JP6907916B2

JP6907916B2 - 高周波回路

Info

Publication number: JP6907916B2
Application number: JP2017239419A
Authority: JP
Inventors: 裕史濱田; 照男徐; 秀之野坂
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2017-12-14
Filing date: 2017-12-14
Publication date: 2021-07-21
Anticipated expiration: 2037-12-14
Also published as: JP2019106663A

Description

本発明は、高周波回路に関し、特に基板集積導波管を接続する技術に関する。

従来より、ミリ波帯／ＴＨｚ波帯高周波回路（ＭｏｎｏｌｉｔｈｉｃＭｉｃｒｏｗａｖｅＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ：以下、「ＭＭＩＣ」という。）を用いて高周波装置や部品の小型化が行われている。ＭＭＩＣをパッケージングする際には、一般に、Ｋコネクタ、Ｖコネクタ、あるいは導波管等の高周波インターフェースからＭＭＩＣまで電気信号を伝搬させるために、ＭＭＩＣとは別の高周波回路基板が必要となる（非特許文献１参照）。

このような高周波回路基板は、一般に「ＲＦ内装基板」と呼称される。ＲＦ内装基板には、誘電損失が少ないアルミナや石英等の基板材料が用いられ、基板上に形成されたマイクロストリップ線路やコプレーナ線路等の高周波線路がＭＭＩＣとインターフェースとの間の電気信号の伝送線路として機能する。

また、従来より、ＭＭＩＣ上のＲＦ線路とＲＦ内装基板上のＲＦ線路とは、ボンディングワイヤを用いて接続されている。

しかし、ＴＨｚ波帯では、信号の波長が極めて短いため、接続部分に用いられているボンディングワイヤによるインピーダンスの変化の影響が無視できなくなってくる。そのため、周波数が３００［ＧＨｚ］以上のＴＨｚ波帯では、ＭＭＩＣとＲＦ内装基板との接続部分での接続損失が非常に大きくなってしまう問題があった。

以下、従来のボンディングワイヤによってＭＭＩＣとＲＦ内装基板とが接続された高周波回路の接続損失について説明する。図１２は、接続損失の計算に用いた従来のボンディングワイヤを有する高周波回路２０の斜視図である。

図１２に示すように、従来の高周波回路２０は、ＭＭＩＣ側の基板２００と、ＲＦ内装基板側の基板２１０と、それぞれの基板上に配設された高周波線路であるマイクロストリップ線路２０１、２１１とを有する。また、基板２００、２１０の下面には裏面グランド２２０が配設されている。

ＭＭＩＣ側の基板２００の基板材料としては、ＴＨｚ波帯でよく用いられる化合物半導体のＩｎＰを仮定し、ＲＦ内装基板側の基板２１０の基板材料としては、ＲＦ内装基板としてよく用いられるアルミナを仮定した。

なお、それぞれの基板２００、２１０の誘電損失は、簡単のために０とし、基板２００、２１０ともにその厚さは５０［μｍ］とした。また、それぞれのマイクロストリップ線路２０１、２１１の特性インピーダンスが５０［Ω］になるように線路幅Ｗｌを設定している。

また、ＭＭＩＣ側の基板２００、ＲＦ内装基板側の基板２１０ともにマイクロストリップ線路２０１、２１１の電磁波伝搬方向の長さは１［ｍｍ］とし、その厚さは５［μｍ］とした。なお、ボンディングワイヤ２３０は、簡単のために、一辺が２５［μｍ］の正方形を断面とする直方体とし、それぞれのマイクロストリップ線路２０１、２１１とボンディングワイヤ２３０との重なり部分の長さＬも２５［μｍ］とした。さらに、マイクロストリップ線路２０１、２１１、ボンディングワイヤ２３０を形成する金属は、すべて理想導体とした。

また、一般にはＭＭＩＣ側の基板２００とＲＦ内装基板である基板２１０とを距離ゼロで配置することはできず、両者の間には有限の長さを持つギャップが生じる場合がある。ここでは、基板２００、２１０間のギャップの効果を考慮した場合の従来の高周波回路２０における接続損失について説明する。

図１３は、図１２に示した従来の高周波回路２０における、ギャップ長Ｌ_gapをパラメータとしたときの、ＭＭＩＣ側の基板２００のマイクロストリップ線路２０１左端からＲＦ内装基板側の基板２１０に含まれるマイクロストリップ線路２１１右端までの通過特性Ｓ₂₁を示す図である。なお、ＴＨｚ波帯を考慮し、計算周波数は２００−４００［ＧＨｚ］とした。

図１３に示すように、ギャップ長Ｌ_gapが大きくなるにつれて、通過特性が劣化することがわかる。基板２００、２１０間にギャップが存在する場合には、ボンディングワイヤ２３０は、等価的には、ボンディングワイヤ２３０を信号線、裏面グランド２２０をグランド線とするマイクロストリップ線路を形成する。

このボンディングワイヤ２３０と裏面グランド２２０とで形成されるマイクロストリップ線路は、信号線とグランド線との間が比誘電率１の空気で占められているため、その特性インピーダンスは一般的には１００［Ω］以上と、きわめて大きくなる。ＴＨｚ波帯では、伝搬する電磁波の波長が小さいため、ギャップ部分に設けられたボンディングワイヤ２３０の大きな特性インピーダンスによって反射を生じ、通過特性が劣化する。

図１３に示すように、ギャップ長Ｌ_gapが５０［μｍ］の場合には、電磁波の周波数が３００［ＧＨｚ］のときに３［ｄＢ］もの通過損失が生じていることがわかる。前述したように、計算モデルに用いられている金属は理想導体を仮定しており、また、誘電体の誘電損失は０としているため、この損失は、すべてボンディングワイヤ２３０を用いた接続部分に由来する損失である。

また、図１３に示すように、ギャップ長Ｌ_gapが０でも電磁波の周波数が３００［ＧＨｚ］の場合に通過損失が１．５［ｄＢ］程度生じていることがわかる。この損失についても同様に、ボンディングワイヤ２３０でのインピーダンス不整合に起因する接続損失である。

より詳細には、ギャップ長Ｌ_gapが０の場合であっても、ボンディングワイヤ２３０とマイクロストリップ線路２０１、２１１の重なり部には厚さ２５［μｍ］のボンディングワイヤ２３０が存在している。これは、マイクロストリップ線路２０１、２１１にボンディングワイヤ２３０の重なり分の容量が装荷されているのと等価であるため、この容量によってインピーダンスの不整合が発生する。

上述したように、従来のボンディングワイヤを用いたＭＭＩＣとＲＦ内装基板との接続構造を有する高周波回路では、その接続部分でのインピーダンス変化に伴い、大きな接続損失が発生する。

なお、図１２および図１３の説明では、簡単のために、マイクロストリップ線路を用いたが、コプレーナ線路同士を接続する場合には、信号線だけでなくグランド線にもワイヤを必要とするため、接続部でのインピーダンス変化はより顕著になり、接続損失はより大きくなる。

Ｄ．Ｄｅｓｌａｎｄｅｓ，ｅｔａｌ，"Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐａｎｄｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒｗａｖｅｇｕｉｄｅｉｎｐｌａｎａｒｆｏｒｍ"，ＩＥＥＥＭｉｃｒｏｗ．Ｗｉｒｅｌ．Ｃｏ．２００１．Ｖｏｌ．１１

本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、基板間の接続損失を抑制する高周波回路を提供することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明に係る高周波回路は、第１の基板集積導波管が形成された第１の基板と、第２の基板集積導波管が形成された第２の基板と、前記第１の基板集積導波管と前記第２の基板集積導波管とを接続する金属部材と、を備え、前記第１の基板と前記第２の基板とは、前記第１の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向と、前記第２の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向とが一致するように配置され、前記金属部材は、前記第１の基板の第１の面に形成されて前記第１の基板集積導波管を構成する金属層と、前記第２の基板の第１の面に形成されて前記第２の基板集積導波管を構成する金属層とにまたがって配設され、前記金属部材は、直方体形状に形成された接続ブロックであり、前記接続ブロックの幅は、前記第１の基板集積導波管の幅または前記第２の基板集積導波管の幅に一致し、前記接続ブロックの幅、前記第１の基板集積導波管の幅、および前記第２の基板集積導波管の幅は、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第１の基板および前記第２の基板に平行な方向の長さであることを特徴とする。

また、本発明に係る高周波回路において、前記接続ブロックの前記第１の基板側の幅は、前記第１の基板集積導波管の幅に一致し、前記接続ブロックの前記第２の基板側の幅は、前記第２の基板集積導波管の幅に一致し、前記接続ブロックの幅、前記第１の基板集積導波管の幅、および前記第２の基板集積導波管の幅は、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第１の基板および前記第２の基板に平行な方向の長さであってもよい。

また、本発明に係る高周波回路において、前記第１の基板と前記第２の基板との間に設けられた一対のスペーサをさらに備え、前記一対のスペーサのそれぞれは、前記接続ブロックを挟んで配設されていてもよい。

また、本発明に係る高周波回路は、第１の基板集積導波管が形成された第１の基板と、第２の基板集積導波管が形成された第２の基板と、前記第１の基板集積導波管と前記第２の基板集積導波管とを接続する金属部材と、を備え、前記第１の基板と前記第２の基板とは、前記第１の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向と、前記第２の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向とが一致するように配置され、前記金属部材は、前記第１の基板の第１の面に形成されて前記第１の基板集積導波管を構成する金属層と、前記第２の基板の第１の面に形成されて前記第２の基板集積導波管を構成する金属層とにまたがって配設され、前記金属部材は複数の接続ワイヤであり、前記複数の接続ワイヤは、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第１の基板および前記第２の基板に平行な方向に配設され、前記複数の接続ワイヤは、前記第１の基板集積導波管の幅または前記第２の基板集積導波管の幅にわたって配設されていることを特徴とする。

本発明によれば、第１の基板の第１の面に形成され第１の基板集積導波管を構成する金属層と、第２の基板の第１の面に形成された第２の基板集積導波管を構成する金属層とにまたがって金属部材が配設されるので、基板間の接続損失を抑制することができる。

図１は、本発明の第１の実施の形態係る高周波回路の斜視図である。図２は、本発明の第１の実施の形態に係る高周波回路の平面図である。図３は、本発明の第１の実施の形態の効果を説明するために用いられた高周波回路の斜視図である。図４は、本発明の第１の実施の形態の効果を説明するために用いられた高周波回路の平面図である。図５は、本発明の第１の実施の形態の効果を説明する図である。図６は、本発明の第２の実施の形態に係る高周波回路の平面図である。図７は、本発明の第３の実施の形態に係る高周波回路の斜視図である。図８は、本発明の第３の実施の形態に係る高周波回路の平面図である。図９は、本発明の第３の実施の形態の効果を説明する図である。図１０は、本発明の第４の実施の形態に係る高周波回路の斜視図である。図１１は、本発明の第４の実施の形態の効果を説明する図である。図１２は、従来のボンディングワイヤを用いた高周波回路の斜視図である。図１３は、従来のボンディングワイヤを用いた高周波回路における接続損失の説明図である。

以下、本発明の好適な実施の形態について、図１から図１１を参照して詳細に説明する。各図について共通する構成要素には、同一の符号が付されている。

［発明の概要］
本発明の高周波回路１は、２つの基板１００、１１０が接続される構成を有する。高周波回路１は、基板１００、１１０間で電磁波を伝送する。高周波回路１の基板１００、１１０には、よく知られた基板集積導波管（ＳＩＷ：ＳｕｂｓｔｒａｔｅＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＷａｖｅｇｕｉｄｅ）（非特許文献１参照。）が形成される。高周波回路１は、基板１００、１１０のそれぞれに形成された基板集積導波管を接続する接続ブロック１２０（金属部材）を有する。

基板集積導波管（以下、「ＳＩＷ」という。）とは、基板に基板貫通ビア（以下、「ＴＳＶ」という。）を稠密に形成することで、基板内に形成された導波管モードを伝搬可能とする伝送路である。

ＳＩＷは、基板１００、１１０それぞれの上面および下面に形成された金属層（図１の表面グランド１０２、１１２、および裏面グランド１３０）により電磁波の上下方向（基板１００、１１０の上面と下面の方向）の閉じ込めを行い、ＴＳＶ１０１、１１１により電磁波の横方向（電磁波の伝搬方向に垂直な、基板１００、１１０の側面方向）の閉じ込めを行うことで、基板１００、１１０内に導波管モードを形成することを可能としている。

基板１００、１１０に設けられたＴＳＶ１０１、１１１によってそれぞれ形成されるＳＩＷ（第１の基板集積導波管、第２の基板集積導波管）を互いに接続するために、本発明に係る高周波回路１では、基板１００、１１０をまたいで接続ブロック１２０が配設される。

［第１の実施の形態］
図１は、第１の実施の形態に係る高周波回路１の斜視図である。また、図２は、第１の実施の形態に係る高周波回路１の平面図である。
本実施の形態に係る高周波回路１は、ＴＳＶ１０１、１１１がそれぞれ形成された２つの基板１００、１１０と、基板１００、１１０の各上面（第１の面）に配設された表面グランド１０２、１１２（金属層）と、接続ブロック１２０と、裏面グランド１３０とを備える。

基板１００は、ＭＭＩＣ基板であり、ＩｎＰなどの化合物半導体により形成される。基板１００の下面には、金属材料で形成される裏面グランド１３０が形成されている。

ＴＳＶ１０１は、基板１００上に集積回路プロセスを用いて形成され、導波管様の伝送線路であるＳＩＷを形成する。ＴＳＶ１０１は、電磁波の伝搬方向に垂直、かつ、基板１００に水平な方向に配置間隔Ｗ₁をもって２列に稠密に形成される。配置間隔Ｗ₁は、基板１００に形成されるＳＩＷの幅を規定する。また、ＳＩＷにおいて電磁波を伝搬させるために、ＴＳＶ１０１の電磁波の伝搬方向の配置間隔ｓ₁は、扱う電磁波の波長より小さい値にする必要がある。すなわち、ＴＳＶ１０１の配置間隔ｓ₁は、ＳＩＷを伝搬する伝搬モードの伝送線路内波長の１／４以下の値に設定される。

表面グランド１０２は、金属などの導電性を有する材料で形成され、基板１００の上面にＴＳＶ１０１を覆うように配設される。表面グランド１０２は、例えば、金、アルミなどによって形成される。なお、表面グランド１０２は、基板１００の上面全体を覆うように形成されていてもよい。

基板１１０は、ＲＦ内装基板であり、アルミナや石英など誘電体により形成される。基板１１０の下面には、基板１００と共通の裏面グランド１３０が形成されている。

ＴＳＶ１１１は、基板１１０上に集積回路プロセスを用いて形成され、ＴＳＶ１０１と同様に基板１１０にＳＩＷを形成する。本実施の形態では、ＴＳＶ１１１の電磁波伝搬方向に垂直な方向の配置間隔Ｗ₂は、基板１００におけるＳＩＷの幅（ＴＳＶ１０１の配置間隔Ｗ₁）よりも狭く形成されている。なお、ＴＳＶ１１１の電磁波伝搬方向の配置間隔ｓ₂についても、ＴＳＶ１０１の配置間隔ｓ₁と同様に伝送線路内波長の１／４以下の値に設定される。

表面グランド１１２は、金属など導電性を有する材料で形成され、基板１１０の上面にＴＳＶ１１１を覆うように配設される。表面グランド１１２は、例えば、金、アルミなどによって形成される。なお、表面グランド１１２は、基板１１０の上面全体を覆うように形成されていてもよい。

上記のような構成を有する、ＭＭＩＣ側の基板１００とＲＦ内装基板の基板１１０とは、電磁波の伝搬方向が一致するように配置される。より詳細には、図１および図２に示すように、基板１００に形成されたＳＩＷの幅方向に平行な基板１００の端面と、基板１１０に形成されたＳＩＷの幅方向に平行な基板１１０の端面とが互いに対向して配置される。また、以下において基板１００、１１０が互いに対向して配置されている部分を、「接続部分」という。

接続ブロック１２０は、直方体形状に形成され、所定の幅Ｗｂと任意の高さｈを有する。接続ブロック１２０は、例えば、金メッキなどが施された導電性を有する材料で形成され、表皮の抵抗が十分に小さいものが用いられる。なお接続ブロック１２０の幅Ｗｂは、電磁波の伝搬方向に垂直、かつ、基板１００、１１０に平行な方向の長さであり、高さｈは、基板１００、１１０の水平方向に垂直な方向の長さである。

接続ブロック１２０の幅Ｗｂは、接続ブロック１２０と裏面グランド１３０との間に挟まれて伝搬するＳＩＷの特性インピーダンスを規定する。そのため、接続ブロック１２０の幅ＷｂをＳＩＷの幅（配置間隔Ｗ₁、Ｗ₂）に対応した幅Ｗｂとすることによって、基板１００、１１０間のＳＩＷ接続部分での特性インピーダンスの変化を小さく抑えることができる。

例えば、接続される基板１００、１１０のうち、ＳＩＷの幅がより大きい方の幅、すなわち基板１１０のＳＩＷの幅（配置間隔Ｗ₂）に一致するように接続ブロック１２０の幅Ｗｂを設定してもよい。

また、例えば、接続ブロック１２０の幅Ｗｂは、図２に示すように、基板１００のＴＳＶ１０１の内側エッジ間の幅Ｗ₁’から基板１１０のＴＳＶ１１１の内側エッジ間の幅Ｗ₂’の範囲の長さとしてもよい。このような幅Ｗｂを接続ブロック１２０に用いることで、より小さい寸法の接続ブロック１２０で、基板１００、１１０に形成されたＳＩＷの伝搬モードを接続することが可能となる。

なお、接続ブロック１２０の電磁波の伝搬方向の長さは、それぞれの基板１００、１１０に形成されたＳＩＷを互いに接続することができる長さを有すればよい。

接続ブロック１２０は、基板１００、１１０のそれぞれに形成されたＳＩＷの電磁波の伝搬方向が一致するように配置された基板１００、１１０をまたがって配設されている。より詳細には、接続ブロック１２０は、基板１００、１１０間の接続部分の基板上面に形成されてそれぞれのＳＩＷを構成する表面グランド１０２、１１２にまたがって配設されている。

接続ブロック１２０は、表面グランド１０２、１１２のそれぞれと、例えば、銀ペーストなとの導電性接着剤によって導通接触される。

上記のような構成を有する接続ブロック１２０を、基板１００、１１０間の接続部分に配設することで、接続部分において、上面メタルを接続ブロック１２０、下面メタルを裏面グランド１３０とするＳＩＷが形成される。

したがって、基板１００、１１０それぞれに形成されたＳＩＷの特性インピーダンスをあらかじめ一致させておけば、原理的に接続損失無く、基板１００側のＳＩＷを伝搬するＳＩＷモードを基板１１０側のＳＩＷモードに結合させることが可能となる。

なお、ＳＩＷでは伝搬モードが基板１００、１１０内に閉じ込められているため、ファラデー効果によって、接続ブロック１２０の上面側の物体の影響は遮断される。そのため、接続ブロック１２０の厚みｈはＳＩＷを伝搬するモードからは感じられず、接続ブロック１２０の厚みｈを任意の値にとることができる。実際には、設計に応じて所望の厚みｈを選択すればよい。

次に、図５に上述した構成を有する高周波回路１についての通過特性Ｓ₂₁の計算結果を示す。なお、通過特性Ｓ₂₁の計算では、図３および図４に示すように、基板１００、１１０間に所定のギャップ長Ｌ_gapを有する構成にて計算が行われた。

また、基板１００にはＩｎＰを、基板１１０にはアルミナを仮定した。基板１００、１１０の厚さは５０［μｍ］とした。基板１００、１１０それぞれのＳＩＷの幅（配置間隔Ｗ₁、Ｗ₂）は、特性インピーダンスが５０［Ω］となるように設定されている。

また、高周波回路１に含まれるすべての金属は理想導体とした。基板１００、１１０それぞれのＳＩＷの電磁波の伝搬方向におけるＴＳＶ１０１、１１１の配置間隔ｓ₁、ｓ₂は、伝送線路内波長の１／４よりも小さい値に設定し、電磁波閉じ込めが十分強くなる値とした。

図５に、ギャップ長Ｌ_gapをパラメータとする通過特性Ｓ₂₁の計算値を示す。ギャップ長Ｌ_gapが０の場合には、２００−４００［ＧＨｚ］にわたって、その損失が０．２［ｄＢ］以下となっていることがわかる。このわずかな損失は、実際にはＳＩＷが基板１００、１１０の端まで形成できないことを考慮して、基板１００、１１０の接続部分の端面から５０［μｍ］だけ基板内側方向に入った位置にＳＩＷの端面を設定したことに起因する。

基板１００、１１０の接続部分では接続ブロック１２０と裏面グランド１３０とからなる電磁波の伝搬方向に長さ５０［μｍ］＋５０［μｍ］＝１００［μｍ］を有するＳＩＷが形成されることになる。そのため、基板１００、１１０の接続部分における電磁波の伝搬方向のＴＳＶ１０１とＴＳＶ１１１との間隔が１００［μｍ］以上となり、ＳＩＷ外部にわずかに電磁波が漏洩してしまう。この漏洩分の損失が上記の０．２［ｄＢ］である。

前述したように、マイクロストリップ線路を用いた従来のボンディングワイヤ２３０を有する高周波回路２０の通過特性Ｓ₂₁の計算結果（図１３）では、ギャップ長Ｌ_gapが０の場合でも損失が１．５［ｄＢ］程度あった。このことから、本実施の形態に係る高周波回路１では、接続損失が大幅に改善されていることがわかる。

また、図５に示すように、本実施の形態に係る高周波回路１では、ギャップ長Ｌ_gapが５０［μｍ］の場合においても、周波数３００［ＧＨｚ］での損失が１［ｄＢ］以下であり、従来の高周波回路２０に比べて接続損失が大きく改善されていることがわかる。

なお、基板１００、１１０間にギャップが有限長存在する場合に、電磁波の周波数が高くなるほど接続損失が大きくなる現象が見られるが、これは、次のように説明することができる。

ギャップ長Ｌ_gapが大きくなると、ギャップが形成されている部分にはＴＳＶ１０１、１１１による電磁波の横方向（ギャップの長手方向）の閉じ込めが存在しないため、電磁波はギャップから横方向に漏洩する。電磁波の漏洩の度合いは、一般的なＳＩＷ同様、ギャップの前後にあるＴＳＶ１０１とＴＳＶ１１１との電磁波の伝搬方向における配置間隔が伝送線路内波長に比べてどれほど狭いかで決まる。

ＳＩＷを伝搬する電磁波の伝送線路内波長の１／４よりもギャップ長Ｌ_gapが大きくなると、電磁波の漏洩がより大きくなる。したがって、電磁波の周波数が高くなるほどＳＩＷを伝搬する伝送線路内波長は小さい。そのため、ギャップ長Ｌ_gapを固定した場合、扱う電磁波の周波数が高くなるほど漏洩による損失が大きくなる。

以上説明したように、第１の実施の形態によれば、高周波回路１は、ＭＭＩＣの基板１００と、ＲＦ内装基板である基板１１０との接続部分に、基板１００、１１０それぞれに形成されたＳＩＷの幅（ＴＳＶ１０１、１１１の配置間隔Ｗ₁、Ｗ₂）に一致する幅Ｗｂを有する接続ブロック１２０が配設されるので、基板１００、１１０間の接続損失を抑えることができる。

また、第１の実施の形態に係る高周波回路１は、基板１００、１１０に形成されたＳＩＷを利用する。ＳＩＷの幅は、マイクロストリップ線路の幅に比べて広いため、実装に用いる接続ブロック１２０の実装トレランスが軽減され、実装コストもボンディングワイヤを用いた従来の接続構造に比べて低減される。

また、第１の実施の形態に係る高周波回路１は、ＭＭＩＣの外部において、ＲＦ内装基板に形成されたＳＩＷを用いたフィルタなどを実装する場合に適用してもよい。これにより、ＭＭＩＣとＲＦ内装基板のＳＩＷを用いるフィルタとの接続損失を抑制することができる。

［変形例］
次に、第１の実施の形態の変形例について説明する。第１の実施の形態では、ＩｎＰなどにより形成された基板１００上のＭＭＩＣと、アルミナなどにより形成された基板１１０とを電気的に接続する場合について説明した。これに対して、第１の実施の形態の変形例では、ＭＭＩＣとＲＦ内装基板との接続ではなく、ＲＦ内装基板同士の接続を行う。

通常、ＭＭＩＣを実装する際には、ＭＭＩＣとコネクタ、導波管等のインターフェースとの間に多数のＲＦ内装基板を接続することが多く、単一のＲＦ内装基板を用いることは少ない。

例えば、ＲＦ内装基板同士の接続に従来のボンディングワイヤを用いた場合には、図１３で説明したように、一接続当たりに大きな接続損失が生ずる。そこで、多数のＲＦ内装基板同士の接続に、第１の実施の形態に係る高周波回路１の接続構造を適用することで、一接続あたりの接続損失が大きく減少するため、全体としての接続損失を大幅に減少できる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。なお、以下の説明では、上述した第１の実施の形態と同じ構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。

第１の実施の形態では、基板１００、１１０間の接続部分に配設される接続ブロック１２０の幅Ｗｂが、基板１００、１１０のそれぞれに形成されるＳＩＷの幅（ＴＳＶ１０１、１１１の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の配置間隔Ｗ₁、Ｗ₂）に対応した幅Ｗｂである場合について説明した。これに対して、第２の実施の形態では、基板１００側と基板１１０側とで幅の異なる接続ブロック１２０ａ、１２０ｂを用いる。

より詳細には、図６に示すように、基板１００の上面には、基板１００に形成されたＳＩＷの幅、すなわちＴＳＶ１０１の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の配置間隔Ｗ₁に一致する幅を有する接続ブロック１２０ａが配設されている。また、基板１１０の上面には、基板１１０に形成されたＳＩＷの幅、すなわちＴＳＶ１１１の電磁波伝搬方向に垂直な方向の配置間隔Ｗ₂に一致する幅を有する接続ブロック１２０ｂが配設されている。

基板１００側の接続ブロック１２０ａと基板１１０側の接続ブロック１２０ｂは、基板１００、１１０の接続部分において接続されている。なお、接続ブロック１２０ａ、１２０ｂは一体的に形成されていてもよく、別々に形成されていてもよい。

基板１００側の接続ブロック１２０ａと基板１１０側の接続ブロック１２０ｂの幅をそれぞれの基板１００、１１０に形成されたＳＩＷの幅に一致させることで、接続ブロック１２０ａ、１２０ｂを伝搬するＳＩＷモードと基板１００、１１０のそれぞれを伝搬するＳＩＷモードとの特性インピーダンスの不整合をなくすことができる。そのため、接続損失がより抑制された高周波回路１ａが実現される。

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。なお、以下の説明では、上述した第１および第２の実施の形態と同じ構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。

第３の実施の形態では、図７および図８に示すように、基板１００、１１０の接続部分に形成されるギャップにスペーサ１２１が配設される。スペーサ１２１は、例えば、基板１００、１１０間のギャップ長Ｌ_gapに対応する長さＷｓを有し、接続ブロック１２０の高さｈと一致するような基板１００、１１０に垂直な方向の高さを有する一対の直方体のブロック形状に形成される。

スペーサ１２１のそれぞれは、基板１００、１１０間のギャップを埋めるように、接続ブロック１２０を挟んで配置される。なお、図８に示すように、接続ブロック１２０が配設されている基板１００、１１０の接続部分において、接続ブロック１２０の底面と裏面グランド１３０との間には空間が形成されている。また、スペーサ１２１は、接続ブロック１２０と同じ材料で形成されていてもよい。

本実施の形態に係る高周波回路１ｂの通過特性Ｓ₂₁の計算結果を図９に示す。通過特性の計算においては、ギャップ長Ｌ_gapが５０［μｍ］のギャップにスペーサ１２１が配設された高周波回路１ｂを仮定した。なお、計算における他の条件は、図５で説明した第１の実施の形態に係る高周波回路１の通過特性Ｓ₂₁の計算と同じ条件を用いた。

図９に示すように、電磁波の周波数が３００−４００［ＧＨｚ］の範囲において、本実施の形態に係る高周波回路１ｂの接続損失は０．８［ｄＢ］以下に抑えられている。

第１の実施の形態に係るスペーサ１２１を有さない高周波回路１の通過特性Ｓ₂₁の計算結果（図５、ギャップ長Ｌ_gap＝５０［μｍ］の通過特性Ｓ₂₁）と比較して、本実施の形態に係るスペーサ１２１を有する高周波回路１ｂの通過特性Ｓ₂₁はさらに改善されていることがわかる。

以上説明したように、第３の実施の形態に係る高周波回路１ｂによれば、基板１００、１１０の接続部に形成されたギャップにスペーサ１２１を配置するので、ギャップの横方向（ギャップの長手方向）への電磁波の漏洩を防ぐことができる。そのため、高周波回路１ｂにおける接続損失をより効果的に抑制することができる。

［第４の実施の形態］
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。なお、以下の説明では、上述した第１から第３の実施の形態と同じ構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。

第１から第３の実施の形態では、基板１００、１１０の接続部分に接続ブロック１２０を用いる場合について説明した。これに対し、本実施の形態では、接続ブロック１２０の代わりに、複数の接続ワイヤ１２２を用いる。

図１０は、第４の実施の形態に係る高周波回路１ｃの斜視図である。図１０に示すように、複数の接続ワイヤ１２２の両端は、基板１００、１１０が互いに対向している方向の、基板１００、１１０の上面に配設された表面グランド１０２と表面グランド１１２とにそれぞれ接続される。接続ワイヤ１２２によって、基板１００、１１０それぞれに形成されたＳＩＷが接続される。

より詳細には、複数の接続ワイヤ１２２は、電磁波の伝搬方向に垂直、かつ、基板１００、１１０に平行な方向に配設され、基板１００、１１０それぞれに形成されたＳＩＷの幅（ＴＳＶ１０１、１１１の配置間隔Ｗ₁、Ｗ₂）にわたって稠密に配設されている。接続ワイヤ１２２同士の間隔ｓ₃は、電磁波の自由空間波長の１／４より小さくなるようにすれば、等価的に、第１から第３の実施の形態に係る接続ブロック１２０と同等の効果、すなわち接続損失の抑制が可能となる。

なお、複数の接続ワイヤ１２２が配設される基板１００、１１０上のＳＩＷの幅は、例えば、ＳＩＷの幅がより広い、基板１１０が有するＴＳＶ１１１の配置間隔Ｗ₂に合わせてもよい。

また、接続ワイヤ１２２は、Ａｕなどの材料で形成され、太さａは、例えば、２５［μｍ］のボンディングワイヤを用いればよい。電磁波の伝搬方向における接続ワイヤ１２２の長さは、基板１００、１１０にそれぞれ形成されたＳＩＷを接続するのに十分な長さがあればよい。

図１１は、本実施の形態に係る複数の接続ワイヤ１２２が配設された高周波回路１ｃの通過特性Ｓ₂₁の計算結果を説明する図である。通過特性の計算では、基板１００、１１０間のギャップ長Ｌ_gapを５０［μｍ］とし、接続ワイヤ１２２が３本配設された場合および５本配設された場合のそれぞれについて計算を行った。

なお、計算において、接続ワイヤ１２２の太さａは２５［μｍ］とし、接続ワイヤ１２２の間隔ｓ₃は等間隔とした。その他の計算の条件は、第１の実施の形態で説明した図５の通過特性Ｓ₂₁の計算と同じ条件を用いている。図１１に示すように、接続ワイヤ１２２を５本用いた場合の高周波回路１ｃにおいて、電磁波の周波数が３００［ＧＨｚ］での接続損失は、１．５［ｄＢ］以下となっている。

図１３で説明した従来の高周波回路２０では、電磁波の周波数が３００［ＧＨｚ］の場合の接続損失が３［ｄＢ］程度である。このことから、本実施の形態に係る接続ワイヤ１２２を用いた高周波回路１ｃは接続ワイヤ１２２の本数が３本の場合、５本の場合ともに接続損失が大きく改善されていることがわかる。

以上説明したように、第４の実施の形態によれば、複数の接続ワイヤ１２２が、基板１００、１１０に形成されたＳＩＷの幅にわたって、電磁波の自由空間波長の１／４より小さい間隔ｓ₃で基板１００、１１０の接続部分に配設されるので、基板１００、１１０間の接続損失を抑制することができる。

本実施の形態に係る高周波回路１ｃは、特に、第１から第３の実施の形態で用いた接続ブロック１２０を設計上用いることが困難な場合などに有効である。

以上、本発明の高周波回路における実施の形態について説明したが、本発明は説明した実施の形態に限定されるものではなく、請求項に記載した発明の範囲において当業者が想定し得る各種の変形を行うことが可能である。

１、１ａ、１ｂ、１ｃ、２０…高周波回路、１００、１１０、２００、２１０…基板、１０１、１１１…ＴＳＶ、１０２、１１２…表面グランド、１２０、１２０ａ、１２０ｂ…接続ブロック、１２１…スペーサ、１２２…接続ワイヤ、１３０、２２０…裏面グランド、２０１、２１１…マイクロストリップ線路、２３０…ボンディングワイヤ。

Claims

第１の基板集積導波管が形成された第１の基板と、
第２の基板集積導波管が形成された第２の基板と、
前記第１の基板集積導波管と前記第２の基板集積導波管とを接続する金属部材と、
を備え、
前記第１の基板と前記第２の基板とは、前記第１の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向と、前記第２の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向とが一致するように配置され、
前記金属部材は、前記第１の基板の第１の面に形成されて前記第１の基板集積導波管を構成する金属層と、前記第２の基板の第１の面に形成されて前記第２の基板集積導波管を構成する金属層とにまたがって配設され、
前記金属部材は、直方体形状に形成された接続ブロックであり、
前記接続ブロックの幅は、前記第１の基板集積導波管の幅または前記第２の基板集積導波管の幅に一致し、
前記接続ブロックの幅、前記第１の基板集積導波管の幅、および前記第２の基板集積導波管の幅は、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第１の基板および前記第２の基板に平行な方向の長さである
ことを特徴とする高周波回路。
請求項１に記載の高周波回路において、
前記接続ブロックの前記第１の基板側の幅は、前記第１の基板集積導波管の幅に一致し、
前記接続ブロックの前記第２の基板側の幅は、前記第２の基板集積導波管の幅に一致し、
前記接続ブロックの幅、前記第１の基板集積導波管の幅、および前記第２の基板集積導波管の幅は、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第１の基板および前記第２の基板に平行な方向の長さであることを特徴とする高周波回路。
請求項１または請求項２に記載の高周波回路において、
前記第１の基板と前記第２の基板との間に設けられた一対のスペーサをさらに備え、
前記一対のスペーサのそれぞれは、前記接続ブロックを挟んで配設されている
ことを特徴とする高周波回路。
第１の基板集積導波管が形成された第１の基板と、
第２の基板集積導波管が形成された第２の基板と、
前記第１の基板集積導波管と前記第２の基板集積導波管とを接続する金属部材と、
を備え、
前記第１の基板と前記第２の基板とは、前記第１の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向と、前記第２の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向とが一致するように配置され、
前記金属部材は、前記第１の基板の第１の面に形成されて前記第１の基板集積導波管を構成する金属層と、前記第２の基板の第１の面に形成されて前記第２の基板集積導波管を構成する金属層とにまたがって配設され、
前記金属部材は複数の接続ワイヤであり、
前記複数の接続ワイヤは、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第１の基板および前記第２の基板に平行な方向に配設され、
前記複数の接続ワイヤは、前記第１の基板集積導波管の幅または前記第２の基板集積導波管の幅にわたって配設されている
ことを特徴とする高周波回路。