JP6839030B2

JP6839030B2 - 集積回路

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Publication number: JP6839030B2
Application number: JP2017096239A
Authority: JP
Inventors: 裕史濱田; 照男徐; 信矢板
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2017-05-15
Filing date: 2017-05-15
Publication date: 2021-03-03
Anticipated expiration: 2037-05-15
Also published as: JP2018195901A

Description

本発明は、高周波電気信号を扱う集積回路技術、特に、複数の伝送線路を積層した構造を有する集積回路に関するものである。

高周波電気信号を取り扱う電子回路では、高周波電気信号の媒体として、マイクロストリップ線路やコプレーナ線路といった伝送線路が用いられる。これらの伝送線路は、同軸線路のような疑似ＴＥＭ（Transverse ElectroMagnetic）モードを伝搬可能な線路形態を集積回路上に形成したものである。近年、これらの伝送線路とは別に、基板集積導波管（Substrate Integrated Waveguide：ＳＩＷ）と呼ばれる伝送線路も提案されている（非特許文献１）。

ＳＩＷは、誘電体もしくは半導体から成る基板上に集積回路プロセスを用いて形成される導波管様の伝送線路である。ＳＩＷは、非特許文献１に記載のように、基板の上面および下面に形成された金属層により電磁波の上下方向の閉じ込めを行い、基板貫通ビア（Through Substrate Via：ＴＳＶ）により電磁波の横方向の閉じ込めを行うことで、金属導波管と同一の伝搬モード（ＴＥ₁₀モード等）を基板内に形成することを可能としている。

一般に、マイクロストリップ線路やコプレーナ線路等の、ＴＥＭモードを伝搬可能な伝送線路は、同軸線路同様の低域通過特性を有するため、１００ＧＨｚ以下の電気信号の伝送でよく用いられる。逆に、ＳＩＷは、金属導波管同様に高域通過特性を有し、高周波帯で伝搬損失が小さいため、ミリ波帯、とくに１００ＧＨｚ以上の周波数帯での応用も期待される。また、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路、ＳＩＷといった伝送線路は、モノリシック集積マイクロ波回路（Monolithic Microwave Integrated Circuit：ＭＭＩＣ）への応用を考えた場合、整合回路等で用いられる４分の１波長線路の物理的な大きさが、信号周波数の向上（すなわち波長の短縮）と共に小さくなる。このため、これらの伝送線路を採用することで集積回路そのものの大きさも小さくすることができ、信号の高周波化によって回路素子そのものの小型化が期待できる。

上記のように、高周波電気信号を取り扱う電子回路では、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路、ＳＩＷといった様々な伝送線路が用いられてきた。大規模な集積回路を実現する場合、伝送線路の交差部分は必ず生じる。低周波帯では、交差部分の影響は非常に少ないが、１００ＧＨｚを超えるような非常に高い周波数帯では、交差部分に起因する電気的な特性変化を無視することが出来なくなる。この特性変化は、伝送線路間の僅かな容量や相互インダクタンスの影響により生じる。これらによって互いに交差する伝送線路間の僅かな容量や相互インダクタンスの影響も受け易くなり、伝送線路間の電気的なアイソレーション確保が難しくなるという問題が生じる。

伝送線路間のアイソレーション確保が困難な場合、独立に設計した回路同士が電気的に結合し、相互に影響を及ぼし合い、設計どおりの動作が得られないことになる。また、アンプ等の利得を有する素子を設計する場合、伝送線路の交差部分を介して、周辺回路に接続される他の伝送線路へと電磁波が漏洩し、周辺回路とのアイソレーションが確保できなくなる。この電磁波の漏洩により、意図しないフィードバックループが構成され、発振等の不安定動作が誘起されることもある。したがって、電気的なアイソレーションの確保は電子回路を設計精度よく実現するために必須の事項である。

アイソレーションは、信号の周波数が高くなればなるほど顕著な問題となる。その理由は、伝送線路の交差部分に存在する僅かな寄生容量や寄生相互インダクタンスの影響が高周波化に伴い顕著になるからである。信号の高周波化に伴ってアイソレーションが顕著な問題となることを、計算によって定量的に説明する。

図２８に、薄膜マイクロストリップ（Thin-Film Microstrip：ＴＦＭＳ）線路の交差線路を形成した例を示す。ＴＦＭＳ線路は、誘電体１００と、誘電体１００の下面に形成されたグランド金属層（不図示）と、誘電体１００の上面に形成された信号線金属層１０１〜１０３とからなる。なお、図２８では、構成を分かり易くするため、信号線金属層１０１，１０２の下層の誘電体１００中に形成される信号線金属層１０３を実線で記載している。

グランド金属層および信号線金属層１０１〜１０３の導電率を２×１０⁷Ｓ／ｍ、誘電体１００の誘電率を２．７としている。また、誘電体１００の厚さを５．５μｍとした。また、グランド金属層の厚さを０．７μｍ、信号線金属層１０１〜１０３の厚さを２．４μｍとした。ＴＦＭＳ線路の特性インピーダンスが５０Ωになるように線路の寸法を調節している。

図２８に示すように、信号線金属層１０１（第１の伝送線路）と信号線金属層１０２（第２の伝送線路）とが交差している。この交差部分の直流的な信号の絶縁を確保し、信号線金属層１０２によって分断される信号線金属層１０１を繋ぐために、信号線金属層１０３が形成されている。この計算例では、信号線金属層１０３を、信号線金属層１０１，１０２よりもグランド金属層に近い位置に配置している。信号線金属層１０３と信号線金属層１０１，１０２との高さ方向の間隔は１μｍである。信号線金属層１０１と信号線金属層１０３との間は、誘電体１００中に形成されたビア１０４によって電気的に接続されている。

図２８に示したような直交する交差線路の場合、フリンジの容量を無視すれば、線路の交差による電気的な特性変動は交差部分に形成される平行平板容量によって説明される。図２８の例では、交差部分の面積は８０μｍ²であるから、交差容量は、０．７ｆＦと計算される。このような僅かな容量でも、信号の高周波化に伴って交差部分のインピーダンスが低下するため、影響が大きくなる。例えば、信号の周波数が３００ＧＨｚになると、交差部分のインピーダンスは７５０Ωとなり、ＴＦＭＳ線路の特性インピーダンス５０Ωに対して無視できない大きさになる。このため、第１の伝送線路と第２の伝送線路間のアイソレーションが低下する。

図２８の計算モデルにおいて、アイソレーション（第１の伝送線路のポート１から第２の伝送線路のポート４への結合特性）を計算した結果を図２９に示す。図２９によると、３００ＧＨｚではアイソレーションは１５ｄＢしか確保できていないことが判る。この値は、集積回路の品種によっては許容できない。例えば、利得が１５ｄＢ以上のアンプを設計する場合、交差線路を介してアンプの入出力が結合していた場合には、フィードバックループが形成されアンプの発振を招く。

図３０に、コプレーナ線路（CoPlanar Waveguide：ＣＰＷ）の交差線路を形成した例を示す。ＣＰＷは、誘電体２００と、誘電体２００の上面に形成された信号線金属層２０１，２０２，２０３と、信号線金属層２０１，２０２の周囲の誘電体２００上に形成された上面グランド金属層２０４と、誘電体２００中に形成されたグランド金属層２０７とからなる。なお、図２８と同様に、図３０では、信号線金属層２０１，２０２の下層の誘電体２００中に形成される信号線金属層２０３を実線で記載している。

図２８の場合と同様に、グランド金属層および信号線金属層２０１〜２０３の導電率を２×１０⁷Ｓ／ｍ、誘電体２００の誘電率を２．７、誘電体２００の厚さを５．５μｍ、グランド金属層の厚さを０．７μｍ、信号線金属層２０１〜２０３の厚さを２．４μｍとした。また、ＣＰＷの特性インピーダンスが５０Ωになるように線路の寸法を調節している。

図２８の場合と同様に、信号線金属層２０１（第１の伝送線路）と信号線金属層２０２（第２の伝送線路）とが交差している。信号線金属層２０２によって分断される信号線金属層２０１を繋ぐために、信号線金属層２０３が形成されている。信号線金属層２０３と信号線金属層２０１，２０２との高さ方向の間隔は１μｍである。信号線金属層２０１と信号線金属層２０３との間は、誘電体２００中に形成されたビア２０５によって電気的に接続されている。また、４つの上面グランド金属層２０４を同電位にするため、上面グランド金属層２０４とグランド金属層２０７との間が、誘電体２００中に形成されたビア２０６によって電気的に接続されている。

図３０の計算モデルにおいて、アイソレーション（第１の伝送線路のポート１から第２の伝送線路のポート４への結合特性）を計算した結果を図３１に示す。図３１によると、ＣＰＷの場合においても信号の高周波化に伴いアイソレーションが劣化し、３００ＧＨｚにおいては１２ｄＢ程度しかアイソレーションが確保できていないことが判る。

上記の計算では、伝送線路の交差角度が９０°の場合について伝送線路間のアイソレーションを計算したが、交差角度が０°に近づくにつれて、より問題は顕著になる。その理由は、伝送線路の交差部分の面積が増えることによる交差容量の増加だけでなく、交差部分の寄生相互インダクタンスの影響も無視できなくなるからである。相互インダクタンスは、並んで配置された２つの伝送線路間の電気力線の交錯から生じる。伝送線路の交差角度が９０°の場合には２つの伝送線路間の電気力線の交錯は最も小さくなる。一方、交差角度が０°になると、伝送線路間の電気力線の交錯は最も大きくなり、相互インダクタンスは最も大きくなる。

このように、従来の高周波回路では、信号の高周波化に伴い、伝送線路の交差部分におけるアイソレーションの確保が困難になるという課題があった。この課題に対して、従来は抜本的な解決手段は提示されてこなかった。アイソレーション劣化の原因である伝送線路間の容量や相互インダクタンスは、伝送線路間の距離を十分にとることにより低減できる。容量は伝送線路間の距離の一乗に反比例して小さくなり、相互インダクタンスは伝送線路間の距離の二乗に反比例して小さくなるからである。したがって、例えば、交差部分の伝送線路間の距離を大きくとることにより、アイソレーションを確保できる。

しかしながら、伝送線路間の距離を大きくとる手法では、結果として、伝送線路間に存在する絶縁膜（誘電体）を非常に分厚く形成する必要がある。通常の集積回路プロセスを用いる場合、このような厚膜の形成は一般には難しい。また、分厚い絶縁膜を用いる場合、伝送線路の特性インピーダンスが高くなってしまうため、通常用いられる５０Ωの伝送線路を形成することが非常に難しくなってしまう。

したがって、従来の高周波回路では、伝送線路の交差を避けたレイアウトを採用することが一般的であった。そのため、伝送線路を長く引き回すことが必要となり、結果として回路規模が増大してしまう。前記のように、信号の高周波化に伴い、４分の１波長線路等の個別素子は縮小されるものの、伝送線路の交差を避けて配置しなければならないという制約があるため、回路のレイアウトが煩雑になり、高周波化による利点の一つである回路素子の小型化を享受できない。

D.Deslandes，et al.，"Integrated microstrip and rectangular waveguide in planar form"，IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS，Vol.11，No.2，2001

本発明は、上記の課題を解決するために、伝送線路間のアイソレーションを確保した状態で複数の伝送線路を積層することが可能な集積回路を提供することを目的とする。

本発明の集積回路は、基板に形成された基板集積導波管と、前記基板集積導波管と重なるように前記基板に形成されたコプレーナ線路とを備え、前記基板集積導波管は、前記基板の第１の面に形成された第１の金属層と、前記第１の面の反対側の、前記基板の第２の面に形成された第２の金属層と、電磁波の伝搬方向に沿って２列に並ぶように前記基板に周期的に形成され、前記第１の金属層と前記第２の金属層とを接続する複数の基板貫通ビアとから構成され、前記コプレーナ線路は、前記基板の第１の面の、前記第１の金属層で囲まれた領域に形成された信号線路と、グランド導体となる前記第１の金属層とから構成され、前記コプレーナ線路の信号伝搬方向に沿って前記信号線路の両外側の位置に形成された前記第１の金属層を接続するように、前記基板中もしくは前記信号線路の上に周期的に形成された複数の第３の金属層をさらに備え、前記コプレーナ線路の信号伝搬方向に沿った前記第３の金属層の間隔は、前記基板集積導波管を伝搬する電磁波の伝送線路内波長の４分の１よりも小さい値に設定されていることを特徴とするものである。

また、本発明の集積回路の１構成例は、前記基板集積導波管と重なるように前記基板に形成された、能動素子および受動素子のうち少なくとも一方の素子をさらに備え、前記コプレーナ線路の少なくとも一部は、前記素子によって構成される回路の間を接続することを特徴とするものである。

本発明によれば、第１の伝送線路と第２の伝送線路間のアイソレーションを確保した状態で第１の伝送線路と第２の伝送線路とを積層することが可能となる。その結果、本発明では、伝送線路のレイアウトの自由度を向上させることができ、集積回路の小型化を実現することができる。また、本発明では、回路の小型化によって量産時の生産効率が向上するため、集積回路のコストを削減することができる。

図１は、本発明の集積回路の構成を示す斜視図である。図２は、本発明の第１の実施例に係る集積回路の構成を示す斜視図である。図３は、本発明の第１の実施例に係る集積回路の構成を示す断面図である。図４は、図２、図３の集積回路のアイソレーションの計算結果を示す図である。図５は、本発明の第１の実施例に係る集積回路の別の構成を示す斜視図である。図６は、本発明の第１の実施例に係る集積回路の別の構成を示す断面図である。図７は、図５、図６の集積回路のアイソレーションの計算結果を示す図である。図８は、本発明の第２の実施例に係る集積回路の構成を示す斜視図である。図９は、本発明の第２の実施例に係る集積回路の一部を拡大した斜視図である。図１０は、本発明の第２の実施例に係る集積回路の構成を示す断面図である。図１１は、図８〜図１０の集積回路のアイソレーションの計算結果を示す図である。図１２は、本発明の第２の実施例に係る集積回路の別の構成を示す斜視図である。図１３は、本発明の第２の実施例に係る集積回路の別の構成を示す断面図である。図１４は、図１２、図１３の集積回路のアイソレーションの計算結果を示す図である。図１５は、本発明の第２の実施例に係る集積回路の別の構成を示す断面図である。図１６は、ブランチラインカプラの構成を示す回路図である。図１７は、ブランチラインカプラ単体での計算モデルを示す斜視図である。図１８は、ブランチラインカプラ単体での電力分配特性の計算結果を示す図である。図１９は、ブランチラインカプラ単体での位相特性の計算結果を示す図である。図２０は、ブランチラインカプラにＴＦＭＳ線路の交差線路を導入した場合の計算モデルを示す斜視図である。図２１は、ブランチラインカプラにＴＦＭＳ線路の交差線路を導入した場合の電力分配特性の計算結果を示す図である。図２２は、ブランチラインカプラにＴＦＭＳ線路の交差線路を導入した場合の位相特性の計算結果を示す図である。図２３は、本発明の第３の実施例に係る集積回路の構成を示す斜視図である。図２４は、本発明の第３の実施例に係る集積回路の構成を示す断面図である。図２５は、本発明の第３の実施例に係る集積回路のブランチラインカプラの電力分配特性の計算結果を示す図である。図２６は、本発明の第３の実施例に係る集積回路のブランチラインカプラの位相特性の計算結果を示す図である。図２７は、本発明の第３の実施例に係る集積回路の基板集積導波管の通過特性の計算結果を示す図である。図２８は、薄膜マイクロストリップ線路の計算モデルを示す斜視図である。図２９は、図２８の計算モデルのアイソレーションの計算結果を示す図である。図３０は、コプレーナ線路の計算モデルを示す斜視図である。図３１は、図３０の計算モデルのアイソレーションの計算結果を示す図である。

［発明の原理］
本発明の原理を説明する。本発明は、マイクロストリップ線路やコプレーナ線路等の、ＴＥＭモードを伝搬させる伝送線路の直下に、別の伝送線路であるＳＩＷを備えることを特徴とする。図１は本発明の集積回路の構成を示す斜視図である。以下、本発明により、上記で述べた信号線路の交差部分におけるアイソレーション劣化の問題が解決される理由を説明する。アイソレーションの劣化は、信号線路間に生じる交差容量および相互インダクタンスが原因であった。交差容量および相互インダクタンスは、２つ以上の信号線路間にまたがる電気力線および磁力線が存在する（すなわち、電磁気的な相互作用が存在する）場合には必ず生じる。

そこで、信号線路間の電磁気的な相互作用を遮断する構成を用いることができれば、交差容量および相互インダクタンスを排除することができ、信号線路間のアイソレーションが確保される。電磁気学によれば、一方の信号線路の周囲を金属で囲うことができれば、静電遮蔽によって、他方の信号線路から生じる電気力線はすべて囲いに用いた金属で終端されるため、信号線路間の結合は完全に排除可能である。しかしながら、このように一部の信号線路の周りを完全に囲うような配線構造を一般の集積回路プロセスを用いて実現することは難しい。

ここで、ＳＩＷの構造に着目すると、ＳＩＷのような導波管構造は、周囲を金属壁で囲われているため、静電遮蔽の効果によって伝搬モードは周囲の金属壁から漏れ出ることは無い。また、ＳＩＷの周囲に別の信号線路を配置したとしても、周囲の信号線路から生じる電気力線はＳＩＷを構成する金属壁によって終端される。すなわち、ＳＩＷと周囲の信号線路とは、完全にアイソレーションを確保できる。このような性質を用いれば、上記で述べた信号線路の交差部分のアイソレーション劣化の問題を完全に解決することができる。

図１の例では、ＳＩＷからなる第１の伝送線路１１の上層に、マイクロストリップ線路またはコプレーナ線路からなる第２の伝送線路１０を配置している。第２の伝送線路１０は、誘電体または半導体からなる基板１２の第１の面に信号線路１３を形成したものである。一方、第１の伝送線路１１は、基板１２と、基板１２の第１の面の側に形成された上面金属層（不図示）と、基板１２の第１の面と反対側の第２の面に形成された下面金属層１４と、電磁波伝搬方向に沿って２列に並ぶように周期的に配置され、上面金属層と下面金属層１４とを接続する複数のＴＳＶ１５とから構成される。以下、基板の第１の面および第２の面をそれぞれ「上面」および「下面」という。

こうして、本発明では、第２の伝送線路１０の下層にＳＩＷからなる第１の伝送線路１１を配置することにより、第１、第２の伝送線路間のアイソレーションが完全に確保された状態で複数の伝送線路を積層することができる。

［第１の実施例］
次に、本発明の第１の実施例について説明する。図２は本発明の第１の実施例に係る集積回路の構成を示す斜視図、図３（Ａ）は図２の集積回路のＡ−Ａ線断面図、図３（Ｂ）は図２の集積回路のＢ−Ｂ線断面図である。なお、図２では、後述する金属層２４の上に形成される誘電体２２の記載を省略している。本実施例は、ＳＩＷ２１（第１の伝送線路）の上層にＴＦＭＳ線路２０（第２の伝送線路）を配置した形態であり、ＴＦＭＳ線路２０の信号伝搬方向とＳＩＷ２１の信号伝搬方向の交差角度を９０°とした形態である。

ＴＦＭＳ線路２０は、誘電体２２と、誘電体２２の上面に形成された金属からなる信号線路２３と、誘電体２２の下面（後述する基板２５の上面）に形成されたグランド導体となる金属層２４（第１の金属層）とから構成される。ＳＩＷ２１は、金属層２４と、誘電体または半導体からなる基板２５と、基板２５の下面に形成された金属層２６（第２の金属層）と、ＳＩＷ２１の信号伝搬方向に沿って２列に並ぶように基板２５中に周期的に配置され、金属層２４と金属層２６とを電気的に接続する複数のＴＳＶ２７とから構成される。なお、図２の例では、ＴＦＭＳ線路２０の上面を覆うように上部クラッド２８を記載しているが、上部クラッド２８は本発明の必須の構成要件ではない。

本実施例では、ＳＩＷ２１の上側の金属層２４を、ＴＦＭＳ線路２０のグランド導体として使用している。このような構造を形成するには、基板２５上に形成した金属層２４の上に誘電体２２を形成し、さらに誘電体２２の上に信号線路２３を選択的に形成すればよい。ＴＦＭＳ線路２０の信号線路２３とＳＩＷ２１とは、共用する金属層２４で絶縁されている。このため、上記の発明の原理で述べたように、ＴＦＭＳ線路２０とＳＩＷ２１とはアイソレーションが確保される。

本実施例の効果を定量的に議論するために、図２、図３に示す計算モデルを用いた場合について説明し、上記で述べた伝送線路の交差部分に起因する特性劣化が改善されることを示す。ここでは、金属層２４，２６および信号線路２３の導電率を２×１０⁷Ｓ／ｍ、誘電体２２の誘電率を２．７としている。また、誘電体２２の厚さを５．５μｍ、金属層２４，２６の厚さを０．７μｍ、信号線路２３の厚さを２．４μｍとした。また、基板２５の誘電率を１２．４、基板２５の厚さを５０μｍ、ＴＳＶ２７の直径を４０μｍ、ＴＳＶ２７の信号伝搬方向の間隔を５０μｍ、ＳＩＷ２１の信号伝搬方向と直交する方向の幅を１８０μｍとした。ＴＦＭＳ線路２０の特性インピーダンスは５０Ωとした。また、ＳＩＷ２１の信号伝搬方向に沿った長さを４８０μｍとし、ＴＦＭＳ線路２０の信号伝搬方向に沿った長さを３３０μｍとした。

図２、図３に示した計算モデルにおいて、ＳＩＷ２１とＴＦＭＳ線路２０間のアイソレーション（電力通過特性）を計算した結果を図４に示す。本実施例では、図２に示すようにＳＩＷ２１の一端をポート１、ＳＩＷ２１の他端をポート２、信号線路２３の一端をポート３、信号線路２３の他端をポート４として、ポート１からポート４への電力通過特性を計算している。本実施例のアイソレーションは７０ｄＢ以上で、非常に良好な値が得られている。本実施例では、ＴＦＭＳ線路同士を交差させた場合の図２９と比較して、３００ＧＨｚにおいて、６０ｄＢ程度のアイソレーションの改善効果が得られていることが判る。

本実施例によってＳＩＷ２１とＴＦＭＳ線路２０間のアイソレーションが改善する理由は、上記の発明の原理で述べたように、ＳＩＷ２１が静電遮蔽効果を有することを利用しており、原理的にＳＩＷ２１とＴＦＭＳ線路２０との間で電気力線の交錯が存在しないからである。

ここで、何故アイソレーションが無限大になり得ないかを説明しておく。アイソレーションが無限大になり得ない理由は、ＳＩＷ２１の上面を形成する金属層２４（ＴＦＭＳ線路２０のグランド導体を形成する金属層）の導電率および厚さと、伝搬する電磁波の表皮の厚さとの関係から説明できる。一般に、金属遮蔽面内に侵入する電磁波のエバネッセント部分の表皮の厚さｔは、エバネッセント波の振幅が１／ｅになる厚さで定義され、下記の式であらわされる。
ｔ＝（２／σμω）^1/2 ・・・（１）

ここで、σは金属の導電率、μは透磁率、ωは電磁波の各周波数である。本実施例の場合、表皮の厚さｔはおよそ０．６ｎｍと計算される。この値は、金属層２４の厚さ０．７μｍよりも十分小さいものの、ゼロではない。このため、金属層２４を表側から裏側に貫通する電磁波成分が僅かに存在する。この電磁波成分によって、ＴＦＭＳ線路２０とＳＩＷ２１とは非常に弱い相互作用を有する。この相互作用が原因となってＳＩＷ２１とＴＦＭＳ線路２０間のアイソレーションは劣化するのである。以上が、図４においてアイソレーションが無限大にならない理由である。

図２、図３では、ＴＦＭＳ線路２０の信号伝搬方向とＳＩＷ２１の信号伝搬方向の交差角度が９０°の場合を示したが、ＴＦＭＳ線路２０とＳＩＷ２１の延伸方向が同一の場合（即ち、交差角度が０°の場合）において、ＴＦＭＳ線路２０とＳＩＷ２１の両者が相互作用を持つ距離が最も長くなり、アイソレーションが劣化することが予想される。

以下、交差角度が０°の場合について説明する。図５は本実施例に係る集積回路の別の構成を示す斜視図、図６（Ａ）は図５の集積回路のＡ−Ａ線断面図、図６（Ｂ）は図５の集積回路のＢ−Ｂ線断面図であり、図２、図３と同様の構成には同一の符号を付してある。図５、図６に示した計算モデルにおいて、ＳＩＷ２１とＴＦＭＳ線路２０間のアイソレーション（ＳＩＷ２１のポート１からＴＦＭＳ線路２０のポート４への電力通過特性）を計算した結果を図７に示す。材料の導電率、誘電率、厚さ、長さ、幅、特性インピーダンス等の設計パラメータは図２、図３の構成と同一の値に設定した。

図７からわかるように、交差角度が９０°の場合と比較してＳＩＷ２１とＴＦＭＳ線路２０間のアイソレーションは低下するが、それでも４０ｄＢという十分大きな値が確保できていることが判る。通常の応用では、図５、図６のように意図してアイソレーションが低下するように、非常に長い距離にわたってＴＦＭＳ線路２０とＳＩＷ２１とを平行配置することは無いことが予想される。したがって、実際に回路素子に本実施例を適用する場合には、本実施例によって非常に大きなアイソレーションを確保できることは明らかである。

［第２の実施例］
次に、本発明の第２の実施例について説明する。図８は本発明の第２の実施例に係る集積回路の構成を示す斜視図、図９は図８の集積回路のＣＰＷの部分を拡大した斜視図、図１０（Ａ）は図８の集積回路のＡ−Ａ線断面図、図１０（Ｂ）は図８の集積回路のＢ−Ｂ線断面図である。なお、図９では、構成を分かり易くするため、基板中に形成されるエアブリッジ３８を実線で記載している。本実施例は、ＳＩＷ３１（第１の伝送線路）の上層にＣＰＷ３０（第２の伝送線路）を配置した形態であり、ＣＰＷ３０の信号伝搬方向とＳＩＷ３１の信号伝搬方向の交差角度を９０°とした形態である。

ＣＰＷ３０は、誘電体または半導体からなる基板３２と、基板３２の上面に形成された金属からなる信号線路３３と、信号線路３３の周囲の基板３２の上面に形成されたグランド導体となる金属層３４（第１の金属層）とから構成される。ＳＩＷ３１は、基板３２と、金属層３４と、基板３２の下面に形成された金属層３５（第２の金属層）と、ＳＩＷ３１の信号伝搬方向に沿って２列に並ぶように基板３２中に周期的に配置され、金属層３４と金属層３５とを電気的に接続する複数のＴＳＶ３６とから構成される。なお、図８の例では、信号線路３３および金属層３４の上面を覆うように上部クラッド３７を記載しているが、上部クラッド３７は本発明の必須の構成要件ではない。

本実施例では、ＳＩＷ３１の上側の金属層３４を、ＣＰＷ３０のグランド導体として使用している。したがって、ＣＰＷ３０の中心の信号線路３３と左右に配置される金属層３４との間には間隙が存在する。そのため、ＣＰＷ３０の信号伝搬方向とＳＩＷ３１の信号伝搬方向とが交差する場合には間隙を介してＳＩＷ３１の伝搬モードとＣＰＷ３０の伝搬モードの結合が生じ、ＣＰＷ３０とＳＩＷ３１間のアイソレーションが劣化する。すなわち、ＳＩＷ３１の伝搬モードから見たとき、ＣＰＷ３０の信号線路３３と金属層３４とに間隙が存在することは、ＳＩＷ３１の上面を形成する金属層に間隙が生じ、電気的な不連続点が発生することに相当する。このため、間隙からＳＩＷ３１に閉じ込められていた電磁波が漏れ出し、アイソレーションが劣化する。

そこで、本実施例では、図９、図１０（Ａ）に示すように、ＣＰＷ３０の信号線路３３の左右に配置される金属層３４同士を同電位にするためのエアブリッジ３８（第３の金属層）を、ＣＰＷ３０の伝搬モードが伝搬する方向（信号伝搬方向）に沿って基板３２中に十分な密度で配置する。金属からなるエアブリッジ３８は、基板３２中に形成されるビア３９によって左右の金属層３４と電気的に接続される。エアブリッジ３８を設けることにより、信号線路３３と金属層３４との間隙によって生じていた電気的な不連続が解消されるため、ＳＩＷ３１とＣＰＷ３０間のアイソレーションを確保することができる。

なお、ＣＰＷ３０の信号伝搬方向に沿った複数のエアブリッジ３８の配置間隔は、ＳＩＷ３１を伝搬する伝搬モードの伝送線路内波長の４分の１よりも小さい値に設定すればよい。こうすることにより、ＳＩＷ３１から見たときに、ＳＩＷ３１の上面の金属層がほぼ隙間なく形成されているように見える。

本実施例の有効性を示すために、図８〜図１０に示す計算モデルにおいてＣＰＷ３０とＳＩＷ３１間のアイソレーションの計算を行った。ここでは、金属層３４，３５および信号線路３３の導電率を２×１０⁷Ｓ／ｍ、金属層３４，３５の厚さを０．７μｍ、信号線路３３の厚さを２．４μｍとした。また、基板３２の誘電率を１２．４、基板３２の厚さを５０μｍ、ＴＳＶ３６の直径を４０μｍ、ＴＳＶ３６の信号伝搬方向の間隔を５０μｍ、ＳＩＷ３１の信号伝搬方向と直交する方向の幅を１８０μｍとした。ＣＰＷ３０の特性インピーダンスは５０Ωとした。このような設計パラメータによって決まるＳＩＷ３１の伝搬モードの伝送線路内波長は３００ＧＨｚにおいて３６０μｍと計算される。そこで、ＣＰＷ３０の信号伝搬方向に沿ったエアブリッジ３８の間隔を、３６０μｍの４分の１波長である９０μｍよりも十分に小さい８μｍとした。また、ＳＩＷ３１の信号伝搬方向に沿った長さを４８０μｍとし、ＣＰＷ３０の信号伝搬方向に沿った長さを３３０μｍとした。

図８〜図１０に示した計算モデルにおいて、ＳＩＷ３１とＣＰＷ３０間のアイソレーション（電力通過特性）を計算した結果を図１１に示す。本実施例では、図８に示すようにＳＩＷ３１の一端をポート１、ＳＩＷ３１の他端をポート２、信号線路３３の一端をポート３、信号線路３３の他端をポート４として、ポート１からポート４への電力通過特性を計算している。本実施例のアイソレーションは３０ｄＢ以上で、良好なアイソレーションが確保されていることが判る。本実施例では、ＣＰＷ同士を交差させた場合の図３１と比較して、１５ｄＢ程度のアイソレーションの改善効果が得られていることが判る。

次に、ＣＰＷ３０の信号伝搬方向とＳＩＷ３１の信号伝搬方向の交差角度が０°の場合について説明する。図１２は本実施例に係る集積回路の別の構成を示す斜視図、図１３（Ａ）は図１２の集積回路のＡ−Ａ線断面図、図１３（Ｂ）は図１２の集積回路のＢ−Ｂ線断面図であり、図８〜図１０と同様の構成には同一の符号を付してある。図１２、図１３に示した計算モデルにおいて、ＳＩＷ３１とＣＰＷ３０間のアイソレーション（ＳＩＷ３１のポート１からＣＰＷ３０のポート４への電力通過特性）を計算した結果を図１４に示す。材料の導電率、誘電率、厚さ、長さ、幅、特性インピーダンス等の設計パラメータは図８〜図１０の構成と同一の値に設定した。

図１４から判るように、交差角度が９０°の場合と比較してＳＩＷ３１とＣＰＷ３０間のアイソレーションは低下するが、それでもアイソレーションは２０ｄＢ確保できている。このように、本実施例では、大きなアイソレーションを確保することができる。

本実施例では、エアブリッジ３８（第３の金属層）を基板３２中に形成したが、これに限るものではなく、信号線路３３上の空中に形成するようにしてもよい。エアブリッジ３８を信号線路３３上に形成する場合の図１０（Ａ）に対応する断面図を図１５（Ａ）に示し、図１３（Ａ）に対応する断面図を図１５（Ｂ）に示す。

［第３の実施例］
次に、本発明の第３の実施例について説明する。本実施例では、ＳＩＷの上層に受動機能回路を配置した例を説明する。第１、第２の実施例で述べたように、本発明を利用することにより、第２の伝送線路（ＴＦＭＳ線路またはＣＰＷ）と、第２の伝送線路の下層に配置される第１の伝送線路（ＳＩＷ）とは、第２の伝送線路と第１の伝送線路の交差角度がいかなる値であっても、大きなアイソレーションを確保することができる。

そこで、信号の分岐や合波、曲げといった複雑な機能・形状を有する受動機能回路と、ＳＩＷとを積層することが可能となる。ここでは、受動機能回路として、図１６に示すようなブランチラインカプラ４０を採用した場合について説明する。ブランチラインカプラ４０は、図１６に示すように、４つの４分の１波長線路４１（第２の伝送線路）を梯子状に配置して組み合わせ、各々の線路４１の特性インピーダンスを適切に設定したものである。

これにより、ブランチラインカプラ４０は、ポート１に入力された信号を、ポート２およびポート３に等電力分配出力し、かつ、ポート２およびポート３に出力する信号の位相差を９０°（もしくは２７０°）とすることができる。このブランチラインカプラ４０は、バランスアンプやバランス変調器、イメージリジェクションミキサ等の、等分配かつ９０°位相差がついた信号を用いる回路によく適用される受動機能回路である。

本実施例の効果を説明するために、まず、ブランチラインカプラ単体での設計例を示し、次にブランチラインカプラとＴＦＭＳ線路とを交差させた場合の特性劣化を示し、さらにブランチラインカプラとＳＩＷとを積層した本実施例の場合の特性について説明する。

図１７に、ブランチラインカプラ単体での計算モデルを示す。ここでは、ブランチラインカプラ４０の４つの４分の１波長線路４１としてＴＦＭＳ線路を用いた。ブランチラインカプラ４０の設計中心波長は３１０ＧＨｚとした。第１の実施例と同様に、ＴＦＭＳ線路は、誘電体と、誘電体の上面に形成された金属からなる信号線路４３と、誘電体の下面（基板４２の上面）に形成されたグランド導体となる金属層４４とから構成される。なお、図１７では、信号線路４３と金属層４４との間に形成される誘電体の記載を省略している。金属層４４および信号線路４３の導電率を２×１０⁷Ｓ／ｍ、誘電体の誘電率を２．７としている。また、誘電体の厚さを５．５μｍとした。

図１７に示した計算モデルにおいて、ポート１からポート２への電力分配特性（振幅特性）およびポート１からポート４への電力分配特性（振幅特性）を計算した結果を図１８に示し、入力信号と出力信号の位相差（ポート１とポート４の位相差）を計算した結果を図１９に示す。ここでは、図１７に示すようにブランチラインカプラ４０の４端子をポート１〜ポート４として電力分配特性および位相特性を計算している。図１８の１７０は図１７のポート１からポート２への電力分配特性を示し、１７１はポート１からポート４への電力分配特性を示している。

図１８、図１９によると、３１０ＧＨｚにおいて電力は等分配、入力信号と出力信号の位相差は２７０°となっており、図１７に示したブランチラインカプラ４０は９０°ハイブリッド回路として動作していることが判る。また、２８０〜３２０ＧＨｚにおいて、電力分配誤差は±０．５ｄＢ以下、位相差は２７０°±５°以下である。

図１７に示したブランチラインカプラ４０の対向する２つの４分の１波長線路４１に、図２０に示すように、ＴＦＭＳ線路を交差させた場合の計算モデルを考える。ＴＦＭＳ線路５０は、誘電体と、誘電体の上面に形成された金属からなる信号線路５１と、誘電体の下面（基板４２の上面）に形成された金属層４４とから構成される。図１７の場合と同様に、図２０では、信号線路５１と金属層４４との間に形成される誘電体の記載を省略している。ＴＦＭＳ線路５０の特性インピーダンスは５０Ωである。ブランチラインカプラ４０の信号線路４３によって分断される信号線路５１を繋ぐために、図２８の場合と同様に、誘電体中に信号線金属層５２が形成されている。

ここでは、信号線路４３と信号線路５１の交差部分の交差容量が可能な限り小さくなるようにレイアウトしており、平行平板モデルで計算される交差容量は僅か０．１３ｆＦである。このような僅かな容量でも、３００ＧＨｚ帯のような極めて高い周波数帯では無視することができないため、ブランチラインカプラ４０の回路特性に大きな影響を及ぼす。

図２０に示した計算モデルにおいて、ポート３からポート４への電力分配特性（振幅特性）およびポート３からポート６への電力分配特性（振幅特性）を計算した結果を図２１に示し、入力信号と出力信号の位相差（ポート３とポート６の位相差）を計算した結果を図２２に示す。図２１の２１０は図２０のポート３からポート４への電力分配特性を示し、２１１はポート３からポート６への電力分配特性を示している。

図１８と比較して、ブランチラインカプラ４０の電力分配特性は大幅に変化し、中心周波数である３１０ＧＨｚでの分配誤差が２．４ｄＢと非常に大きくなってしまっていることが判る。また、２８０〜３４０ＧＨｚにわたって分配誤差は１．２ｄＢ以上と、等分配特性が全く得られなくなっていることも判る。さらに、入力信号と出力信号の位相差を図１９と比較すれば、分配出力の位相差は２８０〜３４０ＧＨｚにわたって１１°以上と、位相特性も大幅に劣化していることが判る。図２１、図２２の結果は、３００ＧＨｚ帯のような極めて周波数の高い領域では、非常に僅かな線路間の交差容量によって特性が容易に劣化してしまい、回路素子間のアイソレーション確保が非常に困難であることを示している。

最後に、本発明を適用した計算例を示す。図２３は本実施例に係る集積回路の構成を示す斜視図、図２４（Ａ）は図２３の集積回路のＡ−Ａ線断面図、図２４（Ｂ）は図２３の集積回路のＢ−Ｂ線断面図である。なお、図２３では、後述する金属層４７の上に形成される誘電体４６の記載を省略している。

ブランチラインカプラ４０ａを構成する４つの４分の１波長線路４１（第２の伝送線路）は、それぞれ誘電体４６と、誘電体４６の上面に形成された金属からなる信号線路４３と、誘電体４６の下面（後述する基板４８の上面）に形成されたグランド導体となる金属層４７（第１の金属層）とから構成される。ＳＩＷ４５は、金属層４７と、誘電体または半導体からなる基板４８と、基板４８の下面に形成された金属層４９（第２の金属層）と、ＳＩＷ４５の信号伝搬方向に沿って２列に並ぶように基板４８中に周期的に配置され、金属層４７と金属層４９とを電気的に接続する複数のＴＳＶ５３とから構成される。なお、図２３の例では、ブランチラインカプラ４０ａの上面を覆うように上部クラッド５４を記載しているが、上部クラッド５４は本発明の必須の構成要件ではない。

金属層４７，４９および信号線路４３の導電率を２×１０⁷Ｓ／ｍ、誘電体４６の誘電率を２．７としている。また、誘電体４６の厚さを５．５μｍとした。また、基板４８の誘電率を１２．４、基板４８の厚さを５０μｍ、ＴＳＶ５３の直径を４０μｍ、ＴＳＶ５３の信号伝搬方向の間隔を５０μｍ、ＳＩＷ４５の信号伝搬方向と直交する方向の幅を１８０μｍとした。

図２３、図２４に示した計算モデルにおいて、ポート３からポート４への電力分配特性（振幅特性）およびポート３からポート６への電力分配特性（振幅特性）を計算した結果を図２５に示し、入力信号と出力信号の位相差（ポート３とポート６の位相差）を計算した結果を図２６に示す。本実施例では、図２３に示すように、ＳＩＷ４５の一端をポート１、ＳＩＷ４５の他端をポート２、ブランチラインカプラ４０ａの４端子をポート３〜ポート６として電力分配特性および位相特性を計算している。図２５の２４０は図２３のポート３からポート４への電力分配特性を示し、２４１はポート３からポート６への電力分配特性を示している。なお、ブランチラインカプラ４０ａの特性の分析方法は、例えば文献「J.Reed，G.J.Wheeler，“A Method of Analysis of Symmetrical Four-Port Networks”，IRE Transactions on Microwave Theory and Techniques，Volume:4，Issue:4，October 1956」に開示されている。

ブランチラインカプラ４０ａの電力分配特性、位相特性共に、図１８、図１９とほぼ同じ良好な特性が得られていることが判る。２８０〜３２０ＧＨｚにおいて、電力分配誤差は±０．５ｄＢ以下、位相差は２７０°±５°以下である。本実施例によれば、図２０に示した構成と比較して、大幅に特性の改善が得られていることが判る。

また、ＳＩＷ４５のポート１からポート２への通過特性の計算結果を図２７に示す。図２７によれば、２８０〜３４０ＧＨｚにおいて通過損失０．８ｄＢ以下と、非常に良好な特性が得られていることが判る。ＳＩＷ４５の通過特性が良好な理由は、ＳＩＷ４５の上部に配置されるブランチラインカプラ４０ａがＳＩＷ４５から見て遮蔽されているために、ブランチラインカプラ４０ａがＳＩＷ４５を伝搬する電磁波の伝搬モードの障害になり得ないためである。

このように、カプラのような、複数の伝送線路の分岐部および合流部を含む回路素子の直下にＳＩＷがあるにも関わらず、ＳＩＷがカプラの特性にほとんど影響を与えない理由は、第１、第２の実施例で説明したように、本発明では、ＳＩＷと他の伝送線路の交差角度がいかなる角度であっても、ＳＩＷと他の伝送線路間のアイソレーションを高く確保できるためである。

なお、上記では、本発明の有効性を説明するためにＳＩＷおよびＴＦＭＳ線路の寸法を指定して計算を行った結果を説明したが、本発明の効果は上記の発明の原理で述べたようにＳＩＷが静電遮蔽構造を有することにより得られるものである。したがって、上記以外の設計パラメータを用いて計算しても、同様の改善結果が得られることは明白である。

本発明を用いれば、信号の高周波化に伴って回路間のアイソレーションが劣化するという課題を解決することができる。従来は、高周波化に伴って４分の１波長線路等が小型化するにもかかわらず、アイソレーションを確保するために回路間の距離を大きくとる必要があり、結果として高周波化しても集積回路を小型化できないという問題があった。本発明は、この問題を解決することができるため、従来よりも集積回路を小型化できるという効果を有する。回路の小型化によって量産時の生産効率が向上するため、本発明は、集積回路のコストを削減することができる。

［第４の実施例］
本発明の第４の実施例として、ＳＩＷの上層に、トランジスタ等の能動素子、および抵抗、容量、インダクタ等の受動素子のうち少なくとも一方の素子を含む回路を配置した例を説明する。第１〜第３の実施例で説明したように、本発明では、複雑な回路構成を有する受動機能回路の特性を劣化させることなくＳＩＷとの積層構造を実現することが可能である。この議論は、受動機能回路に、トランジスタ等の能動素子、および抵抗、容量、インダクタ等の受動素子を含めても全く同様に成り立つ。すなわち、基板上に形成した回路の間の接続に上記の第２の伝送線路（マイクロストリップ線路またはＣＰＷ）が使用されていれば、本発明を適用可能である。本発明を適用することにより、アンプやミキサ、発振器といった回路同士を接続して集積回路を構成する際に、それらの機能回路を接続する伝送線路に往々にして発生する交差部分による特性劣化を改善することができる。

また、従来技術においては伝送線路の交差による特性劣化を避けるために、交差を避けるように伝送線路を長く引き回して配置することがあり、これによって伝送線路の損失が増大し、集積回路の特性が劣化するという問題があった。また、集積回路そのもののサイズも大きくなってしまうという問題があった。本発明を用いることによって伝送線路間のアイソレーションを容易に確保したまま伝送線路の交差を実現することができるため、伝送線路のレイアウトの自由度を向上させることができ、集積回路の特性改善および小型化を実現することができる。

本発明は、高周波電気信号を扱う回路技術に適用することができる。

１０…第２の伝送線路、１１…第１の伝送線路、１２，２５，３２，４８…基板、１３，２３，３３，４３…信号線路、１４，２４，２６，３４，３５，４７，４９…金属層、１５，２７，３６，５３…基板貫通ビア、２０…薄膜マイクロストリップ線路、２１，３１，４５…基板集積導波管、２２，４６…誘電体、２８，３７，５４…上部クラッド３０…コプレーナ線路、３８…エアブリッジ、３９…ビア、４０ａ…ブランチラインカプラ、４１…４分の１波長線路。

Claims

基板に形成された基板集積導波管と、
前記基板集積導波管と重なるように前記基板に形成されたコプレーナ線路とを備え、
前記基板集積導波管は、
前記基板の第１の面に形成された第１の金属層と、
前記第１の面の反対側の、前記基板の第２の面に形成された第２の金属層と、
電磁波の伝搬方向に沿って２列に並ぶように前記基板に周期的に形成され、前記第１の金属層と前記第２の金属層とを接続する複数の基板貫通ビアとから構成され、
前記コプレーナ線路は、
前記基板の第１の面の、前記第１の金属層で囲まれた領域に形成された信号線路と、
グランド導体となる前記第１の金属層とから構成され、
前記コプレーナ線路の信号伝搬方向に沿って前記信号線路の両外側の位置に形成された前記第１の金属層を接続するように、前記基板中もしくは前記信号線路の上に周期的に形成された複数の第３の金属層をさらに備え、
前記コプレーナ線路の信号伝搬方向に沿った前記第３の金属層の間隔は、前記基板集積導波管を伝搬する電磁波の伝送線路内波長の４分の１よりも小さい値に設定されていることを特徴とする集積回路。
請求項１記載の集積回路において、
前記基板集積導波管と重なるように前記基板に形成された、能動素子および受動素子のうち少なくとも一方の素子をさらに備え、
前記コプレーナ線路の少なくとも一部は、前記素子によって構成される回路の間を接続することを特徴とする集積回路。