JP6282367B2 - 不平衡平衡変換器 - Google Patents

Description

本発明は、不平衡平衡変換器に関する。

差動線路とシングルエンドの変換のための分布定数変換器としてバラン（Ｂａｌｕｎ）が従来から知られている。バランには、ウィルキンソン（Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ）分配器を用いたものや、ラットレースハイブリッド（Ｒａｔ−ｒａｃｅ Ｈｙｂｒｉｄ）を用いたものがある。

特許文献１には、平衡型ミクサに用いられるバランにおいて、マーチャントバランから２つの出力端子へ逆相のＲＦ信号を伝送する２つの出力信号線の間にそれぞれ抵抗を介して１／２波長の電気長を有する伝送線路を接続することが記載されている。これにより、特許文献１によれば、非逆相成分が抵抗で終端され逆相のＲＦ信号のみを２つの出力端子から出力するので、２つの出力端子間のアイソレーション特性が良好なバランを得ることができるとされている。

特許第３５０１９４９号公報

特許文献１には、バランを実装する際にどのようにレイアウトを行うのかについて一切記載がない。

一方、ウィルキンソン分配器やラットレースハイブリッドを用いたバラン（不平衡平衡変換器）は、同一平面上に表層回路のみでレイアウトして構成できるため、製造精度が高い（逆相／等振幅分配を実現しやすい）等の利点がある。

しかし、ウィルキンソン分配器やラットレースハイブリッドを用いたバランは、同一平面上に表層回路のみでレイアウトして構成した場合、平面方向における回路のサイズ（面積）が大きくなりやすい。例えば、ウィルキンソン分配器を用いたバランでは、１８０°（λ／２：基本波波長の半分）インバータが必要であるため、平面方向における回路のサイズが大きくなりやすい。例えば、ラットレースハイブリッドを用いたバランでは、全長１．５λ（基本波波長の１．５倍の長さ）のリング回路が必要であるため、平面方向における回路のサイズが大きくなりやすい。

また、同一平面上に構成したラットレースハイブリッドを用いたバランでは、全長１．５λのリング回路によって、狭帯域になりやすい。

また、ラットレースハイブリッドを用いたバランは、シングルエンド（ｓｉｎｇｌｅ−ｅｎｄ）入力ポートと差動（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）出力ポートとが幾何学上略同一直線状とならないので、入出力ポート（ｓｉｎｇｌｅ−ｅｎｄ→Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）の取り出し方向が略直線上となるようにレイアウトすることが困難である。入出力ポートの取り出し方向が略直線上にレイアウトできないと、不平衡平衡変換器を実装する際に配線を引き回さなければならなくなり、不平衡平衡変換器をコンパクトに実装することが困難になる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ラットレースハイブリッドに基づく構成において、回路のサイズを縮小でき、入出力ポートの取り出し方向を略直線上にレイアウトできる不平衡平衡変換器を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の１つの側面にかかる不平衡平衡変換器は、表層及び裏層の間に複数層の内層が積層された多層誘電体基板に設けられ、不平衡線路ポートから入力された高周波信号を差動信号に変換して一対の平衡線路ポートを介して出力する不平衡平衡変換器であって、不平衡線路ポートとして表層に配された第１端子と、一対の平衡線路ポートとして表層に配された第２端子及び第３端子と、第１端子と第２端子とを接続するように表層に配され、第１の内層よりも下層に位置する第２の内層の下面に設けられる接地導体を有し、高周波信号の伝搬波長の１／４の電気長を有するマイクロストリップ線路と、第１端子と第３端子とを電気的に接続するように表層の導体線路と第１の内層の上面の導体線路とで電磁結合により構成され、他端が先端短絡された分布結合線路と、第２端子と第３端子とを接続するように、第２端子、第３端子それぞれから第１の内層の上面の導体へ接続されたスルーホールと第１の内層の上面の導体とにより構成され、第２の内層の下面に設けられる接地導体を有し、高周波信号の伝搬波長の１／２の電気長を有するストリップ線路と、第２端子及び第３端子のそれぞれから互いに近づくように表層上を延びており、第２の内層の下面に設けられる接地導体を有し、互いに均等な電気長を有する一対のマイクロストリップ線路と、一対のマイクロストリップ線路から、表層に垂直な方向から透視した場合にストリップ線路と略直交するように表層上を延びた平行２線路と、を備える。

本発明によれば、分布結合線路が、第１端子と第３端子とを電気的に接続するように表層の導体線路と内層の導体線路とで電磁結合により構成され、高周波信号で位相反転する。これにより、分布結合線路を高周波信号の伝搬波長λの１／４の電気長で構成することができ、リング線路の全長をλの電気長に短縮できる。また、一対のマイクロストリップ線路は、第２端子及び第３端子のそれぞれから互いに近づくように表層上を延びており、互いに均等な電気長を有する。平行２線路は、一対のマイクロストリップ線路から、表層に垂直な方向から透視した場合にストリップ線路と略直交するように表層上を延びている。これにより、第１端子と平行２線路との距離を短縮でき、第１端子（入力ポート）と平行２線路（出力ポート）とを略一直線上にレイアウトできる。したがって、ラットレースハイブリッドに基づく構成において、回路のサイズを縮小でき、入出力ポートの取り出し方向を略直線上にレイアウトできる。

実施の形態１にかかる不平衡平衡変換器のレイアウト構成を示す図 実施の形態１にかかる不平衡平衡変換器の層毎のレイアウト構成を示す図 実施の形態１にかかるラットレースハイブリッドの等価回路を示す図 実施の形態１にかかる不平衡平衡変換器の動作を示す図 実施の形態２にかかる不平衡平衡変換器の層毎のレイアウト構成を示す図 実施の形態２にかかる不平衡平衡変換器の断面構成を示す図 基本の形態にかかる不平衡平衡変換器のレイアウト構成を示す図 基本の形態にかかるラットレースハイブリッドの等価回路を示す図 基本の形態にかかる不平衡平衡変換器の動作を示す図

以下に、本発明にかかる不平衡平衡変換器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
実施の形態１にかかる不平衡平衡変換器１００ｉについて説明する前に、基本の形態にかかる不平衡平衡変換器１００について説明する。

例えば通信装置等では、SiGeやCMOSで構成される伝送線路として、広く差動線路が用いられているが、接続先の高周波モジュールの回路（伝送線路やアンテナ給電線路）ではシングルエンド線路で構成される。この場合、シングルエンド線路と差動線路との間のインターフェースとして、シングルエンド線路で伝送された高周波信号を差動信号に変換して差動線路へ供給する不平衡平衡変換器が必要である。

不平衡平衡変換器には、ウィルキンソン（Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ）分配器が用いたものや、ラットレースハイブリッド（Ｒａｔ−ｒａｃｅ Ｈｙｂｒｉｄ）を用いたものがある。

基本の形態では、図７に示すように、ラットレースハイブリッドＲＨを用いて不平衡平衡変換器１００を構成する。ラットレースハイブリッドＲＨは、リング線路ＲＬに対して放射状に４つのポートＰ１〜Ｐ４が設けられたものである。高周波信号の伝搬波長をλとすると、リング線路ＲＬにおいて、ポートＰ１，Ｐ２間、ポートＰ２，Ｐ４間、ポートＰ４，Ｐ３間の部分がそれぞれλ／４の電気長を有し、ポートＰ１，Ｐ３間の部分が３λ／４の電気長を有する。

ラットレースハイブリッドＲＨでは、ポートＰ１から信号を入力した場合、ポートＰ２には、ポートＰ１から時計回りにλ／４だけリング線路ＲＬを進んだ波とポートＰ１から反時計回りに５λ／４だけリング線路ＲＬを進んだ波とが到達する。これらの２つの波は、同相になるので、互いに足し合わされてポートＰ２から出力される。

ポートＰ３には、ポートＰ１から時計回りに３λ／４だけリング線路ＲＬを進んだ波とポートＰ１から反時計回りに３λ／４だけリング線路ＲＬを進んだ波とが到達する。これらの２つの波は、同相になるので、互いに足し合わされてポートＰ３から出力される。

ポートＰ４には、ポートＰ１から時計回りにλ／２だけリング線路ＲＬを進んだ波とポートＰ１から反時計回りにλだけリング線路ＲＬを進んだ波とが到達する。これらの２つの波は、逆相になるので、互いに打ち消し合う。これにより、ポートＰ４は、ポートＰ１からアイソレートされた形になる。

このように、ラットレースハイブリッドＲＨでは、ポートＰ１から信号を入力した場合、ポートＰ２及びポートＰ３間の線路長はλ／２のため、互いに逆相の信号が出力されるので、ポートＰ１を不平衡線路ポートとして用いることができ、ポートＰ２及びポートＰ３を一対の平衡線路ポートとして用いることができる。このとき、アイソレートされたポートＰ４は、図７に破線で示すように使用しない。

具体的には、不平衡平衡変換器１００は、例えば多層誘電体基板に設けられ、例えば、第１端子１１、第２端子１２、第３端子１３、マイクロストリップ線路１〜５、及び平行２線路６を備える。多層誘電体基板は、表層ＦＬ及び裏層ＢＬの間に複数層の内層Ｌ２〜Ｌｋ−１が積層されている（図６参照）。

なお、ラットレースハイブリッドＲＨが表層回路のみで構成できるため、不平衡平衡変換器１００は、単層誘電体基板に設けられてもよい。

第１端子１１は、ラットレースハイブリッドＲＨにおける不平衡線路ポート（ポートＰ１）として機能する部分であり、例えば表層ＦＬに配されている。

第２端子１２及び第３端子１３は、ラットレースハイブリッドＲＨにおける一対の平衡線路ポート（ポートＰ２，Ｐ３）として機能する部分であり、例えば表層ＦＬに配されている。

マイクロストリップ線路１は、第１端子１１と第２端子１２とを接続するように例えば表層ＦＬに配されている。マイクロストリップ線路１は、高周波信号の伝搬波長λの１／４の電気長を有する。

マイクロストリップ線路２は、第１端子１１と第３端子１３とを接続するように例えば表層ＦＬに配されている。マイクロストリップ線路２は、高周波信号の伝搬波長λの３／４の電気長を有する。

マイクロストリップ線路３は、第２端子１２と第３端子１３とを接続するように例えば表層ＦＬに配されている。マイクロストリップ線路３は、高周波信号の伝搬波長λの１／２の電気長を有する。マイクロストリップ線路３は、ポートＰ２，Ｐ４間の部分３ａとポートＰ４，Ｐ３間の部分３ｂとを含む。

マイクロストリップ線路１〜３は、リング線路ＲＬを形成している。

マイクロストリップ線路４は、第２端子１２と平行２線路６とを接続するように例えば表層に配されている。マイクロストリップ線路４は、マイクロストリップ線路５と均等な電気長を有する。

マイクロストリップ線路５は、第３端子１３と平行２線路６とを接続するように例えば表層に配されている。マイクロストリップ線路５は、マイクロストリップ線路４と均等な電気長を有する。

平行２線路６は、互いに略平行な２つの線路６ａ，６ｂを有する。線路６ａは、マイクロストリップ線路４を介して第２端子１２に接続されている。線路６ｂは、マイクロストリップ線路５を介して第３端子１３に接続されている。２つの線路６ａ，６ｂは、互いに均等な電気長を有する。

不平衡平衡変換器１００の等価回路は、例えば、図８に示すようになる。図８は、基本の形態にかかる不平衡平衡変換器の等価回路を示す図である。なお、図８には、特性の数値を一例として示している。例えば、Ｅ＝９０は、λｇ／４を示す。インピーダンスについて、Ｚａ＝５０＊√（２）である。

不平衡平衡変換器１００では、第１端子１１に高周波信号が入力されると、第２端子１２及び第３端子１３に互いに逆相の一対の信号が現れる。各信号は、一対のマイクロストリップ線路４，５を介して平行２線路６へ伝達され、平行２線路６から、差動信号として出力される。すなわち、不平衡平衡変換器１００は、不平衡線路ポート（第１端子１１）から入力された高周波信号を差動信号に変換して一対の平衡線路ポート（第２端子１２及び第３端子１３）を介して出力する。なお、差動信号における一対の信号は、その振幅が互いに均等であることが好ましい。

ラットレースハイブリッドＲＨの通過特性は、例えば、図９（ａ）、（ｂ）のようになる。図９（ａ）は、ラットレースハイブリッドＲＨの通過電力の特性を示し、図９（ｂ）は、ラットレースハイブリッドＲＨの通過位相の特性を示す。図９（ａ）に示したハッチング部分がラットレースハイブリッドＲＨの通過帯域（通過周波数範囲）ＢＤを示し、通過帯域ＢＤの比帯域（＝帯域幅／周波数）は、例えば、−３．５ｄＢ以上について２７％である。

ラットレースハイブリッドＲＨを用いた不平衡平衡変換器１００は、図７に示されるように、同一平面上に表層回路のみでレイアウトして構成することができる。しかし、同一平面上に表層回路のみでレイアウトして構成した場合、平面方向における回路のサイズ（面積）が大きくなりやすい。例えば、ラットレースハイブリッドＲＨを用いた不平衡平衡変換器１００では、図７に示すように、全長１．５λ（基本波波長λの１．５倍の長さ）のリング線路ＲＬが必要であるため、平面方向における回路のサイズが大きくなりやすい。

また、ラットレースハイブリッドＲＨを用いた不平衡平衡変換器１００は、図７に示すように、入力ポート（第１端子１１）と出力ポート（平行２線路６）とが幾何学上略同一直線状とならないので、入出力ポートの取り出し方向が略直線上となるようにレイアウトすることが困難である。入出力ポートの取り出し方向が略直線上となるようにレイアウトできないと、不平衡平衡変換器を実装する際に配線を引き回さなければならなくなり（線路損失増大の要因になり）、不平衡平衡変換器をコンパクトに実装することが困難になる。

そこで、実施の形態１では、ラットレースハイブリッドＲＨを基本構成としながら、以下の工夫を行うことで、回路のサイズを縮小するとともに入出力ポートの取り出し方向を略直線上にレイアウトすることを目指す。以下では、基本の形態と異なる部分を中心に説明する。

具体的には、不平衡平衡変換器１００ｉは、図１及び図２に示すように、マイクロストリップ線路２（図７参照）に代えて分布結合線路２ｉを備える。図１は、不平衡平衡変換器１００ｉのレイアウト構成を示す図である。図２（ａ）は、不平衡平衡変換器１００ｉの表層ＦＬ（第１層Ｌ１）のレイアウト構成を示す図である。図２（ｂ）は、不平衡平衡変換器１００ｉの内層（第２層）Ｌ２のレイアウト構成を示す図である。図２（ｃ）は、不平衡平衡変換器１００ｉの内層（第３層）Ｌ３のレイアウト構成を示す図である。図１では、各層の構成を重ねて示している。

分布結合線路２ｉは、図１に示すように、先端短絡の位相反転分布結合線路である。分布結合線路２ｉは、第１端子１１と第３端子１３とを電気的に接続するように、表層ＦＬ（第１層Ｌ１）の導体線路２ｉ１と内層（第２層）Ｌ２の導体線路２ｉ２とで電磁結合により構成されている。

表層ＦＬの導体線路２ｉ１は、図２（ａ）に示すように、高周波信号の伝搬波長λの１／４の電気長を有する。内層Ｌ２の導体線路２ｉ２は、図２（ｂ）に示すように、高周波信号の伝搬波長λの１／４の電気長を有する。表層ＦＬに垂直な方向から透視した場合（図１参照）、内層Ｌ２の導体線路２ｉ２は、その一端側の部分が第１端子１１に重なっている。また、表層ＦＬの導体線路２ｉ１及び内層Ｌ２の導体線路２ｉ２は、高周波信号の伝搬波長λの１／４の電気長を有する。表層ＦＬに垂直な方向から透視した場合（図１参照）、表層ＦＬの導体線路２ｉ１の主要部と内層Ｌ２の導体線路２ｉ２の主要部とが互いに重なっている。表層ＦＬの導体線路２ｉ１及び内層Ｌ２の導体線路２ｉ２は、リング線路ＲＬｉの一部を成すように、例えば円弧状に延びている。

表層ＦＬの導体線路２ｉ１は、その一端側の部分が第３端子１３に電気的に接続されており、その他端側の部分がスルーホール２ｉ４及びスルーホール２ｉ５を介して内層Ｌ３の接地導体に接続されている。これにより、表層ＦＬの導体線路２ｉ１は、その他端側が接地されている。内層Ｌ２の導体線路２ｉ２は、その一端側の部分がスルーホール２ｉ３を介して第１端子１１に電気的に接続されており、その他端側の部分がスルーホール２ｉ６を介して内層Ｌ３の接地導体に接続されている。これにより、内層Ｌ２の導体線路２ｉ２は、その他端側が接地されている。すなわち、表層ＦＬの導体線路２ｉ１の他端側と内層Ｌ２の導体線路２ｉ２の他端側とは、内層Ｌ３の接地導体を介して互いに短絡（先端短絡）されている。

表層ＦＬの導体線路２ｉ１及び内層Ｌ２の導体線路２ｉ２は、内層Ｌ２の導体線路２ｉ２の線幅が表層ＦＬの導体線路２ｉ１の線幅を含むように構成されている。なお、表層ＦＬの導体線路２ｉ１の線幅が内層Ｌ２の導体線路２ｉ２の線幅を含むように構成されていてもよい。

内層Ｌ２の導体線路２ｉ２は、その一端側で第１端子１１の信号をスルーホール２ｉ３経由で受けてその他端側へ伝達する。このとき、表層ＦＬの導体線路２ｉ１は、内層Ｌ２の導体線路２ｉ２内の信号を電磁結合により受けて第３端子１３へ伝達する。これにより、分布結合線路２ｉは、電磁結合により信号が伝達される際に高周波信号で位相反転（１８０°シフト）するように構成されている。すなわち、分布結合線路２ｉでは、位相反転（１８０°シフト）が可能で、平衡出力の逆相を得るための電気長はλ／４となる。

不平衡平衡変換器１００ｉは、図１及び図２に示すように、接地導体抜き部７ｉをさらに備える。接地導体抜き部７ｉは、分布結合線路２ｉの直下に設けられている。接地導体抜き部７ｉは、図２（ｃ）に示すように、内層Ｌ３の接地導体において分布結合線路２ｉに対応してくり抜かれた部分である。接地導体抜き部７ｉは、高周波信号の伝搬波長λの約１／４の電気長を有する。表層ＦＬに垂直な方向から透視した場合（図１参照）、接地導体抜き部７ｉの主要部は、表層ＦＬの導体線路２ｉ１の主要部と内層Ｌ２の導体線路２ｉ２の主要部とにそれぞれ重なっている。接地導体抜き部７ｉは、表層ＦＬの導体線路２ｉ１及び内層Ｌ２の導体線路２ｉ２に対応するように、例えば円弧状に延びている。

接地導体抜き部７ｉの幅は、内層Ｌ２の導体線路２ｉ２の線幅及び表層ＦＬの導体線路２ｉ１の線幅をそれぞれ含むように構成されている。

接地導体抜き部７ｉにより内層Ｌ３の接地導体を分布結合線路２ｉから遠ざけることができるので、分布結合線路２ｉにおける表層ＦＬの導体線路２ｉ１及び内層Ｌ２の導体線路２ｉ２の電磁結合の結合度を高めることができる。

不平衡平衡変換器１００ｉは、図１及び図２に示すように、マイクロストリップ線路３（図７参照）に代えてストリップ線路３ｉを備える。ストリップ線路３ｉは、内層Ｌ２下面に設けられた接地導体を有し、高周波信号の伝搬波長λの１／２の電気長を有する。ストリップ線路３ｉは、表層ＦＬからスルーホールを介して２層線路として形成する。ストリップ線路３ｉは、第２端子１２と第３端子１３とを接続するように、表層ＦＬの導体から内層Ｌ２の導体へ接続されたスルーホール３ｉ２，３ｉ３と内層Ｌ２の導体３ｉ１とにより構成されて、高周波信号の伝搬波長λの約１／２の電気長を有する。スルーホール３ｉ２は、第２端子１２から内層Ｌ２の導体３ｉ１の一端側の部分へ接続されている。スルーホール３ｉ３は、第３端子１３から内層Ｌ２の導体３ｉ１の他端側の部分へ接続されている。内層Ｌ２の導体３ｉ１は、リング線路ＲＬｉの一部を成すように、例えば円弧状に延びている。

マイクロストリップ線路１、分布結合線路２ｉ、及びストリップ線路３ｉは、リング線路ＲＬｉを形成している。リング線路ＲＬｉの全長は、λ（基本波波長λの１倍の長さ）であり、基本の形態に比べて短くなっている。

不平衡平衡変換器１００ｉは、図１及び図２に示すように、一対のマイクロストリップ線路４，５（図７参照）に代えて一対のマイクロストリップ線路４ｉ，５ｉを備える。一対のマイクロストリップ線路４ｉ，５ｉは、リング線路ＲＬｉの内側へ引き出されている。一対のマイクロストリップ線路４ｉ，５ｉは、内層Ｌ２下面に設けられた接地導体を有し、第２端子１２及び第３端子１３のそれぞれから互いに近づくように表層ＦＬ上を延びており、互いに均等な電気長を有する。例えば、マイクロストリップ線路４ｉは、第２端子１２から第３端子１３に近づくように延びている。マイクロストリップ線路５ｉは、第３端子１３から第２端子１２に近づくように延びている。

不平衡平衡変換器１００ｉは、図１及び図２に示すように、平行２線路６（図７参照）に代えて平行２線路６ｉを備える。平行２線路６ｉは、ストリップ線路３ｉと別層で線路伝送方向が直交関係となるように配置する。平行２線路６ｉは、一対のマイクロストリップ線路４ｉ，５ｉから、表層ＦＬに垂直な方向から透視した場合にストリップ線路３ｉと略直交するように表層ＦＬ上を延びている。平行２線路６ｉは、互いに略平行な２つの線路６ａｉ，６ｂｉを有する。２つの線路６ａｉ，６ｂｉは、それぞれ、表層ＦＬに垂直な方向から透視した場合にストリップ線路３ｉと略直交するように表層ＦＬ上を延びている。ストリップ線路３ｉにおける２つの線路６ａｉ，６ｂｉがそれぞれ略直交する部分は、アイソレートされたポートＰ３（図７参照）近傍の部分である。これにより、２つの線路６ａｉ，６ｂｉ内で伝達される信号へのストリップ線路３ｉからの影響を抑制できる。言い換えると、平行２線路６ｉとストリップ線路３ｉとの結合を最小限にすることが可能である。

なお、各導体の線路長が上記のように構成され、平行２線路６ｉが上記のように構成されていれば、表層ＦＬの導体線路２ｉ１、内層Ｌ２の導体線路２ｉ２、接地導体抜き部７ｉ、内層Ｌ２の導体３ｉ１は、円弧状以外の形状であってもよい。

不平衡平衡変換器１００ｉの等価回路は、例えば、図３に示すようになる。図３は、実施の形態１にかかる不平衡平衡変換器１００ｉの等価回路を示す図である。なお、図３には、特性の数値を一例として示している。例えば、Ｅ＝９０は、λｇ／４を示す。インピーダンスについて、Ｚａ＝５０＊√（２）であり、Ｚｅｅ＝５０＊３．４１４であり、Ｚｏｏ＝５０＊０．５８５である。

不平衡平衡変換器１００ｉでは、第１端子１１に高周波信号が入力されると、第２端子１２及び第３端子１３に互いに逆相の一対の信号が現れる。各信号は、一対のマイクロストリップ線路４ｉ，５ｉを介して平行２線路６ｉへ伝達され、平行２線路６ｉから差動信号として出力される。すなわち、不平衡平衡変換器１００ｉは、不平衡線路ポート（第１端子１１）から入力された高周波信号を差動信号に変換して一対の平衡線路ポート（第２端子１２及び第３端子１３）を介して出力する。なお、差動信号における一対の信号は、その振幅が互いに均等であることが好ましい。

本願のリングハイブリッドＲＨｉの通過特性は、例えば、図４（ａ）、（ｂ）のようになる。図４（ａ）は、本願のリングハイブリッドＲＨｉの通過電力の特性を示し、図４（ｂ）は、本願のリングハイブリッドＲＨｉの通過位相の特性を示す。図４（ａ）に示したハッチング部分が本願のリングハイブリッドＲＨｉの通過帯域（通過周波数範囲）ＢＤｉを示し、通過帯域ＢＤｉの比帯域（＝帯域幅／周波数）は、例えば、−３．５ｄＢ以上について５８％であり、基本の形態における比帯域（２７％）に比べて大幅に大きくなっている。

不平衡平衡変換器１００ｉでは、図１に示すように、入出力ポート（Ｓｉｎｇｌｅ−ＥｎｄポートとＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌポート）を一直線上にレイアウトすることが可能である。また、不平衡平衡変換器１００ｉでは、図１に示すように、全体として、基本の形態の構成に比べて小形の不平衡平衡変換器を構成できる。

以上のように、実施の形態１では、不平衡平衡変換器１００ｉにおいて、先端短絡の分布結合線路２ｉが、第１端子１１と第３端子１３とを接続するように表層ＦＬの導体線路２ｉ１と内層Ｌ２の導体線路２ｉ２とで電磁結合により構成され、高周波信号で位相反転する。これにより、基本の形態のリング線路ＲＬでは、高周波信号の伝搬波長λの１．５倍の電気長を必要としていたが、実施の形態１では、リング線路ＲＬｉの全長をλの電気長に短縮でき、通過特性を広帯域化することができる（図４（ａ）、（ｂ）参照）。また、一対のマイクロストリップ線路４ｉ，５ｉは、第２端子１２及び第３端子１３のそれぞれから互いに近づくように表層ＦＬ上を延びており、互いに均等な電気長を有する。平行２線路６は、一対のマイクロストリップ線路４ｉ，５ｉから、表層ＦＬに垂直な方向から透視した場合にストリップ線路３ｉと略直交するように表層ＦＬ上を延びている。これにより、第１端子１１と平行２線路６との距離を短縮でき、第１端子（入力ポート）１１と平行２線路（出力ポート）６とを略一直線上にレイアウトできる。したがって、ラットレースハイブリッドＲＨ（図７参照）に基づく構成において、回路のサイズを縮小でき、入出力ポートの取り出し方向を略直線上にレイアウトできる。

また、実施の形態１では、不平衡平衡変換器１００ｉにおいて、差動信号が、均等な振幅を有し互いに逆の位相を有する一対の信号を含む。これにより、不平衡平衡変換器１００ｉが平衡性の高い信号を出力することができる。

また、実施の形態１では、不平衡平衡変換器１００ｉにおいて、接地導体抜き部７ｉが、内層Ｌ３の接地導体において分布結合線路２ｉに対応してくり抜かれたものである。これにより、内層Ｌ３の接地導体を分布結合線路２ｉから遠ざけることができるので、分布結合線路２ｉにおける表層ＦＬの導体線路２ｉ１及び内層Ｌ２の導体線路２ｉ２の電磁結合の結合度を高めることができる。

実施の形態２．
次に、実施の形態２にかかる不平衡平衡変換器１００ｊについて説明する。以下では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。

実施の形態１では、分布結合線路２ｉの直下に接地導体抜き部７ｉを設けることで分布結合線路２ｉの結合度の改善を図っているが、実施の形態２では、接地導体抜き部７ｉの直下に誘電体共振器を追加することで分布結合線路２ｉの周波数特性の安定化を図る。

具体的には、不平衡平衡変換器１００ｊは、図５及び図６に示すように、誘電体共振器８ｊをさらに備える。図５（ａ）は、不平衡平衡変換器１００ｊのレイアウト構成を示す図である。図５（ｂ）は、不平衡平衡変換器１００ｊの内層（第３層）Ｌ３のレイアウト構成を示す図である。図５（ｃ）は、不平衡平衡変換器１００ｊの内層（第４層）Ｌ４のレイアウト構成を示す図である。図５（ａ）では、各層の構成を重ねて示している。図６は、不平衡平衡変換器１００ｊの断面構成を示す図である。

誘電体共振器８ｊは、接地導体抜き部７ｉの直下に設けられている。誘電体共振器８ｊは、接地導体抜き部７ｉに対応するように、内層Ｌ３の接地導体Ｌ３ａから内層Ｌ４の接地導体へ接続されたスルーホール８ｊ３〜８ｊｎと内層Ｌ３の接地導体Ｌ３ａ及び内層Ｌ４の接地導体８ｊ１の間に配された誘電体８ｊ２と内層Ｌ４の接地導体８ｊ１とにより構成されている。これにより、誘電体共振器８ｊは、第１端子１１に入力された高周波信号の略２倍の周波数にて共振する。すなわち、誘電体共振器８ｊが高周波信号の２倍の周波数で共振するため、信号周波数帯ではカットオフでかつ負荷として周波数特性を（例えば、最も）安定化させることができる。

以上のように、実施の形態２では、不平衡平衡変換器１００ｊにおいて、誘電体共振器８ｊが高周波信号の２倍の周波数で共振するため、信号周波数帯ではカットオフとなり、安定な周波数特性を得ることができる。

以上のように、本発明にかかる不平衡平衡変換器は、シングルエンド線路から差動線路への変換に有用である。

１〜５，４ｉ，５ｉ マイクロストリップ線路、３ｉ ストリップ線路、６，６ｉ 平行２線路、７ｉ 接地導体抜き部、８ｊ 誘電体共振器、１１ 第１端子、１２ 第２端子、１３ 第３端子、１００，１００ｉ，１００ｊ 不平衡平衡変換器。

Claims (4)

1. 表層及び裏層の間に複数層の内層が積層された多層誘電体基板に設けられ、不平衡線路ポートから入力された高周波信号を差動信号に変換して一対の平衡線路ポートを介して出力する不平衡平衡変換器であって、
   前記不平衡線路ポートとして表層に配された第１端子と、
   前記一対の平衡線路ポートとして表層に配された第２端子及び第３端子と、
   前記第１端子と前記第２端子とを接続するように表層に配され、第１の内層よりも下層に位置する第２の内層の下面に設けられる接地導体を有し、前記高周波信号の伝搬波長の１／４の電気長を有するマイクロストリップ線路と、
   前記第１端子と前記第３端子とを電気的に接続するように表層の導体線路と前記第１の内層の上面の導体線路とで電磁結合により構成され、他端が先端短絡された分布結合線路と、
   前記第２端子と前記第３端子とを接続するように、前記第２端子、前記第３端子それぞれから前記第１の内層の上面の導体へ接続されたスルーホールと前記第１の内層の上面の導体とにより構成され、前記第２の内層の下面に設けられる接地導体を有し、前記高周波信号の伝搬波長の１／２の電気長を有するストリップ線路と、
   前記第２端子及び前記第３端子のそれぞれから互いに近づくように表層上を延びており、前記第２の内層の下面に設けられる接地導体を有し、互いに均等な電気長を有する一対のマイクロストリップ線路と、
   前記一対のマイクロストリップ線路から、表層に垂直な方向から透視した場合に前記ストリップ線路と略直交するように表層上を延びた平行２線路と、
   を備えたことを特徴とする不平衡平衡変換器。
2. 前記差動信号は、均等な振幅を有し互いに逆の位相を有する一対の信号を含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の不平衡平衡変換器。
3. 前記第２の内層の下面に設けられる接地導体において前記分布結合線路に対応してくり抜かれた接地導体抜き部をさらに備えた
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の不平衡平衡変換器。
4. 前記接地導体抜き部に対応するように、前記第２の内層の下面に設けられる接地導体から前記第２の内層よりも下層に位置する第３の内層の下面に設けられる接地導体へ接続されたスルーホールと、前記多層誘電体基板の一部を成して前記第２の内層の下面に設けられる接地導体及び前記第３の内層の下面に設けられる接地導体の間に配される誘電体と、前記第３の内層の下面に設けられる接地導体とにより構成された、信号周波数帯ではカットオフとなる共振器をさらに備えた
   ことを特徴とする請求項３に記載の不平衡平衡変換器。

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