記結合伝送線路１３における奇モード特性インピーダンスＺ_ooを、前記第１の負荷４１におけるインピーダンスＺ_S、第２の負荷４２または第３の負荷４３におけるインピーダンスＺ_Lに対して、
（数１）
Ｚ_oo＝√(Ｚ_S・Ｚ_L／２) 式（１）
の関係式を満足するようにし、かつ、前記結合伝送線路１３における偶モード特性インピーダンスＺ_oeを、
（数２）
１／Ｚ_oe≒０ 式（２）
となるようにしたことを特徴とする。

なお、本出願書類の特許請求の範囲や明細書において、特性インピーダンスＺ_ooが関係式を満足するとは、厳密に等号が成り立っている必要はなく、例えば±２５％程度の誤差があってもよい。

以下、本発明のバランにおいて、上述した式（１）と式（２）の導出について述べる。なお、以下では、便宜上アドミタンスを用いて解析する。
図１において、結合伝送線路１３の長さが設計中心周波数ｆ_dにおいて、1/4波長の場合、各端子（２１〜２４）の端子電圧Ｖ_i（i＝１〜４）と、端子電流Ｉ_i（i＝１〜４）との間には、以下の式（４）の関係が成り立つ。

（数５）
Ｉ₁／Ｖ₁ ＝Ｙ_in 式（５）
（数６）
−Ｉ₂／Ｖ₂ ＝Ｙ_L 式（６）
（数７）
−Ｉ₃／Ｖ₃ ＝Ｙ_L 式（７）
（数８）
Ｖ₄ ＝０ 式（８）

ただし、式（４）の行列式におけるＢとＣは、以下のように与えられる。
（数９）
Ｂ＝−ｊ／２（Ｙ_oo＋Ｙ_oe） 式（９）
（数１０）
Ｃ＝ｊ／２（Ｙ_oo−Ｙ_oe） 式（１０）

なお、ここで以下のインピーダンスとアドミタンスの関係がある。
Ｙ_in＝１／Ｚ_in，Ｙ_S＝１／Ｚ_S，Ｙ_L＝１／Ｚ_L，Ｙ_oo＝１／Ｚ_oo，Ｙ_oe＝１／Ｚ_oe

式（４）〜式（１０）から、
（数１１）
Ｖ₂ ＝ｊ（Ｙ_oo＋Ｙ_oe）・Ｖ₁／２Ｙ_Ｌ 式（１１）
（数１２）
Ｖ₃ ＝−ｊ（Ｙ_oo−Ｙ_oe）・Ｖ₁／２Ｙ_Ｌ 式（１２）
となり、Ｖ₂とＶ₃とは逆相になっていることが分かる。

さらに、式（１１）と式（１２）とから、
（数１３）
Ｖ₃／Ｖ₂ ＝−（Ｙ_oo−Ｙ_oe）／（Ｙ_oo＋Ｙ_oe） 式（１３）

一方、バランとして動作する場合、次式が成り立つ必要がある。
（数１４）
Ｖ₃／Ｖ₂ ＝−１ 式（１４）
式（１３）と式（１４）とから、
（数１５）
Ｙ_oe ＝０ 式（１５）
となる必要がある。

一方、式（４）〜式（１０）から、
（数１６）
Ｉ₁／Ｖ₁＝Ｙ_in ＝（Ｙ_oo ²＋Ｙ_oe ²）／２Ｙ_Ｌ 式（１６）
であり、入力側の整合条件から、
（数１７）
Ｙ_in ＝Ｙ_S 式（１７）
である。式（１６）、式（１７）、式（１５）から、
（数１８）
Ｙ_oo ＝√(２Ｙ_S・Ｙ_Ｌ) 式（１８）
となり、式（１５）と式（１８）を、それぞれインピーダンス表示すると、
（数１９）
１／Ｚ_oe ＝０ 式（１９）
（数２０）
Ｚ_oo ＝√((Ｚ_S・Ｚ_Ｌ)／２) 式（２０）
となる。
以上により、式（１）と式（２）とが導出された。

上述した式（１）と式（２）とを満足すれば、バランとして動作することを、以下のシミュレーションにより検証してみる。

一例として、以下の条件のもとで、バラン特性をシミュレーションした結果を、図２Ａから図２Ｄに示す。
ｆ_d ＝５０ＧＨｚ
Ｚ_S ＝Ｚ_Ｌ ＝５０Ω
Ｚ_oo ＝√((Ｚ_S・Ｚ_Ｌ)／２)≒３５．３５Ω
Ｚ_oe ＝１００ｋΩ

なお、Ｚ_oeは理想的なシミュレーションを考えると、無限大のインピーダンスにすべきであるが、シミュレーションの収束性や実際の回路設計を考慮して、十分に大きな有限の値である１００ｋΩとした。

図２Ａに、第１端子２１からみたリターンロス｜Ｓ₁₁｜を示している。直流のごく近傍から２次高調波２ｆ_d＝１００ＧＨｚのごく近傍までの超広帯域にわたり、リターンロス｜Ｓ₁₁｜≦−１０ｄＢとなっている。

図２Ｂに第１端子２１から第２端子２２に通過する信号の通過特性｜Ｓ₂₁｜を、図２Ｃに第１端子２１から第３端子２３に通過する信号の通過特性｜Ｓ₃₁｜を、それぞれ示している。いずれの場合も、直流のごく近傍から２次高調波２ｆ_d＝１００ＧＨｚのごく近傍までの超広帯域にわたり、通過特性｜Ｓ₂₁｜＝｜Ｓ₃₁｜＝−３．０〜−３．５ｄＢとなっている。

図２Ｄに、第１端子２１から第２端子２２に通過する信号の通過位相∠Ｓ₂₁と、第一端子２１から第３端子２３に通過する信号の通過位相∠Ｓ₃₁を示している。直流のごく近傍から２次高調波２ｆ_d＝１００ＧＨｚのごく近傍までの超広帯域にわたり、∠Ｓ₂₁と∠Ｓ₃₁の差は、∠Ｓ₃₁−∠Ｓ₂₁≒１８０°となっている。

以上の示した結果より、直流に極めて近い周波数から、２次高調波２ｆ_dに極めて近い周波数までの超広帯域にわたり、
通過特性：｜Ｓ₂₁｜＝｜Ｓ₃₁｜＝−３．０〜−３．５ｄＢ，
位相差：∠Ｓ₃₁−∠Ｓ₂₁≒１８０°，
リターンロス：｜Ｓ₁₁｜≦−１０ｄＢ
の性能が得られることが示され、バランとして動作することが分かる。

この結果から、本発明によるバランは、結合伝送線路の長さＬを適当に与えた場合、その長さが1/4波長となる設計周波数ｆ_dが決まる。もし、反射と分配特性が若干劣化してもよい場合、直流に極めて近い周波数から、２次高調波２ｆ_dに極めて近い周波数までの超広帯域にわたり、バランとして動作するといえる。

図２Ａ〜図２Ｄに示したシミュレーション結果から、以下のことがいえる。反射と分配特性の若干の劣化を許容できる場合、結合伝送線路部の長さＬは、必ずしも動作周波数の1/4波長となるように決める必要はない。動作周波数ｆ_mの半分の周波数、すなわちｆ_m/2で1/4波長となる長さＬ'に対し、Ｌ＜Ｌ'である任意の長さＬであればよい。

（実施形態２）
一方、反射と分配特性も十分よくする必要がある場合は、結合伝送線路の長さを動作帯域の中心周波数において、1/4波長の長さにするのがよい。

本発明による実施形態１および実施形態２のバランは、それぞれ結合伝送線路の長さが異なるだけで、基本的に同じ構造で実現できる。このようなバランを、マイクロ波集積回路技術で実現するための具体的な構造図を、図３に示す。

誘電体基板１０の表面には、導体パターン１０１と１０２が、逆三角形の線路状に形成されている。誘電体基板１０の裏面には、グランドとなる導体パターン１６が形成されている。誘電体基板１０としては、例えばガラスエポキシ基板などを例示でき、導体パターンとしては例えば銅箔を例示でき、さらに銅箔に金めっきを施したものも好ましく使用できる。なお、誘電体基板や導体パターンとして使用できるものであれば、これらの例示に限られない。
このような構造とすることにより、マイクロストリップ線路で構成されたマイクロ波集積回路が形成される。

図３に示すように、実施形態１および実施形態２によるバラン１は、誘電体基板１０の表面に、第１の導体パターン１０１にて構成された第１の伝送線路１１と、第２の導体パターン１０２で形成された第２の伝送線路１２とが、互いに並行でかつ近接して配置され、４つの端子（２１,２２,２３,２４）を有する結合伝送線路１３を構成している。

結合伝送線路１３において、第１端子２１は第１の負荷４１に接続された第１のマイクロストリップ線路３１に、第２端子２２は第２の負荷４２に接続された第２のマイクロストリップ線路３２に、第３端子２３は第３の負荷４３に接続された第３のマイクロストリップ線路３３にそれぞれ接続されている。

図３（ｂ）は、図３（ａ）のＡ−Ａ矢視断面を示す。図３（ｂ）に示すように、第４端子２４は、ビアホール１４などを通じて、誘電体基板１０の裏面に形成された、グランドとなる面状の導体パターン１６に接続される構造となっている。

そして、誘電体基板１０の裏面における面状の導体パターン１６は、結合伝送線路１３の形成された部分に対応する部分が削除された構造となっている。このように、結合伝送線路１３の形成された部分に対応する部分が削除されることにより、結合伝送線路１３の偶モード特性インピーダンスＺ_oeを十分大きな値にすることができる。
なお、図３では、誘電体基板１０の裏面における面状の導体パターン１６が形成されている領域に、クロスハッチングを施している（後述する、図７，図１１および図１２においても同様である）。

一方、結合伝送線路１３を構成する、第１の導体パターン１０１と第２の導体パターン１０２との、それぞれの線幅Ｗ1，Ｗ2および間隔Ｓを適切に設定することにより、所望の奇モード特性インピーダンスＺ_ooを実現できる。
ここで、結合伝送線路１３の長さＬは、動作周波数ｆ_mの半分の周波数、すなわちｆ_m/2で1/4波長となる長さＬ'に対し、Ｌ＜Ｌ'であれば、任意の長さＬであっても、バランとして動作する。

特に、結合伝送線路１３の長さＬを動作帯域の中心周波数において、1/4波長となる長さに選ぶと、良好な反射と分配特性を実現できることは、もちろんである。

なお、ここで結合伝送線路１３の各端子（２１〜２４）は、近接して配置されるとよい。こうすることにより、各端子（２１〜２４）に対応するグランドを高周波域においても同電位にすることが可能となり、理想的なバランとして動作させることができる。

（実施形態３）
本発明の実施形態３によるバラン５における等価回路図を、図４に示す。
図４に示した実施形態３によるバラン５は、上述した実施形態１によるバラン１と、等価回路図としては同様ではあるが、第１の導体パターン５１と第２の導体パターン５２とが、誘電体層を挟んで、互いに並行でかつ近接して配置されてサスペンデッド線路５３を構成していることが、異なる点である。

そして、サスペンデッド線路５３の特性インピーダンスＺ_SUSは、前記第１の負荷４１のインピーダンスＺ_S、第２の負荷４２または第３の負荷４３のインピーダンスＺ_Lに対して、
（数３）
Ｚ_SUS ＝√(２Ｚ_S・Ｚ_Ｌ) 式（３）
の関係式を満足するように選ばれ、構成されている。

なお、本出願書類の特許請求の範囲や明細書において、特性インピーダンスＺ_SUSが関係式を満足するとは、厳密に等号が成り立っている必要はなく、例えば±２５％程度の誤差があってもよい。

以下に、上述の式（３）の導出について述べる。
マイクロストリップ線路やサスペンデッド線路などの、ＴＥＭモードないしは準ＴＥＭモードで伝播する伝送線路系の特性は、単位長あたりのキャパシタンスを用いて表したキャパシタンスモデルを用いて解析できる。

まず、結合伝送線路の場合について述べる。図５は、結合伝送線路のキャパシタンスモデルの図であり、無限遠方にグランドを有している。このとき、偶モードにおける単位長あたりのキャパシタンスＣ_evenと、奇モードにおける単位長あたりのキャパシタンスＣ_oddとは、図５に示されたＣ₁，Ｃ₁'，Ｃ₂を用いて、それぞれ式（２１）と式（２２）とで表すことができる。
（数２１）
Ｃ_even＝Ｃ₁ 式（２１）
（数２２）
Ｃ_odd ＝Ｃ₁'＋Ｃ₂ 式（２２）

さらに、偶モード特性インピーダンスＺ_oeと奇モード特性インピーダンスＺ_ooとは、それぞれ式（２３）と式（２４）とで表すことができる。
（数２３）
Ｚ_oe＝１／（ν_eＣ_even） 式（２３）
（数２４）
Ｚ_oo＝１／（ν_oＣ_odd） 式（２４）
ここで、ν_eは偶モード伝播速度、ν_oは奇モード伝播速度である。

図５の場合、グランドは無限遠方にあるとしているので、
（数２５）
Ｃ₁≒Ｃ₁'≒０ 式（２５）
したがって、
（数２６）
Ｚ_oe＝∞ 式（２６）
（数２７）
Ｚ_oo＝１／(ν_oＣ₂) 式（２７）
が導かれる。

ただし、明細書にて使用できる文字に制限がある関係で、本出願書類の特許請求の範囲や明細書において、≒は近似的に等しいという意味で使用するものとする。

続いて、サスペンデッド線路の場合について述べる。図６は、サスペンデッド線路のキャパシタンスモデルである。サスペンデッド線路の単位長あたりのキャパシタンスＣ_SUSは、図５との比較から、
（数２８）
Ｃ_SUS＝Ｃ₂／２ 式（２８）
で与えられ、さらに特性インピーダンスＺ_SUSは次式で与えられる。
（数２９）
Ｚ_SUS＝１／(ν_oＣ_SUS)＝２／(ν_oＣ₂)＝２Ｚ_oo 式（２９）

すなわち、サスペンデッド線路の特性インピーダンスＺ_SUSは、これと形状が等しく、かつ、グランドが無限遠方にある結合伝送線路の奇モード特性インピーダンスＺ_ooの２倍の値となっている。
さらに、式（１）と式（２９）の関係から、
Ｚ_SUS＝２Ｚ_oo＝２√((Ｚ_S・Ｚ_Ｌ)／２)＝√(２Ｚ_S・Ｚ_Ｌ) 式（３０）
となり、式（３）が導かれた。

以上のことから、図４に示したサスペンデッド線路５３を構成する第１の導体パターン５１と第２の導体パターン５２とは、実施形態１に示した結合伝送線路を構成する第１の導体パターン１０１と第２の導体パターン１０２に、それぞれ相当する。したがって、図４に示したサスペンデッド線路５３は、実施形態１に示した結合伝送線路１３と同等の動作をする。

例えば、図４に示した構成のバラン５において、
ｆ_d ＝５０ＧＨｚ
Ｚ_S ＝Ｚ_Ｌ ＝５０Ω
Ｚ_SUS ＝√(２Ｚ_S・Ｚ_Ｌ)≒７０．７Ω
とすると、図２と同等のシミュレーション結果が得られ、直流に極めて近い周波数から、２次高調波２ｆ_dに極めて近い周波数までの超広帯域にわたり、
通過特性：｜Ｓ₂₁｜＝｜Ｓ₃₁｜＝−３．０〜−３．５ｄＢ，
位相差：∠Ｓ₃₁−∠Ｓ₂₁≒１８０°，
リターンロス：｜Ｓ₁₁｜≦−１０ｄＢ
の性能が得られることが示され、バランとして動作することが分かる。

以上の結果から、反射と分配特性の若干の劣化を許容できる場合、サスペンデッド線路部の長さＬは必ずしも動作周波数ｆ_mで1/4波長となるように決める必要はなく、動作周波数ｆ_mの半分の周波数、すなわちｆ_m/2で1/4波長となる長さＬ'に対し、Ｌ＜Ｌ'であれば、任意の長さＬであればよく、このことは実施形態１における説明と同様である。

（実施形態４）
また、一方、反射と分配特性も十分よくする必要がある場合は、サスペンデッド線路の長さを動作帯域の中心周波数において、1/4波長の長さにするのがよい。その理由も実施形態２の説明と同様である。

本発明による実施形態３および実施形態４のバランは、それぞれサスペンデッド線路の長さが異なるだけで、基本的に同じ構造で実現できる。このようなバランを、マイクロ波集積回路技術で実現するための具体的な構造図を、図７に示す。

実施形態３または４によるバラン５は、線路状の形状を有する、第１の導体パターン５１と第２の導体パターン５２とが、誘電体層５０１を挟んで、互いに並行でかつ近接して配置されて構成されたサスペンデッド線路５３を有しており、
前記第１の導体パターン５１では、第１端子２１は第１の負荷４１に接続され、第２端子２２は第２の負荷４２に接続されており、
前記第２の導体パターン５２では、前記第２の負荷４２側に対向する第３端子２３は前記第２の負荷４２とインピーダンスの等しい第３の負荷４３が接続され、前記第１の負荷４１側に対向する第４端子２４は短絡されており、
前記サスペンデッド線路５３における特性インピーダンスＺ_SUSを、前記第１の負荷４１におけるインピーダンスＺ_S、第２の負荷４２または第３の負荷４３におけるインピーダンスＺ_Lに対して、
（数３）
Ｚ_SUS＝√(２・Ｚ_S・Ｚ_L) 式（３）
の関係式を満足するようにしたことを特徴とする。

このようなサスペンデッド線路５３を構成するには、図７に示したように、まず誘電体基板５０の表面に、逆三角形で線路状の第２の導体パターン５２が形成され、その上に誘電体層５０１が形成される。誘電体層５０１の表面には、上述の第２の導体パターン５２に立体的に重なる位置に、逆三角形で線路状の第１の導体パターン５１が形成される。誘電体基板５０の裏面には、グランドとなる導体パターン５６が形成されるとよい。このような構造とすることにより、マイクロストリップ線路で構成されたマイクロ波集積回路が形成される。

なお、誘電体基板５０および誘電体層５０１は、例えば、ガラスエポキシ基板、セラミック基板、Low Teｍperature Co-fiered Ceramic(LTCC)基板などを例示でき、さらにまた、Ｓｉ基板や化合物半導体基板上に、多層に積層されたＳｉＯ₂やポリイミドなどの誘電体であってもよい。

さらに、第１の導体パターン５１において、第１端子２１は第１のマイクロストリップ線路６１を介して第１の負荷４１に接続され、第２端子２２は第２のマイクロストリップ線路６２を介して第２の負荷４２に接続されている。第２の導体パターン５２において、第３端子２３がビアホール５４を通じて誘電体層５０１の表面に露出され、第３のマイクロストリップ線路６３を介して第３の負荷４３に接続されている。

また、図７（ｂ）は、図７（ａ）におけるＢ−Ｂ矢視断面を示している。図７（ｂ）に示すように、第２の導体パターン５２の第４端子２４は、誘電体基板５０に形成されたビアホール５５を通じて、グランドとなる面状の導体パターン５６に接続されている。

さらに、図７に示したバランの斜視図を図８に示す。図８の斜視図では、第１の導体パターン５１と第２の導体パターン５２との重なり具合や、ビアホール５４，５５、グランドとなる面状の導体パターン５６の様子がよく分かるように、部分断面としている。

ここで、サスペンデッド線路５３を構成する、第１の導体パターン５１と第２の導体パターン５２の、それぞれの線幅Ｗ1，Ｗ2および間隔Ｈを適切に設定することにより、所望のインピーダンスＺ_SUSを実現できる。ここで、サスペンデッド線路５３の長さＬは、動作周波数ｆ_mの半分の周波数、すなわちｆ_m/2で1/4波長となる長さＬ'に対し、Ｌ＜Ｌ'であれば、任意の長さＬであっても、バランとして動作する。

特に、長さＬを動作帯域の中心周波数ｆ_dにおいて、1/4波長となる長さに選ぶと、良好な反射と分配特性を実現できることは、もちろんである。

なお、ここでサスペンデッド線路５３の各端子（２１〜２４）は近接して配置することにより、各端子（２１〜２４）に対応するグランドを高周波においても同電位にすることが可能となり、理想的なバランとして動作させることができる。

なお、上述した実施形態１と２では基板として誘電体基板を用いた場合について説明し、実施形態３と４では基板として誘電体基板とその一主表面に誘電体層を形成したものを用いた場合について説明した。しかしこれらに限られず、半導体基板を基板として用いてもよいし、半導体基板上に多層誘電体層を形成したものを用いてもよい。

また、それぞれの負荷に接続される線路としては、マイクロストリップ線路を用いる場合について説明した。しかしこれに限られず、負荷に接続される線路としては、コプレナ線路、グランデッドコプレナ線路、トリプレート線路、あるいは同軸線路であってもよい。これらの線路における、代表的な断面構造の例を図９に示す。

図９（ａ）に示すコプレナ線路では、１つの導体パターン７１を２つのグランドパターン７６，７６が、間隔を開けて平面的に挟むような構造を有している。
図９（ｂ）に示すグランデッドコプレナ線路では、コプレナ線路の誘電体基板７０の裏面側に、面状のグランドパターン７７を形成した構造を有している。

図９（ｃ）に示すトリプレート線路では、誘電体基板７０の表裏面側に、それぞれ面状のグランドパターン７７，７７を形成し、誘電体基板の内部に導体パターン７１を形成した構造を有している。
図９（ｄ）に示す同軸線路は、文字通り、同軸の中心部の導体８１が伝送線路であり、シールド部８２がグランドの役割であり、中心部の導体８１の周囲を誘電体８０が取り囲んでいる。

さらに、結合伝送線路としては、サイドカップル形の構造を示した。さらに、適切な結合容量を実現するために、図１０のように、フローティング電極１７を多層に配置した結合伝送線路構造としてもよい。これは、誘電体基板１０００の表面上にフローティング電極１７を形成し、その上に誘電体層を形成し、その誘電体層の上に結合伝送線路構を構成する、第１の導体パターン１０１と第２の導体パターン１０２とを形成したものである。

また、図３および図７では、結合伝送線路およびサスペンデッド線路は三角形状のループで示したが、円形状、四角形状など、任意の形状のループであってよい。また、結合伝送線路およびサスペンデッド線路は１重ループの形状で示したが、小型化のため２重以上のループとしてもよい。

実施形態１と２において、結合伝送線路を２重ループとした場合における、導体パターンの例を図１１に示す。図１１（ａ）における、Ａ−Ａ断面図を図１１（ｂ）に、Ｂ−Ｂ断面図を図１１（ｃ）に、それぞれ示す。

図示したように、結合伝送線路を構成する、第１の導体パターン１０１と第２の導体パターン１０２とは２重ループを形成している。その特徴として、２重ループの内周側にある導体パターンの２つの始点は、その外側にある２本の導体パターンの下側を２つのビアホールを介することによって通過し、それぞれ第２端子と第３端子とに接続されている（Ｂ−Ｂ断面図を参照のこと）。したがって、誘電体基板１０は、図示されたように２層構造となっている。

また、実施形態３と４において、サスペンデッド線路を２重ループとして場合における、導体パターンの例を図１２に示す。図１２（ａ）における、Ａ−Ａ断面図を図１２（ｂ）に、Ｂ−Ｂ断面図を図１２（ｃ）に、それぞれ示す。

図示したように、サスペンデッド線路５３は２重ループを形成している。その特徴として、２重ループの内周側にある導体パターンの始点は、その外側にある導体パターンの下側を２つのビアホールを介することによって通過し、端子に接続されている。サスペンデッド線路は、２つの導体パターンが誘電体層を介して重なるように形成されているので、外側にある導体パターンの下側を通過させるためには、２つのビアホールを介する構造も２重の構造にする必要がある（Ｂ−Ｂ断面図を参照のこと）。したがって、誘電体基板は、図示されたように４層構造となっている。

本発明によるバランは、マイクロ波集積回路技術を用いて構成することができ、小型化が可能で低損失であり、広帯域な周波数に対応できるので、例えば、地上デジタル放送などの用途にも利用可能である。

１ （結合伝送線路を有する）バラン
１０ 誘電体基板
１１ （結合伝送線路の）第１の伝送線路
１２ （結合伝送線路の）第２の伝送線路
１０１ （結合伝送線路の）第１の導体パターン
１０２ （結合伝送線路の）第２の導体パターン
１３ 結合伝送線路
１４ ビアホール
１６ グランド用の導体パターン
２１ 第１端子
２２ 第２端子
２３ 第３端子
２４ 第４端子
３１ 第１のマイクロストリップ線路
３２ 第２のマイクロストリップ線路
３３ 第３のマイクロストリップ線路
４１ 第１の負荷
４２ 第２の負荷
４３ 第３の負荷
５ （サスペンデッド線路を有する）バラン
５０ 誘電体基板
５０１ 空気層または誘電体層
５１ （サスペンデッド線路）の第１の導体パターン
５２ （サスペンデッド線路）の第２の導体パターン
５３ サスペンデッド線路
５４，５５ ビアホール
５６ グランド用の導体パターン
６１ 第１のマイクロストリップ線路
６２ 第２のマイクロストリップ線路
６３ 第３のマイクロストリップ線路
７０ 誘電体基板
７１ 線路用の導体パターン
７６ グランド用の導体パターン
７７ グランド用の面状導体
８０ 同軸線路の誘電体
８１ 同軸線路の中心導体
８２ 同軸線路のグランド導体
１０００ 誘電体基板
１００１ 誘電体層
１７ フローティング電極

Claims (4)

1. 第１の導体パターンにて構成された第１の伝送線路と、第２の導体パターンで形成された第２の伝送線路とが、互いに並行でかつ近接して配置されて構成された結合伝送線路を有するバランであって、
   前記第１の伝送線路では、第１端子は第１の負荷に接続され、第２端子は第２の負荷に接続されており、
   前記第２の伝送線路では、前記第２の負荷側に対向する第３端子は前記第２の負荷とインピーダンスの等しい第３の負荷が接続され、前記第１の負荷側に対向する第４端子は短絡されており、
   前記結合伝送線路における奇モード特性インピーダンスＺ_ooを、前記第１の負荷におけるインピーダンスＺ_S、第２の負荷または第３の負荷におけるインピーダンスＺ_Lに対して、
   （数１）
   Ｚ_oo＝√(Ｚ_S・Ｚ_L／２) 式（１）
   の関係式を満足するようにし、かつ、前記結合伝送線路における偶モード特性インピーダンスＺ_oeを、
   （数２） 式（２）
   １／Ｚ_oe≒０
   となるようにしたことを特徴とするバラン。
2. 請求項１に記載のバランにおいて、
   前記結合伝送線路の長さが、動作周波数帯域の中心周波数にて、1/4波長となっているバラン。
3. 線路状の形状を有する、第１の導体パターンと第２の導体パターンとが、誘電体層を挟んで、互いに並行でかつ近接して配置されて構成されたサスペンデッド線路を有するバランであって、
   前記第１の導体パターンでは、第１端子は第１の負荷に接続され、第２端子は第２の負荷に接続されており、
   前記第２の導体パターンでは、前記第２の負荷側に対向する第３端子は前記第２の負荷とインピーダンスの等しい第３の負荷が接続され、前記第１の負荷側に対向する第４端子は短絡されており、
   前記サスペンデッド線路における特性インピーダンスＺ_SUSを、前記第１の負荷におけるインピーダンスＺ_S、第２の負荷または第３の負荷におけるインピーダンスＺ_Lに対して、
   （数３）
   Ｚ_SUS＝√(２・Ｚ_S・Ｚ_L) 式（３）
   の関係式を満足するようにしたことを特徴とするバラン。
4. 請求項３に記載のバランにおいて、
   前記サスペンデッド線路の長さが、動作周波数帯域の中心周波数にて、1/4波長となっているバラン。

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